KR101711948B1 - Ｍｍｃ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치 - Google Patents

Ｍｍｃ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 HVDC 시스템 및 STATCOM과 연계되는 MMC 컨버터의 서브모듈(sub-module)에 전원공급을 제어하도록 하는 서브모듈용 전원제어장치에 관한 것이다.
본 발명에 따른 전원제어장치는, MMC 컨버터의 P-N 모선의 입력전압을 상대적으로 낮은 저전압으로 변환하여 출력하는 하프브릿지회로부; 상기 하프브릿지회로부에서 출력된 저전압의 출력전압(1차측)을 2차측으로 전달하는 트랜스포머; 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압을 변환하는 DC/DC 컨버터; 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압의 크기에 대응하는 기준신호를 출력하는 포토커플러; 상기 포토커플러의 기준신호에 따라 상기 하프브릿지 회로부 내의 상기 스위치에 대한 스위칭을 제어하는 PWM 제어부; 및 상기 PWM 제어부로 초기 기동전압을 공급하는 기동회로부; 를 포함하고, 상기 PWM 제어부는 초기에 상기 기동회로부로부터 공급된 기동전압에 의해 기동되어 상기 포토커플러로부터 수신된 상기 기준신호에 따라 상기 스위치의 스위칭을 제어하고 상기 스위칭에 따라 상기 트랜스포머의 2차측에 출력되는 출력전압을 동작전압으로 입력받아 동작한다.

Description

ＭＭＣ 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치{POWER CONTROL DEVICE FOR SUB-MODULE OF MMC CONVERTER}
본 발명은 전원제어장치에 관한 것으로서, 특히 고전전 직류송전(HVDC)시스템 및 정지형 동기보상기(STATCOM)과 연계된 모듈러 멀티레벨 컨버터(MMC:Modular Multilevel Converter)의 서브모듈(sub-module)에 안정적인 전원공급을 제어하도록 하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치에 관한 것이다.
일반적으로, 초고압 직류송전(HVDC:High Voltage Direct Current) 시스템에서는 발전소에서 생산되는 교류전력을 직류로 변환시켜 송전하고 수전단에서 교류로 재변환하여 부하에 전력을 공급하도록 한다. 이러한 HVDC 시스템은 전압승압을 통하여 효율적이고 경제적인 전력전송이 가능하고 이종계통 연계, 장거리 고효율 송전 등의 장점을 갖는다. 또한, 정지형 동기 보상기(STATCOM:Static Synchronous Compensator)은 FACTS(Flexible AC Transmission System) 기기 중 하나의 부류로 전력계통에 연결되어 전력전송 용량을 증대시키고 기존 설비의 이용률을 극대화하기 위해 사용되는 전력전자 기반의 보상기기를 말한다. 이러한 STATCOM 시스템은 전압형 전력반도체를 사용하여 계통을 병렬로 보상함으로써 전압을 일정하게 유지시켜 계통을 안정화시키는 장점을 갖는다.
HVDC 또는 STATCOM 시스템에는 MMC 컨버터가 연계될 수 있다. 이러한 MMC 컨버터에는 다수의 서브모듈(sub-module)이 직렬로 연결된다. MMC 컨버터에서 서브모듈은 매우 중요한 구성요소 중 하나이다. 따라서 다양한 환경에서도 서브모듈이 정상적으로 동작하도록 하기 위해 서브모듈에 안정적인 전원을 공급하는 것이 요구된다. 또한, MMC 컨버터에서 서브모듈은 전압을 변환하고 전력전송을 위한 전류의 통로가 된다. 이러한 서브모듈의 동작시 발생하는 손실은 서브모듈의 효율적인 동작에 악영향을 미치므로 이를 최소화하기 위한 노력이 계속되고 있다.
도 1에는 MMC 컨버터의 등가회로도이고, 도 2는 종래의 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 회로도이다. 주지된 바와 같이 MMC 컨버터는 1개 이상의 상모듈(phase module)(1)로 구성되고 각 상모듈(1)은 다수의 서브모듈(10)이 직렬로 연결된다. 또한, 각 상모듈(1)은 직류전압측을 정(+) 및 부(-)의 직류전압 모선 P 및 N에 각각 접속시킨다. 이들 직류전압 P-N 모선의 사이에는 고전압의 직류전압이 존재한다. 각각의 서브모듈(10)은 두 개의 접속단자(X1,X2)가 형성된다.
종래에 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치(20)는 서브모듈의 동작에 필요한 전원을 공급하기 위해 P-N 모선의 고전압(약 2~3㎸)을 저전압(약 300~400V)로 변환하도록 한다. 이때, HVDC 시스템의 특성상 고신뢰성을 유지하기 위해 저항(R)과 제너다이오드(Z)의 결합을 사용한다. 예컨대, P-N 모선 사이에 직렬로 연결된 다수의 저항(R1~R3) 중 특정 저항(R1,R2)을 활용하여 전류를 제한시키고 제너다이오드(Z)를 이용하여 저전압으로 변환하도록 한다.
하지만, 이러한 종래의 전원제어장치(20)는 전류제한을 위한 저항(R1,R2)에 발열로 인한 손실이 발생하는 문제점이 있고 이러한 발열은 소자의 신뢰성에 매우 밀접한 관련이 있어 전원제어장치 전체의 동작에 악영향을 미칠 수 있다. 이에, 발열을 방지하기 위한 방열판을 별도로 취부해야 하는 번거로움이 있다.
또한, HVDC 시스템과 연계되는 MMC 컨버터의 서브모듈은 입력전압이 매우 넓은 범위(0~3㎸)의 전압을 수용하게 되며, 이를 조합하여 MMC 컨버터를 구동시켜야 하므로 일반적으로 800V 이하에서 서브모듈의 전원이 모두 정상적으로 공급되어야 한다. 이러한 사유로 800V 영역에서 제어전원의 출력을 정상적으로 이루어지도록 전류제한 저항(R1,R2)을 선정하고 입력전압을 3㎸까지 올리게 되면 저항(R1,R2)에 큰 전류가 흐르게 되며, 이로 인해 손실이 증가되고 발열을 일으키는 원인이 된다.
이와 동시에 증가된 대부분의 전류가 제너다이오드(Z)로 유입되어 제어다이오드(Z)의 높은 발열을 유발하여 신뢰성에 매우 큰 영향을 미치게 된다. 그 이유는 일반적으로 R3의 선로저항값보다 제너다이오드(Z)의 저항값이 상대적으로 적기 때문이다.
전류제한용 저항(R1,R2)의 경우 방열판을 이용하여 방열이 원활히 이루어질 수 있지만, 제너다이오드(Z)의 경우는 방열판 등을 취부하는 것이 부피확장 등의 이유로 어려움이 발생하는 문제점이 있다.
따라서 해당 기술분야에서는 HVDC 시스템과 연계되는 MMC 컨버터의 서브모듈에서 추가적인 소자의 설치 없이 전류제한 저항에 손실을 최소화하도록 하면서 안정적인 전원제어가 가능하도록 하는 전원제어장치의 기술개발이 요구되고 있다.
본 발명은 HVDC 및 STATCOM과 연계되는 MMC 컨버터에서 고전압을 저전압으로 변환하여 MMC 컨버터의 서브모듈에 공급할 때 내부의 소자에 발열을 방지하고 손실을 최소화하도록 하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치는,
1개 이상의 상모듈(phase module)을 포함하는 모듈러 멀티레벨 컨버터(MMC)에서 상기 상모듈을 구성하는 다수의 서브모듈(submodule)의 동작을 위한 전원공급을 제어하기 위한 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치에 있어서, 다수의 스위치를 스위칭하여 MMC 컨버터의 P-N 모선의 입력전압을 상대적으로 낮은 저전압으로 변환하여 출력하는 하프브릿지 회로부; 상기 하프브릿지 회로부의 상기 스위치의 스위칭을 통해 출력되는 저전압의 출력전압(1차측)을 2차측으로 전달하는 트랜스포머; 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압을 변환하는 DC/DC 컨버터; 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압의 크기에 대응하는 기준신호를 출력하는 포토커플러; 상기 포토커플러의 기준신호에 따라 상기 하프브릿지 회로부 내의 상기 스위치에 대한 스위칭을 제어하는 PWM 제어부; 및 상기 PWM 제어부로 초기 기동전압을 공급하는 기동회로부; 를 포함하고, 상기 기동회로부는 상기 입력전압에 의한 전류를 도통 및 차단하는 B접점 스위치와, 상기 B접점 스위치에 직렬로 연결되어 전류의 크기를 제한하는 저항와, 상기 저항에 직렬로 연결되어 기설정된 전압보다 큰 전압이 걸리면 상기 전류를 도통시키는 전압강하 다이오드와, 상기 전압강하 다이오드에 직렬로 연결되어 상기 PWM 제어부로 일정한 전압이 인가되도록 하는 제너다이오드를 포함하며, 상기 B접점 스위치는 초기에 단락상태를 유지하고 상기 트랜스포머의 2차측에 출력되는 전압에 의해 개방되고, 상기 전압강하 다이오드는 상기 P-N 모선의 입력전압이 기설정된 PWM 제어부의 기동전압보다 작으면 전류를 차단하고 크면 전류를 상기 PWM 제어부로 도통시키며, 상기 PWM 제어부는 상기 기동회로부로부터 공급된 기동전압에 의해 기동되어 상기 포토커플러로부터 수신된 상기 기준신호에 따라 상기 스위치의 스위칭을 제어하고 상기 스위칭에 따라 상기 트랜스포머의 2차측에 출력되는 출력전압을 동작전압으로 입력받아 동작한다.
본 발명에서, 상기 입력전압은 0V부터 기설정된 최대전압(Vmax)까지 증가한다.
본 발명에서, 상기 기동회로부는 초기에 상기 입력전압이 증가하여 상기 PWM 제어부의 기설정된 기동전압에 도달하면 상기 PWM 제어부로 상기 기동전압을 제공하고 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압이 기설정된 전압으로 정상 출력되면 상기 2차측 출력전압을 제공받아 상기 PWM제어부로의 전원공급을 차단한다.
삭제
본 발명에서, 상기 B접점 스위치는 상기 입력전압이 상기 기설정된 기동전압에 도달하기 전까지는 단락(short) 상태를 유지하고, 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압이 인가되면 개방(open) 상태로 전환된다.
삭제
본 발명에서, 상기 PWM제어부는 상기 2차측 출력전압 및 출력전류를 이용하여 상기 스위치의 스위칭 듀티비(duty ratio)를 연산하고 상기 연산된 스위칭 듀티비에 따라 상기 스위치의 스위칭 펄스폭을 가변한다.
본 발명에 의하면 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치 내부의 각종 소자에서 발생하는 손실을 최소화할 수 있고, 발열을 방지하므로 방열판 등과 같은 별도의 장치를 취부할 필요가 없다.
또한, 본 발명에 의하면 종래의 전원제어장치가 800V에서 제어전원을 출력할 수 있는데 반해, 500~700V에서도 제어전원을 출력할 수 있다.
또한, 본 발명에 의하면 분압저항과 제너다이오드를 이용한 종래의 전원제어장치보다 훨씬 높은 효율을 유지할 수 있다.
도 1은 일반적인 MMC 컨버터의 등가회로도,
도 2는 종래의 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 회로도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 구성도,
도 4 내지 도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 전원제어장치(100)의 동작에 따른 전류흐름의 예시도.
이하, 본 발명의 일부 실시 예들을 예시적인 도면을 통해 상세히 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명의 실시 예를 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 실시 예에 대한 이해를 방해한다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 실시 예의 구성요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 접속될 수 있지만, 각 구성요소 사이에 또 다른 구성요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 회로도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치(100)는 1개 이상의 상모듈(phase module)을 포함하는 MMC 컨버터에 적용된다. 구체적으로, MMC 컨버터의 상모듈을 구성하는 다수의 서브모듈에 전원을 공급한다. 이를 위하여 본 발명의 전원제어장치(100)는 각 상모듈이 접속된 정(+) 및 부(-)의 P 모선과 N 모선 사이에 걸리는 고전압을 입력받아 서브모듈의 동작에 필요한 저전압으로 변환하여 공급하도록 한다. 이러한 MMC 컨버터는 HVDC 시스템 및 STATCOM에 연계된다.
본 발명의 실시 예에 따른 전원제어장치(100)는 하프브릿지회로부(110), 트랜스포머(120), DC/DC컨버터(130), 포토커플러(140), PWM제어부(150) 및 기동회로부(160)를 포함하여 구성된다.
하프브릿지회로부(110)는 MMC 컨버터의 P-N 모선의 입력전압을 공급받아 상대적으로 낮은 1/2의 전압크기에서 스위칭할 수 있다. 하프브릿지회로부(110)는 P-N 모선 간에 연결된 제1커패시터(111)와, 제1커패시터(111)에 직렬로 연결된 제2커패시터(112)를 포함하고 상기 제1 및 제2 커패시터(111,112)의 직렬연결에 병렬로 연결된 제1스위치(113) 및 제2스위치(114)의 직렬연결을 포함한다. 상기 제1,2커패시터(111,112)의 중성점과 제1,2스위치(113,114)의 중성점은 트랜스포머(120)의 1차측에 각각 연결되며 제1,2스위치(113,114)의 스위칭에 따라 각 중성점에서의 전압이 1차측으로 입력된다. 이들 제1,2스위치(113,114)의 스위칭은 후술하는 PWM제어부(150)에 의해 제어된다. 본 발명의 하프브릿지회로부(110)는 바람직하게는 P-N 모선의 입력전압을 제공받아 그 입력전압의 1/2로 변환하여 출력한다.
트랜스포머(120)는 하프브릿지회로부(110)로부터 출력된 1차측 전압을 2차측으로 전달한다. 이러한 2차측 출력전압은 트랜스포머(120)의 내부 권선비에 의해 결정된다. 바람직하게는 1차측 전압보다 더 낮은 저전압으로 출력된다.
DC/DC컨버터(130)는 트랜스포머(120)의 2차측 출력전압을 서브모듈에 필요한 전압으로 변환한다. 이로써 서브모듈에 공급되는 전압은 P-N 모선의 고전압의 입력전압을 하프브릿지회로부(110)에서 저전압으로 변환한 후 트랜스포머(120)를 통해 더 낮은 저전압으로 변환되는 것이다.
포토커플러(140)는 트랜스포머(120)의 2차측에서 출력되는 전압을 검출한다. 이러한 포토커플러(140)는 트랜스포머(120)의 1차측과 2차측이 전기적으로 절연되어 있으므로 트랜스포머(120)의 2차측의 출력전압에 의한 전류가 발광부로 공급되어 빛을 발광하고 이에 대하여 수광부에서는 발광부로부터의 빛을 수광하여 2차측 전압에 대응하는 기준신호를 출력한다. 이와 같이 포토커플러(140)는 2차측 출력전압에 대응하는 기준신호를 후술하는 PWM제어부(150)로 제공한다. 이로써, PWM제어부(150)는 해당 기준신호를 이용하여 하프브릿지 회로부(110)를 동작시킨다.
PWM제어부(150)는 하프브릿지 회로부(110)의 스위치(113,114)의 스위칭을 제어한다. 이때, PWM제어부(150)는 포토커플러(140)로부터 제공된 2차측 출력전압에 대응하는 기준신호를 이용하여 다수의 스위치(113,114)에 대한 온(on)/오프(off)의 듀티비(duty ratio)를 연산하고 그 연산된 스위칭 듀티비에 따라 스위치(113,114)의 스위칭 펄스폭을 가변하도록 한다. 특히, 본 실시 예에서 PWM제어부(150)는 초기에 후술하는 기동회로부(160)로부터 공급된 기동전압에 의해 기동되고, 이에 따라 PWM제어부(150)는 하프브릿지 회로부(110)의 제1 및 제2 스위치(113,114)의 스위칭을 제어한다. 이러한 스위칭에 따라 하프브릿지 회로부(110)를 통해 입력전압의 1/2만큼의 전압이 트랜스포머(120)의 1차측으로 공급되며 2차측에 상대적으로 낮은 저전압이 출력된다. 이때, 이러한 트랜스포머(120)의 2차측에서 출력되는 저전압을 동작전압으로 공급받는다. 이와 같이, PWM제어부(150)는 초기에 기동할 때는 기동회로부(160)로부터 기동전압을 공급받고, 기동된 이후에 트랜스포머(120)의 2차측에 전압이 입력되면 그 입력된 2차측 출력전압을 동작전원으로 사용하는 것이다. 이때, PWM제어부(150)는 트랜스포머(120)의 2차측 출력전압을 동작전원으로 사용하기 위해서는 바람직하게는 2차측 출력전압이 기설정된 전압으로 정상 출력되어야 한다. 즉, 동작전원으로 사용하기 위해서는 일정한 크기 이상의 전압이 필요한데 2차측 출력전압이 그 설정된 전압 크기 이상으로 정상적으로 출력되는 경우에 그 2차측 출력전압을 PWM제어부(150)의 동작전원으로 사용하는 것이다.
기동회로부(160)는 PWM제어부(150)에 초기 기동전압을 제공한다. 특히, 본 실시 예에서 기동회로부(160)는 입력전압이 OV부터 증가하여 PWM제어부(150)의 기동전압에 도달하기 전까지는 PWM제어부(150)로 기동전압을 공급하지 않으며, 입력전압이 더 증가하여 기동전압에 도달하면 PWM제어부(150)로 기동전압을 공급하여 PWM제어부(150)가 기동하도록 한다. 이러한 PWM제어부(150)의 기동은 본 발명에 따른 전원제어장치(100)의 기동에 해당된다.
이러한 기동회로부(160)는 B접점 스위치(161), 저항(162), 전압강하 다이오드(163) 및 제너다이오드(164)를 포함하여 구성된다.
B접점 스위치(131)는 MMC 컨버터의 P-N 모선의 입력전압에 의해 발생한 전류의 흐름을 제어한다. 즉, B접점 스위치(131)는 초기상태가 닫힌(close)된 상태이므로 선로는 단락(short)이 형성되어 전류를 도통시킨다. 이후 트랜스포머(120)의 2차측 출력전압이 인가되면 개방(open)된 상태가 되어 전류흐름을 차단한다.
저항(162)는 B접점 스위치(161)에 직렬로 연결되어 B접점 스위치(161)를 통해 흐르는 전류의 크기를 제한한다.
전압강하 다이오드(163)은 저항(162)에 직렬로 연결되어 기설정된 전압보다 큰 전압이 걸리면 전류를 도통시킨다. 즉, 전압강하 다이오드(163)는 입력전압이 기설정된 PWM제어부(150)의 기동전압보다 작은 경우에는 전류를 차단하고 기동전압보다 큰 경우에만 전류를 도통시킨다. 이러한 전압강하 다이오드(163)는 예컨대 과도전압억제(TVS:Transient Voltage Suppressor) 다이오드를 포함할 수 있다.
제너다이오드(164)는 전압강하 다이오드(163)에 직렬로 연결되며 전압강하 다이오드(163)를 통해 흐르는 전류에 의해 발생된 클램핑 전압을 PWM제어부(150)로 공급한다. 이러한 제너다이오드(164)는 PWM제어부(150)에 일정한 전압이 인가되도록 하기 위한 것이다.
이와 같이, 본 발명에 따른 기동회로부(160)는 초기에 B접점 스위치(161)가 닫힌(close) 상태이므로 선로는 단락(short)이 형성되어 전류를 도통시킨다. 이때, P-N 모선의 입력전압은 0V부터 기설정된 최대전압(Vmax)까지 증가하게 되는데 0V부터 증가하여 PWM제어부(150)의 기동전압에 도달하기 전까지는 B접점 스위치(161)를 통해 흐르는 전류는 전압강하 다이오드(163)에 의해 차단된다. 즉, 상기한 바와 같이, 전압강하 다이오드(163)는 입력전압이 기동전압 이상인 경우에만 전류를 도통시킨다. 이후에, 입력전압이 계속 증가하여 PWM제어부(150)의 기동전압에 도달하게 되면 전압강하 다이오드(163)가 전류를 도통시켜 제너다이오드(164)의 양단에 클램핑 전압이 인가되고, 이러한 클램핑 전압은 PWM제어부(150)로 인가된다. 이와 같이 인가되는 전압이 바로 PWM제어부(150)의 기동전압이 되는 것이다.
이하에서, 도 4 내지 도 7을 참조하며 본 발명의 실시 예에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치의 동작을 상세하게 설명한다. 도 4 내지 도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 전원제어장치(100)의 동작에 따른 전류흐름의 예시도이다.
도 4의 일례에 도시된 바와 같이, P-N 모선의 입력전압이 0V부터 증가하기 시작한다. 초기에 기동회로부(160)의 B접점 스위치(161)는 단락(shot)된 상태이므로 이러한 입력전압에 의한 전류가 B접점 스위치(161)를 통해 저항(162)를 거쳐 전압강하 다이오드(163)으로 흐르게 된다. 하지만, 전압강하 다이오드(163)는 기설정되 전압 이상이 걸리는 경우에만 전류가 도통하므로, 본 실시 예에서는 전원제어장치(100)의 기동, 즉 PWM제어부(150)의 기동을 위한 기동전압 이상에서만 전류가 도통하는 것으로 설정합으로써 입력전압이 기동전압보다 낮은 저전압 영역에서는 전압강하 다이오드(163)가 전류를 도통하지 않는다. 이로써 도 5에서는 제너다이오드(164)로 전류가 흐르지 않으므로 제너다이오드(164)의 양단의 전압은 0(zero) 전압이 되어 PWM제어부(150)로는 아무런 전압이 인가되지 않는다. 이 경우에는 전원제어장치(100)가 기동하지 않는다. 즉, 입력전압이 0V부터 증가하여 기설정된 기동전압압에 도달하기 전에는 PWM제어부(150)가 기동하지 않으므로 전원제어장치(100)가 기동하지 않는 것이다. 따라서, PWM제어부(150)에 0(zero)전압이 인가되어 하프브릿지회로부(110)의 스위치도 동작시키지 않으므로 트랜스포머(120)의 2차측에도 전압이 출력되지 않는다.
도 5의 일례를 참조하면, 입력전압이 계속 증가하여 PWM제어부(150)을 기동하기 위한 기동전압에 도달하게 되면 전압강하 다이오드(163)은 전류를 도통시키므로 B접점 스위치(161) 및 저항(162)를 통과한 전류는 제너다이오드(164)로 인가되고 제너다이오드(164)의 클램핑 전압이 PWM제어부(1150)에 기동전압으로 인가된다. 이와 같이 PWM제어부(150)에 기동전압이 인가되면 PWM제어부(150)는 하프브릿지 회로부(110)의 스위치(113,114)를 스위칭한다.
도 6의 일례에서는 하프브릿지 회로부(110)의 스위치(113,114)가 동작하면 전류는 전류가 트랜스포머(120)로 흐르게 된다. 이로써 트랜스포머(120)의 1차측에는 하프브릿지 회로부(110)의 출력전압이 인가되고 이는 다시 트랜스포머(120)의 2차측으로 전달된다. 트랜스포머(120)의 2차측에는 권선비에 의해 변환된 전압이 출력된다. 이러한 2차측 출력전압은 DC/DC컨버터(130), PWM제어부(150) 및 기동회로부(160)로 각각 제공된다. 이때, PWM제어부(150)로 공급된 2차측 출력전압은 PWM제어부(150)의 동작전원으로 사용되며, 기동회로부(160)로 공급된 2차측 출력전압에 의해 B접점 스위치(161)가 동작하여 개방(open)으로 전환된다.
도 7의 일례에서는 B접점 스위치(161)가 개방(open)된 상태에서의 전류흐름을 도시한다. B접점 스위치(161)가 개방된 상태에서는 전류가 B접점 스위치(161)에서 차단되기 때문에 PWM제어부(180)로는 더 이상 전압이 인가되지 않으며, 트랜스포머(120)의 2차측 출력전압만이 PWM제어부(150)에 동작전압으로 공급된다. 이에 따라 PWM제어부(150)는 이러한 동작전압을 이용하여 전원제어장치(100)를 동작시키도록 한다. 따라서, 기동회로부(160)는 PWM제어부(150)로 기동전압을 공급하여 PWM제어부(150)를 기동시킨 후 트랜스포머(120)의 2차측에 전압이 출력되면 기동회로부(160)는 동작을 정지한다. 이때, PWM제어부(150)는 기동회로부(160)로부터 더 이상 전압을 공급지 않고 트랜스포머(120)의 2차측 출력전압을 인가받아 동작전원으로 사용하는 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원공급장치(100)에서는 입력전압이 PWM제어부(150)를 기동시키기 위한 기동전압 이상인 경우에만 PWM제어부(150)를 기동시키도록 하고 PWM제어부(150)가 기동하여 트랜스포머(120)의 2차측에 정상적인 전압이 출력되는 경우에는 그 2차측 출력전압을 이용하여 PWM제어부(150)의 동작전원으로 사용하도록 한다. 이로써, 종래기술에서 문제점으로 제기된 저항과 제너다이오드에서의 발열 및 손실을 크게 줄일 수 있게 된다.
이상에서, 본 발명의 실시 예를 구성하는 모든 구성 요소들이 하나로 결합하거나 결합하여 동작하는 것으로 설명되었다고 해서, 본 발명이 반드시 이러한 실시 예에 한정되는 것은 아니다. 즉, 본 발명의 목적 범위 안에서라면, 그 모든 구성 요소들이 하나 이상으로 선택적으로 결합하여 동작할 수도 있다. 또한, 이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재할 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미가 있다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시 예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
110 : 하프브릿지 회로부 120 : 트랜스포머
130 : DC/DC컨버터 140 : 포토커플러
150 : PWM제어부 160 : 기동회로부
161 : B접점 스위치 162 : 저항
163 : 전압강하 다이오드 164 : 제너다이오드

Claims (7)

1개 이상의 상모듈(phase module)을 포함하는 모듈러 멀티레벨 컨버터(MMC)에서 상기 상모듈을 구성하는 다수의 서브모듈(submodule)의 동작을 위한 전원공급을 제어하기 위한 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치에 있어서,
다수의 스위치를 스위칭하여 MMC 컨버터의 P-N 모선의 입력전압을 상대적으로 낮은 저전압으로 변환하여 출력하는 하프브릿지 회로부;
상기 하프브릿지 회로부의 상기 스위치의 스위칭을 통해 출력되는 저전압의 출력전압(1차측)을 2차측으로 전달하는 트랜스포머;
상기 트랜스포머의 2차측 출력전압을 변환하는 DC/DC 컨버터;
상기 트랜스포머의 2차측 출력전압의 크기에 대응하는 기준신호를 출력하는 포토커플러;
상기 포토커플러의 기준신호에 따라 상기 하프브릿지 회로부 내의 상기 스위치에 대한 스위칭을 제어하는 PWM 제어부; 및
상기 PWM 제어부로 초기 기동전압을 공급하는 기동회로부; 를 포함하고,
상기 기동회로부는 상기 입력전압에 의한 전류를 도통 및 차단하는 B접점 스위치와, 상기 B접점 스위치에 직렬로 연결되어 전류의 크기를 제한하는 저항와, 상기 저항에 직렬로 연결되어 기설정된 전압보다 큰 전압이 걸리면 상기 전류를 도통시키는 전압강하 다이오드와, 상기 전압강하 다이오드에 직렬로 연결되어 상기 PWM 제어부로 일정한 전압이 인가되도록 하는 제너다이오드를 포함하며,
상기 B접점 스위치는 초기에 단락상태를 유지하고 상기 트랜스포머의 2차측에 출력되는 전압에 의해 개방되고, 상기 전압강하 다이오드는 상기 P-N 모선의 입력전압이 기설정된 PWM 제어부의 기동전압보다 작으면 전류를 차단하고 크면 전류를 상기 PWM 제어부로 도통시키며,
상기 PWM 제어부는 상기 기동회로부로부터 공급된 기동전압에 의해 기동되어 상기 포토커플러로부터 수신된 상기 기준신호에 따라 상기 스위치의 스위칭을 제어하고 상기 스위칭에 따라 상기 트랜스포머의 2차측에 출력되는 출력전압을 동작전압으로 입력받아 동작하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
제1항에 있어서,
상기 입력전압은 0V부터 기설정된 최대전압(Vmax)까지 증가함을 특징으로 하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
제2항에 있어서,
상기 기동회로부는 초기에 상기 입력전압이 증가하여 상기 PWM 제어부의 기설정된 기동전압에 도달하면 상기 PWM 제어부로 상기 기동전압을 제공하고 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압이 기설정된 전압으로 정상 출력되면 상기 2차측 출력전압을 제공받아 상기 PWM제어부로의 전원공급을 차단하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
삭제
제1항에 있어서,
상기 B접점 스위치는 상기 입력전압이 상기 기설정된 기동전압에 도달하기 전까지는 단락(short) 상태를 유지하고, 상기 트랜스포머의 2차측 출력전압이 인가되면 개방(open) 상태로 전환되는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치..
삭제
제1항에 있어서,
상기 PWM제어부는 상기 2차측 출력전압 및 출력전류를 이용하여 상기 스위치의 스위칭 듀티비(duty ratio)를 연산하고 상기 연산된 스위칭 듀티비에 따라 상기 스위치의 스위칭 펄스폭을 가변하는 MMC 컨버터의 서브모듈용 전원제어장치.
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