KR101683937B1

KR101683937B1 - Ｕｍｔｓ 통신 네트워크용 수신기 내의 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위한 프로세스, ｕｍｔｓ 통신 시스템용 수신기 및 ｕｍｔｓ 통신 네트워크용 휴대폰

Info

Publication number: KR101683937B1
Application number: KR1020117028836A
Authority: KR
Inventors: 이삼 토우피크; 안드레아 안코라
Original assignee: 에스티 에릭슨 에스에이 엔 리퀴데이션
Priority date: 2009-06-02
Filing date: 2010-06-02
Publication date: 2016-12-07
Also published as: EP2438727B1; US20120157162A1; EP2259520A1; EP2438727A1; US8255000B2; WO2010139458A1; KR20120044932A

Abstract

UMTS 통신 네트워크용 수신기 내의 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위한 프로세스로서, 상기 수신기는 2개의 안테나에 의해 전송되며 2개의 공통 파일럿 채널(CPICH)을 포함하는 신호를 수신하는 프로세스에 있어서, 상기 프로세스는 이하의 식의 계산에 의해 2개의 신호를 분리하는 단계를 포함하고,

여기서, m = 1,2에 대해

이고,
h_m은 안테나(m)(m=1,2)에 대한 채널 응답에 대응하고,
j는 j² = -1 및 φ = 2πΔfT와 같은 허수 복소수에 대응하는 프로세스가 제공된다.

Description

ＵＭＴＳ 통신 네트워크용 수신기 내의 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위한 프로세스, ＵＭＴＳ 통신 시스템용 수신기 및 ＵＭＴＳ 통신 네트워크용 휴대폰{PROCESS FOR COMPUTING A FREQUENCY OFFSET FOR A UMTS COMMUNICATION SYSTEM BASED ON THE CPICH PILOT SIGNALS}

본 발명은 무선 통신의 분야에 관한 것으로서, 더 구체적으로는 제 3 세대 무선 통신 시스템, 특히 UMTS에서 주파수 오프셋을 추정하기 위한 프로세스에 관한 것이다.

범용 이동 통신 시스템(UMTS)은 W-CDMA 기술에 기초하고, 최대 초당 2 메가비트의 전송율로 텍스트, 디지털화된 음성 및 멀티미디어 데이터의 전송에 기초하여 패킷을 제공하는 3G 통신 네트워크의 핵심이다.

UMTS의 일 특정 경우는 3G 사양에서 규정되어 있고, 여기서 이러한 통신 시스템의 하나의 기지국은 하나의 대응하는 공통 파일럿 채널(CPICH)을 포함하는 하나의 신호를 각각 전송하는 2개의 방사 안테나를 포함할 수 있다. 각각의 안테나로부터 파일럿의 전송된 시퀀스는 심벌 (1+j)로 도 1에 의해 제공된 신호 패턴을 인가함으로써 구성되고, 여기서 j는 j² = -1과 같은 허수 복소수이다.

도 1은 전송된 CPICH 파일럿의 시퀀스의 패턴을 표현하고 있다.

기지국에 의해 전송되는 이들 2개의 파일럿 신호는 채널 특징의 판정을 위해 뿐만 아니라 기지국 기준 클럭과 사용자 장비(UE)의 내부 클럭 사이의 주파수 오프셋을 추정하기 위해 사용된다. 주파수 오프셋이 없는 경우에 k번째 파일럿 샘플의 전송에 대응하는 신호는 이하의 식에 의해 제공되고,

UE가 기지국에 대해 주파수 응답을 받게 될 때, 수신된 신호는 이어서

가 된다.

여기서, h_m[k]는 k번째 파일럿의 전송의 시간 순간에 안테나(m)(m=1, 2)로부터의 채널 응답에 대응하고, Δf는 주파수 오프셋이고, T는 2개의 연속적인 샘플 사이의 시간 기간이고, φ₀는 초기 위상 회전이다.

몇몇 기술은 위상 판별자의 계산에 기초하여 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위해 이미 공지되어 있다.

그러나, 공지되어 있는 기술은 오프셋의 추정 및 비교적 넓은 범위의 주파수 오프셋에서 여전히 동작하는 정확도의 모두를 성취하지 않는다.

추정의 정확도를 제공하면서 CPICH에 기초하는 추정에 의해 허용된 최대 범위에서 오프셋을 추정하는 것이 가능한 것이 특히 바람직하다. 이 최대 범위는

에 의해 제공되고, 여기서 T는 2개의 연속적인 CPICH 파일럿 사이의 시간이다. UMTS에서,

초인데, 이는 플러스/마이너스 7500 Hz의 주파수 오프셋의 범위를 커버링하는 것에 대응한다.

이러한 것은 본 발명의 목표이다.

본 발명의 목적은 직접 시퀀스(DS) 확산 스펙트럼 시스템, 특히 3GPP UMTS 표준에 적합한 효율적인 주파수 오프셋 추정 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 주파수 오프셋의 정확도 및 넓은 범위의 추정의 모두를 제공하는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 향상된 주파수 오프셋 추정 메커니즘을 구비하는 UMTS 통신 시스템용 수신기를 제공하는 것이다.

본 발명의 이들 및 다른 목적은, 이하의 식에 의해 2개의 안테나로부터 전송된 2개의 파일럿 신호의 수신기에서 분리에 기초하여 사전 프로세싱을 포함하는 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위한 프로세스에 의해 성취되고,

여기서,

r[k]는 순간(k)에서 수신된 신호이고,

r_NoTxd 및 r_Txd는 안테나 1로부터 및 안테나 2로부터 수신된 파일럿이고, 채널이 변경하지 않는다고(즉, h_i[k]=h₁, h₂[k]=h₂) 가정하면 여기서, m = 1,2에 대해

이고, φ = 2πΔfT이고,

이어서,

을 계산하고,

여기서, conj(.)는 복소수 공액 연산자이다.

채널이 변경하지 않는다는(즉, h_i[k]=h₁, h₂[k]=h₂) 가정하에 그리고 간단화 후에,

가 되고,

여기서, m = 1,2 및 n = 1,2에 대해

이다.

일 실시예에서, 추정은 이하의 식에 따라 계산된 하나의 추정자 R_even _, _avr에 기초하고,

이 식은 이하와 같이 간단화되고,

여기서, N₁ 및 N₂는 각각 주파수 오프셋 추정을 위해 사용된 제 1 및 최종 CPICH 심벌의 지수이다. 평균의 사용은 다수의 심벌에 걸쳐 평균화함으로써 노이즈의 효과를 감쇠하는 경향이 있다.

주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 의해 제공되고,

여기서,

및

은 각각 허수부 및 실수부 연산자이다. 대안적으로, 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 따라 계산된 하나의 추정자 R_odd _, _avr에 기초하고,

이 식은 이하와 같이 간단화되고,

여기서, N₁ 및 N₂는 각각 주파수 오프셋 추정을 위해 사용된 제 1 및 최종 파일럿 심벌의 지수이다. 평균의 사용은 다수의 심벌에 걸쳐 평균화함으로써 노이즈의 효과를 감쇠하는 경향이 있다.

주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 의해 제공된다.

일 특정 실시예에서, 추정은 이하의 식에 따라 R_odd _, _avr 및 R_even _, _avr의 모두에 기초하여 계산되고,

이고,

주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 의해 제공된다.

본 발명은 또한 기지국의 2개의 안테나로부터 수신된 CPICH 파일럿 신호[r(i)]를 프로세싱하기 위한 프로세스를 제공하고, 이 프로세스는

- CPICH 채널 내에 포함된 수신된 CPICH 신호를 추출하는 단계와,

- 제 1 프로세싱 분기(좌측)를 수행하는 단계로서,

- 이하의 식에 따라 제 1 중간값[x(i)]을 계산하는 단계,

- 이하의 식에 따라 제 1 중간값[x(i)]으로부터 유도된 제 2 중간값[y(i)]을 계산하는 단계

- 여기서 x^*(i+1)은 x(i+1)의 복소 공액임 -

를 포함하는 제 1 프로세싱 분기(좌측)를 수행하는 단계와,

- 제 2 프로세싱 분기(우측)를 수행하는 단계로서,

- 이하의 식에 따라 제 3 중간값[x'(i)]을 계산하는 단계,

- 이하의 식에 따라 상기 제 3 중간값[x'(i)]으로부터 유도된 제 4 중간값[t(i)]을 계산하는 단계,

- 이하의 식에 따라 상기 제 4 중간값[t'(i)]으로부터 유도된 제 5 중간값[y'(i)]을 계산하는 단계

를 포함하는 제 2 프로세싱 분기(우측)를 수행하는 단계와,

- 이하의 식에 따라 제 6 및 제 7 중간값(Z, Z')을 계산하는 단계와,

- 이하의 식에 따라 제 8 및 제 9 값(S, S')을 각각 계산하는 단계와,

- S'의 실수부의 절대값이 S'의 허수부의 절대값보다 높은지 여부를 판정하기 위해 테스트를 수행하고, 이 경우에 이하와 같이 제 10 중간값(R)을 계산하는 단계와,

역으로, S'의 실수부의 절대값이 S'의 허수부의 절대값보다 낮으면, 이하의 식에 따라 R을 계산하는 단계를 포함한다.

오프셋 추정은 이어서 이하와 같이 간단하게 계산되고,

여기서,

및

은 각각 상기 제 10 중간값(R)의 실수부 및 허수부이다.

본 발명은 휴대폰 또는 개인 휴대 정보 단말과 같은 사용자 장비(UE)의 UMTS 수신기의 성취에 특히 적합하다.

본 발명의 하나 이상의 실시예의 다른 특징은 첨부 도면과 함께 숙독될 때 이하의 상세한 설명을 참조하여 가장 양호하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 송신 다이버시티(TxD)를 사용하는 UMTS에 사용되는 2개의 CPICH 파일럿 시퀀스의 사인 패터[(1+j)에 인가됨]의 구조를 도시하는 도면.
도 2는 본 발명에 따른 오프셋 주파수를 계산하기 위한 방법의 일 실시예를 도시하는 도면.
도 3은 2개의 방사 안테나를 통해 전송되는 2개의 신호의 분리의 원리를 도시하는 도면.
도 4는 AWGN 환경 및 SNR = 0 dB에 대해 주파수 오프셋(FO)의 함수로서 주파수 오프셋 추정(FOE)의 평균 제곱근 에러(RMSE)를 도시하는 도면.
도 5는 AWGN 환경 및 FO = 0 Hz에 대해 lor/loc의 함수로서 주파수 오프셋 추정의 RMSE를 도시하는 도면.
도 6은 케이스 1 환경(3GPP 사양에서 규정됨) 및 FO = 0 Hz에 대해 lor/loc의 함수로서 주파수 오프셋의 RMSE를 도시하는 도면.

본 발명은 펌웨어와 소프트웨어의 조합을 갖는 하드웨어 회로를 포함하는 휴대폰 또는 개인 휴대 정보 단말(PDA)을 형성하는 디지털 전자 회로에 구현될 수 있다.

제안된 방법은 위상 판별자의 연산, 즉 샘플 시퀀스의 자동 상관의 합에 기초한다.

수학적 처리를 간단화하기 위해, 하나의 10-ms 무선 프레임 중에 심벌 시간 순간 k = 0,1,...,149,...에 Tx 안테나 1 및 Tx 안테나 2로부터 전송된 CPICH 심벌에 대해 심벌-전송율 모델을 사용하고, 이는

로 표기된다.

도 1은 이들 식으로부터 발생하는 사인 패턴[(i+1)에 인가됨]을 도시한다.

이들 Tx 심벌은 k = 0,1,...,149에 의해 기재되는 시간 순간에서 유효 수신 심벌(하나의 단일 Rx 안테나 상의)을 얻기 위해 시간 가변 채널 계수를 경유하여 전송된다.

여기서, h_m[k]는 시간 순간(k)에 안테나(m)로부터의 채널 이득이고, n[k]는 제로 평균 및 분산(σ²)을 갖는 추가 가우스 노이즈이다.

Δf는 주파수 오프셋에 대응하고, 양 안테나에 동일한 것으로 가정된다.

이 방법은 주파수 오프셋의 비교적 넓은 추정을 유지하기 위한 조건인 최종 샘플의 샘플 기간을 T와 동일하게 유지하기 위해 2개의 송신 안테나로부터의 수신된 파일럿 신호의 분리에 기초한다 - 도 3에 요약됨.

이제, 이하의 식으로 계산된 안테나 1 및 안테나 2로부터 전송된 파일럿만을 각각 포함하는 계산된 신호인 r_NoTxd 및 r_Txd[k]를 고려한다.

여기서, m = 1,2에 대해

h_m은 안테나(m)(m=1,2)에 대한 채널 응답에 대응하고,

j는 j² = -1 및 φ = 2πΔfT와 같은 허수 복소수에 대응한다.

r_NoTxd 및 r_Txd[k] 시퀀스의 샘플링 기간은 T인 것을 알 수 있고, 이는

의 가능한 추정 범위를 허용할 것이다.

아래의 식으로부터 분리된 신호 r_NoTxd 및 r_Txd[k]로부터 R_NoTxd 및 R_Txd[k]를 계산한다.

이 식들은 채널이 일정하다는(즉, h₁[k]=h₁ 및 h₂[k]=h₂) 가정하에, 이하와 같이 간단화되고,

여기서, m = 1,2 및 n = 1,2에 대해

k가 짝수이면, 아래와 같이 나타낼 수 있다.

k가 홀수이면,

이다.

노이즈 효과를 감쇠하기 위해, 아래의 식으로서 R_even[k] 및 R_odd[k]의 다수의 샘플에 걸쳐 평균을 계산한다.

이들 2개의 합 R_even _, _avr 및 R_odd _, _avr은 독립적인 추정자로서 고려될 수 있고, 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 의해 각각 제공된다.

R_even _, _avr에 기초하는 것은 cos(2φ)에 의해 FO에 의존하고, 대략 다음과 같은 열악한 결과를 나타내는 것으로 예측된다.

또한, 이 cos(2φ)는

에 대해 부호 반전을 도입하는 것이 주목되어야 한다.

따라서, 일 특정 유리한 실시예에서, 2개의 판별자 값 R_even _, _avr 및 R_odd _, _avr은 이하와 같이 누산된다.

상관 R은 주파수 오프셋 추정치를 정확하게 하기 위해 아크탄젠트 함수로 통과된다.

도 2를 참조하면, 주파수 사용의 정확성 및 비교적 넓은 범위의 모두를 제공하는 주파수 오프셋(Δf)을 계산하기 위한 방법의 일 특정 실시예가 이제 설명된다.

단계 21에서, 프로세스는 CPICH 채널 내에 포함된 수신된 CPICH 신호를 추출한다. 당 기술 분야에 알려진 바와 같이, 사용자 장비의 안테나에서 수신된 신호는 W-CDMA 표준에 따라 적절하게 균등화되고, 역확산되고, 디스크램블링(descrambling)된다. 이러한 동작은 당 기술 분야의 숙련자에게 잘 알려져 있고, 추가의 전개가 요구되지 않는다. 수신된 역확산된 신호는 사전 결정된 CPICH 채널을 추출하기 위해 적절한 코드로 변조된다는 것을 상기하는데 충분하다. 이러한 채널은 기지국에 의해 전송된 2개의 파일럿 신호의 합을 생성한다.

단계 21로부터, 2개의 병렬 시퀀스가 2개의 파일럿 채널을 분리하기 위해 수행되고, 좌측 분기는 단계 22-23에 기초하고, 우측 분기는 단계 24-25-26에 기초한다.

좌측 분기를 고려하면, 프로세스는 단계 22로 진행하고, 프로세스는 이하의 식에 따라 제 1 중간값[x(i)]의 계산으로 진행한다는 것을 알 수 있다.

단계 21은 전술된 r_NoTxd[k]의 계산을 성취한다는 것을 알 수 있다.

다음에, 단계 23에서, 프로세스는 이하의 식에 따라 제 1 중간값[x(i)]로부터 유도된 제 2 중간값[y(i)]의 계산으로 진행한다.

x^*(i+1)는 x(i+1)의 공액값이다.

이러한 제 2 중간값은 전술된

의 계산에 대응한다.

우측 분기를 고려하면, 단계 21의 완료 후에, 프로세스는 단계 24로 진행하고, 프로세스는 이하의 식에 따라 제 3 중간값[x'(i)]의 계산으로 진행한다.

다음에, 단계 25에서, 프로세스는 이하의 식에 따라 제 3 중간값[x'(i)]으로부터 유도된 제 4 중간값[t(i)]의 계산으로 진행한다.

단계 24-25는 전술되어 있는 r_txd[k]의 값의 계산을 성취한다.

다음, 단계 26에서, 프로세스는 이하의 식에 따라 제 4 중간값[t'(i)]으로부터 유도된 제 5 중간값[y'(i)]의 계산으로 진행한다.

여기서 t'^*(i+1)은 복소수 t'(i+1)의 공액에 대응한다.

단계 26은 전술된

의 계산을 성취한다.

다음, 단계 27에서, 프로세스는 이하와 같이 계산되는 제 6 및 제 7 중간값, 각각 Z 및 Z'의 계산으로 진행한다.

다음에, 단계 28에서, 프로세스는 이하의 식에 따라 제 8 및 제 9 값(S, S')을 각각 생성하기 위해 N개의 샘플의 기간에 걸쳐 Z 및 Z'값의 평균으로 진행한다.

프로세스는 이어서 S'의 실수부의 절대값이 S'의 허수부의 절대값보다 높은지 여부를 판정하기 위한 테스트인 단계 29로 진행하고, 이 경우에 프로세스는 2개의 값 S 및 S'가 이하와 같이 제 10 중간값(R)을 생성하기 위해 추가되는 단계 30으로 진행한다.

프로세스는 잉어서 단계 32로 진행한다.

S'의 실수부의 절대값이 단계 29에서 S'의 허수부의 절대값보다 낮으면, 프로세스는 이하의 식에 따라 R을 계산하기 위해 S의 값이 S'의 값으로부터 감산되는 단계 31로 진행한다.

단계 30 및 31의 완료 후에, 프로세스는 주파수 오프셋 추정이 이하와 같이 계산되는 단계 32로 진행하고,

여기서,

및

은 각각 제 10 중간값(R)의 실수부 및 허수부이다.

전술되어 있는 방법은 이하의 값의 가능한 추정 범위의 커버리지를 허용하는 T의 샘플링 기간을 나타낸다.

도 4, 도 5 및 도 6은 2개의 종래의 방법, 즉 체계 1 및 2에 대해 전술되어 있는(체계 nㅀ3이라 칭함) 본 발명의 프로세스의 비교를 허용하는 비교 흐름도이다.

도 4는 AWGN 및 SNR = 0 dB에 대한 주파수 오프셋(FO)의 함수로서 주파수 오프셋 추정(FOE)의 평균 제곱근 에러(RMSE)를 표현하고 있다. 종래 기술의 방법 - 체계 2라 칭함 - 은 단지, 이 추정자가 더 큰 FO를 추정할 수 없기 때문에 FO<3500 Hz로 성능을 제한한다는 것이 주목되어야 한다. 표현되어 있는 곡선은 상이한 추정자의 예측된 거동을 강조하고 있다. 예측되는 바와 같이, 추정자 3(본 발명의 하나임)은 3.5 kHz 부근의 체계 2에 의해 나타낸 열화에 대응하는 대략 1875 Hz 및 5625 Hz의 열화된 성능을 나타낸다. 그러나, 본 출원인의 제안된 추정자는 AFC 루프 수렴 후에 작업 체제에 대응하는 작은 FO에 대한 추정자 2의 것들에 매우 근접한 성능을 갖는다. 추정자 2는 훨씬 더 큰 간격을 커버하는 장점을 갖는다.

도 5 및 도 6은 FO = 0 Hz에 대해(AWGN 및 경우 1 전파 시나리오 각각에 대해) lor/loc의 함수로서 FOE의 RMSE를 플롯팅한다.

고려된 SPW 시뮬레이션 셋업은 이하와 같다.

AWGN 에 대해:

측정 기준 채널: 12.2 kbps

lorx/loc = -i dB

DPCH_Ec/lorx = -16.6 dB

loc = -60 dBm

페이딩 다중 경로 경우 1에 대해:

측정 기준 채널: 12.2 kbps

lorx/loc = 9 dB

DPCH_Ec/lorx = -15 dB

loc = -60 dBm

다중 경로 전파: 2 경로

· 파워: 0 dB, -10 dB

· 지연: 0 ns, 976 ns.

Claims

UMTS 통신 네트워크용 수신기 내의 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위한 프로세스에 있어서,
상기 수신기는 2개의 안테나에 의해 전송되고 2개의 공통 파일럿 채널(Common PIlot CHannel: CPICH)을 포함하는 신호를 수신하고,
상기 프로세스는 이하의 식의 계산에 의해 2개의 신호의 분리에 기초하는 사전 프로세싱을 포함하고,

여기서,
r[k]는 순간(k)에서 수신된 신호이고,
r_NoTxd 및 r_Txd는 상기 사전 프로세싱의 결과이고,
여기서, m = 1,2에 대해

이고,
n[k]는 순간(k)에서 수신된 신호의 노이즈 성분에 대응하고,
h_m은 안테나(m)(m=1,2)에 대한 채널 응답에 대응하고,
j는 j² = -1 및 φ = 2πΔfT와 같은 허수 복소수에 대응하고,
상기 사전 프로세싱에 이어서 수신된 신호의 주파수 오프셋의 추정이 후속되는
프로세스.
제 1 항에 있어서,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 따라 계산된 하나의 추정자 R_even,avr에 기초하고,

이고,

이고,
m = 1,2 및 n = 1,2에 대해

이고,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식

에 의해 제공되는
프로세스.
제 1 항에 있어서,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 따라 계산된 하나의 추정자 R_odd,avr에 기초하고,

이고,

이고,
m = 1,2 및 n = 1,2에 대해

이고,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식

에 의해 제공되는
프로세스.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 따라 R_odd,avr 및 R_even,avr의 모두에 기초하여 계산되고,

이고,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식

에 의해 제공되는
프로세스.
UMTS 통신 네트워크용 수신기 내의 주파수 오프셋의 추정을 계산하기 위한 프로세스로서,
상기 수신기는 2개의 안테나에 의해 전송되며 2개의 공통 파일럿 채널(CPICH)을 포함하는 신호를 수신하고,
상기 프로세스는,
- 상기 CPICH 채널 내에 포함된 수신된 CPICH 신호를 추출하는 단계(21)와,
- 제 1 프로세싱 분기(좌측)를 수행하는 단계로서,
- 이하의 식에 따라 제 1 중간값[x(i)]을 계산하는 단계(22),

- 이하의 식에 따라 상기 제 1 중간값[x(i)]으로부터 유도된 제 2 중간값[y(i)]을 계산하는 단계(23)

를 포함하는 제 1 프로세싱 분기(좌측)를 수행하는 단계와,
- 제 2 프로세싱 분기(우측)를 수행하는 단계로서,
- 이하의 식에 따라 제 3 중간값[x'(i)]을 계산하는 단계(24),

- 이하의 식에 따라 상기 제 3 중간값[x'(i)]으로부터 유도된 제 4 중간값[t'(i)]을 계산하는 단계(25),

- 이하의 식에 따라 상기 제 4 중간값[t'(i)]으로부터 유도된 제 5 중간값[y'(i)]을 계산하는 단계(26)

를 포함하는 제 2 프로세싱 분기(우측)를 수행하는 단계와,
- 이하의 식에 따라 제 6 중간값(Z) 및 제 7 중간값(Z')을 계산하는 단계(27)와,

- 이하의 식에 따라 제 8 값(S) 및 제 9 값(S')을 각각 계산하는 단계와,

- S'의 실수부의 절대값이 S'의 허수부의 절대값보다 높은지 여부를 판정하기 위해 테스트를 수행하고(29), 그러한 경우에 이하와 같이 제 10 중간값(R)을 계산하는 단계(30)와,

- 역으로, S'의 실수부의 절대값이 S'의 허수부의 절대값보다 낮으면, 이하의 식에 따라 R을 계산하는 단계(31)와,

- 다음에, 이하의 식에 따라 오프셋 추정을 계산하는 단계(32)

를 포함하고,
여기서,
및
은 각각 상기 제 10 중간값(R)의 실수부 및 허수부인
프로세스.
2개의 안테나에 의해 전송되며 2개의 공통 파일럿 채널(CPICH)을 포함하는 신호를 수신하는 수단을 포함하는 UMTS 통신 시스템용 수신기에 있어서,
상기 수신기는 이하의 식의 계산에 기초하여 2개의 신호를 분리하기 위한 수단을 포함하고,

여기서,
r[k]는 순간(k)에서 수신된 신호이고,
r_NoTxd 및 r_Txd는 사전 프로세싱의 결과이고,
여기서, m = 1,2에 대해

이고,
n[k]는 순간(k)에서 수신된 신호의 노이즈 성분에 대응하고,
h_m은 안테나(m)(m=1,2)에 대한 채널 응답에 대응하고,
j는 j² = -1 및 φ = 2πΔfT와 같은 허수 복소수에 대응하며,
상기 사전 프로세싱의 결과를 사용하여 주파수 오프셋 추정을 계산하기 위한 수단을 더 포함하는
수신기.
제 6 항에 있어서,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 따라 계산된 하나의 추정자 R_even,avr에 기초하고,

이고,

이고,
m = 1,2 및 n = 1,2에 대해

이고,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식

에 의해 제공되는
수신기.
제 6 항에 있어서,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 따라 계산된 하나의 추정자 R_odd,avr에 기초하고,

이고,

이고,
m = 1,2 및 n = 1,2에 대해

이고,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식

에 의해 제공되는
수신기.
제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식에 따라 R_odd,avr 및 R_even,avr의 모두에 기초하여 계산되고,

이고,
상기 주파수 오프셋 추정은 이하의 식

에 의해 제공되는
수신기.
2개의 안테나에 의해 전송되며 2개의 공통 파일럿 채널(CPICH)을 포함하는 신호를 수신하는 수단을 포함하는 UMTS 통신 시스템용 수신기에 있어서,
- 상기 CPICH 채널 내에 포함된 수신된 CPICH 신호를 추출하기 위한(21) 수단과,
- 제 1 프로세싱 분기(좌측)를 수행하기 위한 수단으로서,
- 이하의 식에 따라 제 1 중간값[x(i)]을 계산하기 위한(22) 수단,

- 이하의 식에 따라 상기 제 1 중간값[x(i)]으로부터 유도된 제 2 중간값[y(i)]을 계산하기 위한(23) 수단

을 포함하는 제 1 프로세싱 분기(좌측)를 수행하기 위한 수단과,
- 제 2 프로세싱 분기(우측)를 수행하기 위한 수단으로서,
- 이하의 식에 따라 제 3 중간값[x'(i)]을 계산하기 위한(24) 수단,

- 이하의 식에 따라 상기 제 3 중간값[x'(i)]으로부터 유도된 제 4 중간값[t'(i)]을 계산하기 위한(25) 수단,

- 이하의 식에 따라 상기 제 4 중간값[t'(i)]으로부터 유도된 제 5 중간값[y'(i)]을 계산하기 위한(26) 수단

을 포함하는 제 2 프로세싱 분기(우측)를 수행하기 위한 수단과,
- 이하의 식에 따라 제 6 중간값(Z) 및 제 7 중간값(Z')을 계산하기 위한(27) 수단과,

- 이하의 식에 따라 제 8 값(S) 및 제 9 값(S')을 각각 계산하기 위한 수단과,

- S'의 실수부의 절대값이 S'의 허수부의 절대값보다 높은지 여부를 판정하기 위해 테스트를 수행하고(29), 그러한 경우에 이하와 같이 제 10 중간값(R)을 계산하기 위한(30) 수단과,

- 역으로, S'의 실수부의 절대값이 S'의 허수부의 절대값보다 낮으면, 이하의 식에 따라 R을 계산하기 위한(31) 수단과,

- 다음에, 이하의 식에 따라 오프셋 추정을 계산하기 위한(32) 수단

을 포함하고,
여기서,
및
은 각각 상기 제 10 중간값(R)의 실수부 및 허수부인
수신기.
제 6 항 내지 제 8 항, 제 10 항 중 어느 한 항에 따른 수신기를 포함하는
UMTS 통신 네트워크용 휴대폰.
제 11 항에 있어서,
개인 휴대 정보 단말(PDA) 내에 내장되는
UMTS 통신 네트워크용 휴대폰.