KR101603630B1 - 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치 - Google Patents

송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101603630B1
KR101603630B1 KR1020140093196A KR20140093196A KR101603630B1 KR 101603630 B1 KR101603630 B1 KR 101603630B1 KR 1020140093196 A KR1020140093196 A KR 1020140093196A KR 20140093196 A KR20140093196 A KR 20140093196A KR 101603630 B1 KR101603630 B1 KR 101603630B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
matrix
waveform
transmission
jammer
Prior art date
Application number
KR1020140093196A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20160012284A (ko
Inventor
정용식
이강인
양진모
Original Assignee
국방과학연구소
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 국방과학연구소 filed Critical 국방과학연구소
Priority to KR1020140093196A priority Critical patent/KR101603630B1/ko
Publication of KR20160012284A publication Critical patent/KR20160012284A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101603630B1 publication Critical patent/KR101603630B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/36—Means for anti-jamming, e.g. ECCM, i.e. electronic counter-counter measures
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/66—Radar-tracking systems; Analogous systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
    • G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
    • G01S3/04—Details
    • G01S3/12—Means for determining sense of direction, e.g. by combining signals from directional antenna or goniometer search coil with those from non-directional antenna
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers
    • G01S7/32—Shaping echo pulse signals; Deriving non-pulse signals from echo pulse signals
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

본 발명은 주파수 다이버시티 기술에 관한 것으로서, 더 상세하게는 가상배열을 형성하여 얻는 이득과 함께 서로 직교한 송신신호들이 이루는 벡터 공간을 이용하여 직교 투영(Projection) 행렬을 형성하고, 해당 행렬을 이용하여 수신신호내에 존재하는 원신호 성분을 제거하는 저피탐 표적 탐지를 위한 주파수 다이버시티를 이용한 공분산 행렬 합성 장치 및 방법에 대한 것이다.

Description

송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치{Method and Apparatus for suppressing jammer signals and estimating Angle Of Arrival of original signal using orthogonal of transmitting signal waveform}
본 발명은 주파수 다이버시티 기술에 관한 것으로서, 더 상세하게는 가상배열을 형성하여 얻는 이득과 함께 서로 직교한 송신신호들이 이루는 벡터 공간을 이용하여 직교 투영(Projection) 행렬을 형성하고, 해당 행렬을 이용하여 수신신호 내에 존재하는 원신호 성분을 제거하는 저피탐 표적 탐지를 위한 주파수 다이버시티를 이용한 공분산 행렬 합성 장치 및 방법에 대한 것이다.
또한, 본 발명은 수신신호내에 존재하는 원신호 성분의 제거를 통해 수신신호 내에 재머신호, 노이즈신호, 원신호가 포함되어있는 상황에서도 기존 재머 억제 기법에 적용 가능한 공분산 행렬을 생성하는 저피탐 표적 탐지를 위한 주파수 다이버시티를 이용한 공분산 행렬 합성 장치 및 방법에 대한 것이다.
또한, 본 발명은 생성된 공분산 행렬을 이용하여 최적 가중치를 구한 후에 빔 형성기 적용하여 재머신호가 억제된 수신신호를 이용하여 원신호의 도래각(AOA: Angle Of Arrival)을 추정하는 저피탐 표적 탐지를 위한 주파수 다이버시티를 이용한 공분산 행렬 합성 장치 및 방법에 대한 것이다.
Multi-Input Multi-Output(MIMO) 레이더 시스템은 Phased Array Radar(PAR) 이후에 대두되고 있는 새로운 탐지 및 추적 레이더 기술이다. MIMO 레이더 시스템은
Figure 112015107392215-pat00001
개의 송신기와
Figure 112015107392215-pat00002
개의 수신기로 구성되고 해당 송ㆍ수신기는 표적에 대해 동일 각도상에 위치해 있거나, 다른 각도상에 위치할 수 있다.
전자를 병립(Collocated) MIMO 레이더라고 부르며, 후자는 분산(Distributed) MIMO 레이더라고 부른다.
병립(Collocated) MIMO 레이더의 가장 큰 특징은 서로 직교한 송신파형을 사용한다는 점이다. 송신파형이 서로 직교하게 되면 수신기에서 정합필터를 사용하여 표적에 의해 반사된 각 송신파형에 대한 정보를 개별적으로 추출할 수 있다.
또한, 가상 배열을 형성하여 물리적 안테나 개수보다 더 큰 크기의 배열 안테나를 형성하게 되며, 그에 따라서 더 많은 자유도(Degrees of Freedom, DoF)를 제공하게 된다.
일반적인 MIMO 레이더의 대표적인 재머 억제기법으로는 두 가지 기법을 들 수 있다. 첫 번째 기법은 Loaded Sample Matrix Inversion(LSMI) 계열 기법이고, 두 번째로는 Generalized Likelihood Ratio Test(GLRT) 계열 기법이다.
LSMI 계열 기법들은 서로 직교한 송신신호를 사용하여 단순히 큰 가상배열을 형성하여 그에 따른 이득만을 이용하였다. 또한 원신호가 포함되지 않은 수신신호, 즉 재머 신호와 노이즈 신호만 포함된 수신신호를 이용하여 공분산 행렬을 생성하고 이를 통해 재머 억제 기법을 수행한다.
그러나 실제 레이더 운용에서 재머신호는 어느 시점에 배열 안테나의 어느 각도로 들어올지 모르는 상황이기 때문에 재머신호에 대해 수동적인 문제가 있다는 단점이 있다.
또한, GLRT 계열 기법은 LSMI 계열 기법에서 발생하는 위의 문제와 상관없이 수신신호내에 원신호가 포함되어도 재머를 억제할 수 있는 기법이다. GLRT 계열 기법은 수신신호와 가정된 원신호를 비교하여 확률적으로 해당 각도에 원신호가 존재하는지 알아내는 기법이다.
재머 억제 기법들 중에서 가장 좋은 성능을 갖지만, 연산 복잡도가 높아서 실시간으로 수행하기에는 무리가 있다는 단점이 있다.
1. 한국공개특허번호 제10-2013-0100059호 2. 한국등록특허번호 제101068103호
1. 오관진외, "Taylor 가중치와 LSMI 알고리즘을 이용한 광대역 적응형 빔형성 연구"전기학회논문지 제62권 제3호 (2013년 3월) pp.380-386
본 발명은 위 배경기술에 따른 문제점을 해소하기 위해 제안된 것으로서, 일반적인 LSMI(Loaded Sample Matrix Inversion) 계열 기법에 따라 수신신호내에 원신호가 포함되었을 때의 문제점을 해소하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 GLRT(Generalized Likelihood Ratio Test)에 따른 높은 연산 복잡도 문제를 해결하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치를 제공하는데 다른 목적이 있다.
본 발명은 위에서 제시된 과제를 달성하기 위해, 일반적인 LSMI(Loaded Sample Matrix Inversion) 계열 기법에 따라 수신신호내에 원신호가 포함되었을 때의 문제점을 해소하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법을 제공한다.
상기 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법은,
병립(Collocated) MIMO(Multi-Input Multi-Output) 레이더 시스템의 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법에 있어서,
송신기로부터의 송신 신호의 송신 파형을 이용하여 직교 파형 벡터로 구성되는 공간에 직교하는 직교 투영 행렬을 생성하는 단계;
상기 송신 신호가 표적에 반사되어 생성되는 수신 신호를 이용하여 수신신호 행렬을 생성하고 상기 수신신호 행렬 및 직교 투영 행렬을 이용하여 공분산 행렬을 생성하는 단계;
상기 공분산 행렬을 이용하여 최적 가중치 벡터를 생성하는 단계;
상기 최적 가중치 벡터를 이용하여 각 입사각별로 가시 영역내 빔형성기의 출력 신호들을 생성하는 단계; 및
상기 출력 신호들을 이용하여 상기 수신 신호의 원신호에 대한 도래각을 추정하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.
이때, 상기 송신기 및 수신기는 상기 표적을 기준으로 동일한 각도상에 위치되는 것을 특징으로 할 수 있다.
또한, 상기 송신신호 및 수신신호의 대역폭은 일반적인 대역폭보다 좁고, 전파된 신호는 분산되지 않으며, 표적은 정지된 포인트 표적이며, 송신기에서 사용되는 송신파형은 서로 직교하는 것을 특징으로 할 수 있다.
이때, 상기 수신신호 행렬은 상기 수신신호의 원신호 행렬, 재머 신호 행렬 및 백색잡음 행렬의 합인 것을 특징으로 할 수 있다.
또한, 상기 공분산 행렬의 생성은 상기 수신신호 행렬에 직교 투영 행렬을 곱함으로써 이루어지는 것을 특징으로 할 수 있다.
또한, 상기 직교 투영 행렬은 수학식
Figure 112014069286538-pat00003
(여기서, I는 단위행렬, X는 송신신호 행렬로
Figure 112014069286538-pat00004
로 표현되며,
Figure 112014069286538-pat00005
은
Figure 112014069286538-pat00006
인 송신파형 벡터이고,
Figure 112014069286538-pat00007
은
Figure 112014069286538-pat00008
번째의 송신 배열 안테나에서 송신된 기저대역 이산신호이고, T는 전치(transpose)를 나타낸다)으로 정의되는 것을 특징으로 할 수 있다.
또한, 상기 공분산 행렬은 수학식
Figure 112014069286538-pat00009
(여기서,
Figure 112014069286538-pat00010
는 직교 투영(Projection) 행렬이며
Figure 112014069286538-pat00011
인 조건을 만족하고, YJ는 재머 신호의 파형 벡터이고, Z는 백색잡음이며, Y는 수신신호 행렬로
Figure 112014069286538-pat00012
로 표현되며,
Figure 112014069286538-pat00013
은
Figure 112014069286538-pat00014
인 수신신호 벡터이고,
Figure 112014069286538-pat00015
은
Figure 112014069286538-pat00016
번째의 수신 배열 안테나에서 수신된 기저대역 이산신호이고, T는 벡터를 나타낸다)으로 정의되는 것을 특징을 할 수 있다.
다른 한편으로, 본 발명의 다른 일실시예는, 병립(Collocated) MIMO(Multi-Input Multi-Output) 레이더 시스템의 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 장치에 있어서, 송신 신호의 송신 파형을 이용하여 직교 파형 벡터로 구성되는 공간에 직교하는 직교 투영 행렬을 생성하는 송신기; 상기 송신 신호가 표적에 반사되어 생성되는 수신 신호를 이용하여 수신신호 행렬을 생성하는 수신기; 상기 수신신호 행렬 및 직교 투영 행렬을 이용하여 공분산 행렬을 생성하는 공분산 행렬 계산부; 상기 공분산 행렬을 이용하여 최적 가중치 벡터를 생성하는 가중치 계산부; 상기 최적 가중치 벡터를 이용하여 각 입사각별로 가시 영역내 빔형성 출력 신호들을 생성하는 빔형성기; 및 상기 출력 신호들을 이용하여 상기 수신 신호의 원신호에 대한 도래각을 추정하는 도래각 추정부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 장치를 제공한다.
본 발명에 따르면, MIMO(Multi-Input Multi-Output) 레이더의 직교한 송신신호의 특징을 이용하여 직교 투영(Projection) 행렬을 형성하였고 이를 통해 원신호를 제거함으로써 기존 재머 기법의 수신신호내에 원신호가 포함되었을 때의 문제와 높은 연산복잡도 문제를 해소하는 것이 가능하다.
또한, 본 발명의 다른 효과로서는 일반적인 재머 억제 및 도래각 추정 기법과 비교하여 더 좋은 성능을 가지며 적은 연산량을 가진다는 점을 들 수 있다.
또한, 본 발명의 또 다른 효과로서는 기존 시스템의 변화 없이 바로 적용이 가능하다는 점을 들 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 다중 입출력(Multi Input Multi Output) 레이더 시스템 모델의 개념도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 재머 억제 및 도래각 추정 장치(200)의 구성 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 재머 억제 및 도래각을 추정하는 과정을 보여주는 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 기법과 GLRT의 도래각 추정 평균 제곱근 오차를 비교하는 그래프이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 기법과 GLRT의 이론적 연산 복잡도를 비교하는 그래프이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 구체적으로 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용한다.
제 1, 제 2등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다.
예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제 1 구성요소는 제 2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제 2 구성요소도 제 1 구성요소로 명명될 수 있다. "및/또는" 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미가 있다.
일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않아야 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 일실시예에 따른 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치를 상세하게 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 다중 입출력(Multi Input Multi Output) 레이더 시스템 모델의 개념도이다. 특히, 도 1은 병립(Collocated) MIMO 레이더 시스템의 기하학적(geometry) 환경과 매개 변수명을 나타낸 것이다.
도 1을 참조하면, 도 1에서 수신기(120)와 송신기(130)는 표적(110)의 입장에서 보았을 때에 같은 각도상에 위치하고 있음을 가정한다. 또한, 수신기(120)는 제 1 내지 M 수신 배열 안테나(120-1 내지 120-M)로 구성되고, 송신기(130)는 제 1 내지 M 송신 배열 안테나(130-1 내지 130-M)로 구성된다. 부연하면, 수신기(120)에서
Figure 112014069286538-pat00017
개의 수신 배열 안테나(120-1 내지 120-M)는
Figure 112014069286538-pat00018
의 등간격으로 배열되고, 송신기(130)에서
Figure 112014069286538-pat00019
개의 송신 배열 안테나(130-1 내지 130-M)는
Figure 112014069286538-pat00020
의 등간격으로 배열된다.
또한, 수신기(120)와 송신기(130)는 정지상태이고,
Figure 112014069286538-pat00021
는 송신기(130)와 수신기(120)에서 바라본 표적(110)의 각도이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 재머 억제 및 도래각 추정 장치(200)의 구성 블록도이다. 도 2를 참조하면, 재머 억제 및 도래각 추정 장치(200)는, 송신 신호의 송신 파형을 이용하여 직교 파형 벡터로 구성되는 공간에 직교하는 직교 투영 행렬을 생성하는 송신기(130), 상기 송신 신호가 표적에 반사되어 생성되는 수신 신호를 이용하여 수신신호 행렬을 생성하는 수신기(120), 상기 수신신호 행렬 및 직교 투영 행렬을 이용하여 공분산 행렬을 생성하는 공분산 행렬 계산부(210), 상기 공분산 행렬을 이용하여 최적 가중치 벡터를 생성하는 가중치 계산부(230), 상기 최적 가중치 벡터를 이용하여 각 입사각별로 가시 영역내 빔형성 출력 신호들을 생성하는 빔형성기(240), 및 상기 출력 신호들을 이용하여 상기 수신 신호의 원신호에 대한 도래각을 추정하는 도래각 추정부(220) 등을 포함하여 구성된다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 재머 억제 및 도래각을 추정하는 과정을 보여주는 흐름도이다. 도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에서는 송ㆍ수신기 신호의 대역폭이 매우 좁고 전파된 신호는 분산되지 않으며, 표적은 정지된 포인트 표적을 가정한다. 여기서, 좁은 대역폭을 일반적인 대역폭과 비교하여 기술하면, 위상 배열 안테나의 간격은 일반적으로 반파장이며 파장은 주파수에 의해 결정된다.
이 때 이 반파장에서 거의 벗어나지 않는 주파수 대역은 매우 좁으며 이 대역을 의미한다. 수식 및 시뮬레이션 상으로는 단일 주파수를 가정하고 사용한다.
일반적인 대역폭은 레이더 마다 다르다. FMCW 레이더 같은 경우에는 최대 측정 거리에 비례하여 주파수 대역폭이 늘어난다.
또한 송신기(도 1의 130)에서 사용되는 송신파형은 서로 직교한다고 가정한다. 송신기(130)에서
Figure 112014069286538-pat00022
의 각도에 있는 표적(도 1의 110)에 도달한 신호는 수학식 1과 같이 표현 할 수 있다.
Figure 112014069286538-pat00023
여기서,
Figure 112014069286538-pat00024
는 레이더의 동작 주파수,
Figure 112014069286538-pat00025
은
Figure 112014069286538-pat00026
번째의 송신 배열 안테나에서 송신된 기저대역 이산신호,
Figure 112014069286538-pat00027
은
Figure 112014069286538-pat00028
번째 송신 배열 안테나에서 표적까지 신호가 도달하는데 걸리는 시간을 의미한다.
Figure 112014069286538-pat00029
은 송신파형의 기저대역 데이터 샘플 크기를 의미한다.
또한,
Figure 112015107392215-pat00030
은
Figure 112015107392215-pat00031
인 송신파형 벡터이며
Figure 112015107392215-pat00112
는 송신배열의 조향벡터로써
Figure 112015107392215-pat00033
로 표현된다.
Figure 112015107392215-pat00034
개의 수신 배열 안테나(도 1의 120-1 내지 120-N)에서 수신한 수신 신호는 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014069286538-pat00035
여기서,
Figure 112014069286538-pat00036
는
Figure 112014069286538-pat00037
로 구성된 수신신호 벡터이며,
Figure 112014069286538-pat00038
은 허미시안 전치(Hermitian transpose)를 의미하며,
Figure 112014069286538-pat00039
는
Figure 112014069286538-pat00040
로 구성된 수신배열의 조향벡터이다.
Figure 112014069286538-pat00041
는 표적의 개수를 의미하며,
Figure 112014069286538-pat00042
는 표적(도 1의 110)의 RCS(Rader Cross Section: 레이더 반사 면적)에 비례하는 복소진폭을 의미한다.
Figure 112015107392215-pat00043
는 표적(110)으로부터 n번째 수신 배열 안테나까지의 신호도달 시간을 의미한다.
Figure 112015107392215-pat00044
는 송ㆍ수신기 배열에서의 k번째 표적의 각도이며 DOA(Direction Of Arrival)를 의미한다. 또한
Figure 112015107392215-pat00045
은 Zero Mean White Gaussian Noise를 의미하는 잡음벡터이다. 또한
Figure 112015107392215-pat00046
는 재머의 개수를 의미하며
Figure 112015107392215-pat00047
는 재머의 세기,
Figure 112015107392215-pat00048
은 재머신호의 파형 벡터를 의미한다.
Figure 112015107392215-pat00049
은 켤레 전치(Conjugate transpose)를 의미한다.
송신신호 행렬
Figure 112014069286538-pat00050
가
Figure 112014069286538-pat00051
로 표현될 때, 직교 파형 벡터로 구성되는 공간에 직교하는 투영 행렬(Projection matrix)은 다음 수학식을 통해 구할 수 있다(단계 S310,S311).
Figure 112014069286538-pat00052
여기서, I는 단위행렬,
Figure 112014069286538-pat00053
는 직교 투영(Projection) 행렬이며
Figure 112014069286538-pat00054
인 조건을 만족한다. 수학식 2에서 구한 수신신호 벡터는 행렬로 표현하면
Figure 112014069286538-pat00055
와 같이 구성된다. 이 때 수신신호 행렬은 수학식 4와 같이 표현 할 수 있다.
Figure 112014069286538-pat00056
여기서,
Figure 112014069286538-pat00057
는 수신신호의 원신호 행렬,
Figure 112014069286538-pat00058
는 수신신호의 재머신호 행렬,
Figure 112014069286538-pat00059
는 수신신호의 백색잡음 행렬을 의미한다.
수신신호 행렬
Figure 112014069286538-pat00060
에 직교 투영 행렬
Figure 112014069286538-pat00061
을 곱해주게 되면
Figure 112014069286538-pat00062
가 제거된 후에
Figure 112014069286538-pat00063
행렬과
Figure 112014069286538-pat00064
행렬만 남게 되는데, 이를 수학식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112014069286538-pat00065
결과적으로 재머 신호와 노이즈 신호만 존재하는 수신신호를 얻을 수 있다(단계 S320,S330).
공분산 계산부(도 2의 210)에서 해당 수신신호
Figure 112014069286538-pat00066
을 이용하여 다음 수학식과 같이 공분산 행렬을 구할 수 있다(단계 S340).
Figure 112014069286538-pat00067
여기서,
Figure 112014069286538-pat00068
는 노이즈의 파워를 의미한다. LSMI(Loaded Sample Matrix Inversion)의 최적 가중치 벡터는 다음 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112014069286538-pat00069
여기서,
Figure 112014069286538-pat00070
는 b의 켤레 전치를 나타낸다.
수학식 7을 통해 얻은 최적 가중치 벡터를 이용하여 가시 영역(Visible region)내에서 빔형성기(beamformer)(도 2의 240)의 출력은 다음 수학식을 통해 얻을 수 있다(단계 S350,S360,S361). 부연하면, 공분산 행렬을 얻은 후에 수학식 7을 이용하면 각도를 변수로 갖는 최적 가중치를 얻을 수 있다. 해당 최적 가중치는 연속적으로 구할 수 없고 이산적으로 얻어야 한다. 그런 이유로 단계 S350,S360,S361를 수행한다. 그러므로 빔형성기(Beamformer)의 출력 또한 최적 가중치의 개수와 동일하게 된다.
이렇게 단계 S350,S360,S361를 수행하게 되면 이산적으로 가시영역을 구성하는 각도샘플의 개수
Figure 112014069286538-pat00071
를 얻을 수 있다. 각도를 X축으로 하여 해당 각도 샘플에 맵핑되는 빔형성기(Beamformer) 값을 그려보면 신호원이 있는 각도에 피크(Peak)가 생기게 된다. S370,S380,S390은 결국 모든 각도 샘플에서 얻어낸 데이터를 통해 Peak을 찾음으로써 도래각을 찾아내는 단계이다.
Figure 112014069286538-pat00072
또한, 송ㆍ수신기 조향 벡터를 가시 영역(visible region)내에서 스캔하면서 각 입사각에 대한 빔형성기(beamformer)의 출력 신호를 얻을 수 있다(단계 S350,S370). 이후, 이러한 해당 출력 신호를 통해 원신호의 도래각(AOA: Angle Of Arrival)을 추정할 수 있다(단계 S380,S390). 부연하면, 각도 샘플에서 얻어낸 데이터의 피크(Peak)를 찾음으로써 도래각을 추정할 수 있다. 즉, 스펙트럼을 통해 주파수를 찾는 것과 매우 유사하다.
부연하면, i =
Figure 112014069286538-pat00073
(가시 영역내의 각도 샘플 개수로서, 예를 들면 361을 들 수 있음)인지를 판단한다(단계 S350). 조건 i =
Figure 112014069286538-pat00074
에 대하여 부연설명하면,
Figure 112014069286538-pat00075
개의 각도 샘플에 대하여
Figure 112014069286538-pat00076
개의 beamformer의 출력을 얻어내야 한다. 즉, for i= 1 to
Figure 112014069286538-pat00077
와 동일하다.
따라서, 단계 S370이 수행되고 S380이 수행되어야 도래각 추정이 가능하다.
Figure 112015107392215-pat00078
는 시뮬레이션 상에서 일반적으로 가시영역을 -90도~90도 일 때에 1도간격으로 하면 181개, 0.5도 간격으로 하면 361개를 사용한다.
단계 S350에서, 판단결과, i =
Figure 112014069286538-pat00079
이면 단계 S370 내지 단계 S390이 진행된다.
이와 달리, 단계 S350에서, 판단결과, i =
Figure 112014069286538-pat00080
이 아니면, 단계 S350 내지 단계 S361이 반복 수행된다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 기법과 GLRT(Generalized Likelihood Ratio Test)의 도래각 추정 평균 제곱근 오차를 비교하는 그래프이다. 도 4를 참조하면, SNR(Signal-to-Noise Ratio)이 0dB에서 20dB, JNR(Jammer-to-Noise Ratio)이 70dB, 신호의 개수가 3개이며 -10° 10°, 30°에 동일한 세기로 위치하며 재머신호는 3개에 -20°, 0°, 20°에 위치, 송신기의 송신 배열 안테나의 개수
Figure 112015107392215-pat00081
, 수신기의 수신 배열 안테나의 개수
Figure 112015107392215-pat00082
, 데이터 샘플의 개수
Figure 112015107392215-pat00083
, 가시 영역(Visible region) 내의 각도 샘플 개수
Figure 112015107392215-pat00084
일 때에 10,000회의 반복수행을 통해 얻어낸 본 발명의 일실시예에 따른 기법(401)과 GLRT의 도래각 추정 평균 제곱근 오차(402)를 비교한 것이다. 두 가지 방법 모두 모든 표적의 개수를 추정했으며 평균 제곱근 오차 또한 거의 0에 가까운 결과를 보였다.
연산 복잡도는 근사적으로 알고리즘의 곱연산의 개수로 표현할 수 있다. 본 발명의 일실시예에 따른 적은 연산 복잡도를 설명하기 위해 기존 재머 억제 기법인 GLRT의 연산 복잡도와 본 발명의 일실시예에 따른 연산 복잡도를 근사적으로 보면 다음 수학식과 같다.
Figure 112014069286538-pat00085
Figure 112014069286538-pat00086
여기서,
Figure 112014069286538-pat00087
는 가시영역(Visible region)내 스캔 각도 샘플의 개수를 의미한다. 위 수학식 10의 각 항은 순서대로 수학식 5,6,7,8의 복잡도를 나타낸 것이다.
Figure 112014069286538-pat00088
이라고 가정 할 때, GLRT의 연산 복잡도와 본 발명의 연산 복잡도의 차이는 근사적으로 다음 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014069286538-pat00089
위 수학식 11에서
Figure 112014069286538-pat00090
인 경우에 본 발명의 일실시예에 따른 기법이 GLRT보다 더 작은 연산 복잡도를 갖는다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 기법과 GLRT의 이론적 연산 복잡도를 비교하는 그래프이다. 특히, 도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 연산 복잡도(401)와 GLRT에 따른 연산 복잡도(502)를 나타낸 것이다. 도 5를 참조하면, 각도 샘플 개수
Figure 112015107392215-pat00091
가 361개이고, 샘플 개수
Figure 112015107392215-pat00092
이 16개일 경우에 송ㆍ수신기 배열의 곱과 동일한 가상배열의 크기에 따른 연산 복잡도를 나타낸 그림이다. 해당 환경에서 모든 송ㆍ수신기 곱의 경우에 있어서 더 낮은 연산 복잡도를 가진다.
110: 표적
120: 수신기
120-1 내지 120-M: 수신 배열 안테나
130: 송신기
130-1 내지 130-M: 송신 배열 안테나
200: 재머 억제 및 도래각 추정 장치
210: 공분산 행렬 계산부
220: 도래각 추정부 230: 가중치 계산부
240: 빔형성기

Claims (8)

  1. 병립(Collocated) MIMO(Multi-Input Multi-Output) 레이더 시스템의 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법에 있어서,
    송신기로부터의 송신 신호의 송신 파형을 이용하여 직교 파형 벡터로 구성되는 공간에 직교하는 직교 투영 행렬을 생성하는 단계;
    상기 송신 신호가 표적에 반사되어 생성되는 수신 신호를 이용하여 수신신호 행렬을 생성하고 상기 수신신호 행렬 및 직교 투영 행렬을 이용하여 공분산 행렬을 생성하는 단계;
    상기 공분산 행렬을 이용하여 최적 가중치 벡터를 생성하는 단계;
    상기 최적 가중치 벡터를 이용하여 각 입사각별로 가시 영역내 빔형성기의 출력 신호들을 생성하는 단계; 및
    상기 출력 신호들을 이용하여 상기 수신 신호의 원신호에 대한 도래각을 추정하는 단계;
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신기 및 수신기는 상기 표적을 기준으로 동일한 각도상에 위치되는 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신신호 및 수신신호의 대역폭은 위상 배열 안테나의 간격과 동일한 반파장 이내이고, 전파된 신호는 분산되지 않으며, 표적은 정지된 포인트 표적이며, 송신기에서 사용되는 송신파형은 서로 직교하는 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신신호 행렬은 상기 수신신호의 원신호 행렬, 재머 신호 행렬 및 백색잡음 행렬의 합인 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 공분산 행렬의 생성은 상기 수신신호 행렬에 직교 투영 행렬을 곱함으로써 이루어지는 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 직교 투영 행렬은 수학식
    Figure 112015107392215-pat00093
    (여기서, I는 단위행렬이고, X는 송신신호 행렬로
    Figure 112015107392215-pat00094
    로 표현되며,
    Figure 112015107392215-pat00095
    은
    Figure 112015107392215-pat00096
    인 송신파형 벡터이고,
    Figure 112015107392215-pat00097
    은
    Figure 112015107392215-pat00098
    번째의 송신 배열 안테나에서 송신된 기저대역 이산신호이고, T는 벡터를 나타낸다)으로 정의되는 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 공분산 행렬은 수학식
    Figure 112014069286538-pat00099
    (여기서,
    Figure 112014069286538-pat00100
    는 직교 투영(Projection) 행렬이며
    Figure 112014069286538-pat00101
    인 조건을 만족하고, YJ는 재머 신호의 파형 벡터이고, Z는 백색잡음이며, Y는 수신신호 행렬로
    Figure 112014069286538-pat00102
    로 표현되며,
    Figure 112014069286538-pat00103
    은
    Figure 112014069286538-pat00104
    인 수신신호 벡터이고,
    Figure 112014069286538-pat00105
    은
    Figure 112014069286538-pat00106
    번째의 수신 배열 안테나에서 수신된 기저대역 이산신호이고, T는 벡터를 나타낸다)으로 정의되는 것을 특징을 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법.
  8. 병립(Collocated) MIMO(Multi-Input Multi-Output) 레이더 시스템의 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 장치에 있어서,
    송신 신호의 송신 파형을 이용하여 직교 파형 벡터로 구성되는 공간에 직교하는 직교 투영 행렬을 생성하는 송신기;
    상기 송신 신호가 표적에 반사되어 생성되는 수신 신호를 이용하여 수신신호 행렬을 생성하는 수신기;
    상기 수신신호 행렬 및 직교 투영 행렬을 이용하여 공분산 행렬을 생성하는 공분산 행렬 계산부;
    상기 공분산 행렬을 이용하여 최적 가중치 벡터를 생성하는 가중치 계산부;
    상기 최적 가중치 벡터를 이용하여 각 입사각별로 가시 영역내 빔형성 출력 신호들을 생성하는 빔형성기; 및
    상기 출력 신호들을 이용하여 상기 수신 신호의 원신호에 대한 도래각을 추정하는 도래각 추정부;
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 장치.
KR1020140093196A 2014-07-23 2014-07-23 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치 KR101603630B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140093196A KR101603630B1 (ko) 2014-07-23 2014-07-23 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020140093196A KR101603630B1 (ko) 2014-07-23 2014-07-23 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160012284A KR20160012284A (ko) 2016-02-03
KR101603630B1 true KR101603630B1 (ko) 2016-03-15

Family

ID=55355347

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140093196A KR101603630B1 (ko) 2014-07-23 2014-07-23 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101603630B1 (ko)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106842135B (zh) * 2016-12-23 2019-07-09 西安电子科技大学 基于干扰加噪声协方差矩阵重构的自适应波束形成方法
KR101988099B1 (ko) * 2017-04-04 2019-06-11 세종대학교산학협력단 도래각 추정을 위한 공분산 행렬 생성 방법
KR101956449B1 (ko) * 2017-04-25 2019-03-08 서강대학교산학협력단 행렬의 거듭제곱기법을 이용한 도래방향각 추정방법, 상기 방법을 이용한 도래방향각 추정장치, 및 상기 방법을 이용한 도래방향각 추정시스템
CN109061578B (zh) * 2018-07-12 2022-07-01 西安电子科技大学 基于mimo雷达的凹口方向图波形综合设计方法
KR102471995B1 (ko) * 2018-09-20 2022-11-30 한국전자통신연구원 Sml 비용함수 및 가설검증을 고려한 신호개수 추정 방법 및 장치
CN111812599B (zh) * 2020-06-23 2023-11-07 南京航空航天大学 博弈条件下基于低截获性能的组网雷达最优波形设计方法
CN112054828B (zh) * 2020-08-12 2021-07-27 南京航空航天大学 面向低截获的分布式mimo雷达通信一体化***功率分配方法
CN117784026B (zh) * 2024-02-26 2024-05-03 中国人民解放军空军预警学院 一种空时频域联合主动抗复合干扰方法和装置
CN117872281B (zh) * 2024-03-11 2024-05-31 中国人民解放军空军预警学院 一种相位控制频率分集极化分集的mimo雷达方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003014836A (ja) 2001-07-02 2003-01-15 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
KR100912251B1 (ko) 2009-02-25 2009-08-17 국방과학연구소 도래각 추정 방법, 표적 탐지 방법 및 도래각 추정 장치

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101068103B1 (ko) 2009-06-24 2011-09-27 국방과학연구소 항 재밍을 위한 능동 중계기 및 그 방법
KR101095996B1 (ko) * 2010-04-15 2011-12-20 국방과학연구소 부호교차 위상제어 방식의 위상배열 안테나 빔 널링 방법
JP5922647B2 (ja) 2010-04-29 2016-05-24 オン−ランプ ワイアレス インコーポレイテッド 前方誤り訂正媒体アクセス制御システム

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003014836A (ja) 2001-07-02 2003-01-15 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
KR100912251B1 (ko) 2009-02-25 2009-08-17 국방과학연구소 도래각 추정 방법, 표적 탐지 방법 및 도래각 추정 장치

Also Published As

Publication number Publication date
KR20160012284A (ko) 2016-02-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101603630B1 (ko) 송신신호 파형의 직교성을 이용한 재머 신호 억제 및 원신호 도래각 추정 방법 및 장치
US9562968B2 (en) Sensor system and method for determining target location using sparsity-based processing
CN104251989B (zh) 基于压缩空间谱的单基地mimo雷达目标波达方向估计方法
CN106021637B (zh) 互质阵列中基于迭代稀疏重构的doa估计方法
CN110133631B (zh) 一种基于模糊函数的频控阵mimo雷达目标定位方法
KR101555996B1 (ko) 저피탐 표적 탐지를 위한 주파수 다이버시티를 이용한 공분산 행렬 합성 장치 및 방법
Gao et al. Impact of frequency increment errors on frequency diverse array MIMO in adaptive beamforming and target localization
CN107092007A (zh) 一种虚拟二阶阵列扩展的波达方向估计方法
CN105319545B (zh) 提高stap检测性能的mimo-ofdm雷达波形设计方法
Vesa Direction of arrival estimation using music and root-music algorithm
JP5496066B2 (ja) 送受信装置
CN104635219B (zh) 基于阵元‑脉冲域补偿的匀加速平台空时自适应处理方法
KR101807499B1 (ko) 상호간섭효과를 보상한 원형 배열 안테나 기반의 도래각 추정 장치 및 추정 방법
CN109327249A (zh) Mimo***中的到达角估计方法
Foroozan et al. Cramer-Rao bounds for time reversal mimo radars with multipath
US9444558B1 (en) Synthetic robust adaptive beamforming
Reza et al. Robust concentric circular antenna array with variable loading technique in the presence of look direction disparity
Lesturgie Some relevant applications of MIMO to radar
JP2010121991A (ja) 電波到来方向推定装置
JP5062804B2 (ja) 到来波推定方法および装置
JP2005189171A (ja) レーダ装置
JP2013044642A (ja) パッシブレーダ装置
Pandey et al. Space Time Adaptive Processing for High Signal to Clutter Ratio Target's Detection Radar System
CN113917421A (zh) 一种基于级联lms滤波器的分布式雷达主瓣干扰抑制方法
Zhao et al. Active phased array radar-based 2D beamspace MUSIC channel estimation for an integrated radar and communication system

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20200303

Year of fee payment: 5