KR101571740B1 - 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템 - Google Patents

다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템 Download PDF

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Abstract

일반적으로 불안정한 다수의 dc 소스로부터의 전력을 전력 그리드로의 주입을 위해 안정한 품질의 ac 전력으로 변환한다. 변환은 dc 소스로부터의 출력을 시스템에서의 다수의 인버터 각각의 입력으로의 전류 조절에 의해 달성되는데, 각각의 인버터는 시스템의 모든 다른 인버터로부터 출력된 다상 전류와 위상이 상이한 다상 전류를 출력한다. 시스템의 모든 인버터로부터의 다상 전류는 전력 그리드로의 주입을 위해 스텝 형태의 파형을 가진 3상 전류 출력을 산출하는 위상 변압 네트워크의 제 2 권선으로 연결된다.

Description

다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템{MULTIPHASE GRID SYNCHRONIZED REGULATED CURRENT SOURCE INVERTER SYSTEMS}
본 발명은 일반적으로 불안정한 전원으로부터의 직류(dc) 전력을 전력 그리드로 주입하기에 적합한 품질의 교류(ac) 전력으로 변환하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
전력의 비전형적인 교류 소스는 전위차에 의한 dc 전류를 산출하기 위해 광전지 또는 연료전지와 같은 전지로 구성될 수 있다. 도 1은 각각이 복수의 전기적으로 상호연결된 광전지를 구비하는 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈(102)을 포함하는 광전 어레이(100)를 도식적으로 나타낸다. 3열 x "n개"의 행(여기서, n은 임의의 양의 정수가 될 수 있다.)이 도 1에 도시되어있지만, 광전 어레이는 임의의 수의 열과 행으로 된 광전 모듈을 포함한다. 편의를 위해, 광전 어레이는 "PVA"라고 칭한다. PVA는 도 2에 그래픽으로 도시된 성능 특성을 가지는 dc 전력 소스(도 1에서 출력 단자 +DC 및 -DC에서)이다. PVA의 전압 및 전류 커패시티는 광전지 상에 입사한 태양광과 그의 주변의 온도(사이트 파라미터)의 함수이다. 추가로, PVA의 출력으로부터의 전류 수요의 레벨은 직접적으로 dc 출력 전압의 크기에 영향을 준다. 곡선(120a 내지 120e)은 각각 특정한 유형의 광전지 및/또는 사이트 파라미터에 대한 PVA 출력 전압에서의 변화에 대한 PVA 출력 전류에서의 변화를 나타내고; 곡선(120a' 내지 120e')은 PVA 출력 전압에서의 변화에 대한 PVA 출력 전력에서의 대응하는 변화를 나타낸다. 일련의 곡선(120a 내지 120e)에 의해 도시된 바와 같이, PVA의 최대 커패시티가 주어진 레벨의 입사 태양광 및 주변 온도에 대해 도달될 때까지, 전류 출력은, 출력 전압이 증가할 때, 점차적으로 감소한다. 각각의 전류 곡선의 포인트에서, 전류 출력은 급격하게 떨어진다. 대응하는 PVA 전력 출력은 일련의 곡선(120a' 내지 120e')에 의해 표시되고; PVA 출력 전력은 도 2에서 쇄선 MPP와 각각의 전력 곡선이 교차하는 것에 의해 정의되는 바와 같은, "최대 전력 포인트"(MPP)로 정의되는 포인트까지 전압 출력과 함께 증가한다. 따라서, PVA를 생성하는 전력에 대한 원하는 최적의 동작 포인트는 MPP 포인트이다.
일반적으로, 그런다음, PVA는, 출력이 입사 태양광 또는 주변 온도의 순간적인 레벨과 같은 순간적으로 제어할수 없는 팩터의 함수이기 때문에, 출력의 안정성에 대한 예측불가능성의 정도를 가진 dc 소스를 나타낸다.
인지가능한 정도의 양의 전력을 PVA로부터 일반적인 전력 시스템("그리드"라고 함)으로 전달하기 위해, PVA dc 출력 전력은 그리드 전력과 동기된 그리드 주파수와 위상으로 ac 전력으로 변환되어야 한다. 광전 어레이와 dc-to-ac 전력 컨버터의 집합으로 형성된 광전(솔라) 팜(farm)과 같은 대안의 "전력 플랜트"는 수 킬로 와트에서 수백 메가와트까지 범위의 전기 출력 커패시티를 구비할 수 있다. 솔라 팜은 바람직하게는 산악지역이나 사막과 같은 풍부한 태양광을 가지는 지역에 지어진다. 솔라 팜은 또한 냉동 저장 설비, 산업 제조 플랜트, 컴퓨터 네트워크 서버의 빌딩 하우징 뱅크, 및 쇼핑몰과 같은 고 커패시티 전력 소비처의 지붕에 설치될 수 있다.
도 3은 일반적인 종래 기술의, 3상 스위치 모드 전압 소스 인버터(130)를 도시한다. 인버터는 3개의 브랜치를 구비하고, 각각의 브랜치에서 2개의 스위칭 디바이스(SW1 및 SW2; SW3 및 SW4; 또는 SW5 및 SW6)를 각각 가진다. 스위치 모드 전압 소스 인버터에서 활용되는 스위칭 디바이스는 예를 들면, 접합형 트랜지스터(BJT); 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET); 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT); 게이트 턴 오프 사이리스터(GTO); 또는 게이트 정류 사이리스터(GCT)와 같은 임의의 유형의 제어가능한, 단방향 전도 반도체 디바이스가 될 수 있다. 각각의 스위칭 디바이스는 역평행 다이오드(D1 내지 D6)로 분로된다. DC 전압은 PVA(100)로부터 스위치 모드 전압 소스 인버터로 입력된다. 평활화 커패시터(Cdc)는 dc 전류가 순간적으로 인버터 출력 주파수의 각각의 사이클의 절반의 사이클에서 변하는 동안 입력 dc 전압을 안정화시킨다. 스위칭 디바이스는 그것들을 통전(온)에서 비통전(오프) 상태로 수 킬로헤르츠의 고속으로 순차적으로 스위칭시킴으로써 변조되어, ac 저역 통과 필터(132)를 통과한 후에, 인버터 출력 전류가 이상적인 사인파 파형에 근접하게 된다. 인버터 출력 전류는 그런다음 라인 변압기(134)를 통해 변환되고, 이것은 그리드(92)로부터 인버터 출력을 전기적으로 절연시키고 인버터 출력 전압 레벨을 그리드 전압 레벨로 변환시킨다. 그리드에 공급되는 전류는 로드(Rload)를 공급하고, 따라서 그리드 임피던스(Zline)을 통해 전력을 공급하는 그리드 전원(Vac)에 대한 부하를 감소시킨다.
도 4(a) 내지 도 4(c)에서의 그래프는 도 3에 도시된 스위치 모드 전압 소스 인버터의 동작을 기술한다. 도 4(a)에서 파형(140)에 의해 표시된 고주파(일반적으로 1,000 내지 5,000 헤르쯔) 톱니 제어 신호가 인버터 출력 위상 전압과 동기화되는 파형(142)에 의해 표시되는 사인파 기준 신호와 비교된다. 파형이 예를 들면 위상(A)과 같은 하나의 위상을 도시하지만, 다른 2개의 위상, 즉 위상(B 및 C)은 플러스 및 마이너스 120°의 위상 편이를 제외하고는 동일하다.
톱니 신호의 순간적인 크기가 기준 사인파 신호의 크기보다 더 클 때, 포지티브 스위칭 디바이스(SW1)(+DC 레일에 연결)는 도전성이고, 네거티브 스위칭 디바이스(SW2)(-DC 레일에 연결)는 비도전성이다. 이때, 포지티브 포텐셜이 인버터 출력 위상에 적용된다. 톱니 신호의 순간적인 크기가 사인파 기준 신호의 크기보다 더 작을 때, 포지티브 스위칭 디바이스(SW1)는 비도전성이 되고, 네거티브 스위칭 디바이스(SW2)는 도전성이 된다. 이때, 네거티브 포텐셜이 인버터 출력 위상에 적용된다. 따라서, 도 4(b)에서 파형(144)에 의해 표시된 전압 펄스의 고주파 펄스 폭 변조(PWM) 트레인이 각각의 인버터 출력 위상에 대해 생성된다.
적절한 동작을 위해, PVA의 dc 출력 전압은, 변압기(134)를 통해 그리드에 의해 인버터 출력 위상(A, B, 및 C)으로 유도된 그리드의 위상 전압(Van, Vbn 및 Vcn)의 임의의 피크 값보다 크거나 또는 최소한 같아야한다. 이러한 조건을 만족시키기 위해, 생성된 톱니 신호의 진폭은 생성된 기준 사인파 신호의 진폭과 같다. PVA dc 출력 전압이 위상 전압보다 더 클때, 기준 사인파 신호의 진폭은 피크 톱니 전압 이하로 감소되고, PWM 전압은 변화되어, 도 4(c)에서의 파형(146)에 의해 표시되는 출력 전류의 크기를 제어한다. PVA dc 출력 전압이 피크 위상 전압 이하로 떨어질 때, 인버터 제어는 저 레벨 dc를 보상하지 않고, 인버터 출력 전류의 총 고조파 성분은 매우 커서 인버터(130)가 그리드로부터 연결해제되도록 한다.
스위칭 디바이스(SW2 및 SW3)는, 사인파 제어 신호가 위상(A)에 대해 그로부터 플러스 120° 편이되어 인버터 출력이 플러스 120° 위상 편이된 위상(B), PWM 전압 및 사인파 전류를 산출하도록 하는 것을 제외하면은, 유사한 방식으로 제어되고; 유사하게, 스위칭 디바이스(SW4 및 SW5)는 사인파 제어 신호가 위상(A)에 대해 그로부터 마이너스 120° 편이되어 인버터 출력이 마이너스 120° 위상 편이된 위상(C), PWM 전압 및 사인파 전류를 산출하도록 한다.
스위치 모드 전압 소스 인버터에서, 스위칭 디바이스(SW1 내지 SW6)는 그리드에 공급되는 인버터 출력 전류의 값 및 형상을 담당하는 제어 엘리먼트이다. 상기의 스위칭 디바이스들은 고속으로 스위칭(정류)되고, 이는 커패시티와 전력 발산을 전달하는 정상상태 전류에 제한된 고속 반도체 디바이스를 필요로 한다. 스위칭 손실은 이러한 유형의 인버터에 의해 변환될 수 있는 전력량에 대한 제한 요소이다. 스위치 모드 전압 소스 인버터가 500kW까지 전력레벨을 생성할 수 있는 거주 및 일부 상업용 솔라 전력 컨버터에 폭넓게 사용될수 있더라도, 그것들은 커다란 솔라 팜 고객에 필요한 수 메가와트 범위에서 성공적으로 사용되기에는 너무 작다. 최대 전력 한계에 대한 주된 원인은 이러한 손실을 발산(disspate)하기 위해 제한된 커패시티를 가진 디바이스에서의 현저한 전력 손실에 기여하는 스위칭 디바이스(SW1 내지 SW6)의 고주파 정류이다.
3상 스위치 모드 전압 소스 인버터의 상기 설명은 엄격한 dc 전압 입력 및 인버터 스위칭 디바이스의 고주파 PWM 정류에 기초한 다양한 스위칭 스킴으로 구현될 수 있다.
전력 그리드로의 주입을 위해 복수의 일반적으로 불안정한 dc 소스로부터의 dc 전력을, 총 고조파 왜곡이 감소된 ac 출력 전류를 산출하는 다상 변압된 출력을 구비한 다상 조절된 전류 소스 인버터로 변환하는 것이 본 발명의 하나의 목적이다.
일 측면에서, 본 발명은 전력 그리드로의 주입을 위해 복수의 불안정한 dc 소스로부터의 dc 전력을 ac 전력으로 변환하는 장치, 및 방법이다. 다수의 조절된 전류 소스 인버터가 제공된다. 각각의 조절된 전류 소스 인버터는 각각의 인버터로부터 다중 위상 ac 출력을 산출하기 위한 복수의 스위칭 디바이스를 포함한다. 복수의 dc 소스의 각각은 조절된 전류 소스 인버터 각각으로 입력 전력을 공급한다. 각각의 조절된 전류 소스 인버터의 다상 ac 출력은 전력 그리드의 전압과 동기하여 동작한다. 조절된 전류 소스 인버터 각각에서의 복수의 스위칭 디바이스의 정류가 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 ac 출력 전류를 산출하기 위해 시퀀싱된다. 조절된 전류 소스 인버터 모두로부터의 다상 ac 출력 전류를 위상 편이 시키기 위해 적어도 하나의 변압기가 제공되어 전력 그리드로의 주입을 위해 3상 전류를 산출하도록 한다. 3상 전류는, 조절된 전류 소스 인버터의 수가 증가할 때, 총 고조파 왜곡이 감소한 것을 나타내는 멀티-스텝 파형을 가진다. 본 발명의 일부 예시에서, 전류 조절은 각각의 조절된 전류 소스 인버터에 포함된 스텝업 및 스텝다운 전류 dc 조절의 조합이다. 본 발명의 다른 예시에서, 스텝업 조절은 복수의 불안정한 dc 소스 각각에서 달성될 수 있는 반면, 스텝다운 조절은 조절된 전류 소스 인버터 각각에 포함된다.
다른 측면에서, 본 발명은 복수의 불안정한 dc 소스로부터 전력 그리드로 단위 ac 전력을 주입하는 방법이다. 복수의 불안정한 dc 소스 각각의 출력은 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 입력에 연결된다. 다상 출력은 각각의 조절된 전류 소스 인버터에서의 복수의 스위칭 디바이스를 순차적으로 정류함으로써 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터 산출된다. 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 출력은 모든 다른 조절된 전류 소스 인버터로부터의 각각의 다상 출력의 위상과 일치하지 않는다. 조절된 전류 소스 인버터 모두로부터의 다상 출력은 전력 그리드에 연결된 3상 출력을 구비한 위상 편이 변압 네트워크로 연결된다. 불안정한 dc 소스 각각으로부터 조절된 전류 소스 인버터의 각각에서의 인버터 섹션으로의 직류는 조절되어 전력 그리드로의 주입을 위해 위상 편이 변압 네트워크의 3상 출력에서 실질적으로 일정한 스텝-파형 전류를 산출한다.
본 발명의 상기 및 기타 측면은 본 명세서 및 첨부된 청구범위에서 더 설명된다.
본 발명에 따르면, 불안정한 다중 dc 소스로부터의 전력을 전력 그리드로의 주입을 위해 안정한 품질의 ac 전력으로 변환할 수 있다.
하기에 간략하게 요약된 바와 같은, 첨부 도면은 본 발명을 이해하기 위한 예시로써 제공된 것이고, 본 명세서에서 더 설명되는 바와 같이 본 발명을 제한하지는 않는다.
도 1은 복수의 광전 모듈을 구비하는 광전 어레이의 하나의 예를 나타내는 개략도이다.
도 2는 일반적인 광전 어레이의 dc 출력 특성을 그래프로 도시한다.
도 3은 종래 기술의 스위치 모드 전압 소스 인버터의 개략도이다.
도 4(a), 도 4(b), 및 도 4(c)는 도 3에 도시된 스위치 모드 전압 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 5는 본 발명에서 사용되는 dc 전류 조절을 나타내는 단상 조절된 전류 소스 인버터의 간략화된 개략도이다.
도 6 및 도 7은 도 5에 도시된 단상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 8은 도 5에 도시된 단상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래프로 도시한다.
도 9는 본 발명의 3상 조절된 전류 소스 인버터의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 10 및 도 11은 도 9에 도시된 3상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 12는 도 9에 도시된 3상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 13은 본 발명의 6상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 14는 도 13에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터 시스템용의 변압의 관계를 도시한 벡터 그룹 다이어그램이다.
도 15는 도 13에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 16은 도 13에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 17은 브랜치된 와이형 구성의 출력 전력의 변압을 활용하는 본 발명의 9상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 18은 도 17에 도시된 9상 조절된 전류 소스 인버터 시스템용의 변압의 관계를 도시한 벡터 그룹 다이어그램이다.
도 19는 도 17에 도시된 9상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 20은 도 17에 도시된 9상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 21은 듀얼 지그재그형 브랜치된 와이형 구성의 출력 전력의 변압을 활용하는 본 발명의 12상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 22는 도 21에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터 시스템용의 변압의 관계를 도시한 벡터 그룹 다이어그램이다.
도 23은 도 21에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 24는 도 21에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 25는 이중 다각형 델타 구성의 출력 전력의 변압을 활용하는 본 발명의 6상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 26은 도 25에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터 시스템용의 변압의 관계를 도시한 벡터 그룹 다이어그램이다.
도 27은 도 25에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 28은 도 25에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 29는 듀얼 이중 다각형, 확장된 델타 구성의 출력 전력의 변압을 활용하는 본 발명의 12상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 30은 도 29에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터 시스템용의 변압의 관계를 도시한 벡터 그룹 다이어그램이다.
도 31은 도 29에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 32는 도 29에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 33은 와이형 델타 구성의 출력 전력의 변압을 활용하는 본 발명의 6상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 34는 도 33에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터 시스템용의 변압의 관계를 도시한 벡터 그룹 다이어그램이다.
도 35는 도 33에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 36은 도 33에 도시된 6상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 37은 듀얼 지그재그 와이형 델타 구성의 출력 전력의 변압을 활용하는 본 발명의 12상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 38은 도 37에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터 시스템용의 변압의 관계를 도시한 벡터 그룹 다이어그램이다.
도 39는 도 37에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 40은 도 37에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 41은 4중 위상 편이된 출력 전력의 변압을 활용하는 본 발명의 24상 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 하나의 예의 간략화된 개략도이다.
도 42는 도 41에 도시된 24상 조절된 전류 소스 인버터의 동작에 연관된 파형을 도시한다.
도 43은 도 41에 도시된 12상 조절된 전류 소스 인버터의 출력에서 산출된 ac 전류 고조파의 크기를 그래픽으로 도시한다.
도 44는 스텝업 전류 조절이 복수의 dc 소스에서 달성되는 본 발명의 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또 다른 예의 간략화된 개략도이다.
"전력 그리드" 또는 "그리드"라는 용어는 본문에서 일반적으로 동작 전압에 따라 분할되는 ac 전력 그리드를 기술하기 위해 사용된다. 그리드는 송전(일반적으로 161-765 킬로볼트); 하위 송전(일반적으로 34.5-138 킬로볼트); 배전(일반적으로 4.16-24.94 킬로볼트); 및 활용 섹션(일반적으로 120-600볼트)을 포함한다. 컴포넌트의 이용 및 선택에 따라, 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템이, 그리드의 배전 섹션이 바람직함에도 불구하고, 이러한 동작 섹션들 중 임의의 것에서 그리드로의 ac 전력을 공급(주입)하기 위해 사용될 수 있다.
도 5는 본 발명에서 사용되는 전류 조절안의 하나의 예를 도시하며, 설명의 간략화를 위해 단상을 적용한다. 도면에서, 조절된 전류 소스 인버터(RCSI)(10)로의 입력 전력은 복수의 dc 소스(100)로부터 입력되며, 이는 본 예시에 대해 상술한 바와 같이 PVA(100)이다. 집중 저항(lumped resistance)(Rdc)은 PVA의 내부 직렬 임피던스를 나타낸다. RCSI(10)는 전류 레귤레이터(CR) 섹션(12) 및 인버터 섹션(14)을 포함한다. 특정한 예시에서, CR 섹션은 서브섹션(12a 및 12b)을 구비하고, 인버터 섹션은 단상 dc-to-ac 인버터를 구비한다. 인버터 출력은 전력 네트워크(그리드)(92)에 연결되고, 이는 집중 라인 저항(Rline), 라인 리액턴스(Xline), 및 그리드 전원(Vac)으로서 단일 라인 형태로 표시된다. 인버터 출력은 전력을 그리드(Rload로 표시된)에 연결된 로드에 의해 사용하도록 그리드로 주입하여, 그리드 전력원으로부터의 전력 수요를 감소시킨다.
CR 서브섹션(12a 및 12b)은 인버터로의 dc 전압 입력(3 및 4 포인트에서)이 하기에 기술된 바와 같이 그리드로의 ac 전류의 주입을 용이하게하는 최적값 이상 또는 이하인지에 따라 교대로 액티브하게 된다. CR 섹션(12)은 소스(100)로부터의 순간적인 dc 전류의 레벨을 조절하여 조절된 dc 전류가 상술한 바와 같이 MPP에서 PVA로부터의 출력 전류의 안정성에 독립적인 인버터 입력에 공급될 수 있다. CR 서브섹션(12a)은 RCSI에 입력된 dc 소스(100)의 출력 전압(포인트 1 및 2에서)이 그리드(92)로의 주입을 위해 전류를 출력하기 위한 RCSI에 대한 최적 전압이하로 떨어질 때, 스텝업 전류 레귤레이터로서 기능한다. CR 서브섹션(12b)은, RCSI에 입력된 dc 소스(100)의 출력 전압(포인트 1 및 2에서)이 그리드(92)로의 주입을 위해 전류를 출력하기 위한 RCSI에 대한 최적 전압 이상으로 현저하게 상승할 때 스텝다운 전류 레귤레이터로서 기능한다. 단상 인버터를 가진 RCSI에 대해, 이러한 최적 전압은 하기의 수학식으로 표시된 바와 같이 그리드의 1/2 주기의, 평균 ac, 라인 전압(E)으로서 정의될 수 있다.
Figure 112010035664379-pct00001
여기서, E는 단상 인버터로의 평균 dc 전압 입력(포인터 3 및 4에서)이고 Vline은 RMS는 라인 그리드 전압이다. 예를 들면, Vline이 600볼트라면, 수학식 1로부터 최적의 전압 E는 540볼트가 된다.
도 6에서 파형은 스텝업 dc 전류 레귤레이터 서브섹션(12a)이 액티브이고 스텝다운 dc 전류 레귤레이터 서브섹션(12b)이 액티브하지 않을때(즉, 서브섹션(12b)에서의 스위치(SWb)가 닫혔을 때), 스텝업 dc 전류 조절 모드에서의 RCSI(10)의 CR 섹션의 동작에 연관된다. 파형은 그리드 라인 전압 파형(202) 및 그리드 주입 전류 파형(204)을 포함한다. 그리드 라인 전압 주기의 절반인, 각각의 조절 주기(Treg) 동안, 도 5에서 스위치(SWa)는 도 6에서 파형(206)에 의해 도시된 바와 같이 스위치(SWa) 폐 주기 동안 닫혀있고, 스위치(SWa) 개방 주기 동안 열려있다. 스위치(SWa)가 닫혀있을 때, 인덕터(La)는 파형(208)의 양의 기울기 영역에 의해 표시된 증가한 dc 전류에 의해 공급된 에너지를 저장한다. 스위치(SWa)가 열려있을 때, 인덕터(La)에 저장된 에너지가 커패시터에 충전 에너지를 저장시키기 위해 파형(208)의 음의 기울기 영역에 의해 도시된 바와 같이 커패시터(Cdc)로 흐른다. 이러한 배치는 인덕터(La)로 하여금 커패시터(Cdc)를 순간 인버터 입력 dc 전압 레벨 이상의 전압 레벨로 충전시키도록 하고, 순간 인버터 입력 dc 전압 레벨(약 포인트 3 및 4에서)이 인버터로의 최적 dc 전압 입력 미만이 될 때 PVA(100)의 MPP에 의해 정의된 RCSI(10)의 연속한 동작을 허용한다. 인버터(14)로 공급되는 전류는 스위치(SWa)의 개방 주기에 대한 스위치(SWa)의 폐 주기의 듀티 사이클 비, 즉, 인덕터(La)에 저장된, 그리고 그로부터 방전되는 에너지 양에 의해 제어된다.
도 7의 파형은 스텝다운 dc 전류 레귤레이터 서브섹션(12b)이 액티브이고 스텝업 dc 전류 레귤레이터 서브섹션(12a)이 액티브이지 않을 때(즉, 서브섹션(12a)에서의 스위치(SWa)가 개방되었을 때) 스텝다운 dc 전류 조절 모드에서의 RCSI(10)의 CR 섹션의 동작에 연관된다. 파형은 그리드 라인 전압 파형(212)과 그리드 주입 전류 파형(214)을 포함한다. 각각의 조절 주기(Treg) 동안, 도 5의 스위치(SWb)는 도 7에 도시된 파형(216)에 의해 도시된 바와 같이 스위치(SWb) 폐 주기 동안 닫혀있고, 스위치(SWb) 개방 주기 동안 개방되어있다. 스위치(SWb)가 닫혀있을 때, 인덕터(Lb)는 파형(218)의 양의 기울기 영역에 의해 도시된 바와 같은 증가하는 dc 전류에 의해 공급된 에너지를 저장한다. 스위치(SWb)가 개방되어 있을 때, 인덕터(Lb )에 저장된 에너지가 플라이휠 다이오드(Db)를 통해 흘러서 인버터(14) 입력으로 공급된 dc 전류의 평균 크기를 제어한다.
도 6 및 7은 각각 조절 주기에서 dc 전류 레귤레이터 스위치(SWa 및 SWb)의 단일 정류에 연관된 파형이다. 본 발명의 다른예에서, 상기 스위치 중 어느 하나 또는 모두는 단일 조절 주기에서 다수회 정류될 수 있다. 조절 주기당 다수의 정류가 스위칭 손실을 증가시킬 수 있다고 하더라도, 이러한 동작은 특정한 애플리케이션에서 레귤레이터 인덕터(La 및 Lb)의 크기(물리적 및 전기적 커패시티 모두)를 감소시킬 수 있고, 따라서 레귤레이터 손실의 총감소를 가져올 수 있다.
도 5에서, 인버터 섹션(14)은 4개의 스위칭 디바이스(SW1 내지 SW4)를 포함한다. 각각의 스위치는 접합형 트랜지스터(BJT); 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET); 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT); 게이트 턴 오프 사이리스터(GTO); 또는 게이트 정류 사이리스터(GCT)와 같은(그러나, 그에 한정되는 것은 아님) 임의의 유형의 제어가능한 단방향 도전성 스위칭 디바이스가 될 수 있다. 스위치가 예를 들면, 고 역방향 전압에 대해 정격이 아닐때, 예를 들면, BJT, IGBT, 또는 MOSFET, 스위치는 블로킹 다이오드와 직렬로 연결될 수 있다. 본 발명의 모든 예시에서 이러한 유형의 스위칭 디바이스의 활용은 3상 전류 그리드-공급 인버터가 전기 사이클의 임의의 시간 동안 게이트 제어 신호를 통해 개방될 수 없는 부호변환점 실리콘 정류 소자(SCR) 스위칭 디바이스로 구현되는 종래 기술의 3상 인버터에 비해 이점을 가진다. 결과적으로, 이러한 종래 기술의 인버터에서, SCR 게이트 신호는 타이밍 시퀀스로부터 90° 내지 180°까지 지연되고 전류가 RCSI의 입력으로 연결된 dc 소스로부터 그리드로 흐르도록 허용한다. 이러한 종래 기술 인버터는 그리드 전압과 동일 위상의 출력 전류를 산출할 수 없다. 또한 지연된 부호변환점 게이팅에 기인하여, 인버터의 정류가 현저한 고조파 왜곡을 일으키는 그리드 전압에서의 깊은 노치를 야기한다.
양의 극성의 전류가 그리드로 흐르도록 허용하기 위해 그리드 라인 전압의 주기의 각각의 양의 절반의 주기 동안, 스위치 쌍(SW1 및 SW2)은 닫히고 스위치쌍(SW2 및 SW3)은 열린다. 역으로, 음의 극성의 전류가 그리드로 흐르도록 허용하기 위해 각각의 그리드 라인 전압의 각각의 음의 절반의 주기 동안, 스위치 쌍(SW1 및 SW2)은 열리고 스위치 쌍(SW2 및 SW3)은 닫힌다. 그리드 라인 전압 파형(202 또는 212) 및 인버터 출력 전류 파형(204 및 214)이 도 6 및 도 7에 도시된다.
인덕터(La 및 Lb)는 파형(204 및 214)에 의해 표시된 바와 같은 인버터로부터의 거의 구형파 출력 전류를 가져오는 실질적으로 인터럽트되지 않은 레벨의 dc 전류를 인버터(14)로 공급하기에 충분한 전기 커패시티를 가진다. 구형파의 고조파 성분은 하기의 수학식으로부터 연산될 수 있다.
Figure 112010035664379-pct00002
여기서, Ⅰ1은 제 1 전류 고조파의 진폭이고, Ⅰn은 n번째 전류 고조파의 전류 진폭을 나타낸다. 정수, n의 값은 하기의 수학식으로부터 연산될 수 있다.
Figure 112010035664379-pct00003
여기서,
Figure 112010035664379-pct00004
는 본 발명의 특정한 애플리케이션에 사용되는 하나 이상의 조절된 전류 소스 인버터용 출력 위상의 총 수와 같고, k는 1에서 무한대까지 범위의 정수이고; 실제로는, k의 최대값은 다음번 고조파가 마지막 이전의 고조파에 대해 연산된 총 왜곡에 대해 미미한 증분값을 기여할 때 선택된다. 도 8은 도 5의 단일 위상 RCSI(10)로부터의 출력 전류에 의해 산출된 홀수 전류 고조파의 상대적인 크기의 분포를 도시한 바 차트이다(여기서,
Figure 112010035664379-pct00005
는 1과 같고, n은 일련의 정수: 3, 5, 7, 9, 11, 13...95, 97; 즉, 3에서 97까지의 홀수 고조파와 같다.)
순 사인파에 대한 주어진 전류 파형의 총 왜곡은 하기의 수학식으로부터 연산될 수 있는 퍼센트로 된 총 고조파 왜곡(THD) 값에 의해 양이 정해진다.
Figure 112010035664379-pct00006
구형파 전류 파형은 48 퍼센트의 THD 값을 가지며, 이는 그리드로의 주입에 대해, 특히 배전 및 활용 레벨에서 너무 크다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 일부 예시에서, 스텝업 전류 레귤레이터가 RCSI(10)의 입력에 연결된 복수의 dc 소스 각각의 출력에 설치되면, 스텝업 전류 레귤레이터(CR) 서브섹션(12a)이 RCSI(10)로부터 제거될 수 있다. 즉, 스텝업 전류 레귤레이터 없이 변조된 RCSI의 입력에 병렬로 연결된 다수의 dc 소스(100)가 있다면, 그것들은 스텝다운 전류 레귤레이터(CR) 서브섹션(12b)의 입력에 직접 연결된다. 도 44는 2개의 변조된 조절된 전류 소스 인버터(11a 및 11a')가 있을때 본 발명의 이러한 대안의 배치의 하나의 예이다. 복수의 dc 소스(1001 내지 100n)(여기서 n은 양의 정수) 각각은 변조된 RCSI(11)로의 입력을 위한 dc 소스 각각의 출력에서 스텝업 전류 레귤레이터(각각 12a1 내지 12an)를 가진다. 유사하게, 복수의 dc 소스(1001' 내지 100n') 각각이 변조된 RCSI(11a')로의 입력을 위한 dc 소스 각각의 출력에서 스텝업 전류 레귤레이터(각각 12a1' 내지 12an')를 가진다. 각각의 변조된 조절된 전류 소스 인버터만 스텝다운 전류 레귤레이터(12b 또는 12b')를 가진다. 이러한 대안의 배치로, 복수의 광전 모듈로 구성된 다수의 dc 소스 각각의 개선된 MPP를 가진 다수의 dc 소스의 각각의 출력에서의 전압 이퀄라이제이션이 있다. 이러한 본 발명의 대안의 배치는 하기에 기술된 본 발명의 모든 예에 적용될 수 있다.
본 발명의 후속하는 예에서, "제 1"이라는 용어는 전력 그리드에 연결된 변압기의 권선을 가리키기 위해 사용되고, "제 2"라는 용어는 본 발명의 특정한 예에서 사용되는 조절된 전류 소스 인버터의 출력에 연결된 변압기의 권선을 가리키기 위해 사용된다.
예시 1
도 9는 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 일예를 도시하고, 여기서 RCSI(11) 인버터 섹션(15)은 그리드로 주입되기 전에 변압기(70)에서 와이-와이형 변압을 수행하는 3상 전력을 출력한다. RCSI의 레귤레이터 섹션(12)은 복수의 dc 소스(100)로부터 전류가 공급되고 3상 인버터(15)의 입력(포인트 3 및 4)으로 조절된 dc 전류를 출력하는 스텝업 dc 전류 레귤레이터 서브섹션(12a)과 스텝다운 dc 전류 레귤레이터 서브섹션(12b)을 포함한다. 본 발명의 ac 출력(도 9에서 A, B, C로 라벨링된)은 변압기(70)의 와이형 구성 제 2 권선(70b)으로 연결된다. 변압기(70)의 와이형 구성 제 1 권선(70a)은 3상 전력 그리드(92)로 연결된다. 그리드(92)는 점선으로 묶어서 표시된 임피던스 Zline 및 그리드 전력 소스 Vac에 의해 개략적으로 표시된다. 그리드로 공급된 전류는 로드(93)로 흐르고, 이는 그리드에 연결되고 묶음 표시된 로드 저항 Rload로 개략적으로 표시된다. 하나 이상의 선택적인 액티브 필터(94)는 그리드에 직접 연결되어, RCSI로부터의 주입된 출력 전류에 의해 생성된 고조파 전류의 위상과 반대의 고주파 전류를 주입할 수 있다.
도 10에서의 파형은 도 9에 도시된 RCSI(11)의 동작에 관한 것이다. 3개의 그리드 위상 전압은 파형(222, 224, 및 226)에 의해 표시된다. 도 9의 인버터(15)에 대해, 이러한 파형들은 변압기(70)의 제 1 권선(70a)에서 X, Y, 및 Z로 라벨링된 위상 전압에 대응한다. 스위칭 디바이스(SW1 내지 SW6)는 그리드 위상 전압(X, Y, Z)과 인버터 출력 위상(A, B, C)을 동기시키도록 제어된다. 그리드 위상 전압이 포지티브일 때, 적절한 수의 홀수로 넘버링된 스위칭 디바이스(SW1, SW3, 및 SW5)는 닫히고, 적절한 수의 짝수로 넘버링된 스위칭 디바이스(SW2, SW4, SW6)는 개방된다. 역으로, 그리드 위상 전압이 네거티브일 때, 적절한 수의 짝수로 넘버링된 스위칭 디바이스는 닫히고, 적절한 수의 홀수로 넘버링된 스위칭 디바이스는 개방된다.
도 10에서의 리플 전압 파형(228)은 인버터(15)로의 입력(포인트 3 및 4) 전체의 전압을 표시한다. 3상 출력 RCSI(11)에 대한 조절 주기(Treg3)는 하나의 리플 주기 또는 그리드 주기의 1/6(즉, 그리드 주파수의 역수의 값)과 같다. 그리드로의 요구되는 주입된 ac 전류를 제어하기에 최적의 전압인 dc 전압의 평균 값(E)은 하기의 수학식으로부터 정해질 수 있다.
Figure 112010035664379-pct00007
여기서, E는 인버터의 입력 단자 상의 평균 리플 dc 전압이고, Vline은 RMS 그리드 위상 전압이다. 예를 들면, 변압기(70)의 제 2 권선(70b) 각각의 Vline이 2,400볼트 ac라면, 수학식 5로부터, 최적의 전압, E는 3,240 볼트, dc와 같게 된다.
dc 전류의 제어를 위한 dc 전류 레귤레이터 섹션(12)의 동작은 도 6 및 도 7을 참조하여 상술된다. dc 전류 레귤레이터는, dc 소스(100) 출력 전압이 넓은 범위에서 변할때, 예를 들면, 소스가 PVA이고 PVA로 입사하는 태양광의 양이 주기적으로 변한다면, 명목 전류(nominal current)가 RCSI의 출력으로부터 그리드로 공급될 수 있다는 것을 확실하게 한다. 파형(230)은 dc 레귤레이터를 스위칭하는 예를 도시하고, 파형(232)은 인버터(15)(포인트 3 및 4에서)로의 dc 입력 전류의 예를 나타낸다.
도 11에서의 파형(234 및 236)은 각각 도 9에 도시된 3상 RCSI(11)로부터의 순간 ac 출력 전압과 전류를 도시한다. 위상(A, B, 또는 C)의 전류를 나타내는 출력 전류 파형(236)은 각각 위상(X, Y, Z)의 파형(222, 224, 또는 226)에 의해 표시된 바와 같은 대응하는 그리드 위상 전압과 동기된다.
제 2 권선(70b)의 각각에서의 스텝핑된 전류 파형(236)은 제 1 권선으로 변환되어 그 각각이 대응하는 그리드 위상 전압(X, Y, Z)와 각각 동기되는 그리드 위상(X, Y, Z)으로 주입된 전류를 산출한다.
파형(236)에 의해 표시되고, 3상 인버터(15)에 의해 출력되는 전류는 도 5에서의 단상 RCSI(10)에 의해 출력된 전류(도 6 및 도 7에서 파형(204 및 214))에 대해 개선된 THD 값을 가진다. 도 12는 도 9에서의 3상 RCSI(11)로부터의 출력 전류에 의해 산출된 홀수 고조파의 상대적으로 감소된 크기 분포를 도시한 바차트이다(여기서,
Figure 112010035664379-pct00008
는 3과 같고, n은 일련의 정수, 5, 7, 11, 13, 17, 19, 23, 25, ...95 및 97과 같다). RCSI(11)로부터의 3상 출력 전류의 THD 값은 수학식 4로부터 30%로 계산될 수 있다.
본 발명의 3상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 인버터 스위치의 전류 정격에 의해 정의된다. 예를 들면, 스위치 유형은 1,200 암페어의 최대 정격 전류를 가진 3,300 볼트 정격의 IGBT가 될 수 있다. 본 예시에서, 3,240 볼트 dc의 dc 소스 전압을 가진 2,400 볼트 ac 정격의 3상 RCSI 시스템은 3.6 메가와트의 전력을 생성할 수 있다.
예시 2
도 13은 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 여기서 6상 RCSI 시스템은 브랜치된 와이형 구성 제 2 권선을 가진 변압기(72)로 연결된 자신의 출력을 구비한다. 6상 RCSI 시스템은 2개의 3상 조절된 전류 소스 인버터(11 및 11')를 구비하고, 이들 각각은 변압기(72)의 6상 제 2 권선으로 연결된다. 제 1의 3상 RCSI(11)는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12), 및 3상 인버터 섹션(15)을 구비하고, 복수의 dc 소스(100)가 입력 dc 전력을 RCSI(11)로 공급한다. 인버터(15)의 AC 출력(A, B, 및 C)은 도 13에 도시된 바와 같이, 변압기(72)의 제 2 권선의 단자(A, B, 및 C)로 연결된다. 유사하게, 제 2의 3상 RCSI(11')는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12'), 및 3 상 인버터 섹션(15')을 구비하고, 복수의 dc 소스(100')가 입력 dc 전력을 RCSI(11')로 공급한다. 인버터 섹션(15')의 AC 출력(R, S, 및 T)은 변압기(72)의 제 2 권선의 단자(R, S, 및 T)로 연결된다. 양 인버터 모두로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, dc 소스(100 및 100')의 출력이 도 13에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 변압기(72)의 와이형 구성 제 1 권선은, 액티브 라인 필터의 선택적인 부가를 포함하는, 도 9에 대해 상술한 것과 유사한 방식으로 3상 그리드(92) 및 로드(93)로 연결된다. 본 발명의 6상 RCSI 시스템에서 활용되는 각각의 3상 RCSI는 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사할 수 있다.
도 14는 브랜치된 와이형 구성 제 2 권선에서의 6상 RCSI 시스템의 출력에 의해 구축된 전압의 크기 및 상대적인 위상 관계를 나타내는 벡터 그룹 다이어그램이다. 편의를 위해, 모든 벡터 그룹 다이어그램에서, 전압 벡터를 라벨링하기 위해 사용된 명명법은 인버터 출력 및 그리드 위상, 및 대응하는 개략적인 다이어그램에서의 변압기의 권선을 표시하는 데에 사용되는 명명법과 동일하며; 포지티브 벡터 위상 회전은 원점(O)에 대해 시계방향이고, "래깅(lagging)"이라는 용어는 시계방향에서 기준 벡터에 후속하는 벡터를 가리키고, "선행(leading)"이라는 용어는 시계방향에서 기준 벡터에 앞서는 벡터를 가리킨다. 도 14의 벡터 그룹 다이어그램은 각각 전압 벡터(A, B, C)에 대한 전압 벡터(R, S, 및 T) 사이의 30°의 위상 편이를 도시한다. 전압 벡터(A, B, 및 C)는 15° 만큼 그리드 전압 벡터(X', Y' 및 Z')에 래깅하는 반면, 전압 벡터(A, B, 및 C)는 15° 만큼 그리드 전압 벡터(X', Y', 및 Z')에 선행한다.
이러한 위상 편이는 변압기(72)의 구축에 의해 설명된다. 3개의 제 1 권선(P1, P2, 및 P3)은 각각 변압기(72)의 개별 자기 코어 주위에 감겨 와이형 구성 배치를 형성하고, 그리드 위상 단자에 연결되는 반면, 인버터 섹션(11 및 11')의 출력은 변압기의 제 2 권선의 단자에 연결된다. 제 2 변압기(72)는 9개의 별개의 권선을 가진다. 이들 권선 각각을 보충하는 도체 턴의 상대적인 수에 기초하여, 이들 권선 중 3개는 "긴" 권선이라고 하고, 이들 권선 중 6개는 "짧은" 권선이라고 한다. 즉, 긴 권선은 짧은 권선의 도체 턴보다 더 많은 수의 도체 턴을 가진다. 본 예시에서, 긴 권선과 짧은 권선 사이의 턴의 비율은 약 2.73 대 1.0이다. 6개의 제 2 권선은 상호연결되어, 브랜치된 와이형 구성 연결을 형성한다. 제 2 변압기 상의 전압을 나타내는 도 14에서의 유사한 전압 벡터는 9개의 별개의 벡터를 포함한다. 이들 벡터 중 3개는 긴 벡터라고 하고, 이들 벡터 중 6개는 짧은 벡터라고 한다. 긴 벡터와 짧은 벡터 사이의 크기의 비율은 또한 약 2.73 대 1.0이다.
벡터(A, R)에 대해, 제 2의 긴 스템 권선(S1)은 제 1 권선(P1)과 병렬이다. 따라서, 권선(S1 및 P1)은 공통의 자기 코어 주위에 감긴다. 제 2 브랜치 짧은 권선(S4)은 제 1 권선(P3)에 병렬이다. 따라서, 권선(S4 및 P3)은 공통 자기 코어에 주위에 감긴다. 제 2 짧은 권선(S5)은 제 1 권선(P2)에 병렬이다. 따라서, 권선(S5 및 P2)은 공통 자기 코어 주위에 감긴다.
도 14를 참조하면, 벡터(S4 및 S1)는 15° 만큼 벡터(S1)에 래깅하는 벡터(A)(위상(A) 전압으로 표시하는)로 합해진다. 유사하게, 벡터(S5 및 S1)는 15° 만큼 벡터(S1)에 선행하는 벡터(R)(위상(R) 전압으로 표시하는)로 합해진다. 전압 벡터(A 및 R)는 서로로부터 30° 편이되는 반면, 이들 벡터 각각은 스템 전압 벡터(X')에 대해, 각각 래깅 및 선행하며, 15° 편이된다.
유사하게 전압 벡터(B 및 S)는 각각 스템 전압 벡터(Y')에 대해 래깅 및 선행하며, 15° 편이되고; 전압 벡터(C 및 T)는 각각 스템 전압 벡터(Z')에 대해, 래깅 및 선행하며 15° 편이된다. 요약하면, 스템 및 그리드 위상이 동시에 일어나기 때문에, RCSI(11)로부터 출력된 3개의 위상 전류(A, B, 및 C)는 15° 만큼 그리드 위상 전압에 래깅하고, RCSI(11')로부터 출력된 3개의 위상 전류(R, S 및 T)는 15° 만큼 그리드 위상 전압에 선행한다.
도 14에 도시된 벡터 그룹의 추가적인 평가와 도 13에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 도시된 변압기(72)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
S1 S5 S4
S8 S2 S6
S9 S7 S3
인버터 섹션(11)에서의 스위치(SW1 내지 SW6)의 제어는 위상 전압(A, B 및 C)과 동기되는 반면, 인버터 섹션(11')에서의 스위치(SW1' 내지 SW6')의 제어는 위상 전압(R, S 및 T)과 동기된다. 인버터 쌍으로부터의 출력 전류는 라인 전압과 전류 사이에서의 위상 편이 없이 합산되어 변압기(72)의 제 1 권선으로 변압된다.
도 15의 파형(238 및 240)은 도 13에 도시된 6상 RCSI 시스템으로부터의 순간 ac 출력 전압 및 전류를 도시한다. 그리드 위상(X, Y, Z)에서 위상 전류를 나타내는, 파형(240)에 의해 표시된 위상 전류는 그리드 위상(X, Y, Z)에서 파형(238)에 의해 나타나는 대응하는 위상 전압과 동기된다.
도 16에서의 바 차트는 브랜치된 와이형 구성 변압기(72)를 가진 6상 RCSI 시스템에 의해 출력된 전류의 고조파 성분의 상대적 크기의 분포를 도시한다. 전류 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 6상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00009
는 6과 같고, n은 일련의 정수: 11, 13, 23, 25...95, 및 97과 같다. 6상 RCSI 시스템의 THD는 수학식 4로부터 15% 미만으로 계산될 수 있다.
본 발명의 6상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 인버터 스위치의 전류 정격에 의해 정의된다. 예를 들면, 스위치의 유형은 최대 전류 정격 1,200 암페어의 3,300 볼트 정격의 IGBT가 될 수 있다. 본 예시에서, 3,240 볼트 dc의 dc 소스 전압을 가진 2,400 볼트 ac의 정격인 6상 RCSI 시스템은 7.2메가와트의 전력을 생성할 수 있다. IGBT 스위치에서의 저 스위칭 손실에 기인하여, 6상 RCSI 시스템에서의 인버터 쌍의 효율은 약 98.5%가 된다. dc 전류 레귤레이터에서 사용되는 유도 엘리먼트는 전기 손실에 대한 주된 원인이다. 유도 엘리먼트의 권선에 대해 고온 초전도체(HTS) 엘리먼트를 통합시키는 배선을 이용하여 이러한 손실을 감소시켜 전체 시스템의 효율을 99% 이상이 되도록 할 수 있다. HTS 엘리먼트는 대안으로 본 발명의 임의의 기타 애플리케이션에서의 유도 엘리먼트의 권선에 사용될 수 있다.
예시 3
도 17은 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 9상 RCSI 시스템은 브랜치된 와이형 구성 제 2 권선을 가진 변압기(72)에 연결된 자신의 출력을 구비한다. 9상 RCSI 시스템은 상술한 6상 RCSI 시스템으로 달성된 것보다 더 큰 출력 전력을 더 작은 THD 값으로 제공하는데에 사용될 수 있다. 9상 RCSI 시스템은 3개의, 3상 RCSI(11, 11', 및 11")를 구비하고, 이들 각각은 변압기(74)의 9상 제 2 권선에 연결된 자신의 출력을 구비한다. 제 1의 3상 RCSI(11)는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12) 및 3상 인버터 섹션(15)을 구비하고, 복수의 dc 소스(100)가 입력 dc 전력을 RCSI(11)로 공급한다. 인버터(15)의 AC 출력(A, B 및 C)은 도 17에 도시된 바와 같이 변압기(74)의 제 2 권선의 단자(A, B 및 C)에 연결된다. 유사하게, 제 2의 3상 RCSI(11')는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12') 및 3상 인버터 섹션(15')을 구비하고, 복수의 dc 소스(100')가 입력 dc 전력을 RCSI(11')로 공급한다. 인버터 섹션(15')의 AC 출력(R, S 및 T)은 변압기(74)의 제 2 권선의 단자(R, S 및 T)에 연결된다. 유사하게, 제 3의 3상 RCSI(11")는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12") 및 3상 인버터 섹션(15")을 구비하고, 복수의 dc 소스(100")가 입력 dc 전력을 RCSI(11")로 공급한다. 인버터 섹션(15")의 AC 출력(U, V 및 W)은 변압기(74)의 제 2 권선의 단자(U, V 및 W)에 연결된다. 모든 인버터로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, dc 소스(100, 100' 및 100")의 출력이 도 17에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 변압기(74)의 와이형 구성 제 1 권선은, 액티브 라인 필터를 선택적으로 부가하는 것을 포함하는, 도 9에 대해 상술한 바와 유사한 3상 그리드(92) 및 로드(93)에 연결된다. 본 발명의 9상 RCSI 시스템에서 활용되는 각각의 3상 RCSI는 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사하다.
도 17에서, 제 2 변압기(74)는 각각의 위상 스템 권선으로부터 뻗어있는 3개의 끝이 갈라진 모양(prong)의 권선을 가진다. 예를 들면, 끝이 갈라진 모양의 권선(S4, S5, 및 S6)은 위상 스템 권선(S1)으로부터 뻗어있다. 유사하게, 끝이 갈라진 모양의 권선(S7, S8, 및 S9)은 위상 스템 권선(S2)으로부터 뻗어있고, 끝이 갈라진 모양의 권선(S10, S11, 및 S12)은 위상 스템 권선(S3)으로부터 뻗어있다. 3개의 위상 스템 권선 모두는 각각 거의 동일한 수의 권선 턴을 가진다. 끝이 갈라진 모양의 권선(S4, S6, S7, S9, S10, S12)은 각각 거의 동일한 수의 권선 턴을 가지고, 이러한 끝이 갈라진 모양의 권선과 위상 스템 권선의 각각의 사이의 권선 턴의 비율은 약 2.73:1.0이다. 끝이 갈라진 모양의 권선(S5, S8 및 S11)은 또한 거의 동일한 수의 권선 턴을 가지고, 이들 끝이 갈라진 모양의 권선과 위상 스템 권선의 각각의 사이의 권선 턴의 비율은 약 4.54:1.0이다.
도 18에서의 벡터 그룹을 참조하면, 벡터(S4 및 S1)는 마이너스 15° 만큼 벡터(S1)에 래깅하는 벡터(A)(위상(A) 전압을 나타내는)로 합해진다. 유사하게, 벡터(S6 및 S1)는 플러스 15° 만큼 벡터(S1)에 선행하는 벡터(R)(위상(R) 전압을 나타내는)로 합해진다. 벡터(S1 및 S5)는 벡터(S1)와 위상이 동일한 벡터(U)(위상(U) 전압을 나타내는)로 합해진다. 따라서, 위상 전압(A, U 및 R)은 마이너스 15°, 0°, 및 플러스 15° 만큼 그리드 스템 전압(X')에 연관된 위상들이다.
유사하게, 인버터 출력 위상 전압(B, V 및 S)은 마이너스 15°, 0° 및 플러스 15° 만큼 스템 위상 전압(Y')에 대해 편이되고; 위상 전압(C, W 및 T)은 마이너스 15°, 0° 및 플러스 15° 만큼 스템 위상 전압(Z')에 대해 편이된다. 요약하면, 스템 및 그리드 위상이 일치하기 때문에, RCSI(11)로부터 출력된 3개의 위상 전류(A, B 및 C)는 마이너스 15° 만큼 그리드 위상 전압에 래깅하고; RCSI(11')로부터 출력된 3개의 위상 전류(R, S 및 T)는 플러스 15° 만큼 그리드 위상 전압에 선행하고; 3개의 위상 전류(U, V 및 W)는 그리드 위상 전압과 동일한 위상이다.
도 18에 도시된 벡터 그룹의 추가적인 평가와 도 17에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 것과 같은 변압기(74)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
S1 S2 S3
S5 S8 S11
S7 S6 S4
S12 S10 S9
인버터 섹션(11)에서의 스위치(SW1 내지 SW6)의 제어는 위상 전압(A, B 및 C)과 동기되는 반면, 인버터 섹션(11')에서의 스위치(SW1' 내지 SW6')의 제어는 위상 전압(R, S 및 T)과 동기되고, 인버터 섹션(11")에서의 스위치(SW1" 내지 SW6")의 제어는 위상 전압(U, V 및 W)과 동기된다. 3개가 한 벌인 인버터로부터의 출력 전류는 위상 전압과 전류 사이에서 위상 편이 없이 합해져서 변압기(74)의 제 1 권선으로 변압된다.
도 19에서 파형(242 및 244)은 도 17에 도시된 9상 RCSI 시스템으로부터의 순간 ac 출력 전압 및 전류를 도시한다. 그리드 위상(X, Y 및 Z)에서의 위상 전류를 나타내는 파형(244)에 의해 표시되는 위상 전류는 그리드 위상(X, Y 또는 Z)에서 파형(242)에 의해 표시되는 대응하는 위상 전압과 동기된다.
도 20에서의 바 차트는 브랜치된 와이형 구성 변압기(74)를 가진 9상 RCSI 시스템에 의해 출력된 전류의 고조파 성분의 상대적인 크기 분포를 도시한다. 전류 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 9상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00010
는 9와 같고, n은 일련의 정수: 17, 19, 35, 37, 53, 55, 71, 73, 89 및 91과 같다. 9상 RCSI 시스템의 THD 값은 수학식 4로부터 9.5% 미만으로 계산될 수 있다.
상기의 예시 2로부터의 인버터 스위칭 정격과 시스템 전압을 적용하면, 도 17에 도시된 9상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 10.8 메가와트로 연산될 수 있다.
예시 4
도 21은 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 여기서 12상 RCSI 시스템은 2쌍의 조절된 전류 소스 인버터(쌍 11a 및 11b; 쌍 11c 및 11d)를 포함하고, 상기 각각의 인버터 쌍의 출력(위상(A, B 및 C); 및 위상(R, S 및 T))은 브랜치된 와이형 구성 제 2 권선과 지그재그 와이형 구성 제 1 권선을 구비한 변압기(76a 및 76b)의 제 2 권선에 연결된다. 12상 RCSI 시스템은 이전에 기술된 RCSI 시스템에 의해 달성된 것보다 더 큰 출력 전력을 더 낮은 THD 값으로 제공하는데에 사용될 수 있다. 12상 RCSI 시스템은 4개의 3상 조절된 전류 소스 인버터(11a, 11b 11c, 및 11d)를 구비하고, 이들 각각은 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사할 수 있다. 복수의 dc 소스(100a, 100b, 100c 및 100d)는 도 21에 도시된 바와 같이 각각의 RCSI의 입력에 연결된다. 모든 인버터로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, dc 소스(100a 내지 100d)의 출력이 도 21에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 인버터 쌍(11a 및 11b)의 출력은 제 1의 6상 변압기(76a)의 제 2 권선에 연결되고, 인버터 쌍(11c 및 11d)의 출력은 제 2의 6상 변압기(76b)의 제 2 권선에 연결된다. 각각의 변압기의 제 1 권선은 지그재그 구성으로 배치되고, 각각의 메인 제 1 권선(P1, P2 및 P3)은, 상이한 위상 원점을 가진, 연관된 메인 제 1 권선보다 더 짧은 확장된 권선을 가진다.
도 22에서의 벡터 그룹 다이어그램(76a 및 76b)은 각각 대응하는 변압기(76a 및 76b)의 권선에서 구축된 전압을 도시한다. 벡터 그룹(76b)을 참조하면, 벡터(P1 및 P2)는 벡터(X)(그리드 위상 전압(X)을 나타내는)로 합해진다. 벡터(P4)는 벡터(P3)와 180° 위상이 다르고, 따라서, 대응하는 권선(P3 및 P4)은 동일한 자기 코어 스택 상에서 역으로 감긴다. 권선(P4)에 대한 권선(P1)의 권선 턴의 비율은 약 4.92 대 1.0이 되어, 벡터(P1)는 7.5° 만큼 벡터(X)에 선행한다. 인버터 출력 위상(A) 전압(벡터(A)로 표시된)은 벡터(S1 및 S4)의 합에 의해 형성된 제 2 브랜치에 연결되고, 위상(A) 전압은 7.5° 만큼 그리드 위상(X) 전압에 래깅한다. 인버터 출력 위상(R) 전압(벡터(R)에 의해 표시된)은 30°만큼 인버터 출력 위상(A) 전압에 선행하고, 따라서, 22.5°만큼 그리드 위상(X) 전압에 선행한다. 유사하게, 인버터 출력 위상(B) 전압(벡터(B)에 의해 표시된)은 벡터(S2 및 S6)의 합으로부터 형성되고, 위상(B) 전압은 7.5° 만큼 그리드 위상(Y) 전압에 래깅하는 반면, 인버터 출력 위상(S) 전압(벡터(S)에 의해 표시된)은 30° 만큼 인버터 출력 위상(B) 전압에 선행하고, 22.5° 만큼 그리드 위상(Y) 전압(벡터(Y)에 의해 표시된)에 선행하며; 인버터 출력 위상(C) 전압(벡터(C)에 의해 표시된)은 벡터(S3 및 S8)의 합으로부터 형성되고, 위상(C)전압은 7.5° 만큼 그리드 위상(Z) 전압에 래깅하는 반면, 인버터 출력 위상(T) 전압(벡터(T)에 의해 표시된)은 30° 만큼 인버터 출력 위상(C) 전압에 선행하고, 22.5° 만큼 그리드 위상(Z) 전압(벡터(Z)에 의해 표시된)에 선행한다.
도 22의 다이어그램(76b)에 도시된 벡터 그룹의 추가적인 평가와 도 21에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(76b)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
P5 P6 P4
S1 S2 S3
S6 S5 S4
S9 S8 S7
도 22의 벡터 그룹 다이어그램(76a)을 참조하면, 벡터(P1 및 P4)는 벡터(X)(그리드 위상 전압(X)을 나타내는)로 합해진다. 벡터(P4)는 벡터(P2)와 180° 위상이 다르고, 따라서, 대응하는 권선(P2 및 P4)은 동일한 자기 코어 스택 상에서 역으로 감긴다. 권선(P4)에 대한 권선(P1)의 권선 턴의 비율은 약 4.92 대 1.0이 되어, 벡터(P1)는 7.5° 만큼 벡터(X)에 래깅한다. 인버터 출력 위상(A) 전압(벡터(A)로 표시된)은 벡터(S1 및 S4)의 합에 의해 형성된 제 2 브랜치에 연결되기 때문에, 위상(A) 전압은 22.5° 만큼 그리드 위상(X) 전압에 래깅한다. 인버터 출력 위상(R) 전압(벡터(R)로 표시된)은 30° 만큼 인버터 출력 위상(A) 전압에 선행하고, 따라서, 7.5° 만큼 그리드 위상(X) 전압에 선행한다. 유사하게, 인버터 출력 위상(B) 전압(벡터(B)에 의해 표시된)은 벡터(S2 및 S6)의 합으로부터 형성되고, 위상(B)전압은 22.5° 만큼 그리드 위상(Y) 전압에 래깅하는 반면, 인버터 출력 위상(S) 전압(벡터(S)에 의해 표시된)은 30° 만큼 인버터 출력 위상(B) 전압에 선행하고, 7.5° 만큼 그리드 위상(Y) 전압(벡터(Y)에 의해 표시된)에 선행하며; 인버터 출력 위상(C) 전압(벡터(C)에 의해 표시된)은 벡터(S3 및 S8)의 합으로부터 형성되고, 위상(C)전압은 22.5° 만큼 그리드 위상(Z) 전압에 래깅하는 반면, 인버터 출력 위상(T) 전압(벡터(T)에 의해 표시된)은 30° 만큼 인버터 출력 위상(C) 전압에 선행하고, 7.5° 만큼 그리드 위상(Z) 전압(벡터(Z)에 의해 표시된)에 선행한다.
도 22에 도시된 벡터 그룹 다이어그램(76a)의 추가적인 평가와 도 21에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(76a)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
P6 P4 P5
S1 S2 S3
S6 S5 S4
S9 S8 S7
따라서, 12상 RCSI 시스템의 각각의 출력 위상에 대해 각각의 그리드 위상으로 주입된 전류는 4개의 전류, 즉 각각의 그리드 위상 전압을 7.5 및 22.5도 만큼 선행하고 래깅하는 전류의 합이다. 이러한 12상 RCSI 시스템 출력 전류 파형(248)은 출력 전압 파형(24)과 위상이 일치하고, 도 23에 도시된 바와 같이, 본 발명의 이전의 예시에서 보다 순 사인파(pure sine wave)의 더 나은 근사치가 된다. "순사인파"라는 용어는 산업계에서 사용되는, 즉, 3% 미만의 THD 값을 가지는 생성된 파형이다. 따라서, 각각의 쌍이 브랜치된 와이형 구성의 제 2 권선을 구비한 지그재그 와이형 구성 변압기에 연결된, 2쌍의 3상 조절된 전류 소스 인버터를 구비한 본 발명의 12상 그리드 동기 RCSI 시스템은 그리드로 주입될 수 있는 전력의 크기를 4배가 되도록 하는 반면, 3상 RCSI 시스템으로 달성되는 것에 비해 전류 THD 값을 감소시킬 수 있다.
도 24에서의 바 차트는 브랜치된 와이형 제 2 변압 및 지그재그 와이형 구성 제 1 변압을 가지는 12상 RCSI 시스템에 의해 출력된 전류의 고조파 성분의 상대적인 크기 분포를 도시한다. 전류 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 12상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00011
는 12와 같고, n은 일련의 정수: 23, 25, 47, 49, 71, 73, 95 및 97과 같다. 12상 RCSI 시스템의 THD 값은 수학식 4로부터 7% 미만으로 계산될 수 있다.
상기의 예시 2로부터의 인버터 스위치 정격과 시스템 전압을 적용하면, 도 21에 도시된 본 발명의 12상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 14.4 메가와트로 연산될 수 있다.
예시 5
도 25는 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 여기서 6상 RCSI 시스템은 2개의 3상 조절된 전류 소스 인버터(11 및 11')를 포함하고, 출력 위상(A, B 및 C, 및 R, S 및 T)은 각각 델타 구성 제 1 권선을 구비한 변압기(78)의 이중 델타 다각형 제 2 권선에 연결된다. 제 1의 3상 RCSI(11)는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12) 및 3상 인버터 섹션(15)을 구비하고, 복수의 dc 소스(100)가 입력 dc 전력을 RCSI(11)로 공급한다. 유사하게, 제 2의 3상 RCSI(11')는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12') 및 3상 인버터 섹션(15')을 구비하고, 복수의 dc 소스(100')가 입력 dc 전력을 RCSI(11')로 공급한다. 양 인버터들로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, dc 소스(100 및 100')의 출력이 도 25에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 변압기(78)의 델타 구성 제 1 권선은, 액티브 라인 필터를 선택적으로 부가하는 것을 포함하는, 도 9에 대해 상술한 바와 유사한 3상 그리드(92) 및 로드(93)에 연결된다. 본 발명의 6상 이중 델타 다각형 변압 RCSI 시스템에서 활용되는 각각의 3상 RCSI는 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사하다.
도 26에서의 벡터 그룹 다이어그램은 대응하는 변압기(78)의 권선에서 구축된 전압을 도시한다. 인버터(15) 출력 전압 위상(A, B 및 C)은 deltasec1(도 26에서 파선)에 의해 식별되는 위상 사이의 델타 구성을 형성하고; 인버터(15') 출력 전압 위상(R, S 및 T)은 deltasec2(도 26에서 점선)에 의해 식별되는 위상 사이의 델타 구성을 형성한다. 도 26에 도시된 바와 같이, deltasec1는 그리드 위상 전압(X, Y 및 Z)에 의해 형성된 제 1 델타 구성, deltapri에 15° 만큼 래깅하고, deltasec2는 deltapri에 15° 만큼 선행한다. 따라서, 인버터(11) 출력 위상 전압은 대응하는 그리드 위상 전압에 15° 만큼 래깅하고, 인버터(11') 출력 위상 전압은 대응하는 그리드 위상 전압에 15° 만큼 선행한다.
변압기(78)에 대한 권선 배치에 관해, 제 2의 긴(권선 턴의 수가 많은) 권선(S4) 및 짧은(권선 턴의 수가 작은) 권선(S3)이 제 1 권선(P1)에 대해 병렬이고 모두 변압기의 제 1 공통 자기 코어 스택 상에 감겨있고; 유사하게, 긴 권선(S5), 짧은 권선(S1) 및 권선(P2)은 모두 변압기의 제 2 공통 자기 코어 스택 상에 감기고; 긴 권선(S6), 짧은 권선(S2) 및 권선(P3)은 모두 변압기의 제 3 공통 자기 코어 스택 상에 감긴다. 긴 권선과 짧은 권선 사이의 권선 턴의 비율은 약 2.73:1.0이다.
도 26에 도시된 벡터 그룹의 추가적인 평가와 도 25에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(78)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
S3 S1 S2
S4 S5 S6
인버터 섹션(11)에서의 스위치(SW1 내지 SW6)의 제어는 위상 전압(A, B 및 C)과 동기되는 반면, 인버터 섹션(11')에서의 스위치(SW1' 내지 SW6')의 제어는 위상 전압(R, S 및 T)와 동기된다. 인버터 쌍으로부터의 출력 전류는 3상 그리드로의 주입을 위한 변압기의 출력 제 1 단자에서의 전류 산출을 위해 위상 전압과 전류 사이에서의 위상 편이 없이 합산되어 변압기(78)의 제 1 권선으로 변압된다. 합산된 인버터 출력 전류는 순 사인파에 도달한 전류 파형(252)을 산출한다. 도 27에서 파형에 의해 도시된 바와 같이, 다각형 변압기(78)의 출력 제 1 단자(X, Y 및 Z)에서 위상 전압 파형(250) 및 위상 전류 파형(252) 사이에 위상 편이가 없다.
도 28에서의 바 차트는 더블 델타 다각형 제 2 변압 및 델타 제 1 변압을 가진 6상 RCSI 시스템에 의해 출력된 전류의 고조파 성분의 상대적 크기의 분포를 도시한다. 전류 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 6상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00012
는 6과 같고, n은 일련의 정수: 11, 13, 23, 25...95, 및 97과 같다. 6상 RCSI 시스템의 THD 값은 수학식 4로부터 15% 미만으로 계산될 수 있다.
상기의 예시 2로부터의 인버터 스위치 정격과 시스템 전압을 적용하면, 도 25에 도시된 본 발명의 6상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 7.2 메가와트로 연산될 수 있다.
예시 6
도 29는 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 여기서 12상 RCSI 시스템은 2쌍의 조절된 전류 소스 인버터(쌍 11a 및 11b; 쌍 11c 및 11d)를 포함하고, 상기 각각의 인버터 쌍의 출력(위상(A, B 및 C); 및 위상(R, S 및 T))은 더블 델타 다각형 구성 제 2 권선과 확장된 델타 구성 제 1 권선을 구비한 변압기(80a 및 80b)의 제 2 권선에 연결된다. 12상 RCSI 시스템은 이전에 기술된 RCSI 시스템에 의해 달성된 것보다 더 큰 출력 전력을 더 낮은 THD 값으로 제공하는데에 사용될 수 있다. 12상 RCSI 시스템은 4개의 3상 조절된 전류 소스 인버터(11a, 11b, 11c, 및 11d)를 구비하고, 이들 각각은 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사할 수 있다. 복수의 dc 소스(100a, 100b, 100c 및 100d)는 도 29에 도시된 바와 같이 각각의 RCSI의 입력에 연결된다. 모든 인버터로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, dc 소스(100a 내지 100d)의 출력이 도 29에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 인버터 쌍(11a 및 11b)의 출력은 제 1의 6상 변압기(80a)의 제 2 권선에 연결되고, 인버터 쌍(11c 및 11d)의 출력은 제 2의 6상 변압기(80b)의 제 2 권선에 연결된다. 각각의 변압기의 제 1 권선은 확장된 델타 구성으로 배치되고, 여기서 메인 제 1 권선(P1, P2 및 P3) 각각은, 동일한 위상 원점을 가진, 연관된 메인 제 1 권선보다 더 짧은 확장된 권선을 가진다. 변압기(80a 및 80b)의 확장된 델타 구성 제 1 권선은, 선택적으로 액티브 라인 필터를 추가하는 것을 포함하는, 도 9에 대해 상술한 것과 유사한 3상 그리드(92) 및 로드(93)로 연결된다.
도 30에서의 벡터 그룹 다이어그램(80a 및 80b)은 각각 변압기(80a 및 80b)의 대응하는 권선에서 구축된 전압을 도시한다. 벡터 그룹 다이어그램(80a)을 참조하면, 벡터(P1 및 P2)는 벡터(X)(그리드 위상(X) 전압을 나타내는)로 합해진다. 벡터(P4)는 벡터(P1, S3 및 S4)와 동일한 위상이고, 따라서, 대응하는 제 1 권선(P1 및 P4) 및 제 2 권선(S3 및 S4)은 동일한 자기 코어 스택 상에서 감긴다. 권선(P4)의 확장된 단부는 그리드 위상(X)에 연결된다. 권선(P4)에 대한 권선(P1)의 권선 턴의 비율은, 제 2 다각형 벡터(S3 및 S4)가 7.5° 만큼 그리드 위상(X) 벡터에 래깅하여, 약 6.636 대 1.0의 권선 턴의 비율이 되도록 선택된다. 인버터 출력 위상(A)은 제 2 다각형 권선에 연결되기 때문에, 위상(A) 전압은 22.5° 만큼 그리드 위상(X) 전압에 래깅한다. 인버터 출력 위상(R) 전압은 30° 만큼 위상(A) 전압에 선행하고, 따라서, 7.5° 만큼 그리드 위상(X) 전압에 선행한다. 따라서, 인버터 출력 위상 전압(A, B 및 C)은 각각 22.5° 만큼 그리드 위상 전압(X, Y 및 Z)에 래깅하고, 인버터 출력 위상 전압(R, S 및 T)은 각각 7.5° 만큼 그리드 위상 전압(X, Y 및 Z)에 선행한다. 벡터 그룹 다이어그램(80b)과 변압기(80b)의 권선의 유사한 분석은 변압기(80b)의 제 2 권선에 연결된 인버터 쌍의 인버터 출력 위상 전압(A, B 및 C)과 인버터 출력 위상 전압(R, S 및 T) 사이의 관계가 하기와 같다는 것을 나타낸다: 인버터 출력 위상 전압(A, B 및 C)은 각각 7.5° 만큼 그리드 위상 전압(X, Y 및 Z)에 래깅하고, 인버터 출력 위상 전압(R, S 및 T)은 각각 22.5° 만큼 그리드 위상 전압(X, Y 및 Z)에 선행한다.
도 30에 도시된 벡터 그룹 다이어그램(80a)의 추가적인 평가와 도 29에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(80a)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
P4 P5 P6
S3 S1 S2
S4 S5 S6
도 30에 도시된 벡터 그룹 다이어그램(80a)의 추가적인 평가와 도 29에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(80a)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
P4 P5 P6
S2 S3 S1
S6 S4 S5
따라서, 12상 RCSI 시스템의 각각의 출력 위상에 대해 각각의 그리드 위상으로 주입된 전류는 4개의 전류, 즉 각각의 그리드 위상 전압을 7.5°및 22.5° 만큼 선행하고 래깅하는 전류의 합이다. 이러한 12상 RCSI 시스템 출력 전류 파형(256)은 출력 전압 파형(254)과 위상이 일치하고, 도 31에 도시된 바와 같이, 본 발명의 이전의 예시에서 달성된 것 보다 순 사인파의 더 나은 근사치가 된다. 따라서, 각각의 쌍이 이중 델타 다각형 제 2 권선과 확장된 델타 구성 제 1 권선을 구비한 변압기에 연결된, 2쌍의 3상 조절된 전류 소스 인버터를 구비한 본 발명의 12상 그리드 동기 RCSI 시스템은 3상 RCSI 시스템과 비교하여 그리드로 주입될 수 있는 전력의 크기를 4배가 되도록 하는 반면, 3상 RCSI 시스템으로 달성되는 것에 비해 전류 THD 값을 감소시킬 수 있다.
도 32에서의 바 차트는 이중 델타 다각형 제 2 변압 및 확장된 델타 제 1 변압을 가지는 12상 RCSI 시스템에 의해 출력된 전류의 고조파 성분의 상대적인 크기 분포를 도시한다. 전류 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 12상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00013
는 12와 같고, n은 일련의 정수: 23, 25, 47, 49, 71, 73, 95 및 97과 같다. 12상 RCSI 시스템의 THD 값은 수학식 4로부터 7% 미만으로 계산될 수 있다.
상기의 예시 2로부터의 인버터 스위치 정격과 시스템 전압을 적용하면, 도 29에 도시된 12상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 14.4 메가와트로 연산될 수 있다.
예시 7
도 33은 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 여기서 6 상 RCSI 시스템은 2개의 3상 조절된 전류 소스 인버터(11 및 11')를 포함하고, 출력 위상(A, B 및 C, 및 R, S 및 T)은 각각 델타 와이형 구성 변압기(82)에 연결된다. 제 1의 3상 RCSI(11)는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12) 및 3상 인버터 섹션(15)을 구비하고, 복수의 dc 소스(100)가 입력 dc 전력을 RCSI(11)로 공급한다. 제 1의 3상 RCSI(11)는 각각 와이형 구성 제 2 변압기 권선(S1, S2 및 S3)에 연결된 인버터 출력 위상(A, B 및 C)을 구비한다. 유사하게, 제 2의 3상 RCSI(11')는 dc 전류 레귤레이터 섹션(12') 및 3상 인버터 섹션(15')을 구비하고, 복수의 dc 소스(100')가 입력 dc 전력을 RCSI(11')로 공급한다. 양 인버터들로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, dc 소스(100 및 100')의 출력이 도 33에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 제 2의 3상 RCSI(11')는 각각 델타 구성 제 2 변압기 권선(S'1, S'2 및 S'3)에 연결된 인버터 출력 위상(R, S 및 T)을 구비한다. 변압기(82)의 와이형 구성 제 1 권선은, 액티브 라인 필터를 선택적으로 부가하는 것을 포함하는, 도 9에 대해 상술한 바와 유사한 3상 그리드(92) 및 로드(93)에 연결된다. 각각의 3상 RCSI는 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사하다.
도 34에서의 벡터 그룹 다이어그램은 변압기(82)의 대응하는 권선에서 구축된 전압을 도시한다. 그리드 위상(X) 전압을 나타내는 벡터(X)는 인버터 출력 위상(A) 전압을 나타내는 벡터(A)와 동일한 위상이고, 또한 변압기 라인 전압(RS)을 나타내는 벡터(RS)와 동일한 위상이다. 따라서, 변압기 권선(P1, S1 및 S1')은 동일한 자기 코어 스택 상에 감긴다. 유사하게, 그리드 위상(Y) 전압을 나타내는 벡터(Y)는 인버터 출력 위상(B) 전압을 나타내는 벡터(B)와 동일한 위상이고, 또한 변압기 라인 전압(RT)을 나타내는 벡터(RT)와 동일한 위상이고; 그리드 위상(Z) 전압을 나타내는 벡터(Z)는 인버터 출력 위상(C) 전압을 나타내는 벡터(C)와 동일한 위상이고, 또한 변압기 라인 전압(ST)을 나타내는 벡터(ST)와 동일한 위상이다. 따라서, 변압기 권선(P2, S2 및 S2')은 동일한 자기 코어 스택 상에 감기고, 권선(P3, S3 및 S3')은 동일한 자기 코어 스택 상에 감긴다. 결과적으로, 변압기 위상 전압(R, S 및 T)은 각각 30° 만큼 그리드 위상 전압(X, Y, Z)에 선행하고, 또한 각각 30° 만큼 변압기 위상 전압(A, B 및 C)에 선행한다.
도 34에 도시된 벡터 그룹의 추가적인 평가와 도 33에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(82)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
S1 S2 S3
S1' S2' S3'
도 35는 도 33에 도시된 6상 RCSI 시스템에 대한 ac 전압 및 전류 파형을 도시한다. 인버터 위상(A, B 및 C)은 각각 파형(258)에 의해 표시된 바와 같이, 대응하는 위상 전압(A, B 및 C)과 위상이 일치한다. 변압기 라인(RS, ST 또는 TR) 전류 파형(264)은 파형(262)으로 표시된 대응하는 라인 전압(RS, ST 또는 TR)과 위상이 일치한다. 변압기(82)의 제 2 권선에서의 스텝형 전류 파형(258 및 264)은, 각각의 그리드 위상과 동기하는 그리드 위상 각각으로 주입된 결과인 전류 파형(268)을 산출하기 위해 변압기(82)의 제 1 권선으로 합쳐져서 변압된다. 2개의 3상 인버터 출력 전류 파형(258 및 264)의 합은 순 사인파에 보다 근접하는 스텝형의 주입된 전류 파형(268)을 가져온다.
도 36에서의 바 차트는 와이형 델타 변압을 가진 6상 RCSI 시스템에 의해 출력된 전류의 고조파 성분의 상대적 크기의 분포를 도시한다. 전류 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 6상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00014
는 6과 같고, n은 11, 13, 23, 25...95, 및 97과 같다. 6상 RCSI 시스템의 THD 값은 수학식 4로부터 15% 미만으로 계산될 수 있다.
상기의 예시 2로부터의 인버터 스위치 정격과 시스템 전압을 적용하면, 도 33에 도시된 6상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 7.2 메가와트로 연산될 수 있다.
예시 8
도 37은 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 소스 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 여기서 12 상 RCSI 시스템은 2쌍의 조절된 전류 소스 인버터(쌍 11a 및 11b; 쌍 11c 및 11d)를 포함하고, 상기 각각의 인버터 쌍의 출력(위상(A, B 및 C); 및 위상(R, S 및 T))은 각각 변압기(84a 및 84b)의 제 2 와이형 또는 델타 구성 권선에 연결된다. 각각의 변압기의 제 1 권선은 지그재그 와이형으로 구성된다. 12상 RCSI 시스템은 4개의 3상 조절된 전류 소스 인버터(11a, 11b 11c, 및 11d)를 구비하고, 이들 각각은 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사할 수 있다. 복수의 dc 소스(100a, 100b, 100c 및 100d)는 도 37에 도시된 바와 같이 각각의 RCSI의 입력에 연결된다. 모든 인버터로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, 복수의 dc 소스(100a 내지 100d)의 출력이 도 37에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 인버터 쌍(11a 및 11b)의 출력은 제 1의 6상 변압기(84a)의 제 2 권선에 연결되고, 인버터 쌍(11c 및 11d)의 출력은 제 2의 6상 변압기(84b)의 제 2 권선에 연결된다. 각각의 변압기의 제 1 권선은 지그재그 구성으로 배치되고, 각각의 메인 제 1 권선(P1, P2 및 P3)은, 상이한 위상 원점을 가진, 연관된 메인 제 1 권선보다 더 짧은 확장된 권선을 가진다.
도 38에서의 벡터 그룹 다이어그램(84a 및 84b)은 각각 대응하는 변압기(84a 및 84b)의 권선에서 구축된 전압을 도시한다. 벡터 그룹(84b)을 참조하면, 벡터(P1 및 P4)는 벡터(X)(그리드 위상(X) 전압을 나타내는)로 합해진다. 벡터(P4)는 벡터(P3)와 180도 위상이 다르고, 따라서, 대응하는 권선(P3 및 P4)은 동일한 자기 코어 스택 상에서 역으로 감긴다. 권선(P4)에 대한 권선(P1)의 권선 턴의 비율은 약 4.92 대 1.0이 되어, 벡터(P1)는 7.5° 만큼 벡터(X)에 선행한다. 인버터 출력 위상(A) 전압(벡터(A)로 표시된)은 전압 벡터(P1)와 동기되기 때문에, 또한 위상(A) 전압 벡터는 7.5° 만큼 벡터(X)에 선행한다. 벡터(R)는 30° 만큼 벡터(A)에 선행하고, 따라서, 37.5° 만큼 그리드 벡터(X)에 선행한다. 유사하게, 위상(B) 전압 벡터는 7.5° 만큼 벡터(Y)에 선행하고; 벡터(S)는 37.5° 만큼 벡터(Y)에 선행하며; 위상(C) 전압 벡터는 7.5° 만큼 벡터(Z)에 선행하고; 및 벡터(T)는 37.5° 만큼 그리드 벡터(Z)에 선행한다.
도 38의 벡터 다이어그램(84b)에 도시된 벡터 그룹의 추가적인 평가와 도 37에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(84b)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
P5 P6 P4
S1 S2 S3
S1' S2' S3'
변압기(84a)에 대응하는, 벡터 그룹 다이어그램(84a)을 참조하면, 벡터(P1 및 P4)의 합은 그리드 위상(X, Y 및 Z)에 각각 7.5° 래깅하는 출력 위상(A, B 및 C)을 가져온다. 인버터(11b)의 출력 위상(R, S 및 T)은 각각 37.5° 만큼 그리드 위상(X, Y 및 Z)에 선행한다.
도 38의 벡터 다이어그램(84a)으로 도시된 벡터 그룹의 추가적인 평가와 도 37에서의 대응하는 권선은 하기의 표에 표시된 변압기(84a)에 대한 공통 코어 권선의 배치를 가져온다.
공통 코어 1 공통 코어 2 공통 코어 3
P1 P2 P3
P6 P4 P5
S1 S2 S3
S1' S2' S3'
따라서, 도 37에 도시된 12상 RCSI 시스템의 각각의 출력 위상에 대해 각각의 그리드 위상으로 주입된 전류는 4개의 전류, 즉 각각의 그리드 위상 전압을 7.5°, 22.5° 및 37.5° 만큼 선행하고 7.5° 만큼 래깅하는 전류의 합이다. 이러한 12상 RCSI 시스템 출력 전류 파형(272)은 출력 전압 파형(270)과 위상이 일치하고, 도 39에 도시된 바와 같이, 순 사인파의 더 나은 근사치가 된다. 따라서, 각각의 쌍이 브랜치된 와이형 구성의 제 2 권선을 구비한 지그재그 와이형 구성의 변압기에 연결된, 2쌍의 3상 조절된 전류 소스 인버터를 구비한 본 발명의 12상 그리드 동기 RCSI 시스템은 그리드로 주입될 수 있는 전력의 크기를 4배가 되도록 하는 반면, 3상 RCSI 시스템으로 달성되는 것에 비해 전류 THD 값을 감소시킬 수 있다.
도 39에서의 파형(270 및 272)은 도 37에서 도시된 12상 RCSI 시스템에 대한 출력 위상 전압 및 전류를 나타낸다.
도 40에서의 바 차트는 도 37에 도시된 12상 RCSI 시스템에 의해 출력된 전류의 고조파 성분의 상대적인 크기 분포를 도시한다. 전류 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 12상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00015
는 12와 같고, n은 일련의 정수: 23, 25, 47, 49, 71, 73, 95 및 97과 같다. 도 37에 도시된 12상 RCSI 시스템의 THD 값은 수학식 4로부터 7%로 계산될 수 있다.
상기의 예시 2로부터의 인버터 스위치 정격과 시스템 전압을 적용하면, 도 37에 도시된 12상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 14.4 메가와트로 연산될 수 있다.
예시 9
도 41은 본 발명의 다상 그리드 동기 조절된 전류 인버터 시스템의 또다른 예를 도시하고, 여기서 24상 RCSI 시스템은 4쌍의 조절된 전류 소스 인버터(쌍 11a 및 11b; 쌍 11c 및 11d; 쌍 11e 및 11f; 쌍 11g 및 11h)를 포함하고, 상기 각각의 인버터 쌍의 출력은 도면에 도시된 바와 같이 변압기(86a, 86b, 86c, 또는 86d)의 제 2 권선에 연결될 수 있다. 24상 RCSI 시스템은 이전에 기술된 RCSI 시스템 중 어떤 것보다 더 큰 전력 출력을 더 낮은 THD 값으로 제공한다. 각각의 변압기는 상술한 바와 같이 브랜치된 와이형, 다각형 절두형 델타 또는 델타 와이형으로 구성된 제 2 권선으로 배치될 수 있다. 각각의 변압기의 제 1 권선은 상술한 바와 같이 적절하게 위상 편이되면서, 지그재그 Y형 또는 확장된 델타 중 어느 하나로서 구성될 수 있다. 24상 RCSI 시스템은 8개의 3상 조절된 전류 소스 인버터(11a, 11b 11c, 11d, 11e, 11f, 11g, 및 11h)를 구비하고, 이들 각각은 도 9에 도시된 3상 RCSI와 유사할 수 있다. 복수의 dc 소스(100a, 100b, 100c, 100d, 100e, 100f, 100g 및 100h)는 각각의 RCSI의 입력에 연결된다. 모든 인버터로의 밸런싱된 dc 전압 입력을 달성하기 위해, dc 소스(100a 내지 100h)의 출력이 도 41에 도시된 바와 같이 함께 병렬로 연결된다. 인버터 쌍(11a 및 11b)의 출력은 제 1의 6상 변압기(86a)의 제 2 권선에 연결되고; 인버터 쌍(11c 및 11d)의 출력은 제 2의 6상 변압기(86b)의 제 2 권선에 연결되고; 인버터 쌍(11e 및 11f)의 출력은 제 3의 6상 변압기(86c)의 제 2 권선에 연결되고; 인버터 쌍(11g 및 11h)의 출력은 제 4의 6상 변압기(86d)의 제 2 권선에 연결된다.
4개의 변압기의 1차코일로부터 출력된 결과 합산 전류는 그리드(92)로 주입되어 전력을 로드(93)로 공급한다. 각각의 결과 변압기 1차 코일 출력 위상 전압 파형(274) 및 위상 전류 파형(276)은 도 42에 도시된다.
도 43에서의 바 차트는 24상 RCSI에 의해 생성된 전류의 고조파 성분의 상대적인 크기 분포를 도시한다. 고조파는 수학식 2로 계산되며, 여기서 24상 RCSI 시스템에 대해 정의된 바와 같이,
Figure 112010035664379-pct00016
는 24와 같고, n은 일련의 정수: 47, 49, 95 및 97과 같다. 24상 RCSI 시스템의 THD 값은 수학식 4로부터 3.5%로 계산될 수 있다.
상기의 예시 2로부터의 인버터 스위치 정격과 시스템 전압을 적용하면, 도 41에 도시된 24상 RCSI 시스템의 전력 생성 커패시티는 28.8 메가와트로 연산될 수 있다.
본 발명의 상기의 각각의 예시에서, RCSI에 연관된 각각의 dc 전류 레귤레이터는 RCSI로 입력된 복수의 dc 소스에 대한 MPP 트랙킹을 달성하도록 기능한다. 추가로, dc 전류 레귤레이터 제어는 인버터 각각으로 입력된 dc 전류의 이퀄라이제이션을 달성하기 위해 본 발명의 동일한 예시에서 활용되는 다중 조절된 전류 소스 인버터 사이에 상호연결되어, 그리드로 주입된 RCSI 시스템으로부터의 3상 출력 전류의 고조파 왜곡이 최소화될 수 있도록 한다.
본 발명의 상기 비제한적인 예시의 현저한 특징은 하기의 표에서 요약된다.
예시
번호		 RCSI
위상		 XFR
Qty		 변압(XFR) THD
(%)		 출력 전력
(메가와트)
제2 제 1
1 3 1 와이형 와이형 30 3.6
2 6 1 브랜치된 와이형 와이형 <15 7.2
3 9 1 브랜치된 와이형 와이형 <9.5 10.8
4 12 2 브랜치된 와이형 지그재그 와이형 <7 14.4
5 6 1 이중 델타 다각형 델타형 <15 7.2
6 12 2 이중 델타 다각형 확장된 델타형 <7 14.4
7 6 1 델타 와이형 와이형 <15 7.2
8 12 2 델타 와이형 지그재그 와이형 7 14.4
9 24 4 (다양한) (다양한)
Figure 112010035664379-pct00017
3.5		 28.8
상술한 바와 같이, 임의의 복수의 3상 조절된 전류 소스 인버터를 위상 편이 변압기로 연결함으로써, 본 발명의 RCSI 시스템은 전력 그리드로의 공급을 위해 다수의 대체 에너지 dc 전력 소스를 저 왜곡 ac 전류로 변환시킬 수 있다. 활용된 3상 조절된 전류 소스 인버터의 수를 증가시키면, 위상 편이 변압기를 통해 그리드로 공급될 수 있는 전류의 양이 증가한다. 변압기 권선에서 다상 편이 배치를 활용하면, 공급된 전력의 고조파 왜곡의 레벨을 더 낮출 수 있다.
본 발명의 상기의 예시들은 단지 설명의 목적일 뿐 본 발명을 한정하는 것으로서 해석되어서는 안된다. 본 발명이 다양한 실시예를 참조하여 기술되었지만, 본문에 사용된 단어들은 한정하는 단어가 아니라 설명과 예시의 단어들이다. 본 발명이 본문에서 특정한 수단, 물질, 실시예를 참조하여 기술되었지만, 본 발명은 본문에 개시된 특정한 것들에 한정될 것을 의도하지 않고; 본 발명은 첨부된 청구범위 내에 있는 바와 같은 기능적으로 등가인 모든 구조, 방법 및 사용처로 확장된다. 본 명세서의 교안을 얻은, 당업자는 그에 대한 다양한 변조를 수행하고, 그의 측면에서 본 발명의 범위를 벗어나지 않고서 변경이 이루어질 수 있다.

Claims (20)

  1. 전력 그리드로의 주입을 위해 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈로부터의 dc 전력을 ac 전력으로 변환하는 전력 변환 시스템에 있어서,
    다상 ac 출력을 산출하는 복수의 스위칭 디바이스를 각각 구비하는 복수의 조절된 전류 소스 인버터로서, 상기 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈이 입력 전력을 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로 공급하고, 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각의 다상 ac 출력이 전력 그리드의 전압과 동기하여 동작하고, 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각에서의 복수의 스위칭 디바이스의 정류가 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 ac 출력 전류를 산출하기 위해 시퀀싱되는 복수의 조절된 전류 소스 인버터; 및
    적어도 하나의 변압기로서, 다중 스텝 파형을 가진, 전력 그리드로의 주입을 위한 3상 전류를 산출하기 위해 복수의 조절된 전류 소스 인버터 모두로부터 다상 ac 출력 전류를 위상 편이시켜, 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 수를 증가시킴으로써 다중 스텝 파형의 총 고조파 왜곡을 감소시키는 적어도 하나의 변압기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각은 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 ac 출력 전류를 조절하기 위한 스텝업 및 스텝다운 dc 전류 레귤레이터의 조합을 더 포함하고, 상기 dc 전류 레귤레이터는 각각의 조절 주기에 단일 펄스 또는 다중 펄스 조절을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  3. 삭제
  4. 제 2 항에 있어서, 각각의 조절 주기는 전력 그리드의 주기와 동기되고, 전력 그리드의 주기보다 더 작은 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서, 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각은 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 중 하나 이상으로부터의 순간 전류 출력 레벨에 독립적인 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 ac 출력 전류를 조절하기 위한 스텝업 및 스텝다운 dc 전류 레귤레이터의 조합을 더 포함하고, 상기 dc 전류 레귤레이터는 각각의 조절 주기에서 단일 펄스 및 다중 펄스 조절을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서, 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각은, 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 각각으로 전력을 공급하는 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터 순간 전류 출력 레벨에 독립적인 복수의 조절된 전류 소스 각각으로 전력을 공급하는 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각의 최대 전력 포인트에서의 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 ac 출력 전류를 조절하기 위한 스텝업 및 스텝다운 dc 전류 레귤레이터의 조합을 더 포함하고, 상기 dc 전류 레귤레이터는 각각의 조절 주기에서 단일 펄스 또는 다중 펄스 조절을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서, 출력을 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각의 최대 전력 포인트로 유지하도록 상기 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈의 각각의 출력에서 스텝업 dc 전류 레귤레이터를 더 포함하고, 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각은 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 각각으로부터의 다상 ac 출력 전류를 조절하기위한 스텝다운 dc 전류 레귤레이터를 더 포함하고, 상기 스텝다운 dc 전류 레귤레이터는 각각의 조절 주기에서 단일 펄스 또는 다중 펄스 조절을 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  8. 제 1 항, 2 항, 및 4 항 내지 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 수는 2를 포함하고, 적어도 하나의 변압기는 브랜치된 와이형 구성의 제 2 권선과 와이형 구성의 제 1 권선, 이중 델타 다각형 구성의 제 2 권선 및 델타 구성의 제 1 권선, 및 델타-와이형 구성의 제 2 권선 및 와이형 구성의 제 1 권선으로 구성된 그룹으로부터 선택된 단일 변압기인 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  9. 제 1 항, 2 항, 및 4 항 내지 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 수는 3을 포함하고, 적어도 하나의 변압기는 브랜치된 와이형 구성의 제 2 권선과 와이형 구성의 제 1 권선을 구비한 단일 변압기인 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  10. 제 1 항, 2 항, 및 4 항 내지 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 수는 4를 포함하고, 적어도 하나의 변압기는 변압기 쌍이고, 각각의 변압기는 브랜치된 와이형 구성의 제 2 권선과 지그재그 와이형 구성의 제 1 권선, 및 이중 델타 다각형 구성의 제 2 권선 및 확장된 델타 구성의 제 1 권선으로 구성된 그룹으로부터 선택되고, 4개의 조절된 전류 소스 인버터의 각각의 절반으로부터의 다상 ac 출력은 변압기 쌍 중 하나의 제 2 권선으로 배타적으로 연결되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  11. 제 1 항, 2 항, 및 4 항 내지 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 수는 12를 포함하고, 적어도 하나의 변압기는 변압기 쌍이고, 각각의 변압기는 브랜치된 와이형 구성의 제 2 권선과 지그재그 와이형 구성의 제 1 권선, 및 이중 델타 다각형 구성의 제 2 권선 및 확장된 델타 구성의 제 1 권선으로 구성된 그룹으로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 시스템.
  12. 제 1 항, 2 항, 및 4 항 내지 7 항 중 어느 한 항에 있어서,, 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 수는 8을 포함하고, 적어도 하나의 변압기는 쿼드러플 위상 편이 변압기이고, 8개의 조절된 전류 소스 인버터의 각각의 1/4로부터의 다상 ac 출력은 상기 위상 편이 변압기의 쿼드러플 중 어느 하나의 제 2 권선에 배타적으로 연결되는 것을 특징으로 하는 젼력 변환 시스템.
  13. 전력 그리드로의 주입을 위해 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈로부터의 dc 전력을 변환시키는 방법에 있어서,
    복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 출력을 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각의 입력에 연결시키는 단계;
    복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터 다상 출력을 산출하도록 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각에서 복수의 스위칭 디바이스를 순차적으로 정류하는 단계로서, 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 출력은 모든 다른 복수의 조절된 전류 소스 인버터로부터의 각각의 다상 출력과 위상이 다른 단계;
    복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 출력을 상기 전력 그리드에 연결된 3상 출력을 구비한 위상 편이 변압 네트워크에 연결시키는 단계; 및
    위상 편이 변압 네트워크의 3상 출력에서 실질적으로 일정한 스텝형 전류 파형을 산출하기 위해 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 각각에서 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈의 각각으로부터 인버터 섹션으로 dc 전류를 조절하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서, dc 전류를 조절하는 단계는 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 순간 출력에 독립적인 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각의 최대 전력 포인트를 나타내는 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 일정한 다상 전류 출력을 유지하기 위한 선택적인 단일 또는 다중 펄스 스텝업 또는 스텝다운 dc 전류 조절을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 전력 그리드의 주기에 대해 선택적인 단일 또는 다중 펄스 스텝업 또는 스텝다운 dc 전류 조절 주기를 동기시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, 전력 그리드에 연결된 3상 출력에서의 전류 고조파 성분을 최소화하기 위해 단일 또는 다중 펄스 스텝업 또는 스텝다운 dc 전류 조절을 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 13 항에 있어서, 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 dc 전류를 조절하는 단계는 스텝다운 dc 전류 조절을 더 포함하고, 상기 방법은 최대 전력 포인트에서 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각의 출력을 유지하도록, 스텝업 dc 전류 조절에 의해 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각의 입력으로 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 출력을 연결하기 전에, 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 출력을 조절하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈로부터 전력 그리드로 단위 전력을 주입시키는 방법에 있어서,
    복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈의 각각으로부터의 출력을 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각의 입력에 연결시키는 단계;
    복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터 다상 출력을 산출하도록 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각에서 복수의 스위칭 디바이스를 순차적으로 정류하는 단계로서, 상기 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 출력은 모든 다른 복수의 조절된 전류 소스 인버터로부터의 각각의 다상 출력과 위상이 다른 단계;
    복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 다상 출력을 상기 전력 그리드에 연결된 3상 출력을 구비한 위상 편이 변압 네트워크에 연결시키는 단계; 및
    위상 편이 변압 네트워크의 3상 출력에서 실질적으로 일정한 스텝형 전류 파형을 산출하기 위해 복수의 조절된 전류 소스 인버터의 각각에서 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈의 각각으로부터의 dc 전류를 인버터 섹션으로 조절하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서, dc 전류를 조절하는 단계는, 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 순간 출력에 독립적인 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각의 최대 전력 포인트를 나타내는 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각으로부터의 일정한 다상 전류 출력을 유지하도록, 선택적인 단일 또는 다중 펄스 스텝업 또는 스텝다운 dc 전류 조절을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서, 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 dc 전류를 조절하는 단계는 스텝다운 dc 전류 조절을 더 포함하고, 상기 방법은, 최대 전력 포인트에 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각의 출력을 유지하도록, 스텝업 dc 전류 조절에 의해 복수의 조절된 전류 소스 인버터 각각의 입력으로 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 출력을 연결시키기 전에, 복수의 전기적으로 연결된 광전 모듈 각각으로부터의 출력을 조절하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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