CN102027668A - 多相电网同步调节电流源逆变器*** - Google Patents

多相电网同步调节电流源逆变器*** Download PDF

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Abstract

来自通常不稳定的多个直流源的电功率转换为适当质量的交流电功率以注入电功率电网。转换通过从直流源的输出到***中的每一逆变器的输入的电流调节实现，每一逆变器输出与***中所有其它逆变器输出的多相电流异相的多相电流。来自***中所有逆变器的多相电流连接到产生三相电流输出以注入电功率电网的相变换网络的次级绕组，三相电流输出具有梯状波形。

Description

多相电网同步调节电流源逆变器***
技术领域
本发明涉及将来自通常不稳定的源的直流(dc)电功率转换为具有适合注入电功率电网的适当质量的交流(ac)电功率的装置和方法。
背景技术
电功率的非传统备选源可构造为电池如光伏或燃料电池以跨势差产生dc电流。图1图示了包括多个电连接的光伏模块102的光伏阵列100，每一光伏模块包括多个电学上互连的光伏电池。尽管图1中示出了三列“n”行(其中n可以是任何正整数)结构，但光伏阵列可包括任何数量行和列的光伏模块。为了方便，光伏阵列称为“PVA”。PVA为dc电功率的源(图1中的输出端+DC和-DC)，其性能特性如图2中所示。PVA的电压和电流容量是入射在光伏电池上的日光及光伏电池周围的温度(现场参数)的函数。另外，来自PVA的输出的电流需求水平直接影响dc输出电压的量。曲线120a-120e中的每一曲线表示，对于特定类型的光伏电池和/或现场参数，PVA输出电流相对于PVA输出电压变化的变化；曲线120a′-12Oe′表示PVA输出功率相对于PVA输出电压变化的对应变化。如系列曲线120a-12Oe所示，随着输出电压增加，电流输出逐渐减小，直到对于给定水平的入射日光和周围温度达到PVA的最大容量为止。在每一电流曲线中的该点处，电流输出快速下降。对应的PVA功率输出由系列曲线120a′-12Oe′表示；PVA输出功率随电压输出增加到定义为“最大功率点”(MPP)的点，在图2中该点由虚线MPP和每一功率曲线的交叉确定，然后PVA输出功率快速下降。因此，功率产生PVA的所希望的最佳运行点为MPP点。
通常，PVA表示输出稳定性方面具有一定程度的不可预见性的直流源，因为输出是瞬时无法控制的因素如入射日光或环境温度的瞬时水平的函数。
为将有点数量的电功率从PVA传到传统的电功率***(称为“电网”)，PVA直流输出功率必须转换为与电网功率同步的电网频率和相位下的交流功率。备选“发电站”，如由一组光伏阵列和直流-交流功率转换器形成的光伏(太阳能)发电场，可具有从几千瓦到数百兆瓦的电输出容量。太阳能发电场优选建立在具有充裕日光的区域，如山区和沙漠。太阳能发电场也可建立在高容量功率用户的屋顶上，如冷冻储存设备、工业制造厂、计算机网络服务器的组装机架体和商场。
图3示出了典型的现有技术三相开关模式电压源逆变器130。该逆变器包括三个支路，每一支路具有两个开关装置(SW1和SW2；SW3和SW4；或SW5和SW6)。开关模式电压源逆变器中使用的开关装置可以是任何类型的可控制的单向传导半导体装置，例如双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、门极可关断晶闸管(GTO)、或门极换向晶闸管(GCT)。每一开关装置用反并联二极管(D1-D6)分流。开关模式电压源逆变器的直流电压输入来自PVA100。平滑电容器Cdc在通过逆变器输出频率的每半周期的直流电流瞬时改变的同时使输入直流电压稳定。开关装置通过以几千赫的高速率顺序将它们从传导(开)状态切换为非传导(关)状态而进行调制，使得逆变器输出电流在通过交流低通滤波器132之后将接近理想的正弦波形。之后，逆变器输出电流通过线路变压器134进行变换，该变压器使逆变器输出与电网92隔离并将逆变器输出电压水平变换为电网电压水平。提供给电网的电流馈给负载Rload，因此减少通过电网阻抗Zline提供功率的电网功率源Vac的负担。
图4(a)到图4(c)的曲线描述图3中所示的开关模式电压源逆变器的运行。由图4(a)中波形140表示的高频(通常1000到5000赫兹)锯齿控制信号与波形142表示的正弦参考信号比较，该参考信号与逆变器输出相电压同步。这些波形图示了一相如相A，另两相即相B和C一样但相移正和负120度。
当锯齿信号的瞬时量值大于参考正弦信号的量值时，(连接到+DC的)正开关装置SW1导通，(连接到-DC的)负开关装置SW2不导通。在该瞬间，正电势施加到逆变器输出相。当锯齿信号的瞬时量值小于正弦参考信号的量值时，正开关装置SW1不导通，及负开关装置SW2导通。在该瞬间，负电势施加到逆变器输出相。因此，由图4(b)中波形144表示的高频脉宽调制(PWM)的电压脉冲串在每一逆变器输出相上产生。
为了适当的运行，PVA的直流输出电压必须至少等于或大于由电网经变压器134感应在逆变器输出相A、B和C上的电网相电压(Van、Vbn和Vcn)的任何峰值。为满足该条件，所产生的锯齿信号的振幅等于所产生的参考正弦信号的振幅。当PVA直流输出电压大于相电压时，参考正弦信号的振幅降低到低于峰值锯齿电压及改变PWM电压，从而控制由图4(c)中的波形146表示的输出电流的量值。当PVA直流输出电压下降到低于峰值相电压时，逆变器控制不能补偿低水平的直流，及逆变器输出电流的总谐波量变大使得逆变器130与电网断开连接。
开关装置SW2和SW3以类似的方式进行控制，但正弦波控制信号相较针对相A的控制信号移位正120度，使得逆变器输出产生移位正120度的相BPWM电压和正弦电流；类似地，对于开关装置SW4和SW5，正弦波控制信号相较针对相A的控制信号移位负120度，使得逆变器输出产生移位负120度的相C PWM电压和正弦电流。
在开关模式电压源逆变器中，开关装置SW1到SW6为负责提供给电网的逆变器输出电流的值和形状的唯一控制元件。它们以高速率切换(换向)，这要求限制在稳态电流承载量和功耗的高速半导体装置。开关损耗是可由该类型的逆变器转换的功率量的限制因素。尽管开关模式电压源逆变器在能够产生高达500kW的功率水平的住宅及一些商业太阳能功率转换器中广泛使用，但它们太小以至于不能成功地在大太阳能发电场客户需要的兆瓦级应用中使用。最大功率限制的主要原因是开关装置SW1到SW6的高频换向，其导致这些装置中出现大量功率损失，但消耗这些损失的能力有限。
上面的三相开关模式电压源逆变器的描述可以各种开关方案进行实施，这些方案基于逆变器开关装置的刚性直流电压输入和高频PWM换向。
本发明的目标之一是用多相调节电流源逆变器转换来自多个通常不稳定直流源的直流电功率，前述电流源逆变器具有多相变换的输出，这些输出产生具有减少的总谐波失真的交流输出电流以注入电功率电网。
发明内容
一方面，本发明为用于将来自多个不稳定直流源的直流电功率转换为交流功率以注入电功率电网的装置和方法。提供多个调节电流源逆变器。每一调节电流源逆变器包括用于从每一逆变器产生多相交流输出的多个开关装置。多个直流源中的每一直流源向每一调节电流源逆变器提供输入功率。每一调节电流源逆变器的多相交流输出与电功率电网的电压同步工作。每一调节电流源逆变器中的多个开关装置的换向按序进行以从多个调节电流源逆变器中的每一逆变器产生多相交流输出电流。提供用于对来自所有调节电流源逆变器的多相交流输出电流进行相移的至少一变压器以产生注入电功率电网的三相电流。三相电流具有多级波形，随着调节电流源逆变器的数量的增加，其展现减少的总谐波失真。在本发明的一些例子中，电流调节是每一调节电流源逆变器中包括的递升和递降电流直流调节的组合。在本发明的其它例子中，递升调节可在多个不稳定直流源中的每一直流源处进行，而递降调节包括在每一调节电流源逆变器中。
另一方面，本发明为将单位交流电功率从多个不稳定直流源注入电功率电网的方法。多个不稳定直流源中的每一直流源的输出连接到多个调节电流源逆变器的输入。通过顺序对每一调节电流源逆变器中的多个开关装置进行换向而从每一调节电流源逆变器产生多相输出。来自每一调节电流源逆变器的多相输出与来自所有其它调节电流源逆变器的相应多相输出异相。来自所有调节电流源逆变器的多相输出连接到具有三相输出的相移变换网络，三相输出连接到电功率电网。调节从每一不稳定直流源到每一调节电流源逆变器中的逆变器部分的直流以在相移变换网络的三相输出处产生实质上恒定的梯状波形电流从而注入电功率电网。
本发明的上述及其它方面在本说明书及所附权利要求中进一步提出。
附图说明
如下简要汇总的附图仅为示意性理解本发明的目的给出，并不限制本说明书中进一步提出的发明：
图1为包括多个光伏模块的光伏阵列的一个例子的示意性表示。
图2示出了典型的光伏阵列的直流输出特性。
图3为现有技术开关模式电压源逆变器的示意图。
图4(a)、4(b)和4(c)示出了与图3所示的开关模式电压源逆变器的工作有关的波形。
图5为单相调节电流源逆变器的简化示意图，示出了本发明中使用的直流电流调节。
图6和7示出了与图5所示的单相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图8图示了在图5所示的单相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图9为本发明的三相调节电流源逆变器的一个例子的简化示意图。
图10和11示出了与图9所示的三相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图12图示了在图9所示的三相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图13为本发明的六相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图。
图14示出了矢量组图，其表示图13所示的六相调节电流源逆变器***的变换电压的关系。
图15示出了与图13所示的六相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图16图示了在图13所示的六相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图17为本发明的九相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图，其中使用输出功率的分支Y变换。
图18示出了矢量组图，其表示图17所示的九相调节电流源逆变器***的变换电压的关系。
图19示出了与图17所示的九相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图20图示了在图17所示的九相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图21为本发明的十二相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图，其中使用输出功率的双重曲折分支Y变换。
图22示出了矢量组图，其表示图21所示的十二相调节电流源逆变器***的变换电压的关系。
图23示出了与图21所示的十二相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图24图示了在图21所示的十二相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图25为本发明的六相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图，其中使用输出功率的双多边形Δ变换。
图26示出了矢量组图，其表示图25所示的六相调节电流源逆变器***的变换电压的关系。
图27示出了与图25所示的六相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图28图示了在图25所示的六相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图29为本发明的十二相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图，其中使用输出功率的双重双多边形扩展的Δ变换。
图30示出了矢量组图，其表示图29所示的十二相调节电流源逆变器***的变换电压的关系。
图31示出了与图29所示的十二相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图32图示了在图29所示的十二相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图33为本发明的六相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图，其中使用输出功率的Y-Δ变换。
图34示出了矢量组图，其表示图33所示的六相调节电流源逆变器***的变换电压的关系。
图35示出了与图33所示的六相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图36图示了在图33所示的六相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图37为本发明的十二相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图，其中使用输出功率的双重曲折Y-Δ变换。
图38示出了矢量组图，其表示图37所示的十二相调节电流源逆变器***的变换电压的关系。
图39示出了与图37所示的十二相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图40图示了在图37所示的十二相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图41为本发明的二十四相调节电流源逆变器***的一个例子的简化示意图，其中使用输出功率的四重相移变换。
图42示出了与图41所示的二十四相调节电流源逆变器的工作有关的波形。
图43图示了在图41所示的二十四相调节电流源逆变器的输出处产生的交流电流谐波的量值。
图44为本发明的调节电流源逆变器***的另一例子的简化示意图，其中在多个直流源处进行递升电流调节。
具体实施方式
术语“电功率电网”或“电网”在此用于总体上描述通常根据工作电压进行划分的电功率电网。电网包括输电部分(通常161-765千伏)、中压输电部分(通常34.5-138千伏)、配电部分(通常4.16-24.94千伏)、及应用部分(通常120-600伏)。根据元件的可用性和选择，本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***可用于将交流功率提供到(注入)这些工作部分的任何部分中的电网内，尽管首选注入电网的配电部分。
图5示出了本发明中使用的电流调节方案的一个例子，为单相应用，以简化描述。在图中，调节电流源逆变器(RCSI)10的输入功率来自多个直流源100，对于目前的说明，其为如上所述的PVA100。集总电阻Rdc表示PVA的内部系列阻抗。RCSI10包括电流调节器(CR)部分12和逆变器部分14。在该特定例子中，CR部分包括分部12a和12b，及逆变器部分包括单相直流-交流逆变器。逆变器输出连接到电功率网络(电网)92，该网络以集总线路电阻Rline、线路电抗Xline和电网功率源Vac的单线路形式表示。逆变器输出将功率注入电网以供连接到电网的负载(由Rload表示)使用，从而减少对电网功率源的功率需求。
CR分部12a和12b根据逆变器的直流电压输入(点3和4处)是低于还是高于有助于交流电流注入电网的最佳值而交替活动，如下所述。CR部分12调节来自源100的瞬时直流电流水平，使得调节的直流电流可提供给逆变器输入，不管来自PVA的输出电流在MPP处的稳定性如何，如上所述。当输入给RCSI(点1和2处)的直流源100的输出电压下降到低于RCSI输出电流以注入电网92的最佳电压时，CR分部12a用作递升电流调节器。当输入给RCSI(点1和2处)的直流源100的输出电压上升到明显高于RCSI输出电流以注入电网92的最佳电压时，CR分部12b用作递降电流调节器。对于具有单相逆变器的RCSI，该最佳电压可定义为电网的半周期平均交流线路电压(E)，如下面的等式所示：
E = 2 · V line · 2 π [等式(1)]
其中E为单相逆变器(点3和4处)的平均直流电压输入，及Vline为RMS线路电网电压。例如，如果Vline等于600伏，则从等式(1)可得到最佳电压E等于540伏。
当递升直流电流调节器分部12a处于活动状态而递降直流电流调节器分部12b处于非活动状态(即分部12b中的开关SWb闭合)时，图6中的波形与RCSI10的CR部分在递升直流电流调节模式下的工作有关。波形包括电网线路电压波形202和电网注入的电流波形204。在每一调节周期(Treg，等于电网线路电压周期的一半)期间，图5中的开关SWa在开关SWa的闭合周期内闭合及在开关SWa的断开周期内断开，如图6中的波形206所示。当开关SWa闭合时，电感器La储存因如波形208的正斜率区域所示的直流电流增加而提供的能量。当开关SWa断开时，电感器La中储存的能量流到电容器Cdc，如波形208的负斜率区域所示，以将充电能量保存在电容器中。当瞬时逆变器输入直流电压水平(点3和4)低于逆变器的最佳直流电压输入时，该结构使电感器La能将电容器Cdc充到大于瞬时逆变器输入直流电压水平的电压水平并使PVA100的MPP形成的RCSI10能连续工作。提供给逆变器14的电流由开关SWa的闭合周期和开关SWa的断开周期的占空比控制，换言之，由电感器La中储存的能量与从电感器La放电的能量控制。
当递降直流电流调节器分部12b处于活动状态而递升直流电流调节器分部12a处于非活动状态(即分部12a中的开关SWa闭合)时，图7中的波形与RCSI10的CR部分在递降直流电流调节模式下的工作有关。波形包括电网线路电压波形212和电网注入的电流波形214。在每一调节周期Treg期间，图5中的开关SWb在开关SWb的闭合周期内闭合及在开关SWb的断开周期内断开，如图7中的波形216所示。当开关SWb闭合时，电感器Lb储存因如波形218的正斜率区域所示的直流电流增加而提供的能量。当开关SWb断开时，电感器Lb中储存的能量流过飞轮二极管Db以控制提供给逆变器14的输入的直流电流的平均量值。
图6和图7为调节周期中分别与直流电流调节器开关SWa和SWb的单一换向有关的波形。在本发明的其它例子中，这些开关中的任一或两个可在单一调节周期中多次换向。尽管每调节周期多次换向可能增加开关损耗，但这样的操作可使能在特定应用中减小调节器电感器La和Lb的大小(物理及电容量两方面)，因此导致调节器损耗的净减少。
在图5中，逆变器部分14包括四个开关装置SW1到SW4。每一开关可以是任何类型的可控制的单向传导开关装置，例如但不限于双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、门极可关断晶闸管(GTO)、或门极换向晶闸管(GCT)。当开关不是额定用于高反向电压时，例如BJT、IGBT或MOSFET，开关可与阻流二极管串联连接。在本发明的所有例子中，使用这些类型的开关装置相较现有技术三相逆变器均具有优点。在现有技术三相逆变器中，三相电流电网馈电的逆变器用在电周期的任何时间期间不能经门控信号断开的过零硅控整流器(SCR)开关装置实施。因此，在这些现有技术逆变器中，SCR门信号相较时序延迟90-180度，及使电流流自连接到RCSI的输入的直流源并流入电网。这些现有技术逆变器不能产生与电网电压同相的输出电流。同样，由于延迟的过零门控，逆变器的换向在电网电压中导致深的凹口，这导致明显的谐波失真。
在电网线路电压的每一正半周期期间开关对SW1和SW4闭合及开关对SW2和SW3断开以使正极性电流流入电网。相反，在电网线路电压的每一负半周期期间开关对SW1和SW4断开及开关对SW2和SW3闭合以使负极性电流流入电网。电网线路电压波形202或212及逆变器输出电流波形204和214如图6和7中所示。
电感器La和Lb具有足够的电容量以向逆变器14提供实质上不中断直流电流水平，这导致逆变器接近方波的输出电流，如波形204和214所示。方波的谐波含量可从下面的等式进行计算：
I n I 1 = 1 n [等式(2)]
其中I1为第一电流谐波的振幅，及In表示第n个电流谐波的电流振幅。整数n的值可从下面的等式进行计算：
n＝2·k·φ+1及n＝2·k·φ-1[等式(3a)和(3b)]
其中φ等于本发明的特定应用中使用的一个或多个调节电流源逆变器的输出相的总数，及k为从1到无穷大的整数；在实践中，当下一谐波对前一谐波计算的总失真值只有可忽略的增加时选择k的最大值。图8为由来自图5的单相RCSI10的输出电流产生的奇次电流谐波的相对量值分布的柱形图示(其中φ等于1，及n等于整数序列：3、5、7、9、11、13...95、97；即从3到97的奇次谐波)。
给定电流波形相对于纯的正弦波的总失真由可从下面的等式进行计算的总谐波失真(THD)值百分比量化：
THD = Σ n = 3 ∞ ( I n ) 2 I 1 [等式(4)]
方波电流波形具有48％的THD值，这对于注入电网而言太大，尤其在配电和应用级更是如此。
参考图5，在本发明的一些例子中，如果在连接到RCSI10的输入的多个直流源中的每一直流源的输出处提供递升电流调节器，则可从RCSI10去除递升电流调节器(CR)分部12a。即，如果有多个直流源100并联连接到修改后的没有递升电流调节器的RCSI的输入，则它们直接连接到递降电流调节器(CR)分部12b的输入。图44为本发明当有两个修改后的调节电流源逆变器11a和11a′时的备选方案的一个例子。多个直流源10O1到10On(其中n为正整数)中的每一直流源在每一直流源的输入给修改后的RCSI 11的输出处具有递升电流调节器(分别为12a1到12an)。类似地，多个直流源10O1′到10On′中的每一直流源在每一直流源的输入给修改后的RCSI 11a′的输出处具有递升电流调节器(分别为12a1′到12an′)。每一修改后的调节电流源逆变器仅具有递降电流调节器(12b或12b′)。对于该备选方案，在多个直流源中的每一直流源的输出处与由多个光伏模块组成的多个直流源中的每一直流源的改进的MPP具有电压均衡。本发明的该备选方案可应用于下面公开的本发明的所有例子。
在本发明的下述例子中，术语“初级”用于指变压器的连接到功率电网的绕组，及术语“次级”用于指变压器的连接到本发明的特定例子中使用的调节电流源逆变器的输出的绕组。
例子1
图9示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的一个例子，其中RCSI 11逆变器部分15输出三相功率，该三相功率在注入电网之前在变压器70中经历Y-Y变换。RCSI的调节器部分12包括递升直流电流调节器分部12a和递降直流电流调节器分部12b，其自多个直流源100提供电流并将调节的直流电流输出给三相逆变器15的输入(点3和4)。该逆变器的交流输出(在图9中标记为A、B和C)连接到变压器70的Y形次级绕组70b。变压器70的Y形初级绕组70a连接到三相功率电网92。电网92由集总线路阻抗Zline和电网功率源Vac示意性地表示。提供给电网的电流馈给负载93，负载连接到电网并由集总负载电阻Rload示意性地表示。一个或多个可选的有源滤波器94可直接连接到电网以在由从RCSI注入的输出电流产生的谐波电流的相反相注入高频电流。
图10的波形与图9所示的RCSI 11的工作有关。三个电网相电压由波形222、224和226表示。相对于图9中的逆变器15，这些波形对应于在变压器70的初级绕组70a处标记为X、Y和Z的相电压。控制开关装置SW1-SW6以使逆变器输出相A、B和C与电网相电压X、Y和Z同步。当电网相电压为正时，适当数量的奇数编号的开关装置(SW1、SW3、SW5)闭合，及适当数量的偶数编号的开关装置(SW2、SW4、SW6)断开。相反，当电网相电压为负时，适当数量的偶数编号的开关装置闭合，及适当数量的奇数编号的开关装置断开。
图10中的纹波电压波形228表示跨逆变器15的输入(点3和4)的电压。三相输出RCSI 11的调节周期(Treg3)等于一个纹波周期或电网周期(即电网频率的倒数值)的六分之一。直流电压的平均值(E)，其为控制所需要的注入电网的交流电流的最佳电压，可从下面的等式确定：
E = sin ( π 6 ) π 6 · 2 · V line [等式(5)]
其中E为逆变器输入端上的平均纹波直流电压，Vline为RMS电网相电压。例如，如果变压器70的每一次级绕组70b上的Vline为2400伏(交流)，则从等式(5)可得出最佳电压E等于3240伏(交流)。
用于控制直流电流的直流电流调节器部分12的工作如上结合图6和图7所述。当直流源100的输出电压在宽范围变化时，例如如果直流源为PVA且入射在PVA上的日光量定期变化，直流电流调节器确保额定电流可从RCSI的输出提供给电网。波形230示出了通断直流调节器的例子，及波形232表示逆变器15(点3和4处)的直流输入电流的例子。
图11中的波形234和236分别示出了来自图9所示三相RCSI 11的瞬时交流输出电压和电流。输出电流波形236，其为相A、B或C中的电流的表示，与相X、Y或Z中分别由波形222、224或226表示的相应电网相电压同步。
每一次级绕组70b中的梯状电流波形236变换到初级绕组70a以产生注入电网X、Y或Z相的电流，每一电流分别与对应的电网相电压X、Y或Z同步。
由波形236表示及由三相逆变器15输出的电流相较图5的单相RCSI 10输出的电流(图6和7中的波形204和214)具有改善的THD值。图12为由来自图9的三相RCSI 11的输出电流产生的奇次谐波的相对降低的量值分布的柱形图示(其中φ等于3，及n等于整数系列：5、7、11、13、17、19、23、25...95和97)。来自RCSI 11的三相输出电流的THD值可从等式(4)计算为30％。
本发明的三相RCSI***的功率产生容量由逆变器开关的电流额定值确定。例如，开关类型可以是额定3300伏及最大电流额定值为1200安培的IGBT。在该例子中，额定2400伏(交流)及直流源电压为3240伏(直流)的三相RCSI***能够产生3.6兆瓦的功率。
例子2
图13示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中六相RCSI***使其输出连接到具有分支Y形次级绕组的变压器72。六相RCSI***包括两个三相调节电流源逆变器11和11′，每一逆变器连接到变压器72的六相次级绕组。第一三相RCSI 11包括直流电流调节器部分12和三相逆变器部分15，具有向RCSI 11提供输入直流功率的多个直流源100。逆变器15的交流输出A、B和C连接到变压器72的次级绕组的A、B和C端子，如图13中所示。类似地，第二三相RCSI 11′包括直流电流调节器部分12′和三相逆变器部分15′，具有向RCSI 11′提供输入直流功率的多个直流源100′。逆变器15′的交流输出R、S和T连接到变压器72的次级绕组的R、S和T端子。为实现给两个逆变器的直流电压输入均衡，直流源100和100′的输出并联连接在一起，如图13中所示。变压器72的Y形初级绕组以与上面结合图9所述类似的方式连接到三相电网92和负载93，包括可选地增加有源线路滤波器。本发明的六相RCSI***中使用的每一三相RCSI可与图9中所示的三相RCSI类似。
图14为表示在分支Y形次级绕组中由六相RCSI***的输出建立的电压的量值和相对相位关系的矢量组图。为方便起见，在所有矢量组图中，用于标记电压矢量的命名法与对应的示意图中用于表示逆变器输出、电网相位和变压器绕组的命名法相同；正矢量相位旋转为关于原点O的顺时针方向，术语“滞后”指一矢量在顺时针方向跟随所提及的矢量，及术语“超前”指一矢量在顺时针方向在所提及的矢量前面。图14的矢量组图示出了电压矢量R、S和T分别相对于电压矢量A、B和C具有30度的相移。电压矢量A、B和C滞后电网电压矢量X′、Y′和Z′15度，而电压矢量R、S和T超前电网电压矢量X′、Y′和Z′15度。
这些相移由变压器72的结构阐释。三个初级绕组P1、P2和P3中的每一个卷绕在变压器72的分开的磁芯周围以形成Y形布置，及连接到电网相端子，而逆变器部分11和11′的输出连接到变压器的次级绕组的端子。变压器72的次级具有9个不同的绕组。根据组成每一绕组的导体的相对匝数，这些绕组中的三个称为“长”绕组而其余六个称为“短”绕组。也就是说，长绕组相比短绕组具有更大匝数的导体。在本例子中，长和短绕组之间的匝数比约为2.73∶1.0。前述六个次级绕组互相连接以形成分支Y形连接。同样，图14中表示变压器次级电压的电压矢量包括9个不同的矢量。这些矢量中的三个称为长矢量，及这些矢量中的六个称为短矢量。长和短矢量之间的量值比同样约为2.73∶1.0。
关于矢量A和R，次级长干绕组S1与初级绕组P1平行。因此，绕组S1和P1卷绕在共同的磁芯周围。次级分支短绕组S4与初级绕组P3平行。因此，绕组S4和P3卷绕在共同的磁芯周围。次级短绕组S5与初级绕组P2平行。因此，绕组S5和P2卷绕在共同的磁芯周围。
参考图14，矢量S4和S1共计矢量A(表示相A电压)，其滞后矢量S115度。类似地，矢量S5和S1共计矢量R(表示相R电压)，其超前矢量S115度。电压矢量A和R彼此位移30度，而这些矢量中的每一个相对于干电压矢量X′分别滞后和超前移位15度。
类似地，电压矢量B和S相对于干电压矢量Y′分别滞后和超前移位15度；及电压矢量C和T相对于干电压矢量Z′分别滞后和超前移位15度。总的来说，由于干和电网相一致，从RCSI 11输出的三相电流A、B和C滞后电网相电压15度，及从RCSI 11′输出的三相电流R、S和T超前电网相电压15度。
图14中所示的矢量组和图13中的对应绕组的进一步的评价导致变压器72如下表中所示的共芯绕组结构。
逆变器部分11中开关SW1-SW6的控制与相电压A、B和C同步，而逆变器部分11′中开关SW1′-SW6′的控制与相电压R、S和T同步。来自逆变器对的输出电流求和并变换到变压器72的初级绕组，线路电压和电流之间没有相移。
图15中的波形238和240示出了来自图13所示六相RCSI***的瞬时交流输出电压和电流。波形240表示的相电流，其为电网相X、Y或Z中的相电流的表示，与电网相X、Y或Z中由波形238表示的相应相电压同步。
图16中的柱图示出了由具有分支Y形变压器72的六相RCSI***输出的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波从等式(2)进行计算，其中φ等于6及n等于针对六相RCSI***定义的整数系列：11、13、23、25...95和97。六相RCSI***的THD可从等式(4)计算为小于15％。
本发明的六相RCSI***的功率产生容量由逆变器开关的电流额定值确定。例如，开关类型可以是额定3300伏及最大电流额定值为1200安培的IGBT。在该例子中，额定2400伏(交流)及直流源电压为3240伏(直流)的六相RCSI***能够产生7.2兆瓦的功率。由于IGBT开关中的低开关损耗，六相RCSI***中的逆变器对的效率约为98.5％。直流电流调节器中使用的电感元件是电损耗的主要贡献者。使用包括高温超导体(HTS)元件的配线用于电感元件的绕组可降低这些损耗，适当总的***效率超过99％。HTS元件也可用于本发明的任何其它应用中的电感元件的绕组。
例子3
图17示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中九相RCSI***使其输出连接到具有分支Y形次级绕组的变压器74。九相RCSI***可用于以更低的THD值提供比上述六相RCSI***所实现的输出功率更大的输出功率。九相RCSI***包括三个三相RCSI 11、11′和11″，每一RCSI使其输出连接到变压器74的九相次级绕组。第一三相RCSI 11包括直流电流调节器部分12和三相逆变器部分15，具有向RCSI 11提供输入直流功率的多个直流源100。逆变器15的交流输出A、B和C连接到变压器74的次级绕组的A、B和C端子，如图17中所示。类似地，第二三相RCSI 11′包括直流电流调节器部分12′和三相逆变器部分15′，具有向RCSI 11′提供输入直流功率的多个直流源100′。逆变器部分15′的交流输出R、S和T连接到变压器74的次级绕组的R、S和T端子。类似地，第三三相RCSI 11″包括直流电流调节器部分12″和三相逆变器部分15″，具有向RCSI 11″提供输入直流功率的多个直流源100″。逆变器部分15″的交流输出U、V和W连接到变压器74的次级绕组的U、V和W端子。为实现给所有逆变器的直流电压输入均衡，直流源100、100′和100″的输出并联连接在一起，如图17中所示。变压器74的Y形初级绕组以与上面结合图9所述类似的方式连接到三相电网92和负载93，包括可选地增加有源线路滤波器。本发明的九相RCSI***中使用的每一三相RCSI可与图9中所示的三相RCSI类似。
在图17中，变压器74的次级具有从每相干绕组延伸的三个尖叉绕组。例如，尖叉绕组S4、S5和S6从相干绕组S1延伸。类似地，尖叉绕组S7、S8和S9从相干绕组S2延伸，及尖叉绕组S10、S11和S12从相干绕组S3延伸。所有三相的干绕组中的每一干绕组约具有相同的绕组匝数。尖叉绕组S4、S6、S7、S9、S10和S12中的每一个约具有相同的绕组匝数，及每一这些尖叉绕组和相干绕组之间的绕组匝数比约为2.73∶1.0。尖叉绕组S5、S8和S11也具有约一样的绕组匝数，及每一这些尖叉绕组和相干绕组之间的绕组匝数比约为4.54∶1.0。
参考图18中的矢量图，矢量S4和S1共计矢量A(表示相A电压)，其滞后矢量S115度。类似地，矢量S6和S1共计矢量R(表示相R电压)，其超前矢量S115度。矢量S1和S5共计矢量U(表示相U电压)，其与矢量S1同相。因此，相电压A、U和R为相对于电网干电压成-15度、0度和+15度的相。
类似地，逆变器输出相电压B、V和S相对于干相电压Y′移位-15度、0度和+15度；及相电压C、W和T相对于干相电压Z′移位-15度、0度和+15度。总的来说，由于干和电网相一致，从RCSI 11输出的三相电流A、B和C滞后电网相电压15度，从RCSI 11′输出的三相电流R、S和T超前电网相电压15度，及三相电流U、V和W与电网相电压同相。
图18中所示的矢量组和图17中的对应绕组的进一步的评价导致变压器74如下表中所示的共芯绕组结构。
Figure BPA00001187835300181
逆变器部分11中开关SW1-SW6的控制与相电压A、B和C同步，而逆变器部分11′中开关SW1′-SW6′的控制与相电压R、S和T同步，及而逆变器部分11″中开关SW1″-SW6″的控制与相电压U、V和W同步。来自三个逆变器的输出电流求和并变换到变压器74的初级绕组，相电压和电流之间没有相移。
图19中的波形242和244示出了来自图17所示九相RCSI***的瞬时交流输出电压和电流。波形244表示的相电流，其为电网相X、Y或Z中的相电流的表示，与电网相X、Y或Z中由波形242表示的相应相电压同步。
图20中的柱图示出了由具有分支Y形变压器74的九相RCSI***输出的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波使用等式(2)进行计算，其中φ等于9及n等于针对九相RCSI***定义的整数系列：17、19、35、37、53、55、71、73、89和91。九相RCSI***的THD可从等式(4)计算为小于9.5％。
应用上面例2中所述的逆变器开关额定值和***电压，图17中所示的九相RCSI***的功率产生容量可计算为10.8兆瓦。
例子4
图21示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中十二相RCSI***包括两对调节电流源逆变器(对11a和11b；及对11c和11d)，每一对逆变器的输出(相A、B和C；及相R、S和T)连接到变压器76a或76b的次级绕组，其具有分支Y形次级绕组和曲折Y形初级绕组。十二相RCSI***可用于以更低的THD值提供比上述RCSI***所实现的输出功率更大的输出功率。十二相RCSI***包括四个三相调节电流源逆变器11a、11b、11c和11d，每一逆变器可与图9中所示的三相RCSI类似。多个直流源100a、100b、100c和100d连接到每一RCSI的输入，如图21中所示。为实现给所有逆变器的直流电压输入均衡，直流源100a-100d的输出并联连接在一起，如图21中所示。逆变器对11a和11b的输出连接到第一六相变压器76a的次级绕组，及逆变器对11c和11d的输出连接到第二六相变压器76b的次级绕组。每一变压器的初级绕组安排为曲折结构，其中每一主要初级绕组P1、P2和P3具有延伸的较短绕组，较短绕组的相方向不同于相关主初级绕组的相方向。
图22中的矢量图76a和76b示出了分别在变压器76a和76b的相应绕组中建立的电压。参考矢量图76b，矢量P1和P4共计矢量X(表示电网相X电压)。矢量P4与矢量P3异相180度，因此，对应的绕组P3和P4反绕在同一磁芯堆上。绕组P1与P4的匝数比约为4.92∶1.0，使得矢量P1超前矢量X 7.5度。由于逆变器输出相A电压(由矢量A表示)连接到由矢量S1和S4的和形成的次级分支，相A电压将滞后电网相X电压7.5度。逆变器输出相R电压(由矢量R表示)超前逆变器输出相A电压30度，因此超前电网相X电压22.5度。类似地，逆变器输出相B电压(由矢量B表示)由矢量S2和S6的和形成，及相B电压将滞后电网相Y电压7.5度，而逆变器输出相S电压(由矢量S表示)超前逆变器输出相B电压30度，因此超前电网相Y电压(由矢量Y表示)22.5度；逆变器输出相C电压(由矢量C表示)由矢量S3和S8的和形成，及相C电压将滞后电网相Z电压7.5度，而逆变器输出相T电压(由矢量T表示)超前逆变器输出相C电压30度，因此超前电网相Z电压(由矢量Z表示)22.5度。
图22的线图76b中所示的矢量组和图21中的对应绕组的进一步的评价导致变压器76b如下表中所示的共芯绕组结构。
Figure BPA00001187835300201
参考图22的矢量组图76a，矢量P1和P4共计矢量X(表示电网相X电压)。矢量P4与矢量P2异相180度，因此，对应的绕组P2和P4反绕在同一磁芯堆上。绕组P1与P4的匝数比约为4.92∶1.0，使得矢量P1滞后矢量X 7.5度。由于逆变器输出相A电压(由矢量A表示)连接到由矢量S1和S4的和形成的次级分支，相A电压将滞后电网相X电压22.5度。逆变器输出相R电压(由矢量R表示)超前逆变器输出相A电压30度，因此超前电网相X电压7.5度。类似地，逆变器输出相B电压(由矢量B表示)由矢量S2和S6的和形成，及相B电压将滞后电网相Y电压22.5度，而逆变器输出相S电压(由矢量S表示)超前逆变器输出相B电压30度，因此超前电网相Y电压(由矢量Y表示)7.5度；逆变器输出相C电压(由矢量C表示)由矢量S3和S8的和形成，及相C电压将滞后电网相Z电压22.5度，而逆变器输出相T电压(由矢量T表示)超前逆变器输出相C电压30度，因此超前电网相Z电压(由矢量Z表示)7.5度。
图22中所示的矢量组图76a和图21中的对应绕组的进一步的评价导致变压器76a如下表中所示的共芯绕组结构。
Figure BPA00001187835300211
因此，对于十二相RCSI***的每一输出相，注入到每一电网相的电流是四个电流即超前和滞后每一电网相7.5和22.5度的电流的和。该十二相RCSI***输出电流波形248与输出电压波形246同相，及如图23中所示，比本发明在前描述的例子更好地接近纯正弦波形。如在本行业中使用的，术语“纯正弦波形”即所产生的THD值通常小于3％的波形。因此，本发明的十二相电网同步的RCSI***包括两对三相调节电流源逆变器，每对连接到具有分支Y形次级绕组的曲折Y形变压器，使得可注入电网的功率量是一个三相RCSI***所获得的四倍，同时降低电流THD值。
图24中的柱图示出了由具有分支Y形次级和曲折Y形初级变换的十二相RCSI***输出的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波使用等式(2)进行计算，其中φ等于12及n等于针对十二相RCSI***定义的整数系列：23、25、47、49、71、73、95和97。十二相RCSI***的THD可从等式(4)计算为小于7％。
应用上面例2中所述的逆变器开关额定值和***电压，图21中所示的十二相RCSI***的功率产生容量可计算为14.4兆瓦。
例子5
图25示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中六相RCSI***包括两个三相调节电流源逆变器11和11′，输出相A、B和C及R、S和T分别连接到变压器78的双Δ多边形次级绕组，变压器78具有Δ形初级绕组。第一三相RCSI 11包括直流电流调节器部分12和三相逆变器部分15，具有向RCSI 11提供输入直流功率的多个直流源100。类似地，第二三相RCSI 11′包括直流电流调节器部分12′和三相逆变器部分15′，具有向RCSI11′提供输入直流功率的多个直流源100′。为实现给两个逆变器的直流电压输入均衡，直流源100和100′的输出并联连接在一起，如图25中所示。变压器78的Δ形初级绕组以与上面结合图9所述类似的方式连接到三相电网92和负载93，包括可选地增加有源线路滤波器。本发明的六相双Δ多边形变换RCSI***中使用的每一三相RCSI可与图9中所示的三相RCSI类似。
图26中的矢量组图示出了变压器78的相应绕组中建立的电压。逆变器15的输出相A、B和C形成由deltasec1识别的相之间的Δ形(图26中的虚线)；及逆变器15′的输出相R、S和T形成由deltasec2识别的相之间的Δ形(图26中的点线)。如图26中所示，deltasec1滞后由电网相电压X、Y和Z形成的初级Δ形deltapri 15度，及deltasec2滞后deltapri 15度。因此逆变器11的输出相电压滞后相应的电网相电压15度，及逆变器11′的输出相电压超前相应的电网相电压15度。
关于变压器78的绕组安排，次级长(大的绕组匝数)绕组S4和短(小的绕组匝数)绕组S3与初级绕组P1平行并全部卷绕在变压器的第一共同的磁芯堆上；类似地，长绕组S5、短绕组S1与绕组P2均卷绕在变压器的第二共同的磁芯堆上；及长绕组S6、短绕组S2与绕组P3均卷绕在变压器的第三共同的磁芯堆上。长和短绕组之间的绕组匝数比约为2.73∶1.0。
图26中所示的矢量组和图25中的对应绕组的进一步的评价导致变压器78如下表中所示的共芯绕组结构。
Figure BPA00001187835300231
逆变器部分11中开关SW1-SW6的控制与相电压A、B和C同步，而逆变器部分11′中开关SW1′-SW6′的控制与相电压R、S和T同步。来自逆变器对的输出电流求和并变换到变压器78的初级绕组，相电压和电流之间没有相移以在变压器的输出初级端子处产生注入三相电网的电流。总计的逆变器输出电流产生接近纯正弦波的电流波形252。如图27的波形所示，在多边形变压器78的输出初级端子X、Y和Z处的相电压波形250和相电流波形252之间没有相移。
图28中的柱图示出了由具有双Δ多边形次级和Δ初级变换的六相RCSI***输出的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波从等式(2)进行计算，其中φ等于6及n等于针对六相RCSI***定义的整数系列：11、13、23、25...95和97。该六相RCSI***的THD值可从等式(4)计算为小于15％。
应用上面例2中所述的逆变器开关额定值和***电压，图25中所示的本发明六相RCSI***的功率产生容量可计算为7.2兆瓦。
例子6
图29示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中十二相RCSI***包括两对调节电流源逆变器(对11a和11b；及对11c和11d)，每一对逆变器的输出(相A、B和C；及相R、S和T)连接到变压器80a或80b的次级绕组，其具有双Δ多边形次级绕组和延长Δ形初级绕组。十二相RCSI***可用于以更低的THD值提供比上述RCSI***所实现的输出功率更大的输出功率。十二相RCSI***包括四个三相调节电流源逆变器11a、11b、11c和11d，每一逆变器可与图9中所示的三相RCSI类似。多个直流源100a、100b、100c和100d连接到每一RCSI的输入，如图29中所示。为实现给所有逆变器的直流电压输入均衡，直流源100a-100d的输出并联连接在一起，如图29中所示。逆变器对11a和11b的输出连接到第一六相变压器80a的次级绕组，及逆变器对11c和11d的输出连接到第二六相变压器80b的次级绕组。每一变压器的初级绕组安排为延长Δ结构，其中每一主初级绕组P1、P2和P3具有延伸的较短绕组，较短绕组的相方向与相关主初级绕组的相方向相同。变压器80a和80b的延长Δ形初级绕组连接到三相电网92和负载93，与上面结合图9所述的类似，包括可选地增加有源线路滤波器。
图30中的矢量组图80a和80b示出了分别在变压器80a和80b的相应绕组中建立的电压。参考矢量组图80a，矢量P1和P4共计矢量X(表示电网相X电压)。矢量P4与矢量P1、S3和S4同相，因此，对应的初级绕组P1和P4和次级绕组S3和S4均卷绕在同一磁芯堆上。绕组P4的伸长端连接到电网相X。选择绕组P1与P4的匝数比使得次级多边形矢量S3和S4滞后电网相X矢量7.5度，从而导致绕组匝数比约为6.636∶1.0。由于逆变器输出相A连接到次级多边形绕组，相A电压将滞后电网相X电压22.5度。逆变器输出相R电压超前相A电压30度，因此超前电网相X电压7.5度。因此，逆变器输出相电压A、B和C分别滞后电网相电压X、Y和Z 22.5度，及逆变器输出相电压R、S和T分别超前电网相电压X、Y和Z 7.5度。矢量组图80b和变换器80b的绕组的类似分析表明连接到变压器80b的次级绕组的逆变器对的逆变器输出相电压A、B和C及R、S和T之间的关系如下：逆变器输出相电压A、B和C分别滞后电网相电压X、Y和Z 7.5度，及逆变器输出相电压R、S和T分别超前电网相电压X、Y和Z 22.5度。
图30中所示的矢量组图80a和图29中的对应绕组的进一步的评价导致变压器80a如下表中所示的共芯绕组结构。
图30中所示的矢量组图80b和图29中的对应绕组的进一步的评价导致变压器80b如下表中所示的共芯绕组结构。
Figure BPA00001187835300251
因此，对于十二相RCSI***的每一输出相，注入到每一电网相的电流是四个电流即超前和滞后每一电网相7.5和22.5度的电流的和。该十二相RCSI***输出电流波形256与输出电压波形254同相，及如图31中所示，比本发明在前描述的例子更好地接近纯正弦波形。因此，本发明的十二相电网同步的RCSI***包括两对三相调节电流源逆变器，每对连接到包括双Δ多边形次级绕组和延长Δ形初级绕组的变压器，使得可注入电网的功率量是一个三相RCSI***所获得的四倍，同时降低电流THD值。
图32中的柱图示出了由具有双Δ多边形次级和延长Δ初级变换的十二相RCSI***输出的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波使用等式(2)进行计算，其中φ等于12及n等于针对十二相RCSI***定义的整数系列：23、25、47、49、71、73、95和97。十二相RCSI***的THD值可从等式(4)计算为小于7％。
应用上面例2中所述的逆变器开关额定值和***电压，图29中所示的十二相RCSI***的功率产生容量可计算为14.4兆瓦。
例子7
图33示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中六相RCSI***包括两个三相调节电流源逆变器11和11′，输出相A、B和C及R、S和T分别连接到Δ-Y形变压器82。第一三相RCSI 11包括直流电流调节器部分12和三相逆变器部分15，具有向RCSI 11提供输入直流功率的多个直流源100。第一三相RCSI 11具有分别连接到Y形次级变压器绕组S1、S2和S3的逆变器输出相A、B和C。类似地，第二三相RCSI 11′包括直流电流调节器部分12′和三相逆变器部分15′，具有向RCSI 11′提供输入直流功率的多个直流源100′。为实现给两个逆变器的直流电压输入均衡，直流源100和100′的输出并联连接在一起，如图33中所示。第二三相RCSI 11′具有分别连接到Δ形次级变压器绕组S1′、S2′和S3′的逆变器输出相R、S和T。变压器82的Y形初级绕组以与上面结合图9所述类似的方式连接到三相电网92和负载93，包括可选地增加有源线路滤波器。每一三相RCSI可与图9中所示的三相RCSI类似。
图34中的矢量组图示出了变压器82的相应绕组中建立的电压。表示与矢量A(表示逆变器输出相A电压)同相的电网相X电压的矢量X也与表示变压器线路电压RS的矢量RS同相。因此，变压器绕组P1、S1和S1′均卷绕在同一磁芯堆上。类似地，表示与矢量B(表示逆变器输出相B电压)同相的电网相Y电压的矢量Y也与表示变压器线路电压RT的矢量RT同相；及表示与矢量C(表示逆变器输出相C电压)同相的电网相Z电压的矢量Z也与表示变压器线路电压ST的矢量ST同相。因此，变压器绕组P2、S2和S2′均卷绕在同一磁芯堆上，变压器绕组P3、S3和S3′均卷绕在同一磁芯堆上。因此，变压器相电压R、S和T分别超前电网相电压X、Y和Z 30度，及同样分别超前变压器相电压A、B和C 30度。
图34中所示的矢量组和图33中的对应绕组的进一步的评价导致变压器82如下表中所示的共芯绕组结构。
图35示出了图33中所示六相RCSI***的交流电压和电流波形。逆变器相A、B和C输出电流波形260分别与波形258表示的对应相电压A、B和C同相。变压器线路RS、ST和TR电流波形264分别与波形262表示的对应线路电压RS、ST和TR同相。变压器82的次级绕组中的梯状电流波形258和264求和并变换到变压器82的初级绕组，以产生所得的电流波形268，其注入每一电网相并与相应电网相同步。两个三相逆变器输出电流波形258和264的求和导致注入的电流波形268具有更接近纯正弦波的梯状。
图36中的柱图示出了由具有Y-Δ变换的六相RCSI***输出的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波从等式(2)进行计算，其中φ等于6及n等于针对六相RCSI***定义的整数系列：11、13、23、25...95和97。该六相RCSI***的THD值可从等式(4)计算为小于15％。
应用上面例2中所述的逆变器开关额定值和***电压，图33中所示的本发明六相RCSI***的功率产生容量可计算为7.2兆瓦。
例子8
图37示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中十二相RCSI***包括两对调节电流源逆变器(对11a和11b；及对11c和11d)，每一对逆变器的输出(相A、B和C；及相R、S和T)分别连接到变压器84a或84b的Y或Δ形次级绕组。每一变压器的初级绕组构造为曲折Y形。十二相RCSI***包括四个三相调节电流源逆变器11a、11b、11c和11d，每一逆变器可与图9中所示的三相RCSI类似。多个直流源100a、100b、100c和100d连接到每一RCSI的输入，如图37中所示。为实现给所有逆变器的直流电压输入均衡，直流源100a-100d的输出并联连接在一起，如图37中所示。逆变器对11a和11b的输出连接到第一六相变压器84a的次级绕组，及逆变器对11c和11d的输出连接到第二六相变压器84b的次级绕组。每一变压器的初级绕组安排为曲折结构，其中每一主初级绕组P1、P2和P3具有延伸的较短绕组，较短绕组的相方向与相关主初级绕组的相方向不同。
图38中的矢量组图84a和84b示出了分别在变压器84a和84b的相应绕组中建立的电压。参考矢量组图84b，矢量P1和P4共计矢量X(表示电网相X电压)。矢量P4与矢量P3异相180度，因此，对应的绕组P3和P4反绕在同一磁芯堆上。绕组P1与P4的匝数比约为4.92∶1.0，使得矢量P1超前矢量X 7.5度。由于逆变器输出相A电压(由矢量A表示)与电压矢量P1同步，相A电压矢量也超前矢量X 7.5度。矢量R超前矢量A 30度，因此超前电网矢量X 37.5度。类似地，相B电压矢量超前矢量Y 7.5度；矢量S超前电网矢量Y 37.5度；及相C电压矢量超前矢量Z 7.5度；矢量T超前电网矢量Z 37.5度。
图38中所示的矢量组图84b和图37中的对应绕组的进一步的评价导致变压器84b如下表中所示的共芯绕组结构。
参考对应于变压器84a的矢量组图84a，矢量P1和P4的求和导致逆变器11a的输出相电压A、B和C分别滞后电网相电压X、Y和Z 7.5度，及逆变器11b的输出相电压R、S和T分别超前电网相电压X、Y和Z 37.5度。
图38中所示的矢量组图84a和图37中的对应绕组的进一步的评价导致变压器84a如下表中所示的共芯绕组结构。
Figure BPA00001187835300282
因此，对于如图37中所示的十二相RCSI***的每一输出相，注入到每一电网相的电流是四个电流即超前每一电网相电压7.5、22.5和37.5度及滞后7.5度的电流的和。该十二相RCSI***输出电流波形272与输出电压波形270同相，及如图39中所示，更接近纯正弦波形。因此，本发明的十二相电网同步的RCSI***包括两对三相调节电流源逆变器，每对连接到具有分支Y形次级绕组的曲折Y形变压器，使得可注入电网的功率量是一个三相RCSI***所获得的四倍，同时降低电流THD值。
图39中的波形270和272示出了图37中所示的十二相RCSI***的输出相电压和电流。
图40中的柱图示出了由图37中所示的十二相RCSI***输出的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波使用等式(2)进行计算，其中φ等于12及n等于针对十二相RCSI***定义的整数系列：23、25、47、49、71、73、95和97。十二相RCSI***的THD值可从等式(4)计算为小于7％。
应用上面例2中所述的逆变器开关额定值和***电压，图37中所示的十二相RCSI***的功率产生容量可计算为14.4兆瓦。
例子9
图41示出了本发明的多相电网同步调节电流源逆变器***的另一例子，其中二十四相RCSI***包括四对调节电流源逆变器(对11a和11b；对11c和11d；对11e和11f；及对11g和11h)，每一对逆变器的输出连接到变压器86a、86b、86c或86d的次级绕组，如图中所示。二十四相RCSI***以更低的THD值提供比上述任一RCSI***所实现的输出功率更大的输出功率。每一变压器可安排为具有上述分支Y、多边形截顶Δ或Δ-Y形次级绕组。每一变压器的初级绕组可构造为曲折Y形或延长Δ形，具有适当的相移，如上所述。二十四相RCSI***包括八个三相调节电流源逆变器11a、11b、11c、11d、11e、11f、11g和11h，每一逆变器可与图9中所示的三相RCSI类似。多个直流源100a、100b、100c、100d、100e、100f、100g和100h连接到每一RCSI的输入。为实现给所有逆变器的直流电压输入均衡，直流源100a-100h的输出并联连接在一起，如图41中所示。逆变器对11a和11b的输出连接到第一六相变压器86a的次级绕组，逆变器对11c和11d的输出连接到第二六相变压器86b的次级绕组，逆变器对11e和11f的输出连接到第三六相变压器86c的次级绕组，及逆变器对11g和11h的输出连接到第四六相变压器86d的次级绕组。
从四个变压器的初级输出的求和所得的电流注入电网92以向负载93提供功率。每一所得的变压器初级输出相电压波形274和相电流波形276如图42中所示。
图43中的柱图示出了由二十四相RCSI产生的电流的谐波含量的相对量值分布。电流谐波使用等式(2)进行计算，其中φ等于24及n等于针对二十四相RCSI***定义的整数系列：47、49、95和97。二十四相RCSI***的THD值可从等式(4)计算为小于3.5％。
应用上面例2中所述的逆变器开关额定值和***电压，图41中所示的二十四相RCSI***的功率产生容量可计算为28.8兆瓦。
在本发明的每一上述例子中，与RCSI相关的每一直流电流调节器用于实现对输入给RCSI的多个直流源的MPP跟踪。此外，直流电流调节器控制器可互连在本发明的同一例子中使用的多个调节电流源逆变器之间，以实现输入给每一逆变器的直流电流的均衡，使得来自RCSI***的注入电网的三相输出电流的谐波失真最小化。
本发明的上述非限制性例子的突出特性概括在下表中。
Figure BPA00001187835300311
通过按如上所述将任意多个三相调节电流源逆变器连接到相移变压器，本发明的RCSI***可将多个备选能量直流功率源转换为低失真交流电流以提供给功率电网。增加所使用的三相调节电流源逆变器的数量将增加经相移变压器提供给电网的电流量。变压器绕组使用多个相移结构可进一步降低所提供功率的谐波失真水平。
本发明的上述例子仅为说明的目的给出，不应视为限制本发明。在本发明已结合不同实施例进行描述的同时，在此使用的措辞为描述性和说明性的措辞，而不是限制性的措辞。尽管本发明在此已结合具体手段、材料和实施方式进行描述，但本发明不限于在此公开的细节；而是，本发明扩展到所附权利要求范围内的所有功能上等效的结构、方法和使用。本领域技术人员在受教于本说明书的教示的情况下可进行多种修改，及在不背离本发明各方面的范围的情况下可进行变化。

Claims (20)

1.用于将来自多个不稳定直流源的直流电功率转换为交流功率以注入电功率电网的电功率转换***，该***包括：
多个调节电流源逆变器，每一调节电流源逆变器具有用于产生多相交流输出的多个开关装置，多个不稳定直流源向每一调节电流源逆变器提供输入功率，每一调节电流源逆变器的多相交流输出与电功率电网的电压同步工作，每一调节电流源逆变器中的多个开关装置的换向按序进行以从多个调节电流源逆变器中的每一逆变器产生多相交流输出电流；及
用于对来自所有调节电流源逆变器的多相交流输出电流进行相移的至少一变压器，用于产生注入电功率电网的三相电流，三相电流具有多级波形，随着调节电流源逆变器的数量的增加而使多级波形的总谐波失真减少。
2.根据权利要求1的电功率转换***，其中每一调节电流源逆变器还包括递升和递降直流电流调节器的组合以调节来自每一调节电流源逆变器的多相交流输出电流，直流电流调节器在每一调节周期中包括单脉冲或多脉冲调节。
3.根据权利要求2的电功率转换***，还包括连接到电功率电网的至少一有源滤波器以降低三相电流中的谐波含量。
4.根据权利要求2的电功率转换***，其中每一调节周期与电功率电网的周期同步并小于电功率电网的周期。
5.根据权利要求1的电功率转换***，其中每一调节电流源逆变器还包括递升和递降直流电流调节器的组合以独立于来自一个或多个不稳定直流源的瞬时电流输出水平调节来自每一调节电流源逆变器的多相交流输出电流，直流电流调节器在每一调节周期中包括单脉冲或多脉冲调节。
6.根据权利要求1的电功率转换***，其中每一调节电流源逆变器还包括递升和递降直流电流调节器的组合以独立于来自向每一调节电流源逆变器提供功率的每一不稳定直流源的瞬时电流输出水平在向每一调节电流源逆变器提供功率的每一不稳定直流源的最大功率点调节来自每一调节电流源逆变器的多相交流输出电流，直流电流调节器在每一调节周期中包括单脉冲或多脉冲调节。
7.根据权利要求1的电功率转换***，还包括每一不稳定直流源的输出处的递升直流电流调节器以保持每一不稳定直流源的最大功率点时的输出，每一调节电流源逆变器还包括递降直流电流调节器以调节来自每一调节电流源逆变器的多相交流输出电流，递降直流电流调节器在每一调节周期中包括单脉冲或多脉冲调节。
8.根据权利要求1的电功率转换***，其中多个调节电流源逆变器的数量包括两个，及至少一变压器为选自下组的单一变压器：分支Y形次级及Y形初级绕组、双Δ多边形次级及Δ形初级绕组、及Δ-Y形次级及Y形初级绕组。
9.根据权利要求1的电功率转换***，其中多个调节电流源逆变器的数量包括三个，及至少一变压器为具有分支Y形次级和Y形初级绕组的单一变压器。
10.根据权利要求1的电功率转换***，其中多个调节电流源逆变器的数量包括四个，及至少一变压器为一对变压器，一对变压器中的每一变压器选自下组：分支Y形次级及曲折Y形初级绕组、双Δ多边形次级及延长Δ形初级绕组，来自四个调节电流源逆变器的每一半的多相交流输出排他地连接到一对变压器之一的次级绕组。
11.根据权利要求1的电功率转换***，其中多个调节电流源逆变器的数量包括十二个，及至少一变压器为一对变压器，一对变压器中的每一变压器选自下组：分支Y形次级及曲折Y形初级绕组、双Δ多边形次级及延长Δ形初级绕组。
12.根据权利要求1的电功率转换***，其中多个调节电流源逆变器的数量包括八个，及至少一变压器为四个相移变压器，来自八个调节电流源逆变器的每四分之一的多相交流输出排他地连接到四个相移变压器之一的次级绕组。
13.用于转换来自多个不稳定直流源的直流电功率以注入电功率电网的方法，该方法包括步骤：
将每一不稳定直流源的输出连接到多个调节电流源逆变器中的每一逆变器的输入；
顺序对每一调节电流源逆变器中的多个开关装置进行换向以从每一调节电流源逆变器产生多相输出，来自每一调节电流源逆变器的多相输出与来自所有其它调节电流源逆变器的相应多相输出异相；
将来自每一调节电流源逆变器的多相输出连接到具有三相输出的相移变换网络，三相输出连接到电功率电网；及
调节从每一不稳定直流源到每一调节电流源逆变器中的逆变器部分的直流电流以在相移变换网络的三相输出处产生恒定的梯状波形电流。
14.根据权利要求13的方法，其中调节直流电流的步骤还包括选择单或多脉冲递升或递降直流电流调节以独立于每一不稳定直流源的瞬时输出保持来自每一调节电流源逆变器的多相电流输出恒定，恒定的多相电流输出代表每一不稳定直流源的最大功率点。
15.根据权利要求14的方法，还包括使选择的单或多脉冲递升或递降直流电流调节的周期与电功率电网的周期同步的步骤。
16.根据权利要求15的方法，还包括步骤：产生单或多脉冲递升或递降直流电流调节以使连接到电功率电网的三相输出中的电流谐波含量最小。
17.根据权利要求13的方法，其中调节每一不稳定直流源的直流电流的步骤还包括递降直流电流调节，所述方法还包括在将每一不稳定直流源的输出连接到每一调节电流源逆变器的输入之前通过递升直流电流调节对每一不稳定直流源的输出进行调节的步骤以将每一不稳定直流源的输出保持在最大功率点。
18.将来自多个不稳定直流源的单位交流电功率注入电功率电网的方法，该方法包括步骤：
将每一不稳定直流源的输出连接到多个调节电流源逆变器中的每一逆变器的输入；
顺序对每一调节电流源逆变器中的多个开关装置进行换向以从每一调节电流源逆变器产生多相输出，来自每一调节电流源逆变器的多相输出与来自所有其它调节电流源逆变器的相应多相输出异相；
将来自每一调节电流源逆变器的多相输出连接到具有三相输出的相移变换网络，三相输出连接到电功率电网；及
调节从每一不稳定直流源到每一调节电流源逆变器中的逆变器部分的直流电流以在相移变换网络的三相输出处产生恒定的梯状波形电流。
19.根据权利要求18的方法，其中调节直流电流的步骤还包括选择单或多脉冲递升或递降直流电流调节以独立于每一不稳定直流源的瞬时输出保持来自每一调节电流源逆变器的多相电流输出恒定，恒定的多相电流输出代表每一不稳定直流源的最大功率点。
20.根据权利要求19的方法，其中调节每一不稳定直流源的直流电流的步骤还包括递降直流电流调节，所述方法还包括在将每一不稳定直流源的输出连接到每一调节电流源逆变器的输入之前通过递升直流电流调节对每一不稳定直流源的输出进行调节的步骤以将每一不稳定直流源的输出保持在最大功率点。
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