KR101525968B1 - 컴먼 웨이브와 측파대 경감 통신 시스템 및 통신속도, 스펙트럼 효율, 다른 효과를 높이기 위한 방법 - Google Patents

컴먼 웨이브와 측파대 경감 통신 시스템 및 통신속도, 스펙트럼 효율, 다른 효과를 높이기 위한 방법 Download PDF

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Abstract

유성 및 무선 통신 링크에서 사용될 수 있는 컴먼 웨이브 및 측파대 경감 통신 시스템 및 방법이 제공된다. 본 발명에서 제공된 시스템 및 방법은 더 빠른 데이터 전송율, 더 큰 잡음 여유도, 증가된 대역폭/스펙트럼 효율 및/또는 다른 이점을 가능하게 한다. 본 발명의 응용분야는 셀폰, 스마트폰(예를들면 아이폰, 블랙베리 등), 무선 인터넷, LAN(예를 들면 WiFi 타입의 응용분야), WAN(예를들면 WiMAX 타입의 응용분야), 개인용 디지틀 보조기, 컴퓨터, 인터넷 서비스 제공자, 통신 위성과 같은 것을 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다.

Description

컴먼 웨이브와 측파대 경감 통신 시스템 및 통신속도, 스펙트럼 효율, 다른 효과를 높이기 위한 방법{Common wave and sideband mitigation communication systems and methods for increasing communication speeds, spectral efficiency and enabling other benefits}
유선 또는 무선 통신 시스템 및 방법이 제공된다.
다양한 종류의 유선 및 무선 통신시스템이 잘 알려져 있다. 예를 들면, 도 1 및 도 2에 도시되어 있는 바와 같이, 종래의 유선 통신 시스템의 일예는, 데이터 신호가 제1 유선 통신 링크로 통신되고, 제2 데이터 신호(상기 데이터 신호의 반전된 형태)가 제2 유선 통신 링크로 통신되는 트랜스미터 및 리시버를 구비하고 있다. 도 1에 도시되어 있는 시스템에서, 2개의 유선 통신 링크는 서로 가까이에 있다. 리시버는 이러한 2개의 데이터 신호를 수신하고, 그 다음에 상기 데이터 신호로부터 데이터를 추출하기 위하여 2개의 데이터 신호 사이의 차이점을 찾아낸다. 상기 종래의 통신 시스템은, 2개의 데이터 신호의 차이점만이 필요하기 때문에 저전압이 사용되도록 하고, 데이터 전송 속도가 높아지도록 하며, 노이즈가 양쪽 통신 링크에 영향을 줄 수 있기 때문에 잡음 여유도(noise immunity)를 증가시키는 차동 신호 시스템으로 알려져 있고, 2개의 신호 사이의 차이점이 결정될 때 노이즈가 필터링된다. 도 1에 도시되어 있는 상기 시스템은, 예를 들면 각 유선 통신 링크가 인쇄회로기판상의 트레이스가 되는 인쇄회로기판에서 사용될 수 있다.
도 1의 시스템이 구리재질의 전선에서 동작되는 방법의 일예로서는, 2개의 인접 전선 각각은 서로 반전되어 있는 신호를 가지고 있는 것이다. 예를 들면, "디지틀 1"이 1볼트 레벨로 송신되어야 한다면, 라인 A는 1볼트이고 라인 B는 0볼트(반전신호)가 될 것이며, "디지틀 0"은 라인 A가 0볼트이고 라인 B는 1볼트로 전송된다. 전선이 트랜스미터로부터 리시버로 이어지게 됨에 따라, 나타날 수 있는 스파이크(spike)가 데이터가 되도록 하는 것외에도, 라인에서 전압 레벨이 상승되도록 하거나 낮아지게 하는 노이즈를 픽업하게 된다. 만약 2개의 전선이 서로 물리적으로 근접해 있다면, 2개의 전선에서 노이즈는 동일하게 될 것이다. 리시버 끝에서 2개의 라인은 차동 증폭회로에 연결된다. 이 차동 증폭회로는 노이즈를 제거한다.
도 2는 무선 통신 시스템으로 이루어지는 다른 종래의 통신 시스템의 예를 보여주고 있다. 이 통신 시스템에서 트랜스미터는 통신 링크로 다수의 데이터 신호를 생성하고 통신하며, 리시버는 각각의 데이터 신호로부터 데이터를 독립적으로 추출하지만, 상기 데이터 신호로부터 데이터를 추출하는데 도움을 주는 데이터 신호들 사이에는 아무런 관련이 없다. 도 2에 도시되어 있는 시스템은, 시간분할 멀티플렉스 또는 코드 분할 멀티플렉스 통신 시스템과 같은 전형적인 모바일폰 시스템에서 사용될 수 있다.
도 3은, 통신 링크를 통해서 리시버로 전송되는 단일 출력신호를 생성하기 위하여 반송파와 데이터 신호에 변조되는 파일럿 신호를 사용하는 무선 통신 시스템을 설명하고 있다. 상기 리시버는 데이터 신호를 디코딩하기 위해 (출력신호에 들어있는) 파일럿 신호를 사용한다. 상기 파일럿 신호를 구비한 종래의 시스템에서, 단일 신호만이 통신 링크로 전송된다.
이 출원은 전체 내용이 여기에 참조로서 결합되어 있는, "컴먼 웨이브와 측파대 경감 통신 시스템 및 통신속도, 스펙트럼 효율, 다른 효과를 높이기 위한 방법"이라는 명칭으로 2007년 12월 19일에 출원된 미국 프로비저널 특허출원 번호 61/015,043의 35 USC 120의 우선권과, 35 USC 119(e)의 권리를 청구한다.
이러한 종래의 통신 시스템은 (서로 다른 채널을 통해 동일한 통신 링크로 전송된) 데이터 신호와 레퍼런스 신호를 사용하며, 이에따라 컴먼 웨이브 시스템 및 방법을 제공하는 것이 바람직하며, 그것은 상기 시스템과 방법이 목적하는 바이기 때문이다.
또한, 유효 대역폭을 최소화시키고, 데이터 전송 속력 및 스펙트럼 효율을 실질적으로 증가시키는 측파대(측파대 경감)를 중립화시키기 위한 시스템 및 방법을 제공하는 것이 바람직하며, 이것은 상기 시스템과 방법이 목적하는 바이기 때문이다.
본 발명은, 통신 링크를 통하여 다수개의 채널을 거의 동시에 전송하는 트랜스미터를 포함하여 이루어지며, 상기 다수개의 채널은, 데이터 정보를 반송하는 적어도 하나의 데이터 신호 채널과, 적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 알려지지 않은 특성과 함께 통신 링크를 통하여 전송될 때, 데이터 신호 채널의 데이터 정보가 회복될 수 있는, 데이터 신호와 기결정된 관계를 갖는 레퍼런스 신호를 반송하는 적어도 하나의 레퍼런스 채널을 더 포함하여 이루어진다.
또한, 본 발명은, 통신 링크를 통하여 다수개의 채널을 거의 동시에 수신하는 리시버를 포함하여 이루어지며, 상기 다수개의 채널은, 데이터 정보를 반송하는 적어도 하나의 데이터 신호 채널과, 적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 알려지지 않은 특성과 함께 통신 링크를 통하여 전송될 때, 데이터 신호 채널의 데이터 정보가 회복될 수 있는, 데이터 신호와 기결정된 관계를 갖는 레퍼런스 신호를 반송하는 적어도 하나의 레퍼런스 채널을 더 포함하여 이루어진다.
본 발명에서 제공된 시스템 및 방법은 더 빠른 데이터 전송율, 더 큰 잡음 여유도, 증가된 대역폭/스펙트럼 효율 및/또는 다른 이점을 가능하게 한다.
도 1 및 도 2는 종래의 통신 시스템을 설명하고 있다.
도 3은 종래의 파일럿 신호 통신 시스템을 설명하고 있다.
도 4는 트랜스미터와 리시버를 구비한 컴먼 웨이브 통신 시스템의 구현예를 설명하고 있다.
도 5는 도 4에 도시되어 있는 컴먼 웨이브 통신 시스템의 예를 좀더 구체적으로 설명하고 있다.
도 6은 도 4에 도시되어 있는 컴먼 웨이브 통신 시스템의 구현예의 일예를 설명하고 있다.
도 7은 입력 신호와 비교하기 위하여 컴먼 웨이브 통신 시스템 리시버에서의 복조기 회로를 위한 기대 신호의 일예를 설명하고 있다.
도 8은 컴먼 웨이브 통신을 위한 방법의 일예를 설명하고 있다.
도 9는 컴먼 웨이브 통신 시스템의 데이터 신호를 리세팅하기 위한 방법의 일예를 설명하고 있다.
도 10 및 도 11은 통신 시스템의 유효 대역폭을 최소화하기 위한 방법의 일예를 설명하고 있다.
도 12는 교류 위상을 가지고 있는 신호에 사용하기 위한 필터의 일예를 설명하고 있다.
도 13 및 도 14는 통신 시스템의 측파대를 중립화하기 위한 방법의 일예를 설명하고 있다.
도 15는 1.414V 진폭 및 0도 위상을 가진 1GHz 반송파를 생성하기 위한 회로의 일예를 설명하고 있다.
도 16은 변조되지 않은 1GHz 반송파를 위한 시간 영역의 일예를 설명하고 있다.
도 17은 1000ns를 위한 1GHZ의 변조되지 않은 신호의 FFT의 일예를 설명하고 있다.
도 18은 250kHz-20dB 마스크로 1000ns 샘플을 위한 1GHZ의 변조되지 않은 신호의 FFT의 일예를 설명하고 있다.
도 19은 위상 변조기 90도에 의한 변조와 V2에 의해 생성된 데이터 신호를 구비한 회로의 일예를 설명하고 있다.
도 20은 처음 124ns를 위한 데이터 신호의 일예를 설명하고 있다. 데이터 비트 주기는 8ns이다.
도 21은 변조 신호의 일예를 살명하고 있다. 데이터 비트 1은 위상 90도이다, 데이터 비트 0은 위상 0도이다. 34ns 도시되어 있다.
도 22는 125 Mbps, 90도 위상 시프트, 변조된 신호의 FFT의 일예를 설명하고 있다.
도 23은 측파대 경감 회로에서 제1 단계의 구현예의 일예를 설명하고 있다.
도 24는 위상 0의 데이터 비트 1 스타트와 위상 180도의 데티터 비트 0 스타트를 가진 변조 신호의 일에를 설명하고 있다.
도 25는 제거된 1GHz 로브를 구비한 FFT 의 일예를 설명하고 있다. 측파대는 더 악화된다.
도 26은 위상을 가지고 도시된 867MHz 및 884MHz 로브를 설명하고 있다.
도 27은 867MHz 로브를 줄이기 위하여 부가된 측파대 경감 신호의 구현예의 일예를 설명하고 있다.
도 28은 나머지 로브가 남아있는 최소화된 867MHz 로브의 일예를 설명하고 있다.
도 29는 경감된 868MHz 나머지 로브의 구현예의 일예를 설명하고 있다.
도 30은 경감된 1GHz 이하의 모든 측파대를 구비한 신호의 구현예의 일예를 설명하고 있다.
도 31은 테이블 1에 도시된 측파대 경감 신호를 구비한 경감된 1GHz 이하의 측파대로 FF의 구현예의 일예를 설명하고 있다.
도 32는 위상 필터링을 위한 회로의 일예를 설명하고 있다.
본 발명의 시스템 및 방법은 특히, 이하에 설명되는 바와 같이 독립적인 하드웨어 회로 기반의 트랜스미터와 리시버를 사용하는 단일 통신 링크를 구비한 무선 통신 시스템에 적용가능하며, 이것은 상기 시스템 및 방법이 기술되는 본문 내용에 있다.
그러나, 유선 통신 시스템(예를 들면 광섬유, 전선, 인쇄회로기판 트레이스 등) 또는 무선 통신 시스템(예를 들면, 셀루러폰 시스템, 모바일 장치 무선 시스템 등)에 사용되기 때문에, 트랜스미터와 리시버만으로 구현되기 때문에, 소프트웨어(소프트 트랜스미터 및/또는 리시버), 하드웨어(이하 또는 다른 구현예서 보여지는 바와 같이), 소프트웨어 및 하드웨어의 조합(예를들면 펌웨어나 다른 구현예를 구비한 디지틀 신호 프로세서)로 구성되기 때문에, 상기 시스템 및 방법은 많은 유용성을 가지고 있다는 것을 알 수 있다.
이 발명의 본문 내용에서, "모바일 디바이스"는, 셀룰러폰, PCS(Personal Communications Service), 스마트폰(예를 들면, 아이폰, 블랙베리 등), 컴퓨터의 무선 인터넷 카드 또는 회로, 무선 LAN(Local Area Network) 및 WAN(Wide Area Network) (예를들면, WiFi, WiMax 등) 카드 또는 회로, 위성 폰, GPS 추적장치 등을 포함하는, 하지만 이에 한정되는 것이 아닌, 모바일 무선 통신 장치를 포함할 수 있다. 컴먼 웨이브 시스템을 사용하는 장치와 방법은, 장치가 전송하거나 수신하는 데이터의 타입과 관계없는 모바일 디바이스이다. 예를들면, 전송되거나 수신된 데이터는, 음성, 데이터 파일, 비디오, 방송, 음악, 원격측정정보, 라디오 등을 포함하는, 하지만 이에 한정되는 것이 아닌, 어떤 타입의 정보를 포함할 수 있다.
도 4는 트랜스미터(401)와 리시버(402)를 가지고 있는 컴먼 웨이브 통신 시스템(400)의 구현예를 설명하고 있다. 통신 시스템(400)은, 신호가 트랜스미터(401)와 리시버(402)의 사이로 전송될 수 있는 매체가 되는 통신 링크(403)를 또한 포함할 수 있다. 상기 매체는 공기, 공간, 물, 전선, 동축 케이블, 광섬유, 인쇄회기판 트레이스, 집적회로 트레이스, 시추니(drilling mud), AC 전력분배 라인 등을 포함할 수 있다. 상기 통신 시스템에서, 통신 링크(403)에 다수의 통신 채널(406)이 있을 수 있다. 상기 통신 시스템은, 데이터 신호를 포함하는 적어도 하나의 데이터 채널(404)과, 레퍼런스 신호를 포함하는 적어도 하나의 레퍼런스 채널(405)과, 데이터 또는 레퍼런스 신호를 포함하는 하나 또는 그 이상의 다른 채널(407)을 포함할 수 있다, 적어도 하나의 데이터 채널을 위한 통신 링크와, 적어도 하나의 레퍼런스 채널을 위한 통신 링크는 동일한 통신 링크가 될 수도 있고, 서로 다른 통신 링크가 될 수도 있다.
상기 컴먼 웨이브 시스템에서, 상기 데이터 신호는, 예를 들면 주파수 변조, 진폭 변조, 위상 변조 또는 그들의 조합 등과 같은 다양한 변조 기술을 사용하여 반송파에 변조된 정보 신호를 가지는 데이터 웨이브로서 알려져 있다. 상기 레퍼런스 신호는 상기 데이터 웨이브에 대한 레퍼런스 웨이브로서 작용하는 통상의 주파수 신호(기존의 방식으로 고정되거나 조정될 수 있는) 컴먼 웨이브로서 알려져 있다. 하나의 실시예에서, 상기 데이터 웨이브 및 컴먼 웨이브는 서로 다른 주파수일 수 있으나, 상기 서로 다른 주파수는 서로 가깝다. 상기 데이터 웨이브 및 컴먼 웨이브가 어떤 순간에 서로 다른 주파수가 되더라도 주파수 호핑을 하는 코드분할 다중 억세스(CDMA) 모바일폰 시스템과 같은 하나의 실시예에서,상기 주파수 호핑으로 인하여 상기 컴먼 웨이브가 다른 순간이 되지만, 상기 데이터 웨이브도 동일한 주파수가 된다. 다른 실시예에서, 상기 데이터 신호 및 컴먼 웨이브 신호는 동일 주파수가 될 수 있으며, 일련의 컴먼 웨이브 신호가 전송되고, 그후에 일련의 데이터 웨이브 신호가 전송되며(또는 일련의 데이터 웨이브 신호가 전송되고, 그후에 일련의 컴먼 웨이브 신호가 전송되며), 상기 컴먼 웨이브 신호는 리시버를 조정하기 위하여 사용될 수 있고, 상기 데이터 웨이브 신호를 위하여 노이즈 필터링을 제공할 수 있다.
컴먼 웨이브 시스템의 실시예에서, 하나 또는 그 이상의 데이터 신호(404) 및 하나 또는 그 이상의 레퍼런스 신호(405)는 통신 링크(403)에서 동시적으로 통신되고 리시버(402)에 의해 수신된다. 다른 실시예에서, 하나 또는 그 이상의 데이터 신호(404) 및 하나 또는 그 이상의 레퍼런스 신호(405)는 통신 링크(403)에서 동시적으로 통신되지 않는다.
하나 또는 그 이상의 데이터 신호(404) 및 하나 또는 그 이상의 레퍼런스 신호(405)가 리시버(402)에 의해 수신될 때, 데이터 신호로부터 정보신호를 추출하기 위하여 각 데이터 신호는 대응 레퍼런스 신호와 비교된다. 통신 링크(403)에서 데이터 신호와 대응 레퍼런스 신호가 노이즈에 의해 동일한 방법으로 둘다 영향을 받기 때문에, 상기 컴먼 웨이브 시스템은 증가된 노이즈 제거를 제공하며, 리시버에서 레퍼런스 신호에 대한 데이터 신호의 비교는 일정부분의 노이즈를 필터링하고, 향상된 노이즈대 신호 비율과, 새논의 법칙(Shannon's law)으로 잘 알려져 있는 더 높은 가능 전송 비율을 갖는 데이터 신호에서의 노이즈 레벨을 감소시킨다.
도 5는, 설명을 위한 목적으로 무선 통신 링크에서 통신되는, 단일 데이터 신호 채널과 단일 레퍼런스 채널이 도시되어 있는 도 4에 도시되어 있는 컴먼 웨이브 통신 시스템(400)의 좀더 구체적인 일예를 설명하고 있다. 위에서 언급한 바와 같이, 데이터 신호(404) 및 레퍼런스 신호(405)는 트랜스미터(401)와 리시버(402)의 사이의 통신 링크(403)에서 통신된다. 상기 트랜스미터(401)는 데이터 신호를 생성하기 위하여 정보 신호(502)를 (특정 주파수의) 반송파(501)에 변조시키는 변조기(503)를 포함하여 이루어진다. 하나의 실시예에서, 위상 변조기 회로가 사용될 수 있다. 컴먼 웨이브 신호(405)가 생성되면, (도 5에 도시되어 있는 예에서) 전송되기 이전에 변조되지는 않는다. 다음에, 데이터 신호 및 컴먼 웨이브 신호가 통신 링크(403)로 하나 또는 그 이상의 안테나(505)를 거쳐서 리시버(402)로 전송된다.
상기 리시버(402)는, 제1 필터가 데이터 신호의 반송파의 주파수로 동조되고 제2 필터가 레퍼런스 신호의 주파수로 동조되는 제1 필터(507) 및 제2 필터(508)로 입력되는 안테나(506)에 의해 신호가 수신되는, 하나 또는 그 이상의 안테나(506)를 사용하는 통신 링크(403)로부터 신호를 수신한다. 따라서, 제1 필터(507)는 신호비교장치(509)의 제1 입력으로 데이터 신호가 출력되도록 하고 (다른 신호는 필터링하고), 제2 필터(508)는 신호비교장치(509)의 제2 입력으로 레퍼런스 신호가 출력되도록 한다(다른 신호는 필터링한다). 하나의 실시예에서, 상기 신호 비교장치(509)는 제1 입력 및 제2 입력을 비교하는 차동 증폭기가 될 수 있다. 이에 따라, 상기 신호 비교장치(509)는 데이터 신호와 레퍼런스 신호 사이의 차이가 되는 신호를 출력하고, 통신 링크(403)에서 유입된 노이즈를 제거한다. 상기 신호 비교장치(509)의 출력은 복조기(510) (도 5의 예에서 위상 복조기와 같은)로 입력되고, 상기 복조기(510)는 또한 트랜스미터(401)로 입력되는 정보신호(502)에 대응하는 정보신호(511)를 생성하기 위하여 복제 반송파(리시버에서 개별적으로 생성되거나 송신된 신호로부터 추출된)를 수신한다. 차동 증폭기를 사용하는 하나의 실시예에서, 차동 증폭기의 출력은 (복조된) 데이터를 구분하기 위하여 분석될 수 있다. 이 신호는 복조되어야 할 정상적인 무선 신호와 아주 많이 다를 수가 있으며, 기본 회로 또는 디지틀 신호 프로세서(DSP)를 사용하는 통상의 방법으로 분석될 수 있다.
도 6은 도 4에 도시되어 있는 컴먼 웨이브 통신 시스템의 구현예의 일예를 설명하고 있다. 이 구현예에서, 트랜스미터(401)는 910.546MHz 반송파와 같은 반송파를 생성하는 예를들면 전압제어 오실레이터(voltage controller oscillator)와 같은 반송파 생성기(601), 925.000MHz 레퍼런스 웨이브와 같은 레퍼런스 웨이브를 생성하는 예를들면 전압 컨트롤러 오실레이터와 같은 레퍼런스 웨이브 생성기(602)를 더 포함하여 이루어질 수 있다. 상기 구현예에서, 변조기(503)는 정보 신호(502)에 기초한 반송파 위상을 시프트하는 위상 시프트 회로가 될 수 있다. 상기 구현예에서, 상기 데이터 신호 및 레퍼런스 웨이브는, 하나 또는 그 이상의 안테나(505)에 의해 방사되기 이전에 신호의 강도를 증가시키는 라디오 주파수 증폭기와 같은 신호 증폭기(603)로 입력된다.
상기 구현예에서 리시버(402)는, 수신된 신호(데이터 신호 및 레퍼런스 신호)의 강도를 증가시켜서 필터(507, 508)로 입력시키는 저노이즈 필터와 같은 증폭기(604)를 더 포함하여 이루어질 수 있다. 상기 구현예에서, 복조기(510)는, 입력 정보 신호(신호 비교장치(509)의 출력)를 "1" 또는 "0"의 기대신호와 비교하고, 회복된 정보신호를 출력하는 회로(스레시홀딩 회로와 같은)가 될 수 있다. 도 7은 하나의 실시예로서 "1"과 "0"의 기대신호를 보여 주고 있으며, "1"은 데이터 웨이브의 위상으로부터 90도 먼저 시작하고, "0"은 데이터 웨이브의 위상으로부터 90도 나중에 시작한다.
도 8은 상기 도 4 내지 도 6에 도시되어 있는 트랜스미터 및 리시버에 의해 실행될 수 있는 컴먼 웨이브 통신의 방법(800)의 일예를 설명하고 있다. 트랜스미터에서, 시스템은 몇가지 방식(예를들면, 관계가 미리 구성될 수 있거나 각 통신 세션 동안에 설정될 수 있는)으로 리시버로 통신될 수 있는 데이터 신호 및 레퍼런스 신호 사이의 관계를 선택한다(801). 상기 관계는 특정 시간에서의 진폭, 주파수, 위상 및/또는 극성에서의 특정한 차이가 될 수 있다. 하나의 실시예에서, 시스템은, 임의 설정(트랜스미터와 리시버 양자에서 설정된)을 가질 수 있으며, 서로 통신을 함으로써 요구되는 관계를 조정할 수가 있다. 임의 관계의 일예는 전형적인 진폭, 주파수 및/또는 위상 변조가 될 수 있으며, 통신 동안에 주파수 호핑 및/또는 신호 강도 조정을 제공하기 위하여 관계의 변경이 행해질 수 있다. 일단 관계가 결정되면, 트랜스미터는 정보 신호(803)에 기초하여 레퍼런스 신호 및 데이터 신호를 생성할 수 있다(802). 트랜스미터에서 신호가 생성되면, 하나 또는 그 이상의 통신 링크(403)에서 데이터 신호는 데이터 신호 채널로 통신되며(804), 레퍼런스 신호는 레퍼런스 신호 채널로 통신된다(805). 수신기는 상기 트랜스미터 신호를 수신하며(806), 정보 신호가 출력되도록(808), 데이터 채널(807)에서의 데이터 신호로부터 정보신호를 추출하기 위하여 관계 정보를 사용한다(807).
도 9는 컴먼 웨이브 통신 시스템의 데이터 신호를 리세팅하기 위한 방법의 일예를 설명하고 있다. 레퍼런스 신호와 데이터 신호가 거의 동시에 전송될 때, 상기 2개의 신호는 중첩되어, 많은 무선 시스템에서 흔하게 발생되는 오랜 시간(대략 50%의 시간) 동안의 심각한 파괴적 간섭을 발생시킨다. 이러한 중첩을 제거하기 위하여, 위상 변조를 사용하는 컴먼 웨이브 통신 시스템의 하나의 실시예에서, 트랜스미터는 도 9에 도시되어 있는 바와 같이 데이터 신호를 가진 위상으로 가져가기 위하여 데이터 신호를 주기적으로 리세트할 수 있다. 하나의 실시예에서, 데이터 웨이브는 매 4 신호주기(도 9에 도시되어 잇는 바와 같은)마다 리세트될 수 있다. 상기 위상 변조 실시예에 더하여, 데이터 신호의 리세팅은 진폭 변조 실시예, 주파수 변조 실시예, 다른 변조 실시예에서 또한 사용될 수 있다. 거의 동시에 전송되는 데이터 신호 및 레퍼런스 신호를 구비한 컴먼 웨이브 통신 시스템에 더하여, 상기 데이터 신호의 리세팅은, 데이터 신호 및 레퍼런스 신호를 거의 동시에 전송하지 않는 시스템에서 또한 사용될 수 있다.
유효 방사 전력의 제어
위에서 설명한 바와 같이, 컴먼 웨이브 시스템은 고정된 주파수로 컴먼 웨이브를 전송할 수 있으며, 상기 신호는 실질적으로 복조되며, 데이터 신호를 구비한 데이터 채널은 다른 주파수가 되며, 데이터 채널 신호의 크기는 컴먼 웨이브 신호와 잘알려진 관계를 갖는다. 하나의 실시예에서, 컴먼 웨이브 신호 진폭은 0~20dB와 같이 데이터 신호에 비해 상당히 크게 된다. 그리고, 리시버에서, 상당히 좁은 대역통과필터(BPF)가 컴먼 웨이브 신호를 검출한다.
상당히 높은 진폭의 컴먼 웨이브 신호는, 수신기에서, 주파수, 위상, 진폭 및/또는 데이터 신호의 시간을 평가하기 위한 강한 레퍼런스 신호를 형성한다. 강한 레퍼런스 신호는, 노이즈로부터 데이터 신호를 구분하고 데이터 신호를 디코딩/회복하기 위하여 하드웨어, 소프트웨어, 디지틀 신호 프로세서(DSP) 등에 의해 사용될 수 있다.
일예로서, 컴먼 웨이브 신호는 100W의 유효방사전력(ERP)으로 전송될 수 있으며, 8개의 서로 다른 리시버로 50W의 유효방사전력(ERP)으로 전송하는 8개의 데이터 채널이 있을 수 있다. 컴먼 웨이브 신호를 위하여, 리시버가 10 ㎲ 주기로 샘플링되는 강한 신호를 수신하도록 리시버가 100KHz의 대역폭을 구비한 대역통과필터를 가질 수 있다. 50W 신호보다 100W 신호가 벽과 기후를 더 잘 통과할 수 있으며, 노이즈, 다중경로, 전파 속도를 처리할 수 있다는 것이 잘 알려져 있다. 따라서, 8개의 리시버 각각은, 특정 수신기에 관련된 특정 신호를 평가하기 위한 기준으로서 사용될 강한 컴먼 웨이브 신호를 수신하게 된다.
통신 시스템의 대부분의 실제 구현예에서, 각 트랜스미터가 전송할 수 있도록 허가되어 있는 전력량은 한계가 있다. 예를들면, 미국에서 일반적으로 모바일폰 타워 트래스미터는, 트랜스미터가 허용된 최대 전력을 초과할 수도 있기 때문에 8개의 100W 데이터 신호를 구비한 통신 시스템을 설계할 수 없도록 50W의 유효방사전력(ERP)만 허용되어 있다. 그러나, 강력한 컴먼 웨이브 신호와 더 적은 전력의 다수의 데이터 웨이브 신호를 갖는 구현예는, 더 강한 전력의 컴먼 웨이브 신호로 인하여 데이터 신호가 더욱 정확하게 디코딩/회복되도록 하는 전송 최대 전력 레벨을 통신 시스템이 만족시킬 수 있도록 한다. 위에서 언급한 더 높은 전력 컴먼 웨이브 신호는, 데이터 웨이브 신호의 수에 대한 컴먼 웨이브 신호의 비율이 1대8(상기 예에서), 1대 100, 1대 1000 또는 1대 1,000,000이 될 수 있도록 각각 컴먼 웨이브 신호를 이용하는 많은 수의 리시버로 방송될 수 있다. 사실상, 동일한 컴먼 웨이브 신호를 사용하는 더 많은 데이터 채널의 장점은, 컴먼 웨이브 신호가 더 적은 퍼센트의 전체 허용된 유효방사전력(ERP)을 취한다는 점이다. 하나의 실시예에서, 동일한 셀타워(cell tower)를 사용하는 다수의 모바일폰 서비스 제공자는 동일한 컴먼 웨이브 신호를 사용하며, 따라서 그들 모두가 각 데이터 채널에 대해 유효방사전력(ERP)을 증가시키도록 한다.
유효 대역폭의 최소화
도 10 및 도 11은 통신 시스템의 유효 대역폭을 최소화시키는 방법의 일예를 설명하고 있다. 도 10 및 도 11에서 설명된 방법은 컴먼 웨이브 통신 시스템뿐만이 아니라 종래의 통신 시스템에서도 사용될 수 있다.
예시된 통신 시스템에서, 만약 반송파 주파수가 1GHz이고 디지틀 데이터가 10MHz로 AM, FM 또는 PM을 통하여 변조된다면, 전송될 주파수 대역은 990MHz에서 1.010GHz이며, 그것이 전송 채널로서 사용되어야 한다면 995MHz의 간섭 문제를 발생시키게 된다. 결과로서 나타나는 대역폭의 증가는, 주어진 주파수 대역에서 전송될 수 있는 전체 데이터량을 제한하는 많은 요소들중의 하나이다. 이러한 995MHz의 간섭을 극복하고, 반송파의 대역폭을 최소화하기 위하여, 통신 시스템은 도 10에 도시된 바와 같이 기설정된 시간에서 180도 위상 시프트된 반송파를 사용할 수 있다. 단순화를 위하여, 반송파에 변조괸 정보 신호는 도시되어 있지 않다. 도 11에 도시되어 있는 바와 같이, 상기 위상 시프트는 반송파 주파수에서의 평균 전력과 가까운 채널, 예를 들면 995MHz를 제로(0)로 만든다. 이것은 995MHz를 컴먼 웨이브 시스템 또는 종래의 기술을 사용하는 통신 채널로서 사용되도록 하고, 1GHz에 의해 영향을 받지 않도록 한다.
하나의 실시예에서, 전송 신호가 매 10 주기마다 위상 시프트된다면, 리시버는 인커밍되는 신호를 처리할 수 있도록 하기 위하여 또한 "위상 시프트"되어야만 한다. 인접 채널이 또한 이러한 위상 시프트 방법을 사용한다면, 각 채널의 위상 시프트를 위한 타이밍은 다른 채널로부터 오프셋될 수 있다. 이 것은 더 많은 채널이 채널간 간섭이 없이 동일한 주파수 대역으로 채워질 수 있도록 한다.
트랜스미터 또는 리시버를 위한 통상의 필터에서, 도 10에 도시되어 있는 바와 같이 신호의 위상을 변경시키는 것은 공진으로부터 회로를 효과적으로 보호할 수 있으며, 이에따라 회로가 약한 신호를 출력하게 된다. 도 12는 변경 위상을 구비한 신호를 위하여 효과적으로 공진에 이르는 변경 위상 신호 필터(1200)의 실시예를 보여주고 있다. 스위치(1201)는 스위치 제어 입력에 기초하여 위치를 변경한다. 위치 스위치의 타이밍은, 종래의 대역통과필터 또는 공진회로(1202)가 항상 동일한 위상 입력을 가질 때이다. 이것은 회로가 공진되도록 하며, 이에 따라 원하는 주파수와 위상에서 강한 신호를 통과하게 한다. 또한, 이것은 원하지 않은 주파수와 이상을 위한 파괴적인 간섭을 발생시키게 된다. 이러한 동일한 타입의 변경 위상 신호 필터(1200)는 도 9에 도시되어 있는 바와 같이 리세트된 신호로 잘 동작하게 될 것이다.
도 10에 도시되어 있는 실시예에서, 반송파는 180도 위상 시프트되지만, 다른 조합의 위상 시프트도 동일한 결과를 달성할 수 있음을 알 수 있으며, 시스템은 도 10에 도시되어 있는 바와 같은 180도 위상 시프트에만 한정되지 않는다. 예를 들면, 0도에서 10개의 반송파, 120도에서 10개의 반송파, -120도에서 10개의 반송파는 0도에서 30개의 반송파보다 반송 주파수에서 더 낮은 평균전력을 갖게 된다. 또한, 서로 다른 위상, 진폭, 주파수의 조합들도 비슷한 효과를 가질 수 있으며, 본 발명의 범위내에 있다.
측파대의 중립화
도 13 및 도 14는 통신 시스템의 측파대를 중립화시키기 위한 방법의 일예를 설명하고 있다. 도 13 및 도 14에 설명되어 있는 방법은 컴먼 웨이브 통신 시스템뿐만이 아니라 종래의 통신 시스템에서도 사용될 수 있다.
무선 신호가 변화될 때(진폭, 주파수 및/또는 위상) 대역폭은 증가되고 측파대가 생성된다. 측파대는, 예를들면 "단일 측파대"와 같이, 많은 프로토콜에서 무선 통신의 필요한 한부분이다. 하지만 많은 환경하에서, 측파대는 신호 변조의 불필요한 부산물이다.
도 11에 도시되어 있는 바와 같이, 반송 신호의 위상 시프트에 의해 생성된 중요한 측파대를 볼수가 있다. 이러한 측파대는 방사되어 그 주파수에서의 다른 채널들과 간섭을 일으키기 때문에 바람직하지 못하다. 측파대를 제거하는 전통적인 방법은 저역통과필터, 고역통과필터, 대역통과필터를 사용하는 것이다. 상기한 필터는 고속 신호를 저하시키기 때문에 고속 데이터 신호가 연관되어 있는 상황에서 이러한 전통적인 필터는 바람직하지 않다. 컴먼 웨이브 시스템과 함께 사용될 수 있는 측파대 중립화에서, 반송 신호와 함께 전송 라인로 "중립화 신호"가 입사될 수 있다. 도 13에 도시되어 있는 바와 같이, 950MHz 측파대를 중립화하기 위하여, 특정의 기결정된 진폭과 위상을 구비한 950MHz 신호가 측파대를 중립화하기 위하여 사용되고, 도 13은, 950MHz 측파대가 중립화되어 있는 결과 신호를 보여주고 있다. 예를 들면, 입사 신호는, 중립화되기 위한 측파대와 동일한 진폭과 180도 위상 시프트될 필요가 있다. 도 13에 도시된 일예에서, 반송파는 1V(도 10 참조)의 진폭을 가지며, 입사된 950MHz 신호는 0.6525V의 진폭을 가지고 있다. 상기 입사 신호는 반송파 90도의 위상으로부터 시작한다. 또한, 다른 측파대를 제거하기 위하여 부가 신호가 유사하게 입사될 수 있다.
측파대의 진폭, 주파수, 위상이 미리 알려져 있는 한, 측파대의 모든 공급원으로부터 생성된 측파대를 제거하기 위하여 전송 라인으로 신호를 입사하는 것이 사용될 수 있다. 이러한 값은 실험실 환경에서 예비 전송으로부터 결정될 수 있으며, 현장 설정에서 사용된다. 데이터 변조로부터 생성된 측파대의 경우에도, 적절한 측파대 중립화 신호가 전송 라인으로 입사될 수 있다. 중립화 신호의 세부특성은 데이터의 값에 따라 서로 다를 수 있다.
통신 시스템의 리시버 끝에서, 잘알려진 기술을 사용하여 원래의 반송파가 회복된다. 입사된 중립화 신호의 경우에, 상기 입사된 중립화 신호는 원래의 반송파를 회복시키기 위하여 제거된다.
본 발명의 설명내용에서, "전송 라인"은 하나의 위치에서 다른 위치로 신호 에너지를 이송하기 위하여 사용된 통로로서 정의된다. 이 것은 트랜스미터의 도체, 도파관, 트랜스미터를 하나 또는 그 이상의 안테나에 연결하기 위한 라인, 증폭기 또는 무선 통신 링크를 포함하는 통신 링크를 포함하며, 이 것만으로 한정되는 것은 아니다.
이제부터 상기 측파대의 중립화(측파대 경감)의 상세한 일예를 기술하기로 하며, 측파대의 중립화를 설명하기 위하여 시뮬레이션이 사용된다. 이하에 제시된 일예는 측파대의 중립화가 어떻게 무선 통신의 스펙트럼 효율을 실질적으로 증가시킬 수 있는지에 대하여 설명한다. 일예에서, 잘 알려진 신호가 시작점으로서 설명될 것이며, 상기 설명된 측파대 경감을 이용하는 신호가 비교를 위하여 설명될 것이다. 일예의 목적을 위하여, 상기 설명된 측파대 경감이 어떤 주파수에서 사용될지라도 1GHz의 반송파가 사용되고, 따라서 어떤 특정 주파수에 한정되는 것은 아니다. 상기 일예로서 제시된 주파수가 사용되는 이유는, 셀룰러폰(800, 900, 1800, 2100MHz), WiFi(2.4GHz), WiMax(2.3, 2.5, 3.5 GHz)와 같은 통상 주파수 대역과 매우 근접하기 때문이다. 일예의 목적을 위하여, 사용된 시뮬레이션 소프트웨어는 리니어 테크날로지 코퍼레이션(Linear Technology Corporation)에 의해 생산된 LTspice/SwitcherCAD III Version 2.24i 이다.
이 일예를 위하여 1GHz 반송파를 생성할 수 있는 회로가 도 15에 도시되어 있다. 전압원은 1.414V 진폭 및 1GHz 주파수를 갖는 사인파를 생성한다. 시간 영역에서 회로를 시뮬레이션하는 것은 도 16에 도시되어 있는 바와 같이 전압 대 시간의 오실로스코프 출력을 제공한다. 상기 신호 전압에 대하여 잘 알려진 FFT(Fast Fourier Transform) 시뮬레이션을 실행한 결과가 도 17에 도시되어 있다. 일예의 목적을 위하여, 모든 FFT 동작은, 해밍 윈도우 기능(Hamming windowing function), 1,048,576 데이터 포인트 샘플, 다르게 특정되지 않는 한 5 포인트 바이노미알 스무딩(5 point binomial smoothing)을 사용하여 1000ns 시간 주기동안에 실행된다.
연방통신위원회(FCC)의 적용 규칙을 확인하기 위하여, CFR Title 47, Part 15-Radio Frequency Devices, §15.247 Operation within the bands 902-928 MHz, 2400-2483.5 MHz, and 5725-5850 MHz를 보면 다음과 같다.
§15.247 Operation within the bands 902-928 MHz, 2400-2483.5 MHz, and 5725-5850 MHz
(a) 본 섹션의 규정하에서 실시는 주파수 호핑, 다음의 규정을 따르는 디지틀 변조된 의도적인 방사기에 한정된다.
(1) 주파수 호핑 시스템은, 호핑 채널의 25KHz 또는 20dB 대역폭의 최소치에 의해 분리된 호핑채널 반송 주파수를 가질 수 있다.
위에서 설명된 반송파의 전력은, 상기 대역 및 1GHz 최대 레벨 이하인 20mW 이다. FFT 결과를 세부적으로 검토하여 250kHz(20dB) 대역폭 마스크를 도시한 결과가 도 18에 있으며, FFT는 1000ns 만을 위한 샘플링이기 때문에 신호가 마스크내에서 잘 들어 맞지를 않는다.
도 19에서, 데이터를 반송파에 더하기 위하여, V2에 의하여 데이터 신호가 생성되고 TP_Data로 출력된다. 일예를 위하여 다음의 데이터가 임의로 선택된다.
10110011 10001111 00001111 10000011 11110000 00111111 10000000 11111111
00000000 11111111 10000000 00111111 11110000 00000011 11111111 10000000
상기 데이터 전송율은, 8ns 주기의 125Mbps 이다. 상기 신호의 처음 124ns를 도 20에서 볼 수 있다.
도 19에 도시되어 있는 Phase_Modulator_90_degree는 데이터 웨이브를 반송파에 변조하며, 데이터 비트 "1"은 90도 시프트된 위상이며, 데이터 비트 "0"은 0도 시프트된 위상이다. 도 21은 변조된 신호의 처음 36ns를 보여주고 있다. 도 22는 중요한 측파대를 갖는 변조된 신호의 FFT를 보여주고 있다. 예상한 바와 같이, 데이터 전송율이 너무 높기 때문에 로브(lobe)가 마스크내에 맞지를 않는다. 도 22에 도시되어 있는 바와 같이, 20dB 대역폭(BW))은 22MHz 이다.
이제까지 설명된 측파대 경감 시스템은 다음과 같이 정의된 스펙트럼 효율을 증가시킨다.
(스펙트럼 효율) = (데이터 전송율) / (대역폭) .............. (수식 1)
사익 수식1을 사용하여 도 21에 도시되어 있는 신호의 스펙트럼 효율을 구하면 다음과 같다.
SE-20dB = (125Mbps) / (22MHz) = 5.7 Mbps/MHz
대역필터는 데이터를 필터링하기 때문에, 도 21의 신호의 스펙트럼 효율을 개선하기 위하여 대역필터를 사용하는 방법(전형적인 방법)은 유용하지 못하다. 그러나, 90도 이하(예를 들어 11.5도)의 델타 위상 시프트를 줄이는 것, 진폭 변조, 다른 방법의 사용을 포함하는 잘 알려진 기술을 사용하여, 스펙트럼 효율이 개선될 수 있다. 이러한 잘 알려진 기술들은 유효하게 정상적으로 사용될 수 있지만, 노이즈와 하드웨어의 감도 때문에 한계가 있다. 예를 들면, 델타 위상 시프트 11.5도를 줄이는 것은 리시버가 위상 노이즈(지터)에 대해 좀더 민감해지도록 하고, 위상 검출기의 해상도의 한계를 발생시킨다. 따라서, 종래의 방법들은 한계를 가지고 있으며, 만족할만한 결과를 제공하지 못한다. 지금까지 설명된 측파대 경감 기술은 이러한 종래의 기술을 개선하며, 사실상 측파대를 줄이고 스펙트럼 효율을 증가시키기 위하여 이러한 종래의 방법들과 함께 사용될 수 있다.
상기 설명된 측파대 경감을 구현하기 위하여, 도 22에 도시되어 있는 센터 로브(Center lobe)가 시험될 수 있다. 도 23에 도시되어 있는 바와 같이, 출력 TP_CLK_250와 출력 TP_FN1을 갖는 위상 시프트 변조기에 250MHz 클럭이 더해질 수 있다. 위상 시프트 변조기 때문에, 각 데이터 비트는 데이터 주기의 반동안에 위상 시프트 0이고, 다른 반주기 동안에 위상 시프트 180이다. 만약 데이터 비트가 1이면, 처음 반주기 동안에 위상 0이고, 다음 반주기 동안에 위상 180이다. 만약 데이터 비트가 0이면, 도 24에 도시되어 잇는 바와 같이, 처음 반주기 동안에 위상 180이고, 다음 반주기 동안에 위상 0이다. LTspice(일예에서 사용된 시뮬레이션)에서, "^" (도 23에 도시되어 있는)는 "각각을 불린(Boolean)으로 반전하고 그 결과를 XOR(익스클러시브 오아)하는" 연산자이다.
측파대 경감 변조 기술은 각 데이터가 FFT에서 취소되도록 하고 도 25에서 볼 수 있는 바와 같이 1GHz 로브가 제거되도록 하지만, 도 22에서의 다른 로브들은 이전보다 더 나빠지도록 만든다. 도 25에서 867MHz를 확대하고 위상을 더하면, 도 26에서와 같이, 로브가 867MHz로 집중되고 피크가 -11.7dB이며 위상이 -24도(그리고 1GHz는 -7도에 있다)가 된다. 867MHz 로브를 경감하기 위하여, 867MHz, 0.368V 진폭, 24.5도 위상의 사인파인 V(tp_fn2)를 신호에 더하면, 그 결과가 tp_fn2이며, 도 27 및 도 28에 도시되어 있다.
도 28은 처음 경감 시도에서 남은 잔류 로브를 보여주고 있다. 868MHz 로브를 경감하기 위하여, 868.6MHz 로브, 0.200 진폭, 250도 위상을 더하고, 그 결과가 도 29에 도시되어 있다. -20dB 마스크에서 모든 로브를 제거하기 위하여 위에서 언급한 과정들이 반복될 수 잇으며, 125Mbps 데이터 전송율이 FFF가 할당한 250kHz 대역폭안에서 조합될 수 있도록 한다. 상기 수치를 수식 1에 대입하면, 측파대 경감 시스템의 스펙트럼 효율은 다음과 같다.
SE-20dB = (125Mbps) / (250kHz) = 500 Mbps/MHz
이 것은 종래 기술의 스펙트럼 효율보다 훨씬 더 높다. 따라서 기본 수식에 대한 실제 스펙트럼 효율은 무한하다고 말할 수 있다. 1GHz 이하의 모든 로브를 제거하는 것은 다음의 표 1에 도시되어 있는 SBM 신호로 이루어질 수 있으며, 결과 신호가 도 30에 도시되어 있으며, FFT가 도 31에 도시되어 있다.
주파수 (MHz) 진폭 (dB) 진폭 (V) 위상 (도) 위상 (라디안)
867 -11.7 0.368 244 4.259
868.5 -17.0 0.200 250 4.363
865 -17.5 0.188 162 2.827
883 -10.7 0.413 294.5 5.140
881 -16.6 0.209 22.39 0.391
882 -17.4 0.191 137 2.391
885 -16.22 0.218 22 0.384
신호를 중립화시키기 위한 적절한 특성이, 전송되어져야 할 데이터가 입력되는 수식에 의해 또는 전송되어져야 할 데이터가 사용되는 룩업 테이블에 의해 결정될 수 있다.
위상 필터링
데이터 웨이브의 정보 신호가 위상 변조되면, 변조를 위한 리시버에서 위상 필터링이 유용하다. 위상 변조는 가까운 데이터 채널로부터 노이즈 및 간섭을 갖는 입력 신호를 위하여 특히 가치가 있다. 하나의 예에서, 입력 신호는 신호내에 원하는 데이터를 가지고 있으나, 상기 신호의 데이터 부분은 신호내에서 노이즈 및 간섭에 의해 불명료하게 된다. 위상 필터링을 수행하기 위해, 데이터 값(예를 들면 1 또는 0)의 추정이 이루어지고, 상기 추정에 대응하는 신호가 입력 신호로 입사된다. 만약 데이터값의 추정이 맞다면, 입력 신호와 입사 신호사이의 건설적인 간섭은 건설적인 간섭을 제공할 것이며, 추정을 확인해준다. 만약 데이터값의 추정이 틀리다면, 입력 신호와 입사 신호사이의 파과적인 간섭이 추정이 잘못되었음을 보여줄 것이다. 만약, 입력 신호와 입사 신호가 공진(또는 동조) 회로에 있다면, 올바른 추정과 잘못된 추정 사이에서의 출력 신호의 차이가 상당히 실재하게 된다. 이 것은 데이터 신호의 입력 데이터 부분과 입사 신호에서의 올바른 추정이 모든 웨이브의 출력신호의 진폭을 증가시키기 때문이다.
도 32에 도시되어 있는 하나의 실시예에서, 입력 신호(1505)는 2개의 회로로 분리되며, 하나의 회로(1501)는 데이터를 "1"로 추정하고, 다른 하나의 회로(1502)는 데이터를 "0"으로 추정한다. 신호생성기(1503, 1504)는 각각의 1과 0의 추정치에 대응하는 신호를 각각 발생시킨다. 저항(1506)은 시뮬레이션된 신호에 입력신호를 더하기 위하여 사용된다. 도 32에 도시된 4개의 저항이 모두 동일한 값을 가지고 있다면, 신호는 균등하게 더해질 것이다. 만약, 특정 신호에 이득이 필요하다면, 다른 값을 갖는 저항들이 사용될 수 있다. 상기 2개의 회로인 신호생성기(1503, 1504)의 출력은 신호비교장치(1507)로 전달되며, 상기 신호비교장치(1507)의 출력은 "0" 또는 "1"의 가정이 올바른 가정임을 강력하게 나타내는 신호를 제공한다. 상기 출력신호가, 복조되어야 할 정상적인 무선 신호보다 매우 다르면, 기본 회로 또는 디지틀 신호 프로세서(DSP)를 사용하는 잘 알려진 방법으로 분석될 수 있다.
특정 신호가 어떻게 생성되는지를 설명하기 위하여 본 발명의 본문내용을 통하여 하드웨어 회로가 설명되었지만, 이러한 신호들과 상기 하드웨어의 기능은 디지틀 신호 합성, 파형 생성기, 임의 파형 생성기, 신호 생성기, 기능 생성기, 디지틀 패턴 생성기, 주파수 생성기, 주파수 합성, 직접 디지틀 합성 등을 포함하는, 그러나 이 것들에 한정되지만은 않는, 다양한 수단을 통하여 합성될 수 있다. 본 발명의 목적을 위하여, 이러한 용어들과 다양한 하드웨어 방법 모두는 동일한 의미를 내포하며 본 발명의 범위내에 존재한다.
지금까지의 설명은 본 발명의 특정한 실시예를 참조로 하고 있으나, 당업자라면 청구항에 의해서 정의되는 범위내에서의 본 발명의 원리와 정신을 이탈하지 않고 본 발명의 실시예의 변경이 이루어질 수 있음을 이해할 수 있다.
400 : 통신 시스템 401 : 트랜스미터
402 : 리시버 403 : 통신 링크
404 : 데이터 채널 405 : 레퍼런스 채널
406 : 통신 채널 407 : 다른 채널
601 : 반송파 생성기 602 : 레퍼런스 웨이브 생성기

Claims (46)

  1. 통신 링크를 통하여 다수개의 채널을 동시에 전송하는 트랜스미터를 포함하여 이루어지며,
    상기 다수개의 채널은,
    데이터 정보를 반송하는 적어도 하나의 데이터 신호 채널과,
    적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 알려지지 않은 특성과 함께 통신 링크를 통하여 전송될 때, 데이터 신호 채널의 데이터 정보가 회복될 수 있는, 데이터 신호와 기결정된 관계를 갖는 레퍼런스 신호를 반송하는 적어도 하나의 레퍼런스 채널을 더 포함하고,
    상기 트랜스미터는 상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널에 대해 상기 레퍼런스 신호를 생성하는 레퍼런스 웨이브 생성기, 상기 적어도 하나의 데이터 신호 채널에 대해 반송파를 생성하는 반송파 생성기 및 상기 적어도 하나의 데이터 신호 채널을 통해 전송되는 상기 반송파 상에 데이터 정보 신호를 변조하는 변조기를 포함하는 통신 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    동시에 다수의 채널을 수신하는 통신 링크에 의해 트랜스미터로부터 분리된 리시버를 더 포함하여 이루어지며,
    상기 리시버는 적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 적어도 하나의 데이터 채널로부터 데이터 정보를 추출하는 데이터 추출기를 구비하는 통신 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 데이터 추출기는, 적어도 하나의 데이터 채널로부터 데이터 정보를 추출하기 위하여 적어도 하나의 데이터 채널과 적어도 하나의 레퍼런스 채널의 사이의 차이를 결정하는, 통신 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널은 데이터 정보를 반송하지 않는, 통신 장치
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널은, 적어도 하나의 데이터 채널이 데이터 정보를 반송하는 주기 동안에, 데이터 정보를 반송하지 않는, 통신 장치
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널과 적어도 하나의 데이터 채널은 단일 전송 매체를 통하여 전송되는, 통신 장치
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 통신 링크는 하드 와이어 통신 링크를 더 포함하여 이루어지는, 통신 장치.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 하드 와이어 통신 링크는, 전선, 동축 케이블, 광섬유 요소, 인쇄회기판 트레이스, 집적회로 트레이스, 시추니(drilling mud), AC 전력분배 라인 중에서 선택되는 어느 하나를 포함하여 이루어지는, 통신 장치.
  9. 제 6항에 있어서,
    상기 통신 링크는 다수의 채널을 송신하는 매체를 통하여 동작하는 무선 통신 링크를 포함하여 이루어지며,
    상기 매체는 공기, 공간, 물중에서 선택되는 어느 하나를 포함하여 이루어지는, 통신 장치.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 레퍼런스 신호는 적어도 하나의 데이터 신호보다 더 많은 전력을 가지는, 통신 장치.
  11. 제 1항에 있어서,
    상기 레퍼런스 신호는 다수의 모바일 장치 서비스 제공자에 의해 사용되는, 통신 장치.
  12. 통신 링크를 통하여 다수개의 채널을 동시에 수신하는 리시버를 포함하여 이루어지며,
    상기 다수개의 채널은,
    데이터 정보를 반송하는 적어도 하나의 데이터 신호 채널과,
    적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 알려지지 않은 특성과 함께 통신 링크를 통하여 전송될 때, 데이터 신호 채널의 데이터 정보가 회복될 수 있는, 데이터 신호와 기결정된 관계를 갖는 레퍼런스 신호를 반송하는 적어도 하나의 레퍼런스 채널을 더 포함하고,
    상기 리시버는 상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널로부터 상기 레퍼런스 신호를 출력하는 레퍼런스 신호 필터, 상기 데이터 신호를 출력하는 데이터 신호 필터 및 상기 레퍼런스 신호 및 데이터 신호에 대응하여 상기 데이터 신호로부터 상기 데이터 정보를 회복하는 비교기를 포함하는 통신 장치.
  13. 제 12항에 있어서,
    적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 적어도 하나의 데이터 채널로부터 데이터 정보를 추출하는 데이터 추출기를 더 포함하여 이루어지는, 통신장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 데이터 추출기는, 적어도 하나의 데이터 채널로부터 데이터 정보를 추출하기 위하여 적어도 하나의 데이터 채널과 적어도 하나의 레퍼런스 채널의 사이의 차이를 결정하는, 통신 장치.
  15. 제 12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널은 데이터 정보를 반송하지 않는, 통신 장치
  16. 제 12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널은, 적어도 하나의 데이터 채널이 데이터 정보를 반송하는 주기 동안에, 데이터 정보를 반송하지 않는, 통신 장치
  17. 제 12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널과 적어도 하나의 데이터 채널은 단일 전송 매체를 통하여 전송되는, 통신 장치
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 통신 링크는 하드 와이어 통신 링크를 더 포함하여 이루어지는, 통신 장치.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 하드 와이어 통신 링크는, 전선, 동축 케이블, 광섬유 요소, 인쇄회기판 트레이스, 집적회로 트레이스, 시추니(drilling mud), AC 전력분배 라인 중에서 선택되는 어느 하나를 포함하여 이루어지는, 통신 장치.
  20. 제 17항에 있어서,
    상기 통신 링크는 다수의 채널을 송신하는 매체를 통하여 동작하는 무선 통신 링크를 포함하여 이루어지며,
    상기 매체는 공기, 공간, 물중에서 선택되는 어느 하나를 포함하여 이루어지는, 통신 장치.
  21. 제 12항에 있어서,
    상기 레퍼런스 신호는 적어도 하나의 데이터 신호보다 더 많은 전력을 가지는, 통신 장치.
  22. 제 12항에 있어서,
    상기 레퍼런스 신호는 다수의 모바일 장치 서비스 제공자에 의해 사용되는, 통신 장치.
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  37. 데이터 정보를 제공하는 단계와,
    통신 링크를 통하여 다수의 채널을 전송하는 단계를 포함하여 이루어지며,
    상기 다수의 채널은,
    데이터 정보를 반송하는 적어도 하나의 데이터 채널과,
    적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 알려지지 않은 특성과 함께 통신 링크를 통하여 전송될 때, 데이터 신호 채널의 데이터 정보가 회복될 수 있는, 데이터 신호와 기결정된 관계를 갖는 레퍼런스 신호를 반송하는 적어도 하나의 레퍼런스 채널을 더 포함하여 이루어지는, 통신 방법.
  38. 제 37항에 있어서,
    동시에 다수의 채널을 수신하는 단계와,
    적어도 하나의 레퍼런스 채널에 기초한 적어도 하나의 데이터 채널로부터 데이터 정보를 추출하는 단계를 더 포함하여 이루어지는, 통신 방법.
  39. 제 38항에 있어서,
    상기 데이터 정보를 추출하는 단계는, 적어도 하나의 데이터 채널로부터 데이터 정보를 추출하기 위하여 적어도 하나의 데이터 채널과 적어도 하나의 레퍼런스 채널의 사이의 차이를 결정하는 단계를 더 포함하여 이루어지는, 통신 방법.
  40. 제 38항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널은 데이터 정보를 반송하지 않는, 통신 방법.
  41. 제 38항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널은, 적어도 하나의 데이터 채널이 데이터 정보를 반송하는 주기 동안에, 데이터 정보를 반송하지 않는, 통신 방법.
  42. 제 38항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 레퍼런스 채널과 적어도 하나의 데이터 채널은 단일 전송 매체를 통하여 전송되는, 통신 방법.
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