KR101523334B1 - Motor control device - Google Patents

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KR101523334B1
KR101523334B1 KR1020137033958A KR20137033958A KR101523334B1 KR 101523334 B1 KR101523334 B1 KR 101523334B1 KR 1020137033958 A KR1020137033958 A KR 1020137033958A KR 20137033958 A KR20137033958 A KR 20137033958A KR 101523334 B1 KR101523334 B1 KR 101523334B1
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다카히로 스즈키
유이치 시미즈
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히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
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Abstract

정지 위치에 상관없고, 또한 부하 특성이 변화했을 경우에도 안정적으로 모터를 구동하는 모터 제어 장치, 및 그것을 사용한 구동 장치를 제공한다.
회전 각도 위치에 관한 정보를 이용하지 않는 동기 운전 모드와 회전 각도 위치에 관한 정보를 이용하여 구동하는 위치 센서리스 운전 모드를 구비하고, 상기운전 모드를 구동 중에 전환하는 모터 제어 장치에 있어서, 기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 변동하는 주기 토크 성분을 추정하는 수단을 구비하고, 주기 토크의 기울기가 제로 근방 또는 마이너스가 되는 기간에 운전 모드를 전환하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.Provided is a motor control device for stably driving a motor irrespective of a stop position and also in a case where a load characteristic changes, and a drive device using the motor control device.
A motor control device that includes a synchronous operation mode that does not use information about a rotation angle position and a position sensorless operation mode that is driven by using information about a rotation angle position and that switches the operation mode during driving, Means for estimating a periodic torque component that fluctuates at an integral multiple of one cycle of one cycle or one cycle of the machine, and switches the operation mode during a period in which the slope of the periodic torque is near zero or negative.

Figure R1020137033958
Figure R1020137033958

Description

모터 제어 장치{MOTOR CONTROL DEVICE}[0001] MOTOR CONTROL DEVICE [0002]

본 발명은 모터 제어 장치, 및 그것을 사용한 구동 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a motor control apparatus and a drive apparatus using the same.

압축기를 안정적으로 기동시키는 것이 가능한 압축기의 구동 장치의 종래 기술로서, 일본국 특개2006-166658호 공보(특허문헌 1)가 있다. 특허문헌 1에는, 압축기의 정지가 지시된 것에 따라, 회전수를 서서히 저하시켜, 소정의 회전수에 도달한 것에 따라 상(相) 고정 운전을 행하고, 피스톤을 소정의 위치에 정지시키는 구성이 개시되어 있다.Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-166658 (Patent Document 1) is known as a conventional technique of a compressor driving apparatus capable of stably starting a compressor. Patent Literature 1 discloses a configuration in which the number of revolutions is gradually decreased in accordance with a command to stop the compressor and a phase fixing operation is performed in response to a predetermined number of revolutions and the piston is stopped at a predetermined position .

또한, 기동 실패가 없는 레시프로식 컴프레서(reciprocal compressor)의 구동 장치의 종래 기술로서, 일본국 특개2005-90466호 공보(특허문헌 2)가 있다. 특허문헌 2에는, 기동 전에, 컴프레서 모터에 기동 모터 정수에 의거하여 1상에 구동 전류를 흘리고, 고정자의 위치를 기동 초기 위치에 대기시키고, 그 후, 이 기동 초기 위치로부터 기동을 시작하는 구성이 개시되어 있다.Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2005-90466 (Patent Document 2) discloses a prior art of a driving apparatus for a reciprocal compressor having no start failure. Patent Document 2 discloses a configuration in which, before starting, a drive current is supplied to the compressor motor in phase one based on the starting motor constant, the position of the stator is set at the starting initial position, and thereafter the starting is started from this starting initial position Lt; / RTI >

일본국 특개2006-166658호 공보Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-166658 일본국 특개2005-90466호 공보Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-90466

특허문헌 1에는, 피스톤을 소정의 위치에 정지시키는 기구가 기재되어 있다. 그러나, 특허문헌 1의 압축기의 구동 장치는, 정지 위치로부터 피스톤이 움직였을 경우나 부하 특성의 변화에 대해서 고려되고 있지 않다.Patent Document 1 discloses a mechanism for stopping the piston at a predetermined position. However, the driving apparatus of the compressor of Patent Document 1 does not consider the case where the piston moves from the stop position or the change of the load characteristic.

그래서, 본 발명은 정지 위치에 상관없고, 또한 부하 특성이 변화했을 경우에도 안정적으로 모터를 구동하는 모터 제어 장치, 및 그것을 사용한 구동 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.Therefore, it is an object of the present invention to provide a motor control apparatus which drives a motor stably regardless of a stop position, and also when a load characteristic changes, and a drive apparatus using the same.

또한, 특허문헌 2에는, 회전자의 위치를 기동 초기 위치에 대기시키는 기구가 기재되어 있다. 그러나, 특허문헌 2의 컴프레서의 구동 장치는, 특정한 방식의 컴프레서에 대해서만 고려되고 있다.Further, Patent Document 2 describes a mechanism for waiting the position of the rotor at the starting initial position. However, the driving apparatus of the compressor of Patent Document 2 is considered only for a compressor of a specific system.

그래서, 본 발명은 컴프레서에 상관없이, 부하 토크 특성이 주기적으로 변화하는 것에 적용 가능한 모터 제어 장치, 및 그것을 사용한 구동 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.Therefore, it is an object of the present invention to provide a motor control apparatus applicable to a periodically changing load torque characteristic, regardless of a compressor, and a drive apparatus using the same.

상기 과제를 해결하기 위해, 예를 들면 특허청구범위에 기재된 구성을 채용한다.In order to solve the above problems, for example, the configuration described in the claims is adopted.

본 발명은 상기 과제를 해결하는 수단을 복수 포함하고 있지만, 그 일례를 들면, 회전 각도 위치에 관한 정보를 이용하지 않는 동기 운전 모드와 회전 각도 위치에 관한 정보를 이용하여 구동하는 위치 센서리스 운전 모드를 구비하고, 상기 운전 모드를 구동 중에 전환하는 모터 제어 장치에 있어서, 기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 변동하는 주기 토크 성분을 추정하는 주기 토크 추정 수단을 구비하고, 주기 토크의 기울기가 제로 근방 또는 마이너스가 되는 기간에 상기 운전 모드를 전환하는 것을 특징으로 한다.The present invention includes a plurality of means for solving the above problems. For example, a synchronous operation mode in which information on the rotational angle position is not used and a position sensorless operation mode And a periodic torque estimating means for estimating a periodic torque component varying by an integer multiple of one cycle of each machine or one cycle of each machine, The operation mode is switched in the vicinity of zero or in a period of negative.

본 발명에 의하면, 정지 위치에 상관없고, 또한 부하 특성이 변화했을 경우에도 적용할 수 있는 모터 제어 장치, 및 그것을 사용한 구동 장치를 제공할 수 있다. 또한, 컴프레서에 상관없이, 부하 토크 특성이 주기적으로 변화하는 것에 적용 가능한 모터 제어 장치, 및 그것을 사용한 구동 장치를 제공할 수 있다.According to the present invention, it is possible to provide a motor control apparatus which can be applied to a case where the load characteristic changes regardless of the stop position, and a drive apparatus using the same. It is also possible to provide a motor control device applicable to a case where the load torque characteristic periodically changes regardless of the compressor, and a drive device using the same.

도 1은 모터 제어 장치의 구성도의 예.
도 2는 좌표축의 설명도.
도 3은 전력 변환 회로의 구성도의 예.
도 4는 압축 기구부의 구성도의 예.
도 5는 회전자의 위치에 대한 부하 토크의 변화의 예.
도 6은 운전 모드의 예.
도 7은 PLL 제어기의 구성도의 예.
도 8은 속도 제어기의 구성도의 예.
도 9는 부하가 가벼울 경우의 실축과 제어축의 관계도의 예.
도 10은 부하가 무거울 경우의 실축과 제어축의 관계도의 예.
도 11은 부하가 가벼울 경우의 운전 모드도의 예.
도 12는 부하가 무거울 경우의 운전 모드도의 예.
도 13은 주기 토크 추정 수단의 구성도의 예.
도 14는 주기 토크 추정 수단의 다른 구성도(전압 지령값 이용형)의 예.
도 15는 주기 토크 추정 수단의 다른 구성도(전류의 포락선(包絡線) 이용형)의 예.
도 16은 구동 장치의 구성도의 예.
도 17은 제어 모드 전환 타이밍의 확대도의 예.
도 18은 간이 토크 추정 수단의 구성도의 예.
도 19는 제어축과 3상축의 관계도의 예.
도 20은 부하 토크와 맥동 성분 추출값의 관계도의 예.
도 21은 주기 토크 추정 수단(30a)의 시뮬레이션 결과의 예.
도 22는 주기 토크 추정 수단(30b)의 시뮬레이션 결과의 예.
도 23은 주기 토크 추정 수단(30c)의 시뮬레이션 결과의 예.1 is an example of a configuration diagram of a motor control device.
2 is an explanatory diagram of coordinate axes;
3 is an example of a configuration diagram of a power conversion circuit.
4 is an example of a configuration diagram of a compression mechanism.
5 is an example of a change in the load torque with respect to the position of the rotor.
6 shows an example of the operation mode.
7 is an example of a configuration diagram of a PLL controller;
8 shows an example of the configuration of the speed controller.
9 is an example of a relationship diagram between a real axis and a control axis when the load is light.
10 is an example of a relationship diagram between a real axis and a control axis when the load is heavy.
11 is an example of an operation mode diagram when the load is light.
12 is an example of a driving mode diagram when the load is heavy.
13 is an example of a configuration diagram of periodic torque estimation means;
14 shows another example of the configuration of the periodic torque estimating means (voltage command value utilization type).
Fig. 15 shows another example of the periodic torque estimation means (an envelope utilization type of current). Fig.
16 shows an example of the configuration of a drive device.
17 is an example of an enlarged view of the control mode switching timing.
18 is an example of a configuration diagram of the simple torque estimating means;
19 is an example of a relationship diagram between a control axis and a three-phase axis.
20 shows an example of the relationship between the load torque and the ripple component extraction value.
21 is an example of the simulation result of the periodic torque estimating means 30a.
22 is an example of the simulation result of the periodic torque estimating means 30b.
23 is an example of a simulation result of the periodic torque estimating means 30c.

이하, 도면을 사용하여 본 발명의 실시예를 설명한다.Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

[실시예 1][Example 1]

본 실시예에서는, 압축기를 구동하는 모터 제어 장치(1)의 예를 설명한다.In this embodiment, an example of the motor control device 1 for driving the compressor will be described.

도 1은 본 실시예의 모터 제어 장치(1)의 구성도의 예이다. 모터 제어 장치(1)는, 크게 나누면, 모터(전동기)(6)에 흐르는 전류를 검출하는 전류 검출 수단(12)과, 전류 검출 수단(12)에 의해 검출한 전류 정보를 기초로 모터(6)에 인가하는 전압 지령값을 연산하는 제어부(2)와, 그 전압 지령값에 따라서 모터(6)에 전압을 인가하는 전력 변환 회로(5)와, 모터(6)에 기계적으로 접속되어 있는 압축 기구부(500)로 구성된다.1 is an example of the configuration of a motor control device 1 of the present embodiment. The motor control apparatus 1 mainly includes a current detecting means 12 for detecting a current flowing in a motor 6 and a current detecting means 12 for detecting a current flowing through the motor 6 A power conversion circuit 5 for applying a voltage to the motor 6 in accordance with the voltage command value, and a controller 5 for mechanically connecting to the motor 6 And a mechanical part 500.

본 실시예는, 모터(6)로서, 회전자에 영구 자석을 갖는 영구 자석 모터를 사용한 예이다. 그 때문에, 제어축의 위치와 회전자의 위치는, 기본적으로 동기하고 있는 것으로 해서 설명한다. 회전자의 회전 각도 위치 정보는, 모터에 흐르는 전류 및 모터 인가 전압 등의 정보를 기초로 추정하는 위치 센서리스 제어에 의해 얻는 것으로 하고 있다. 그때, 회전자의 자속 방향의 위치를 d축, 그곳으로부터 회전 방향으로 전기적으로 90도 나아간 q축으로 이루어지는 d-q축(회전 좌표계)에 대하여, 제어상의 가상 회전자 위치 dc축과, 그곳으로부터 회전 방향으로 전기적으로 90도 나아간 qc축으로 이루어지는 dc-qc축(회전 좌표계)에서의 제어를 기본으로 하고 있다. 이들 축의 관계를 도 2에 나타낸다. 한편, 이 이후의 설명에 있어서, d-q축을 실축, dc-qc축을 제어축이라고 한다.The present embodiment is an example in which a permanent magnet motor having permanent magnets is used as the motor 6. Therefore, it is assumed that the position of the control shaft and the position of the rotor are basically synchronized. The rotational angle position information of the rotor is obtained by position sensorless control that estimates based on information such as a current flowing through the motor and a motor-applied voltage. At this time, the position of the rotor in the magnetic flux direction is referred to as d-axis, and the d-axis (rotation coordinate system) composed of the q-axis which is electrically moved 90 degrees from the d-axis in the rotational direction from the d- (Rotation coordinate system) consisting of a qc axis which is electrically moved by 90 degrees. The relationship between these axes is shown in Fig. On the other hand, in the following description, the d-q axis and the dc-qc axis are referred to as control axes.

고정 좌표계인 3상축과 제어축과의 관계를 도 19에 나타낸다. U상을 기준으로, dc축의 회전 각도 위치(자극(磁極) 위치) θdc라고 정의한다. dc축은 도면 중의 화살표 방향으로 회전하고 있으며, 회전 주파수(후에 나타내는, 인버터 주파수 지령값 ω1)를 적분함으로써, 자극 위치 θdc를 얻을 수 있다.Fig. 19 shows the relationship between the three-phase shaft as the fixed coordinate system and the control shaft. Relative to the U-phase, is defined as a dc-axis angle of rotation position (magnetic pole (磁極) position) θ dc. The dc axis rotates in the direction of the arrow in the figure, and the magnetic pole position? dc can be obtained by integrating the rotation frequency (inverter frequency command value? 1 to be described later).

전류 검출 수단(12)은, 모터(6)에 흐르는 3상의 교류 전류 중, U상과 W상에 흐르는 전류를 검출한다. 모든 상의 교류 전류 검출을 해도 상관없지만, 키르히호프의 법칙으로부터, 3상 중 2상을 검출할 수 있으면, 다른 1상은 검출한 2상으로부터 산출할 수 있다.The current detecting means 12 detects currents flowing in the U and W phases among the three-phase alternating currents flowing through the motor 6. [ Alternate current detection of all phases may be performed. However, if two of the three phases can be detected from the Kirchhoff's law, the other one phase can be calculated from the detected two phases.

모터(6)에 흐르는 교류 전류를 검출하는 다른 방식으로서, 예를 들면, 후술하는 전력 변환 회로(5)의 직류측에 부가된 션트(shunt) 저항에 흐르는 직류 전류로부터, 전력 변환 회로(5)의 교류측의 전류를 검출하는 싱글 션트 전류 검출 방식이 있다. 이 방식은, 전력 변환 회로(5)를 구성하는 스위칭 소자의 통전 상태에 의해, 션트 저항에 흐르는 전류가 시간적으로 변화하는 것을 이용하고 있다. 도시는 하고 있지 않지만, 전류 검출 수단(12)에, 싱글 션트 전류 검출 방식을 이용해도 문제없다.As another method for detecting the alternating current flowing in the motor 6, for example, the power conversion circuit 5 is switched from a direct current flowing in a shunt resistor added to the direct current side of the power conversion circuit 5, And a single shunt current detection system for detecting the current on the alternating current side of the rectifier circuit. This method utilizes the fact that the current flowing in the shunt resistor varies with time depending on the energization state of the switching element constituting the power conversion circuit 5. [ Although not shown, the current detecting means 12 may use a single shunt current detecting method.

제어부(2)는, 3상축 상의 교류 전류 검출값(Iu 및 Iw)을 제어축 상의 전류 검출값으로 좌표 변환하는 3φ/dq 변환기(8), 제어축 상의 전류 검출값(Idc 및 Iqc) 및 전압 지령값(Vd* 및 Vq*)을 이용하여 실축과 제어축의 축 오차 Δθc(도 2에 도시)를 연산하는 축 오차 연산기(10)와, 주기적으로 변동하는 부하 토크를 추정하는 주기 토크 추정 수단(30)과, 축 오차 Δθc를 축 오차 지령값 Δθ*(통상은 제로)에 추종시키기 위해 모터(6)에 인가하는 전압의 주파수(인버터 주파수 지령값 ω1)를 조정하는 PLL 제어기(13)와, 후에 상세히 설명하는 운전 모드를 전환하는 제어 전환 스위치(16a 및 16b)와, 제어 전환 판정기(31), 전압 지령값 작성기(3)와, dq축 상의 전압 지령값(Vd* 및 Vq*)을 제어축으로부터 3상축으로 좌표 변환하는 dq/3φ 변환기(4), 전류 제어기(112), 적분기(9) 등으로 구성된다.The control unit 2 includes a 3? / Dq converter 8 for performing coordinate conversion on the three-phase axis current detection values I u and I w on the control axis to current detection values on the control axis, a current detection value I dc and I and qc) and the voltage command values (V d * and V q *) by using the real axis and control axis, the axis error Δθ c (the axis error computing unit (10 for calculating a city) in FIG. 2), the load torque that periodically varies in the estimated period torque estimation means 30, the axis error Δθ c-axis error command value Δθ * (typically zero) for a frequency (the inverter frequency command value ω 1) of the voltage applied to the motor 6 in order to follow the A control switching switch 16a and 16b for switching an operation mode to be described later in detail, a control switching judging device 31, a voltage command value generator 3 and a voltage command on a dq axis value (V d * and V q *) dq / 3φ converter 4, a current controller 112, an integrator (9) for the coordinate transformation to the upper shaft 3 from the control shaft It consists of a.

제어부(2)의 대부분은, 마이컴(마이크로 컴퓨터)이나 DSP 등의 반도체 집적 회로(연산 제어 수단)에 의해 구성되고, 소프트웨어 등으로 실현하고 있다.Most of the control unit 2 is constituted by a semiconductor integrated circuit (operation control means) such as a microcomputer or a DSP, and is implemented by software or the like.

전력 변환 회로(5)는, 도 3에 나타내는 바와 같이, 인버터(21), 직류 전압원(20), 드라이버 회로(23)에 의해 구성된다. 인버터(21)는, 스위칭 소자(22)(예를 들면, IGBT, MOS-FET 등의 반도체 스위칭 소자)에 의해 구성된다. 이들 스위칭 소자(22)는 직렬로 접속되고, U상, V상, W상의 상하 아암을 구성하고 있다. 각각의 상의 상하 아암의 접속점이 모터(6)에 배선되어 있다. 스위칭 소자(22)는, 드라이버 회로(23)가 출력하는 펄스 형상의 드라이브 신호(24a∼24f)에 따라 스위칭 동작을 한다. 직류 전압원(20)을 스위칭함으로써, 임의의 주파수의 교류 전압을 모터(6)에 인가하여 모터를 구동한다.The power conversion circuit 5 is constituted by an inverter 21, a DC voltage source 20 and a driver circuit 23 as shown in Fig. The inverter 21 is constituted by a switching element 22 (for example, a semiconductor switching element such as an IGBT or a MOS-FET). These switching elements 22 are connected in series to constitute upper and lower arms of U-phase, V-phase and W-phase. The connection points of the upper and lower arms of the respective phases are wired to the motor 6. The switching element 22 performs a switching operation in accordance with the pulse-shaped drive signals 24a to 24f output from the driver circuit 23. [ By switching the DC voltage source 20, an AC voltage of an arbitrary frequency is applied to the motor 6 to drive the motor.

전력 변환 회로(5)의 직류측에 션트 저항(25)을 부가했을 경우, 과대한 전류가 흘렀을 때에 스위칭 소자(22)를 보호하기 위한 과전류 보호 회로나, 싱글 션트 전류 검출 방식 등에 이용할 수 있다.When the shunt resistor 25 is added to the DC side of the power conversion circuit 5, it can be used for an overcurrent protection circuit or a single shunt current detection method for protecting the switching element 22 when an excessive current flows.

도 4에 나타내는 바와 같이, 압축 기구부(500)는, 모터(6)를 동력원으로 하여 피스톤(501)을 구동하고 있다. 이에 따라, 압축 동작을 행한다. 모터(6)의 샤프트(502)에, 크랭크 샤프트(503)가 접속되고, 모터(6)의 회전 운동을 직선 운동으로 변환하고 있다. 모터(6)의 회전에 따라, 피스톤(501)도 동작하여, 흡입, 압축, 토출과 같은 일련의 공정을 행한다. 우선, 실린더(504)에 설치된 흡입구(505)로부터 냉매를 흡입한다. 그 후, 밸브(506)를 닫아 압축을 행하고, 토출구(507)로부터 압축된 냉매를 토출한다.As shown in Fig. 4, the compression mechanism unit 500 drives the piston 501 using the motor 6 as a power source. Thus, a compression operation is performed. A crankshaft 503 is connected to the shaft 502 of the motor 6 to convert the rotational motion of the motor 6 into a linear motion. As the motor 6 rotates, the piston 501 also operates to perform a series of processes such as suction, compression, and discharge. First, the refrigerant is sucked through the suction port 505 provided in the cylinder 504. [ Thereafter, the valve 506 is closed to perform compression, and the refrigerant compressed from the discharge port 507 is discharged.

일련의 공정에서, 피스톤(501)에 걸리는 압력이 변화한다. 이는, 피스톤을 구동하는 모터(6)로부터 보면, 주기적으로 부하 토크가 변화하고 있음을 의미한다. 도 5는 기계각 1주기에 있어서의 회전자의 위치에 대한 부하 토크의 변화의 예를 나타내고 있다. 도 5에서는 모터(6)로서 4극 모터의 예를 나타내고 있기 때문에, 전기각 2주기가 기계각 1주기에 상당한다. 회전자의 위치와 피스톤의 위치의 관계는, 조립에 따라 상이하지만, 도 5에서는 피스톤의 하사점(下死点)으로부터의 변화를 나타내고 있다. 압축 공정이 시작되면, 부하 토크가 커지고, 토출 공정에서는, 급격하게 부하 토크가 작아지는 것이 특징적이다. 도 5에서 1회전 중에 있어서 부하 토크가 변동하고 있음을 알 수 있고, 매 회전 부하 토크가 변동하기 때문에, 모터(6)로부터 보면 주기적으로 부하 토크가 변동하고 있게 된다.In a series of processes, the pressure applied to the piston 501 changes. This means that the load torque is periodically changed when viewed from the motor 6 that drives the piston. Fig. 5 shows an example of a change in the load torque with respect to the position of the rotor in one cycle of the machine. In Fig. 5, an example of a four-pole motor is shown as the motor 6, so that two cycles of electric power correspond to one cycle of each machine. The relationship between the position of the rotor and the position of the piston varies depending on the assembly, but in Fig. 5, the change from the bottom dead center of the piston is shown. When the compression process is started, the load torque becomes large, and in the discharge process, the load torque is suddenly reduced. In FIG. 5, it can be seen that the load torque fluctuates during one revolution, and the rotational load torque fluctuates. Therefore, the load torque fluctuates periodically from the motor 6.

한편, 부하 토크의 변동은, 같은 압축 기구부(500)를 사용해도, 모터(6)의 회전수, 흡입구(505)나 토출구(507)의 압력, 흡입구(505)와 토출구(507)의 압력차 등 다양한 요인으로 변화하는 특징이 있다. 또한, 밸브(506)의 개폐 타이밍과 피스톤의 위치의 관계는, 밸브(506)의 구성에 따라 변하고, 밸브(506)에 따라서는 압력 조건에 따라서도 변한다.On the other hand, the fluctuation of the load torque can be suppressed even if the same compression mechanism section 500 is used, because the rotation speed of the motor 6, the pressure of the suction port 505 and the discharge port 507, the pressure difference between the suction port 505 and the discharge port 507 And other factors. The relationship between the opening and closing timing of the valve 506 and the position of the piston varies depending on the configuration of the valve 506 and varies depending on the pressure condition depending on the valve 506. [

모터(6)를 기동할 때의 기본 동작에 대해서 설명하고, 그 후, 압축기 등 주기적인 맥동 토크가 있을 경우의 과제에 대해서 설명한다. 도 6은 모터(6)를 기동할 때의 각 운전 모드의 천이를 나타낸 운전 모드의 예이다. 운전 모드는, 임의의 상의 모터 권선(卷線)에, 직류 전류를 흘려 모터(6)의 고정자를 어느 위치에 고정하는 위치 결정 모드와, d축 전류 지령값 Id*와 q축 전류 지령값 Iq*와 주파수 지령값 ω*을 기초로 모터(6)에 인가하는 전압을 결정하는 동기 운전 모드와, 축 오차 Δθc가 제로가 되도록 인버터 주파수 지령값 ω1을 조정하는 위치 센서리스 모드의 3가지가 있다.The basic operation when the motor 6 is started will be described and then a problem in the case where there is a periodic pulsating torque such as a compressor will be described. 6 is an example of an operation mode showing transition of each operation mode when the motor 6 is started. The operation mode includes a positioning mode in which a DC current is supplied to a motor winding of an arbitrary phase to fix the stator of the motor 6 to a certain position, a d-axis current command value I d *, and a q-axis current command value of I q * and the frequency command value for the synchronous operation mode for deciding a voltage to be applied to ω * for the motor 6 to the base and, the axis error Δθ c the position sensor-less mode to adjust the inverter frequency command value ω 1 to zero There are three kinds.

이들 운전 모드는, d축 전류 지령값(Id*), q축 전류 지령값(Iq*), 인버터 주파수 지령값 ω1 중, 어느 하나 또는 복수를 변경, 혹은, 제어부(2)에 설치한 제어 전환 스위치(16a 및 16b)를 전환함으로써, 다른 운전 모드로 천이한다. 한편, 제어 전환 스위치(16a 및 16b)는, 특별히 명시가 없는 한 2개 모두 동시에 전환된다.These operation modes may be implemented by changing one or a plurality of the d-axis current command value I d *, the q-axis current command value I q * and the inverter frequency command value ω 1 , By switching one of the control changeover switches 16a and 16b, the operation mode is changed to another operation mode. On the other hand, both of the control changeover switches 16a and 16b are switched at the same time unless otherwise specified.

위치 결정 모드에서는, 제어 전환 스위치(16a 및 16b)를 A측으로 한다. 즉, 주파수 지령값 ω*이 그대로 인버터 주파수 지령값 ω1이 된다. 또한, 기동시 q축 전류 지령값 Iq*0(상위 컨트롤러 등으로부터 주어지거나, 제어부(2) 내에서 미리 결정되어 있음)이, 그대로 q축 전류 지령값 Iq*이 된다. 위치 결정 모드 d는, 모터(6)에 직류 전류를 흘리기 위해, 인버터 주파수 지령값 ω1은 제로로 한다. 한편, d축 전류 지령값 Id*은, 시간 경과와 함께 1차 함수적으로 증가시킨다. 물론, d축 전류 지령값 Id*의 제공 방법은 도 6에 나타낸 것 이외여도 문제없다. 또한, 위치 결정을 하는 상은, 특정한 상 고정이어도 되고, 기동마다 매 회 다른 상으로 해도 된다. 즉, 위치 결정 모드에 있어서의 자극 위치 θdc를 기동마다 바꾸면 된다. 예를 들면, θdc를 제로로 했을 경우, U상에 위치 결정하게 된다.In the positioning mode, the control changeover switches 16a and 16b are set to the A side. That is, the frequency command value? * Becomes the inverter frequency command value? 1 as it is. In addition, the q-axis current command value Iq * 0 at the time of starting (given from the upper controller or the like and previously determined in the controller 2) is the q-axis current command value Iq * as it is. In order to flow a direct current to the motor 6, the inverter frequency command value? 1 is set to zero in the positioning mode d. On the other hand, the d-axis current command value I d * increases linearly with time. Of course, the method of providing the d-axis current command value I d * may be other than that shown in Fig. The phase for positioning may be fixed to a specific phase, or may be set to be different every time it is started. That is, the magnetic pole position &thetas; dc in the positioning mode may be changed for each actuation. For example, when θ dc is set to zero, it is positioned in U phase.

위치 결정 모드가 종료 후, 동기 운전 모드로 천이한다. 제어 전환 스위치(16a 및 16b)는 A측인 상태이다. 동기 운전 모드에서는, d축 전류 지령값 Id*을 일정값인 채로 하고(이 기동 방법을 d축 기동이라고 함), 인버터 주파수 지령값 ω1을 증가시킨다. 이에 따라, 모터(6)는 인버터 주파수 지령값 ω1에 추종하여 가속한다.After the positioning mode ends, the mode shifts to the synchronous operation mode. And the control changeover switches 16a and 16b are in the A position. In the synchronous operation mode, the d-axis current command value I d * is kept constant (this starting method is referred to as d-axis starting), and the inverter frequency command value? 1 is increased. Thus, the motor 6 follows the inverter frequency command value? 1 and accelerates.

위치 센서리스 모드에는, 제어 전환 스위치(16a 및 16b)를 B측으로 함으로써 천이한다. 위치 센서리스 모드에서는, PLL 제어기(13)가 동작하여, 축 오차 Δθc가 축 오차 지령값 Δθ*(통상은 제로)이 되도록 인버터 주파수 지령값 ω1을 조정한다. 그와 함께, 상위 제어기 등 다른 것으로부터 주어지는 주파수 지령값 ω*과 인버터 주파수 지령값 ω1의 차가 제로가 되도록 속도 제어기(14)가 q축 전류 지령값 Iq*을 조정한다.In the position sensorless mode, the control is switched by setting the control changeover switches 16a and 16b to the B side. In the position sensorless mode, the PLL controller 13 operates to adjust the inverter frequency command value? 1 so that the shaft error ?? c is the shaft error command value ?? (usually zero). At the same time, the speed controller 14 adjusts the q-axis current command value Iq * so that the difference between the frequency command value? * And the inverter frequency command value? 1 given from another host controller or the like is zero.

본 실시예의 영구 자석 모터는, 비(非)돌극형으로 하고 있다. 그 때문에, d축과 q축의 인덕턴스의 차에 의해 발생하는 릴럭턴스 토크는 고려하고 있지 않다. 따라서, 모터(6)의 발생 토크는 q축을 흐르는 전류에 비례한다. 또한, 위치 센서리스 모드에 있어서의 d축 전류 지령값 Id*은 제로를 설정하고 있다.The permanent magnet motor of this embodiment has a non-protruding pole shape. Therefore, the reluctance torque generated by the difference in inductance between the d-axis and the q-axis is not considered. Therefore, the generated torque of the motor 6 is proportional to the current flowing in the q-axis. In addition, the d-axis current command value I d * in the position sensorless mode is set to zero.

돌극형의 경우에는, q축 전류에 의한 토크 외에, d축과 q축의 인덕턴스의 차에 기인하는 릴럭턴스 토크가 있기 때문에, 그것을 고려하여 d축 전류 지령값 Id*을 설정함으로써, 적은 q축 전류로 같은 토크를 발생할 수 있다.In the case of the salient pole type, there is a torque due to the difference between the inductance of the d-axis and the q-axis, in addition to the torque due to the q-axis current. Therefore, by setting the d-axis current command value I d * The current can generate the same torque.

PLL 제어기(13)의 구성예를 도 7에 나타낸다. 축 오차 지령값 Δθ*과 축 오차 Δθc의 차를 감산기(11a)로 구하고, 이에 비례 게인 Kp _ pll을 곱해 비례 제어하는 비례 연산부(42a)의 연산 결과와, 적분 게인 Ki _ pll을 곱해 적분 제어하는 적분 연산부(43a)의 연산 결과를 가산기(18a)로 가산하고, 인버터 주파수 지령값 ω1을 출력한다.An example of the configuration of the PLL controller 13 is shown in Fig. The axis error command value Δθ * and the axis error to obtain a difference between Δθ c to the subtractor (11a), this proportional gain K p _ operation result of the proportional operation unit (42a) to the proportional control by multiplying the pll, and the integral gain K i _ pll Adds the result of the operation of the integral arithmetic operation section 43a for multiplication integral control to the adder 18a, and outputs the inverter frequency command value? 1 .

속도 제어기(14)의 구성예를 도 8에 나타낸다. 주파수 지령값 ω*과 인버터 주파수 지령값 ω1의 차를 감산기(1lb)로 구하고, 이에 비례 게인 Kp _ asr을 곱해 비례 제어하는 비례 연산부(42b)의 연산 결과와, 적분 게인 Ki _ asr을 곱해 적분 제어하는 적분 연산부(43b)의 연산 결과를 가산기(18b)로 가산하고, q축 전류 지령값 Iq*을 출력한다.A configuration example of the speed controller 14 is shown in Fig. Frequency command value ω * and obtains a difference between the inverter frequency command value ω 1 to the subtractor (1lb), this proportional gain K p _ operation result of the proportional operation section (42b) to the proportional control by multiplying the asr, and integral gain K i _ asr And outputs the q-axis current command value Iq * to the adder 18b.

도 6에 나타낸 운전 모드 도면의 예는, 제어 전환 스위치(16a 및 16b)나 각 값의 관계를 나타낸 개략도이다. 실제로는, 모터(6)의 부하(부하 토크), PLL 제어기(13), 전류 제어기(42 및 43), 속도 제어기(14)의 응답 주파수(비례 게인이나 적분 게인)에 따라, 각 값이 변화한다. 이하, 동기 운전 모드로부터 위치 센서리스 모드로 천이할 때에, 부하 토크가 변동했을 경우의 거동에 대해서, 도 9∼도 12를 사용하여, 상세하게 설명한다. 한편, 전류 제어기는 이상적인 제어기라고 가정하고, 전류 지령값대로의 전류가 모터(6)에 흐르고 있는 것으로 한다.An example of the operation mode diagram shown in Fig. 6 is a schematic diagram showing the relationship between the control changeover switches 16a and 16b and respective values. Actually, depending on the load (load torque) of the motor 6, the response frequency (proportional gain or integral gain) of the PLL controller 13, the current controllers 42 and 43, and the speed controller 14, do. Hereinafter, the behavior in the case where the load torque fluctuates when transitioning from the synchronous operation mode to the position sensorless mode will be described in detail with reference to Figs. 9 to 12. Fig. On the other hand, it is assumed that the current controller is an ideal controller, and a current according to the current command value flows in the motor 6. [

우선, 모터(6)의 부하가 가벼울 경우에 대해서 설명한다. d축 기동을 채용하고 있을 경우, 동기 운전 모드에 있어서의 축 오차 Δθc는, 거의 제로 근방의 값이 된다. 동기 운전 모드에서는, 회전자의 회전 각도 위치 정보(혹은 위치 추정값)를 이용하여 제어하고 있지 않기 때문에, 모터(6)의 발생 토크와 부하 토크가 균형이 잡히도록, 축 오차(부하각)가 발생한다. 도 9에 나타낸 실축과 제어축의 관계도의 예를 이용하여 설명하면 다음과 같이 된다. d축 전류 지령값 Id*이 dc축 상에 흐르고 있다. 모터(6)의 발생 토크는, q축 전류에 비례한다. 부하가 가벼울 경우에는, q축 전류는 작아도 되기 때문에, 부하각이 작아진다.First, a case where the load of the motor 6 is light will be described. When the d-axis starting is employed, the axial error ?? c in the synchronous operation mode is a value near to almost zero. In the synchronous operation mode, an axis error (load angle) is generated so that the generated torque of the motor 6 and the load torque are balanced, because the rotational angle position information (or estimated position value) do. The relationship between the real axes and the control axes shown in Fig. 9 will be described as follows. d axis current command value I d * flows on the dc axis. The generated torque of the motor 6 is proportional to the q-axis current. When the load is light, the q-axis current may be small, so that the load angle is small.

한편, 부하가 무거울 경우에는, 도 10에 나타내는 바와 같이, 부하각이 커진다. 이에 따라, q축에 큰 전류가 흘러, 모터(6)는 보다 큰 토크를 발생한다.On the other hand, when the load is heavy, the load angle becomes large as shown in Fig. Accordingly, a large current flows in the q-axis, and the motor 6 generates a larger torque.

다음에, 위치 센서리스 모드로 이행했을 때의 각 값의 움직임에 대해서, 부하가 가벼울 경우(도 11), 부하가 무거울 경우(도 12), 각각 설명한다. 전술한 바와 같이, 위치 센서리스 모드로 이행하면, PLL 제어기(13)와 속도 제어기(14)가 동작한다. 이때, 축 오차 Δθc가 양의 값이기 때문에, 인버터 주파수 지령값 ω1을 감소시킨다. 이에 따라, 주파수 지령값 ω*과 인버터 주파수 지령값 ω1의 차는 마이너스의 값이 되고, 속도 제어기(14)는 q축 전류 지령값 Iq*을 크게 한다. 이에 따라, 인버터 주파수 지령값 ω1은, 주파수 지령값 ω*에 추종한다.Next, explanation will be made on the motion of each value when the mode is shifted to the position sensorless mode (Fig. 12) when the load is light (Fig. 11) and when the load is heavy As described above, when the mode changes to the position sensorless mode, the PLL controller 13 and the speed controller 14 operate. At this time, since the axial error ?? c is a positive value, the inverter frequency command value? 1 is decreased. Accordingly, the difference between the frequency command value? * And the inverter frequency command value? 1 becomes a negative value, and the speed controller 14 increases the q-axis current command value Iq *. Accordingly, the inverter frequency command value? 1 follows the frequency command value? *.

한편, 부하가 무거울 경우, 동기 운전 모드에 있어서의 축 오차 Δθc는, 보다 큰 양의 값이 된다. 따라서, 위치 센서리스 모드로 이행하여 PLL 제어기(13)가 동작하면, 인버터 주파수 지령값 ω1을 보다 낮춘다. 경우에 따라서는 제로 근방까지 내려가고, 이에 따라 모터(6)가 탈조(脫調)하여, 기동 실패를 초래할 우려가 있다. 도 5에 나타낸 바와 같이, 특히 압축기는, 주기적인 부하 변동이 크기 때문에, 기계각 1주기의 평균 부하 토크는 작아도, 주기적인 부하 변동에 의해 일시적으로 부하가 커지는 타이밍과 위치 센서리스 모드로 전환하는 타이밍이 겹쳤을 경우, 기동 실패할 가능성이 높아진다. 그 때문에, 주기적인 부하 변동이 클 경우에도 기동 실패하지 않고, 안정적으로 모터(6)를 기동시키는 것이 본 실시예의 목적 중 하나이다.On the other hand, when the load is heavy, the axial error ?? c in the synchronous operation mode becomes a larger positive value. Therefore, when the PLL controller 13 is shifted to the position sensorless mode, the inverter frequency command value? 1 is further lowered. In some cases, the motor 6 is lowered to the vicinity of zero, and accordingly, the motor 6 is detuned, thereby causing a failure of start-up. As shown in Fig. 5, particularly in the compressor, since the periodic load fluctuation is large, even when the average load torque of one cycle of each machine is small, the timing at which the load is temporarily increased due to the cyclic load fluctuation, When the timing overlaps, the possibility of starting failure increases. Therefore, it is one of the objects of the present embodiment to start the motor 6 stably without failing to start even if the periodic load fluctuation is large.

본 실시예에서는, 압축 기구부(500)의 피스톤(501)은, 직선적으로 움직이는 레시프로식을 예로 설명하고 있지만, 압축 기구의 다른 방식으로서, 피스톤이 회전함으로써 압축하는 로터리식이나, 와권(渦卷) 형상의 선회(旋回) 날개로 이루어지는 스크롤식 등이 있다. 각각의 압축 방식에 따라 주기적인 부하 변동의 특성은 다르지만, 어느 압축 방식에 있어서도 압축 공정에 기인하는 부하 변동이 있다. 그 때문에, 주기적인 부하 변동에 의해 일시적으로 부하가 커지는 타이밍과 운전 모드의 전환 타이밍이 겹침으로써, 기동 실패를 할 우려가 있다. 그래서, 어느 압축 방식에도 적용 가능한 해결책을 제공하는 것이 본 실시예의 목적 중 하나이다. 부하 토크의 변동은, 압축기의 형식에 의해서도 바뀌고, 같은 압축기여도 운전 조건(흡입구나 토출구의 압력, 압축기의 온도 등)이나 모터의 회전수에 의해서도 변화한다. 그 때문에, 미리 전환 타이밍을 정해 두기보다, 실제의 부하 변동으로부터 전환 타이밍을 결정하는 것이 좋고, 이것이 본 실시예의 목적 중 하나이다.In this embodiment, the piston 501 of the compression mechanism unit 500 is described as an example of a reciprocating type in which the piston moves linearly. However, as another method of the compression mechanism, a rotary type in which the piston rotates, And a scroll type comprising a swinging wing having a shape of a circle. Although the characteristic of the periodic load fluctuation differs depending on each compression method, there is a load fluctuation caused by the compression process in any compression method. For this reason, there is a possibility that the timing of temporarily increasing the load due to the periodic load fluctuation overlaps the switching timing of the operation mode, thereby causing the start failure. Therefore, it is one of the objects of the present embodiment to provide a solution applicable to any compression method. The fluctuation of the load torque also changes depending on the type of the compressor, and the same compression contribution also varies depending on the operating conditions (the pressure of the suction port and the discharge port, the temperature of the compressor, etc.) and the number of revolutions of the motor. Therefore, it is better to determine the switching timing from the actual load fluctuation than to set the switching timing in advance, which is one of the objects of the present embodiment.

이들 목적을 실현하는 수단 중 하나인, 주기 토크 추정 수단(30)과 제어 전환 판정기(31)에 대해서 설명한다. 이들 구성예는 몇 가지 있기 때문에, 각각에 대해서 설명한다.The periodic torque estimating means 30 and the control switching judging device 31, which are one of means for realizing these objects, will be described. Since there are several examples of these configurations, each will be described.

주기 토크 추정 수단(30)은, 전류 검출 수단(12)에 의해 검출한 전류 정보를 기초로, 주기적으로 변동하는 부하 토크 성분을 추정한다. 도 13에 나타낸 주기 토크 추정 수단(30a)에서는, 3φ/dq 변환기(8)에 의해 얻은 q축 전류 검출값 Iqc를, 단상 좌표 변환기(32)를 사용하여 기계각 주파수 ωm로 회전하는 좌표계로 좌표 변환을 한다.The periodic torque estimating means (30) estimates a periodically varying load torque component based on the current information detected by the current detecting means (12). Fig period torque estimation means (30a) to 13 in, 3φ / dq converter coordinate system to the q-axis current detection value I qc obtained by (8), rotates at the angular frequency ω m machines using a single-phase coordinate converter (32) .

예를 들면, 모터(6)의 회전자의 자극수가 4극일 경우, 전기각 2주기가 기계각 1주기에 상당한다. 그 때문에, 주파수 지령값 ω*(전기각)을 모터(6)의 극대수(＝극수/2)로 제산(除算)하면, 기계각 주파수 ωm를 얻을 수 있다. 한편, 본 실시예에서는, 기계각 주파수를 구하기 위해, 주파수 지령값 ω*을 사용하고 있지만, 인버터 주파수 지령값 ω1이어도 상관없다. For example, when the number of magnetic poles of the rotor of the motor 6 is four, two electrical periods correspond to one cycle of the machine. Therefore, the mechanical angular frequency? M can be obtained by dividing the frequency command value? * (Electrical angle) by the maximum number (= number of poles / 2) of the motor 6. On the other hand, in the present embodiment, the frequency command value? * Is used to obtain the machine angular frequency, but the inverter frequency command value? 1 may be used.

좌표 변환은, 다음 식을 사용하여 행한다.Coordinate transformation is performed using the following equation.

Figure 112013116866455-pct00001
Figure 112013116866455-pct00001

이에 따라, q축 전류 검출값 Iqc 중, 기계각 주파수 ωm의 cos 성분(Iqc _ cos)과 sin 성분(Iqc _ sin)이 추출된다. 부하 토크의 변동의 고차 성분을 제거하려는 경우나, 전류 검출값의 노이즈를 제거하려는 경우에는, 정역 통과 필터(LPF)(35)를 추가한다. 이후, 다시, 다음 식을 사용하여, 좌표 변환을 행한다.Accordingly, of the q-axis current detection value I qc, mechanical angular frequency ω m of the cos component (I qc _ cos) component and sin (I qc _ sin) is extracted. Pass filter (LPF) 35 is added when the high-order component of the fluctuation of the load torque is to be removed or when the noise of the current detection value is to be removed. Thereafter, coordinate conversion is again performed using the following equation.

Figure 112013116866455-pct00002
Figure 112013116866455-pct00002

이 일련의 연산 결과를 가산함으로써, q축 전류 검출값 Iqc 중, 기계각 주파수 ωm의 성분(Iqm)이 추출된다. 즉, 단상 좌표 변환기의 출력의 변화를 봄으로써, 기계각 주파수 ωm로 변동하는 주기적인 부하 토크의 변화를 추정할 수 있다.By adding this series of calculation results, the component (I qm ) of the mechanical angular frequency ω m is extracted from the q-axis current detection value I qc . That is, it is possible to estimate a change in the periodic load torque that varies with the mechanical angular frequency? M by looking at the change in the output of the single-phase coordinate converter.

이 일련의 움직임에 대해서, 도 20을 사용하여 설명한다. 동기 운전 모드에서는, 위치 정보를 피드백하고 있지 않기 때문에, 부하 토크가 변동했을 때에는, 상술한 바와 같이, 부하각이 바뀜으로써 모터 토크가 부하 토크에 추종한다. 이때, 전류 제어를 하고 있지 않을 경우에는, 도 20 중의 Iqc와 같이, 부하각에 따른 전류가 흐른다. 이를, 주기 토크 추정 수단(30a)에 의해, q축 전류 검출값 Iqc의 기계각 주파수 ωm의 성분을 추출하면, 맥동 성분 추출값 Iqm과 같은 파형이 된다.This series of movements will be described with reference to Fig. In the synchronous operation mode, since the position information is not fed back, when the load torque fluctuates, the motor torque follows the load torque by changing the load angle as described above. At this time, when the current control is not performed, a current corresponding to the load angle flows like Iqc in Fig. When the component of the mechanical angular frequency? M of the q-axis current detection value Iqc is extracted by the periodic torque estimation means 30a, the waveform is the same as the pulsation component extraction value Iqm .

다음에, 주기 토크 추정 수단(30a)의 출력을 제어 전환 판정기(31a)에 입력한다. 종래, 동기 운전 모드로부터 위치 센서리스 모드로는, 예를 들면, 주파수 지령값 ω*이 소정의 값에 달하거나 소정 시간이 경과했을 때에 운전 모드를 전환하고 있었다. 이와 같은 종래의 운전 모드 전환 판정의 경우, 주기적인 부하 변동에 의해 일시적으로 부하가 커지는 타이밍과 운전 모드의 전환 타이밍이 겹칠 가능성이 있다. 그래서, 단상 좌표 변환기의 출력을 기초로, 부하 토크의 변화가 제로 근방, 혹은 부하 토크가 감소하는 기간에 있어서, 종래의 운전 모드 전환 판정이 성립했을 경우에, 제어 전환 스위치(16)에 신호를 출력하고, 운전 모드를 위치 센서리스 모드로 전환한다. 예를 들면, 도 20에 나타낸 맥동 성분 추출값 Iqm을 전환 판정값 이하의 경우에, 제어 전환 스위치(16)에 신호를 출력한다.Next, the output of the periodic torque estimating means 30a is input to the control switching judging device 31a. Conventionally, the operation mode is switched from the synchronous operation mode to the position sensorless mode when, for example, the frequency command value? * Reaches a predetermined value or a predetermined time elapses. In such a conventional operation mode switching determination, there is a possibility that the timing of temporarily increasing the load due to periodic load fluctuation and the switching timing of the operation mode overlap. Thus, based on the output of the single-phase coordinate converter, when the conventional operation mode switching determination is established in the period in which the change in the load torque is near zero or the load torque is decreasing, a signal is sent to the control changeover switch 16 And switches the operation mode to the position sensorless mode. For example, when the pulsation component extraction value I qm shown in Fig. 20 is equal to or smaller than the switching determination value, a signal is outputted to the control changeover switch 16.

이에 따라, 부하 토크 변동이 작은 기간, 즉 축 오차 Δθc의 변동이 작은 기간에 있어서, 위치 센서리스 모드로 전환하기 때문에, 기동 실패하지 않고 안정적으로 모터(6)를 기동시킬 수 있다.Thus, in a period in which the load torque fluctuation is small, that is, during a period in which the fluctuation of the axial error [Delta] [theta] c is small, the mode is switched to the position sensorless mode so that the motor 6 can be started stably without starting failure.

제어 전환 판정기(31a)의 각 부의 파형을 시뮬레이션 결과의 파형을 도 21에 나타낸다. 시뮬레이션 결과의 파형으로부터도, 주기 토크 추정 수단(30a)을 사용함으로써, 맥동 성분 추출값 Iqm은 부하 토크의 변화에 매우 가까움을 알 수 있다. 전환 판정값 이하의 경우에, 운전 모드 전환을 행하면, 부하 토크 변동이 작은 기간에 있어서, 위치 센서리스 모드로 전환하기 때문에, 기동 실패하지 않고 안정적으로 모터(6)를 기동시킬 수 있다.FIG. 21 shows waveforms of simulation results of the waveforms of the respective portions of the control switching determination device 31a. From the waveform of the simulation result, it can be seen that by using the periodic torque estimation means 30a, the pulsating component extracted value Iqm is very close to the change of the load torque. When the operation mode is switched when the switching determination value is equal to or smaller than the switching determination value, the mode is switched to the position sensorless mode during a period in which the load torque fluctuation is small, so that the motor 6 can be stably started without failing to start.

주기 토크 추정 수단과 제어 전환 판정기의 다른 구성예를, 도 14를 사용하여 설명한다. 도 14에 나타낸 주기 토크 추정 수단(30b)에는, dq축 전압 지령값(Vd* 및 Vq*)을 입력한다. dq축 전압 지령값은 제어축 상의 값이기 때문에, 통상은 직류 성분이 된다. 그러나, 주기적인 부하 변동이 있을 경우에는, 전류 제어가 dq축의 전류를 일정하게 제어하기 때문에, 제어축 상의 전압 지령값도 변동한다. 그래서, 주기 토크 추정 수단(30b)에 전압 지령값을 입력하고, 전압 지령값의 변동분을 추출, 혹은 불완전 미분기(34)를 사용하여 전압 지령값의 미분값을 제어 전환 판정기(3lb)에 출력한다.Other configurations of the periodic torque estimating means and the control switching judging device will be described with reference to Fig. Fig. 14 cycles torque estimation means (30b) has, dq axis and inputs the voltage command value (V d * and V q *). Since the dq axis voltage command value is a value on the control axis, it is usually a direct current component. However, when there is a periodic load fluctuation, the current control constantly controls the current in the dq axis, so that the voltage command value on the control axis also fluctuates. Therefore, the voltage command value is input to the periodic torque estimating means 30b and the variation value of the voltage command value is extracted or the differential value of the voltage command value is outputted to the control switching judging device 31b using the incomplete differentiator 34 do.

도 22에 도 14의 구성을 사용하여, dq축 전압 지령값의 불완전 미분값(Vd*_ div 및 Vq*_ div)을 연산한 결과를 나타낸다. 이 파형으로부터 알 수 있는 바와 같이, 전압 지령값의 미분으로부터도, 부하 토크의 변동을 추정할 수 있다.Fig. 22 shows the result of calculating incomplete differential values (V d * _ div and V q * _ div ) of the dq-axis voltage command value using the configuration of Fig. As can be seen from this waveform, the fluctuation of the load torque can be estimated from the differential of the voltage command value.

제어 전환 판정기(3lb)는, 전압 지령값의 변동분 또는 전압 지령값의 미분값이 제로 근방, 혹은 전압 지령값의 미분값이 마이너스의 기간에 있어서, 혹은, 도 22에 나타낸 바와 같이, 전환 판정값 이하의 기간에 있어서, 종래의 운전 모드 전환 판정이 성립했을 경우에, 제어 전환 스위치(16)에 신호를 출력하고, 운전 모드를 위치 센서리스 모드로 전환한다. 이에 따라, 부하 토크 변동이 작은 기간에 있어서, 위치 센서리스 모드로 전환하기 때문에, 기동 실패하지 않고 안정적으로 모터(6)를 기동시킬 수 있다.The control switching determiner 31b determines whether the differential value of the voltage command value or the differential value of the voltage command value is in the vicinity of zero or the differential value of the voltage command value is in the negative period, When the conventional operation mode switching determination is established in the period equal to or less than the value, the control switching switch 16 outputs a signal to switch the operation mode to the position sensorless mode. Thus, in the period in which the load torque fluctuation is small, the mode is switched to the position sensorless mode, so that the motor 6 can be stably started without failing to start.

여기에서, 전압 지령값 작성기(3)는, 다음 식으로 나타낼 수 있다.Here, the voltage command value generator 3 can be expressed by the following equation.

Figure 112013116866455-pct00003
Figure 112013116866455-pct00003

여기에서, R은 모터(6)의 권선 저항값, Ld은 d축의 인덕턴스, Lq은 q축의 인덕턴스, Ke는 유기 전압 정수이다.Here, R is the winding resistance of the motor 6, L d is the inductance of the d-axis, L q is the inductance of the q-axis, and Ke is the induced voltage constant.

상기의 전압 지령값을 연산하는 식으로부터 생각하면, d축 전압 지령값보다 q축 전압 지령값쪽이 주기 변동 토크에 의한 영향이 크기 때문에, q축 전압 지령값을 입력하는 쪽이 효과가 크다. 또한, 제어축 상의 전압 지령값이 아니라, d축 전압 지령값과 q축 전압 지령값의 제곱합 평방근을 연산하고, 바꿔 말하면, 전압 지령값의 진폭값을 연산하고, 이를 제어 전환 판정기(3lb)에 입력해도 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다. 또한, 주기 토크 추정 수단(30b)에는, 각 상의 스위칭 소자를 구동하는 드라이브 신호(24)를 입력해도 상관없다. 예를 들면, 드라이브 신호(24)를 입력했을 경우, 부하 토크가 큰 기간에 있어서는, 보다 큰 전압이 필요하게 되기 때문에, 스위칭 듀티가 높아진다(드라이브 신호의 펄스폭이 넓어짐). 즉, 부하가 무거운 기간의 드라이브 신호는, 다른 기간과 폭이 바뀐다.Considering the above expression for calculating the voltage command value, it is more effective to input the q-axis voltage command value because the q-axis voltage command value has a larger influence on the q-axis voltage command value than the d-axis voltage command value. In addition, instead of the voltage command value on the control axis, the square root of the squared square root of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value is calculated, in other words, the amplitude value of the voltage command value is calculated, The same effect can be obtained. The drive signal 24 for driving the switching elements of each phase may be inputted to the periodic torque estimating means 30b. For example, when the drive signal 24 is input, since a larger voltage is required in a period in which the load torque is large, the switching duty is increased (the pulse width of the drive signal is widened). That is, the drive signal in a heavy load period is changed in width with another period.

동기 운전 모드에 있어서, 전류 제어를 행하고 있지 않을 경우에 유효한, 주기 토크 추정 수단과 제어 전환 판정기의 다른 구성예를 도 15를 사용하여 설명한다. 전류 제어를 행하고 있지 않을 경우에는, 모터(6)에 인가되는 전압은, 미리 정해진 값이 된다. 이 경우, 부하에 따라 변화하는 부하각에 의해, 3상축 상의 전류(Iu, Iv, Iw)의 진폭값이 변화한다. 그래서, 전류 검출 수단(12)에 의해 검출한 각 상의 전류값을 주기 토크 추정 수단(30c)에 입력한다. 포락선 검출기(34)에 의해, 3상의 교류 전류의 포락선을 검출하고, 그것을 제어 전환 판정기(31c)에 출력한다.Another configuration example of the periodic torque estimating means and the control switching judging device which is effective when the current control is not performed in the synchronous operation mode will be described with reference to Fig. When the current control is not performed, the voltage applied to the motor 6 becomes a predetermined value. In this case, the amplitude change of current in the upper shaft 3 (I u, I v, I w) by the load angle which changes according to the load. Thus, the current value of each phase detected by the current detecting means 12 is inputted to the periodic torque estimating means 30c. The envelope detector 34 detects the envelope of the three-phase alternating current and outputs it to the control switching judging device 31c.

도 23에 시뮬레이션에서 구한, 부하 토크와 3상 교류 전류의 관계도를 나타낸다. 도 23에서 알 수 있는 바와 같이, 부하가 무거워지는 타이밍에서, 포락선이 변화하고 있는 것을 알 수 있다.Fig. 23 shows the relationship between the load torque and the three-phase alternating current obtained by the simulation. As can be seen from Fig. 23, it can be seen that the envelope changes at the timing when the load becomes heavy.

제어 전환 판정기(31c)에서는, 포락선의 변동이 거의 일정한 기간, 혹은 포락선이 증가하는 기간에 있어서, 종래의 운전 모드 전환 판정이 성립했을 경우에, 제어 전환 스위치(16)에 신호를 출력하고, 운전 모드를 위치 센서리스 모드로 전환한다. 이에 따라, 부하 토크 변동이 작은 기간에 있어서, 위치 센서리스 모드로 전환하기 때문에, 기동 실패하지 않고 안정적으로 모터(6)를 기동시킬 수 있다.The control switching judging device 31c outputs a signal to the control change-over switch 16 when the conventional operation mode switching judgment is established in the period in which the envelope variation is almost constant or in the envelope increasing period, Switches the operation mode to position sensorless mode. Thus, in the period in which the load torque fluctuation is small, the mode is switched to the position sensorless mode, so that the motor 6 can be stably started without failing to start.

이와 같이, 몇 가지 어느 주기 토크 추정 수단(30)과 제어 전환 판정기(31) 구성예 중 어느 것을 사용으로써, 부하 토크 변동이 작은 기간에 있어서, 위치 센서리스 모드로 전환하기 때문에, 기동 실패하지 않고 안정적으로 모터(6)를 기동시킬 수 있다. 부하 토크의 변동을 추정하기 때문에, 특정한 압축기의 방식에 한정되지 않고, 어느 압축 방식에 있어서도 적용 가능한 것은 분명하다.As described above, by using any of the periodic torque estimating means 30 and the control switching judging device 31, switching to the position sensorless mode is performed in a period in which the load torque fluctuation is small, The motor 6 can be stably started. The fluctuation of the load torque is estimated. Therefore, it is clear that the present invention is applicable to any compression method, not limited to a specific compressor method.

모터(6)의 압축기의 1공정에서의 흡입 압력 Ps과 토출 압력 Pd은, 압축기가 연결되는 시스템(예를 들면, 냉동 사이클)의 상태에 따라 변화하지만, 1공정에서의 부하 토크 변동은 발생한다. 그 때문에, 부하 토크 변동을 추정하고, 그 정보를 운전 모드의 전환 판단에 사용함으로써, 다양한 부하 특성의 모터 제어 장치에 적용 가능하다.The suction pressure in the first step of the compressor of the motor (6) P s and the discharge pressure P d is, the load torque changes in the system (e.g., the refrigerating cycle), the first step, but changed according to the state of the compressor is connected Occurs. Therefore, the present invention can be applied to a motor control apparatus having various load characteristics by estimating a load torque fluctuation and using the information for switching judgment of the operation mode.

압축기뿐만 아니라, 주기적으로 변동하는 부하 토크 특성을 갖는 모터 제어 장치에도 적용 가능하며, 마찬가지의 효과가 있는 것은 말할 필요도 없다.The present invention is applicable not only to a compressor but also to a motor control apparatus having a load torque characteristic that fluctuates periodically, and it goes without saying that the same effect is obtained.

이상의 설명에서는, 모터(6)의 샤프트는, 크랭크 샤프트(503)를 개재하여 압축 기구부(500)의 피스톤(501)에 접속되어 있는 예를 사용했다. 그 때문에, 압축기로서의 일련의 공정은 기계각 1주기가 되고, 그 결과, 부하 토크의 변동도 기계각 1주기였다. 예를 들면, 모터(6)의 샤프트와 크랭크 샤프트(503) 사이에, 기어를 추가했을 경우, 부하 토크의 변동은, 기계각 1주기의 정수배로 변동한다. 이 경우에도, 부하 토크의 변동 주기를 미리 알고 있으면, 본 실시예에 기재된 내용을 적용 가능하며, 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.In the above description, the shaft of the motor 6 is connected to the piston 501 of the compression mechanism unit 500 via the crankshaft 503. For this reason, a series of processes as a compressor is one cycle of each machine, and as a result, the fluctuation of the load torque is also one cycle of each machine. For example, when a gear is added between the shaft of the motor 6 and the crankshaft 503, the fluctuation of the load torque varies by an integral multiple of one cycle of each machine. Even in this case, if the fluctuation period of the load torque is known in advance, the contents described in this embodiment can be applied and the same effect can be obtained.

또한, 모터(6)를 감속할 경우, 즉, 운전 모드를 위치 센서리스 모드로부터 동기 운전 모드로 전환할 경우에도, 본 실시예에 기재된 내용을 적용 가능하며, 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.Also, when the motor 6 is decelerated, that is, when the operation mode is switched from the position sensorless mode to the synchronous operation mode, the contents described in this embodiment can be applied and the same effect can be obtained.

[실시예 2][Example 2]

본 실시예에서는, 기동 시간이 짧을 경우에 있어서도 부하 토크의 변동을 추정할 수 있는 모터 제어 장치의 예를 설명한다.In the present embodiment, an example of a motor control device capable of estimating the variation of the load torque even when the startup time is short will be described.

도 16은 실시예 2에 있어서의 모터 제어 장치(1)를 사용한 냉장고를 나타내는 구성도의 예이다.16 is an example of a configuration diagram showing a refrigerator using the motor control device 1 according to the second embodiment.

한편, 이미 설명한 실시예 1에 나타난 동일한 부호를 부여한 구성과, 동일한 기능을 갖는 부분에 대해서는, 설명을 생략한다.On the other hand, the description of the configuration having the same reference numerals shown in Embodiment 1 already described and the portions having the same functions will be omitted.

냉장고(301)는, 도 16에 나타내는 바와 같이, 열교환기(302), 송풍기(303), 압축기(304), 압축기 구동용 모터(305) 등에 의해 구성되어 있다. 또한, 냉장고 제어 장치(306)는, 각종 센서 정보에 의해, 송풍기나 고내(庫內) 등(燈) 등을 제어하는 고내 제어 장치(307)와 모터 제어 장치(1)로 구성된다.The refrigerator 301 is constituted by a heat exchanger 302, a blower 303, a compressor 304, a compressor driving motor 305, and the like as shown in Fig. The refrigerator control device 306 includes an internal control device 307 for controlling a blower and a lamp in accordance with sensor information and a motor control device 1.

냉장고에 있어서는, 압축기를 정지 상태로부터 기동을 행할 경우, 윤활유를 실린더에 빨아올리기 위해, 단시간에(높은 가속 레이트로) 기동할 필요가 있다. 이 경우, 주기적인 부하 변동을 검출하기 위해 시간이 걸리면, 기동 시간의 지연이 염려된다. 그래서, 기동 시간이 짧을 경우에 있어서도, 부하 토크의 기울기가 제로 근방 또는 마이너스가 되는 기간에, 위치 센서리스 모드로 전환하고, 안정적으로 모터를 기동할 수 있는 해결책을 제공하는 것이 본 실시예의 목적 중 하나이다.In the refrigerator, when the compressor is started from a stopped state, it is necessary to start the engine at a short time (at a high acceleration rate) in order to suck up the lubricant into the cylinder. In this case, if it takes time to detect the periodic load fluctuation, the delay of the start-up time is a concern. It is therefore an object of the present embodiment to provide a solution capable of switching to the position sensorless mode and stably starting the motor in a period in which the slope of the load torque is in the vicinity of zero or in the negative even when the startup time is short It is one.

이하, 도 17의 제어 모드 전환 타이밍의 확대도를 사용하여 설명을 한다. 모터의 극수가 2극보다 많을 경우, 전기각으로는 복수의 주기가 된다. 예를 들면, 모터(6)가 4극일 경우에는, 전기각 2주기가 기계각의 1주기이다. 그 때문에, 위치 결정 모드에서 직류 위치 결정을 행했을 경우, 전기적으로 같은 위치(d축)여도, 기계적으로는 다른 위치(예를 들면, 기계각으로 0도와 180도)에 위치 결정된다. 이 상태에서, 동기 운전 모드로 천이하고, 미리 설정한 가속 레이트에 따라서 가속을 한다.Hereinafter, the control mode switching timing of Fig. 17 will be described using an enlarged view. When the number of poles of the motor is larger than two poles, the electric angle is a plurality of periods. For example, when the motor 6 has four poles, two periods of the electric angle are one period of the machine angle. For this reason, when the DC positioning is performed in the positioning mode, it is positioned at a different position mechanically (for example, 0 degrees and 180 degrees at a mechanical angle) even if it is electrically located at the same position (d axis). In this state, the mode shifts to the synchronous operation mode, and acceleration is performed in accordance with the preset acceleration rate.

인버터 주파수 지령값 ω1(또는 주파수 지령값 ω*)이 센서리스 전환 회전수에 달했을 때(도 17에 굵은 화살표로 나타낸 전환 타이밍)에, 제어 전환 스위치를 전환하여, 위치 센서리스 모드로 천이한다. 이때의 시간적인 확대도를 도 17에 나타낸다.When the inverter frequency command value? 1 (or the frequency command value? *) Reaches the sensorless switching revolution speed (the switching timing indicated by the bold arrow in FIG. 17), the control changeover switch is switched to the position sensorless mode . Fig. 17 shows a time-wise enlarged view at this time.

도 17의 좌하측(예 1)은, 센서리스 전환 회전수 달성 타이밍이, 부하 변동이 큰 기간과 겹쳐 있지 않을 경우의 예이다. 이때에는, 부하 변동이 작기 때문에, 안정적으로 제어 모드를 전환할 수 있다.The lower left hand side (Example 1) of Fig. 17 is an example in which the sensorless switching revolution achieving timing is not overlapped with the period in which the load fluctuation is large. At this time, since the load fluctuation is small, the control mode can be stably switched.

한편, 도 17의 우하측(예 2)은, 센서리스 전환 회전수 달성 타이밍이, 부하 변동이 큰 기간과 겹쳤을 경우의 예이다. 이 경우에는, 위치 센서리스 전환 후에, 급격하게 부하가 무거워지기 때문에, 인버터 주파수 지령값 ω1이 급격하게 변화하고, 모터가 탈조하여 정지해 버릴 경우가 있다.On the other hand, the right lower side (Example 2) in Fig. 17 is an example in which the sensorless switching revolution achieving timing overlaps with the period in which the load fluctuation is large. In this case, since the load suddenly becomes heavy after the position sensorless switching, the inverter frequency command value? 1 suddenly changes and the motor may stop and stop.

그래서, 도 18에 나타낸 주기 토크 추정 수단(30d)과 제어 전환 판정기(31c)를 사용한다. 주기 토크 추정 수단(30d)에 주파수 지령값 ω*(또는 인버터 주파수 지령값 ω1)을 입력하고, 극대수로 나눔으로써, 기계각을 연산한다. 주기 토크 추정 수단(30d)에는, q축 전류 검출값 Iqc도 입력한다. 주기 토크 추정 수단(30d)은, 단시간 기동에 바람직한 수단이기 때문에, 전기각 2주기 중, 주기 토크의 변화의 대소(大小)를 판별한다. 예를 들면, 피크 홀드 회로(34)를 사용하여, 기계각 1주기에 있어서의 Iqc의 피크값이, 기계각 0도∼180도에 있는지, 180도∼360도에 있는지를 판정한다.Therefore, the periodic torque estimating means 30d and the control switching judging device 31c shown in Fig. 18 are used. The frequency command value? * (Or the inverter frequency command value? 1 ) is inputted to the periodic torque estimation means 30d and divided by the maximum number to calculate the machine angle. The q-axis current detection value Iqc is also input to the periodic torque estimation means 30d. Since the periodic torque estimation means 30d is a preferable means for short-time start-up, the magnitude of the change in the periodic torque is discriminated among two periods of the electric power. For example, using the peak hold circuit 34, it is determined whether the peak value of Iqc in one cycle of the machine is in the range of 0 degree to 180 degrees or 180 degrees to 360 degrees.

예를 들면, Iqc의 피크값이 기계각 0도∼180도에 있으며, 그 기간에 있어서 센서리스 전환 회전수에 달했을 경우(도 17의 우하측(예 2)의 경우), 제어 모드의 전환은 행하지 않고, 전기각 1주기 경과한 후에, 위치 센서리스 모드로 전환한다. 이렇게 함으로써, 부하 토크 변동이 작은 기간에 있어서, 위치 센서리스 모드로 전환하기 때문에, 기동 실패하지 않고 안정적으로 모터(6)를 기동시킬 수 있다.For example, when the peak value of Iqc is at a machine angle of 0 degree to 180 degrees and the sensorless switching rotational speed is reached in that period (in the case of the right lower side (Example 2) in Fig. 17) , And switches to the position sensorless mode after elapse of one electrical cycle each. By doing so, the mode is switched to the position sensorless mode in a period in which the load torque fluctuation is small, so that the motor 6 can be stably started without failing to start.

예를 들면, 도 14에 나타낸 불완전 미분기(34) 등을 사용하여, Iqc의 변화분도 검출할 수 있을 경우, 센서리스 전환 회전수 달성 타이밍이, 부하 변동이 큰 기간과 겹친 후, 전기각 1주기를 기다리지 않아도, Iqc의 미분값이 마이너스가 되면, 위치 센서리스 모드로 전환하는 것으로 해도 된다. 이 경우, 보다 단시간에 기동하려는 경우 등에 유효하다.For example, when the variation of Iqc can be detected by using the incomplete differentiator 34 shown in Fig. 14 or the like, the sensorless switching revolution achieving timing is overlapped with the period in which the load fluctuation is large, If the differential value of Iqc becomes negative even without waiting for a period, it may be switched to the position sensorless mode. In this case, it is effective when the engine is to be started in a shorter time.

이와 같이, 본 실시예의 주기 토크 추정 수단과 제어 전환 판정기의 구성예를 사용함으로써, 부하 토크 변동이 작은 기간에 있어서, 위치 센서리스 모드로 전환하기 때문에, 기동 실패하지 않고 안정적으로 모터(6)를 기동시킬 수 있다. 또한, 전기각 1주기에 있어서의 부하 변동의 크기를 복수의 전기각과 비교를 행하기 때문에, 모터의 초기 위치에 의존하지 않고, 예를 들면, 위치 결정 후에, 어떠한 외란에 의해 다른 위치로 회전자가 움직이게 됐을 경우에도 안정적으로 모터를 기동할 수 있다.Thus, by using the example of the periodic torque estimating means and the control switching judging device of this embodiment, the mode is switched to the position sensorless mode in a period in which the load torque fluctuation is small, . In addition, since the magnitude of the load fluctuation in one cycle of electric power is compared with a plurality of electric angles, it is possible to control the rotation angle of the rotor to a different position without depending on the initial position of the motor, The motor can be stably started even if it is moved.

한편, 본 발명은 상기한 실시예에 한정되는 것이 아니라, 다양한 변형예가 포함된다. 예를 들면, 상기한 실시예는 본 발명을 이해하기 쉽게 설명하기 위해 상세하게 설명한 것이며, 반드시 설명한 모든 구성을 구비하는 것에 한정되는 것이 아니다. 또한, 어느 실시예의 구성 중 일부를 다른 실시예의 구성으로 치환하는 것이 가능하며, 또한, 어느 실시예의 구성에 다른 실시예의 구성을 더하는 것도 가능하다. 또한, 각 실시예의 구성 중 일부에 대해서, 다른 구성의 추가·삭제·치환을 하는 것이 가능하다.It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiments, but includes various modifications. For example, the above-described embodiments have been described in detail in order to facilitate understanding of the present invention and are not limited to those having all the configurations described above. It is also possible to replace some of the configurations of the embodiments with the configurations of the other embodiments, and it is also possible to add configurations of the other embodiments to the configurations of any of the embodiments. Further, it is possible to add, delete, or substitute another configuration with respect to some of the configurations of the embodiments.

또한, 상기의 각 구성, 기능, 처리부, 처리 절차 등은, 그들의 일부 또는 전부를, 예를 들면 집적 회로로 설계하는 등에 의해 하드웨어로 실현해도 된다. 또한, 상기의 각 구성이나 기능 등은, 프로세서가 각각의 기능을 실현하는 프로그램을 해석하고, 실행함으로써 소프트웨어로 실현해도 된다.Further, the above-described components, functions, processing sections, processing procedures, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit. Further, each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by analyzing and executing a program that realizes the respective functions of the processor.

모터는, 영구 자석 모터로서 설명했지만, 그 밖의 전동기(예를 들면, 유도기, 동기기, 스위치드 릴럭턴스 모터(switched reluctance motor), 싱크로너스(synchronous) 릴럭턴스 모터 등)를 사용해도 상관없다. 그때, 전동기에 따라서는 전압 지령값 작성기에 의한 연산 방법이 바뀌지만, 그 이외에 대해서는 마찬가지로 적용할 수 있고, 본 실시예의 목적을 달성 가능하다.Although the motors are described as permanent magnet motors, other motors (for example, induction motors, synchronous machines, switched reluctance motors, synchronous reluctance motors, etc.) may be used. At that time, although the calculation method by the voltage command value generator changes depending on the electric motor, the other methods can be similarly applied, and the object of this embodiment can be achieved.

상기의 실시예에서는, 속도 제어형의 구성을 예로 설명했지만, 물론 토크 제어형의 구성에도 적용 가능하다. 이 경우에는, q축 전류 지령값의 산출 방법이 다를 뿐으로, 제어 모드 전환에 관해서는 마찬가지로 적용할 수 있고, 본 실시예의 목적을 달성 가능하다.In the above embodiment, the speed control type configuration has been described as an example, but the present invention is also applicable to a torque control type configuration. In this case, only the calculation method of the q-axis current command value is different, and the control mode switching can be similarly applied, and the object of this embodiment can be achieved.

상기의 실시예에서는, 제어 모드(위치 결정 모드, 동기 운전 모드, 위치 센서리스 모드)의 전환 타이밍에 대해서 기재했지만, 제어 모드의 전환에만 한정되는 것이 아니다. 예를 들면, 통전 방식을 120도 통전으로부터 180도 통전으로 전환할 경우(물론 반대도 가능), 본 실시예에 기재된 주기 토크 추정 수단과 제어 전환 판정기를 사용함으로써, 전류 변동이나 독도(獨度) 변동 등의 전환 쇼크를 최소한으로 억제할 수 있다.In the above embodiment, the switching timings of the control modes (the positioning mode, the synchronous operation mode, and the position sensorless mode) are described, but the switching timings are not limited to the switching of the control modes. For example, by using the periodic torque estimating means and the control switching judging unit described in the present embodiment, the current fluctuation and the Dokdo can be obtained by switching the energization method from energization of 120 degrees to energization of 180 degrees It is possible to minimize the switching shock such as fluctuation.

1: 모터 제어 장치 2: 제어부
3: 전압 지령값 작성기 5: 전력 변환 회로
6: 모터(전동기) 10: 축 오차 연산기
12: 전류 검출 수단 13: PLL 제어기
14: 속도 제어기 16: 제어 전환 스위치
20: 직류 전압원 30: 주기 토크 추정 수단
31: 제어 전환 판정기 301: 냉장고
500: 압축 기구부 503: 크랭크 샤프트1: motor control device 2:
3: Voltage command value generator 5: Power conversion circuit
6: Motor (motor) 10: Axis error calculator
12: current detection means 13: PLL controller
14: Speed controller 16: Control changeover switch
20: DC voltage source 30: Periodic torque estimation means
31: Control switching judgment device 301: Refrigerator
500: compression mechanism 503: crankshaft

Claims (5)

회전 각도 위치에 관한 정보를 이용하지 않는 동기 운전 모드와 회전 각도 위치에 관한 정보를 이용하여 구동하는 위치 센서리스 운전 모드를 구비하고, 상기운전 모드를 구동 중에 전환하는 모터 제어 장치에 있어서,
기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 변동하는 주기 토크 성분을 추정하는 주기 토크 추정 수단을 구비하고, 주기 토크의 기울기가 제로 근방 또는 마이너스가 되는 기간에 상기 운전 모드를 전환하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.A motor control device comprising a synchronous operation mode that does not use information about a rotation angle position and a position sensorless operation mode that is driven by using information about a rotation angle position,
And a periodic torque estimating means for estimating a periodic torque component varying by an integral multiple of one cycle of each of the machines or one cycle of each of the machines, wherein the operation mode is switched during a period in which the slope of the periodic torque is near zero or negative Lt; / RTI > 제1항에 있어서,
토크 변동의 1주기 동안에는 전기각 1주기의 정수배가 복수 포함되고, 주기 토크가 각 전기각 1주기의 정수배에 있어서의 평균 토크의 합계값보다 작은 전기각 1주기의 정수배의 기간에 상기 운전 모드를 전환하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.The method according to claim 1,
And the period of the electric motor is set to a period of an integral multiple of one electrical period in which the periodic torque is smaller than the sum of the average torques at the integral multiple of one electrical period of each electrical period for one cycle of the torque fluctuation. The motor control apparatus comprising: 제1항 또는 제2항에 있어서,
전류 검출 수단을 구비하고, 상기 주기 토크 추정 수단은 상기 전류 검출 수단의 정보를 이용하여 기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 변동하는 주기 토크 성분을 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.3. The method according to claim 1 or 2,
Wherein the periodic torque estimating means estimates a periodic torque component varying by an integer multiple of one cycle of each machine or one cycle of each machine using the information of the current detecting means. 제1항 또는 제2항에 있어서,
전류 제어 수단을 구비하고, 출력 전압의 변화로부터 주기 토크 성분을 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.3. The method according to claim 1 or 2,
And the current control means, and estimates the periodic torque component from a change in the output voltage. 제3항에 있어서,
상기 주기 토크 추정 수단은 상기 전류 검출 수단에 의해 검출한 전류의 미분값을 이용하여 기계각 1주기 혹은 기계각 1주기의 정수배로 변동하는 주기 토크 성분을 추정하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.The method of claim 3,
Wherein the periodic torque estimating means estimates a periodic torque component that fluctuates by an integer multiple of one cycle of each machine or one cycle of each machine using the differential value of the current detected by the current detecting means.
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