KR101458170B1 - 모터 구동 장치, 및 이것을 이용한 압축기 - Google Patents

Abstract

본 발명은, 교류 모터의 토크 맥동을 적절히 억제하는 모터 구동 장치 등을 제공하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 인버터 제어 장치(3)는, 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 전류값에 의거하여, 교류 모터(5)의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고, 상기 제1 전압과 교류 모터(5)의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고, 이하에 나타내는 (A) 및/또는 (B)의 제어를 실행하는 것을 특징으로 한다. (A) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다. (B) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.

Description

모터 구동 장치, 및 이것을 이용한 압축기{MOTOR DRIVE DEVICE AND COMPRESSOR USING THE SAME}

본 발명은 교류 모터를 구동하는 모터 구동 장치 등에 관한 것이다.

교류 모터의 회전자의 위치를, 인버터의 전류 검출값에 의해 추정하고, 또한 추정한 상기 위치에 의거하여 교류 모터의 구동을 제어하는 위치센서리스 제어가 공지되어 있다. 위치센서리스 제어에 의해 구동되는 교류 모터는 내(耐)환경성이 우수하여, 특히 압축기를 구동할 때에 유용하다. 압축기의 내부에는 고온의 냉매 및 윤활유가 유입하기 때문에, 위치센서를 설치하면 불량이 발생할 가능성이 있기 때문이다.

그런데, 압축기 구동용 교류 모터를 제어할 경우, 압축기의 부하 토크는 압축 행정에 동기해서 맥동한다. 따라서, 압축기의 부하 토크와 역위상의 모터 토크를 출력하여, 교류 모터의 속도 변동을 억제하는 토크 맥동 제어를 행함으로써, 압축기의 소음이나 진동을 억제하는 것이 필요해진다.

예를 들면, 특허문헌 1에는, 동기 모터의 3상(相) 교류 전압·전류에 의거하여, 회전자의 위상을 추정하는 것이 기재되어 있다.

또한, 특허문헌 2에는, 전동기 및 부하 중 적어도 어느 한쪽이 발생시키는 주기 외란(外亂) 성분을, 축 오차 추정값에 의거하여 산출하는 주기 외란 추정기를 구비한 동기 전동기의 제어 장치에 대해서 기재되어 있다. 특허문헌 2에 기재된 토크 맥동 억제 제어에서는, 축 오차의 추정값을 운동 방정식에 대입함으로써 부하 토크를 추정하여, 부하 토크의 맥동 성분을 푸리에 해석(Fourier analysis)에 의해 추출하고, 이것을 해소하도록 출력 전압을 적극적으로 변동시킨다.

일본국 특허 제3411878호 공보 일본국 특허 제4221307호 공보

특허문헌 1의 기술에서는, 동기 모터의 속도나 부하가 일정한 것으로 가정하여, 모터 전류의 미분항(微分項)(즉, sIdc, sIqc)을 제로로 간주하고 있다. 그러나, 토크 맥동 억제 제어를 행하면, 모터 전류가 항상 과도 상태로 되기 때문에, 전류 미분값이 제로로 된다고는 할 수 없다. 따라서, 특허문헌 1에 기재된 기술과 같이 전류 미분값을 무시하면, 위치 추정 오차가 발생할 가능성이 있다. 즉, 특허문헌 1에 기재된 기술에서는 동기 모터의 토크 맥동을 적절히 억제할 수 없을 가능성이 있다.

또한, 특허문헌 2에 기재된 기술을 사용해도 충분한 맥동 억제 효과를 얻을 수 없을 가능성이 있다. 이것은 위치센서리스 제어와 토크 맥동 제어의 단순한 조합에 의해서는 위치 추정 오차가 발생하기 때문이다. 위치 추정 오차가 발생하면, 그에 따라 부하 토크의 추정 오차가 발생하기 때문에, 출력 전압의 변동량을 최적화할 수 없어, 충분한 맥동 억제 효과를 얻을 수 없다.

따라서, 본 발명은 교류 모터의 토크 맥동을 적절히 억제하는 모터 구동 장치 등을 제공하는 것을 과제로 한다.

상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은, 제어 수단이, 전류 검출 수단으로부터 입력되는 전류값에 의거하여, 교류 모터의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고, 상기 제1 전압과 상기 교류 모터의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고, 이하에 나타내는 (A) 및/또는 (B)의 제어를 실행하는 것을 특징으로 한다.

(A) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 상기 교류 모터의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차를, 상기 교류 모터의 기계 주파수에 대응해서 당해 기계 주파수와 정(正)의 상관 관계를 갖도록 제어한다.

(B) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 상기 교류 모터의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비를, 상기 교류 모터의 기계 주파수에 대응해서 당해 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.

또, 상세에 대해서는 발명을 실시하기 위한 구체적인 내용에 있어서 설명한다.

본 발명에 따르면, 교류 모터의 토크 맥동을 적절히 억제하는 모터 구동 장치 등을 제공할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 구성도.
도 2는 교류 모터의 전류 및 전압의 벡터도.
도 3은 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 4는 교류 모터의 기계 주파수와 위상차 지령의 상관도.
도 5는 교류 모터의 기계 주파수와 진폭비 지령의 상관도.
도 6은 토크 맥동 억제 제어시의 파형도이며, 도 6의 (a)는 차분(差分) 토크 Δτ이고, 도 6의 (b)는 d축 변동 전압 ΔVd이고, 도 6의 (c)는 q축 변동 전압 ΔVq이고, 도 6의 (d)는 q축 전류 Iq이고, 도 6의 (e)는 q축 전류의 미분값 sIq이고, 도 6의 (f)는 도 6의 (d)의 파형도에 있어서의 시각 t3∼t4의 부분 확대도이고, 도 6의 (g)는 도 6의 (e)의 파형도에 있어서의 시각 t3∼t4의 부분 확대도.
도 7은 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 7의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 7의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 7의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 7의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 8은 교류 모터를 고속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 8의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 8의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 8의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 8의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 9는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 10은 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 10의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 10의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 10의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 10의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 11은 교류 모터를 고속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 11의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 11의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 11의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 11의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 12는 본 발명의 제3 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 13은 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 13의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 13의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 13의 (c)는 차분 전압 ΔV이고, 도 13의 (d)는 축 오차 Δθ.
도 14는 본 발명의 제4 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 15는 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 15의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 15의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 15의 (c)는 필터값 I_LF이고, 도 15의 (d)는 dc축 전류 Idc이고, 도 15의 (e)는 도 15의 (c)의 파형도에 있어서의 시각 0.9∼1의 부분 확대도이고, 도 15의 (f)는 도 15의 (d)의 파형도에 있어서의 시각 0.9∼1의 부분 확대도.
도 16은 본 발명의 제5 실시형태에 따른 압축기 구동 장치를 구비한 냉동 공조 시스템의 구성도.
도 17은 비교예에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 18은 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 18의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 18의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 18의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 18의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 19는 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 고속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 19의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 19의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 19의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 19의 (d)는 dc축 전류 Idc.

본 발명을 실시하기 위한 형태(이하, 실시형태라 함)에 대하여, 적정 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.

《제1 실시형태》

〈모터 구동 장치의 구성〉

도 1은 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 구성도이다. 도 1에 나타내는 모터 구동 장치(100)는, 인버터(1)와, 전류 검출 수단(2)과, 인버터 제어 장치(3)를 구비하고 있다. 또, 이하의 기재에서는 교류 모터(5)의 각속도(角速度)를 편의적으로 「주파수」로 기재하는 경우가 있는 것으로 한다.

(인버터)

인버터(1)는, 직류 전원(4)으로부터 입력되는 직류 전압 V_DC를 소정의 3상 교류 전압으로 변환하여, 교류 모터(5)에 출력하는 전력 변환기이다. 인버터(1)는, 복수의 스위칭 소자(S1∼S6)를 가지며, 후기하는 PWM 신호 발생 수단(38)으로부터 입력되는 PWM 신호에 따라 스위칭 소자(S1∼S6)의 ON/OFF를 전환함으로써, 직류 전압 V_DC를 3상 교류 전압으로 변환한다.

이렇게, 인버터(1)로부터 3상 교류 전압을 인가함으로써, 교류 모터(5)에 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw를 유입시켜, 회전 자계를 발생시킨다. 덧붙이면, 당해 회전 자계에 의해 회전하는 교류 모터(5)로서, 예를 들면 동기 모터를 들 수 있다.

인버터(1)는, 스위칭 소자(S1, S2)를 구비하는 제1 레그와, 스위칭 소자(S3, S4)를 구비하는 제2 레그와, 스위칭 소자(S5, S6)를 구비하는 제3 레그가 서로 병렬 접속되어 있다. 또한, 각각의 스위칭 소자(S1∼S6)에는 전류에 의한 파괴를 방지하기 위한 환류 다이오드(D1∼D6)가 역병렬로 접속되어 있다.

또, 스위칭 소자(S1∼S6)로서, 예를 들면 IGBT(Insulaled Gate Bipolar Transistor)를 사용할 수 있다.

(전류 검출 수단)

전류 검출 수단(2)은, 교류 모터(5)의 전기자(電機子) 권선(卷線)에 유입하는 전류 Iu, Iv, Iw를 각각 검출하여, 후기하는 3상/2축 변환 수단(31)에 시시각각 출력한다. 덧붙이면, 전류 Iu, Iv, Iw 중 임의인 2개를 검출하여, 상기한 2개의 전류값으로부터 나머지 전류값을 추정해도 된다.

(인버터 제어 장치)

인버터 제어 장치는, 상기한 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 전류 Iu, Iv, Iw에 의거하여 PWM 신호를 생성하여, 당해 PWM 신호를 인버터(1)에 출력하는 장치이다. 이에 따라, 교류 모터(5)의 구동이 제어된다.

인버터 제어 장치(3)는 예를 들면 마이크로컴퓨터(Microcomputer : 도시 생략)이며, ROM(Read Only Memory)에 기억된 프로그램을 읽어내서 RAM(Random Access Memory)에 전개하여, CPU(Central Processing Unit)가 각종 처리를 실행하도록 되어 있다.

이하에서는 인버터 제어 장치(3)의 구성을 교류 모터(5)의 특성과 관련지으면서 순차 설명한다. 도 2는 교류 모터의 전압·전류의 관계를 나타내는 벡터도이다. 도 2에 나타내는 U축은 교류 모터(5)가 구비하는 U상(相) 코일의 자속 방향을 나타내고 있다.

도 2에 나타내는 d축은 교류 모터(5)의 자속 방향을 나타내며, d축과 직교하도록 q축을 취하고 있다. 덧붙이면, 위치센서리스 제어를 행할 경우, 실제로 d주 및 q축이 어느 위치에 있는지(즉, 교류 모터(5)의 자속이 어느 방향에 있는지)는 검출되지 않는다. 따라서, 추정되는 d축으로서의 dc축, 및 추정되는 q축으로서의 qc축을 제어 축으로 하여, 이 dc축 및 qc축 상에서 전류 제어나 속도 제어를 행한다.

즉, 제어 축(dc축, qc축)이란, 위치센서리스 제어에 있어서 제어계가 추정하는 가상적인 축이다.

도 2에 나타내는 바와 같이 dc축과 d축의 위상차를 축 오차 Δθ로 하고, dc축과 U축의 위상차를 dc축 위상 θdc으로 한다. 교류 모터(5)의 회전에 동기해서 d축은 전기 주파수 ω로 회전하고, dc축은 주파수 추정값 ω1으로 회전한다. 덧붙이면, 전기 주파수 ω은 교류 모터(5)의 전기계(전압·전류)의 주파수를 의미한다. 또한, 후기하는 기계 주파수 ωm은 교류 모터(5)의 기계계(회전축이나 베어링)가 회전할 때의 주파수를 의미한다.

모터 전압 V1은, 교류 모터(5)에 인가되는 전압이며, d축 방향의 성분을 d축 전압 Vd으로 하고 q축 방향의 성분을 q축 전압 Vq으로 한다. 또한, 모터 전압 V1에 관하여, dc축 방향의 성분을 dc축 전압 Vdc으로 하고, qc축 방향의 성분을 qc축 전압 Vqc으로 한다.

모터 전류 I1는 교류 모터(5)에 흐르는 전류이며, d축 방향의 성분을 d축 전류 Id로 하고, q축 방향의 성분을 q축 전류 Iq로 한다. 그렇게 하면, 교류 모터(5)의 동작은 이하에 나타내는 (수식 1)의 전압 방정식을 따른다.

또, (수식 1)에 있어서, R : 교류 모터(5)의 저항값, Ld : d축 인덕턴스, Lq : q축 인덕턴스, Ke : 유도 기전력 정수, s : 미분 연산자, ω : 교류 모터(5)의 전기 주파수이다. 또, 상기한 R, Ld, Lq, Ke는 기지(旣知)의 값이다.

[수식 1]

또한, 교류 모터(5)의 모터 토크 τm에 관하여, 이하에 나타내는 (수식 2)의 관계가 성립된다. 덧붙이면, (수식 2)에 있어서 Pm : 교류 모터(5)의 극대수(極對數)이다.

[수식 2]

도 1에 나타내는 바와 같이, 인버터 제어 장치(3)는, 3상/2축 변환 수단(31)과, 축 오차 연산 수단(32)과, PLL 연산 수단(33)과, 2축/3상 변환 수단(34)과, 벡터 추출 수단(35)과, 전압 변동 연산 수단(36)과, 전압 지령 연산 수단(37)과, PWM 신호 발생 수단(38)을 구비하고 있다.

3상/2축 변환 수단(31)은, 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 3상 좌표계의 전류 Iu, Iv, Iw와, PLL 연산 수단(33)에 의해 추정되는 dc축 위상 θdc에 의거하여, 제어계의 dc축 전류 Idc 및 qc축 전류 Iqc를 산출한다. 그리고, 3상/2축 변환 수단(31)은, 산출한 dc축 전류 Idc, 및 qc축 전류 Iqc을 축 오차 연산 수단(32)에 출력한다.

축 오차 연산 수단(32)은, 이하에 나타내는 (수식 3)을 사용해서 축 오차 Δθ를 산출하여, 산출한 축 오차 Δθ를 PLL 연산 수단(33)에 출력한다. 또, (수식 3)에 있어서, ω1: 교류 모터(5)의 주파수 추정값이다.

[수식 3]

PLL(Phase Locked Loop) 연산 수단(33)은, 축 오차 연산 수단(32)으로부터 입력되는 축 오차 Δθ를 축 오차 지령값 Δθ*에 일치시키도록, 이하에 나타내는 (수식 4)를 사용해서 교류 모터(5)의 주파수 추정값 ω1을 산출한다. 그리고, PLL 연산 수단(33)은 산출한 주파수 추정값 ω1을 전압 변동 연산 수단(36)에 출력한다. 또, (수식 4)에 있어서 ωr*는 주파수 지령값이고, K_PLL은 PLL 게인이다.

[수식 4]

또한, PLL 연산 수단(33)은, 이하에 나타내는 (수식 5)를 사용해서 교류 모터(5)의 dc축 위상 θdc를 산출하여, 3상/2축 변환 수단(31) 및 2축/3상 변환 수단(34)에 출력한다.

[수식 5]

전압 변동 연산 수단(36)은, 3상/2축 변환 수단(31)으로부터 입력되는 dc축 전류 Idc 및 qc축 전류 Iqc와, PLL 연산 수단(33)으로부터 입력되는 주파수 추정값 ω1과, 벡터 추출 수단(35)으로부터 입력되는 전압 지령 Vd**에 의거하여, 변동 전압 ΔVd, ΔVq를 산출한다. 또, 전압 변동 연산 수단(36)의 상세에 대해서는 후기한다.

전압 지령 연산 수단(37)은, 정상 전압 지령(Vd*, Vq*)과, 변동 전압(ΔVd, ΔVq)에 의거하여, 전압 지령(Vd**, Vq**)을 산출한다.

덧붙이면, 상기한 d축 정상 전압 지령 Vd*, 및 q축 정상 전압 지령 Vq*은, 부하 토크 τL이 맥동하지 않는 것으로 가정했을 경우의 전압 지령이다. 이들은 통상의 벡터 제어 이론에 의거하여 산출할 수 있다.

d축 변동 전압 ΔVd, 및 q축 변동 전압 ΔVq는, 부하 토크 τL이 맥동할 경우, 이것을 해소하기 위한 변동분의 전압이다. d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 Vq의 산출 방법에 대해서는 후기한다.

전압 지령 연산 수단(37)은, 산출한 전압 지령(Vd**, Vq**)을, 2축/3상 변환 수단(34) 및 벡터 추출 수단(35)에 출력한다.

벡터 추출 수단(35)은, 전압 지령 연산 수단(37)으로부터 입력되는 d축 전압 지령 Vd** 및 q축 전압 지령 Vq** 중 전자를 추출하여, 전압 변동 연산 수단(36)에 피드백한다.

d축 전압 지령 Vd**, 및 q축 전압 지령 Vq**은, 상기한 정상 전압 지령(Vd*, Vq*)과 변동 전압(ΔVd, ΔVq)의 합이며, 최종적인 전압 지령이다. d축 전압 지령 Vd**, 및 q축 전압 지령 Vq**은, 데드 타임 오차나 스위칭의 지연 등을 무시하면, 도 2에 나타내는 dc축 전압 Vdc, qc축 전압 Vqc와 같아진다.

2축/3상 변환 수단(34)은, 전압 지령 연산 수단(37)으로부터 입력되는 d축 전압 지령 Vd**, 및 q축 전압 지령 Vq**과, PLL 연산 수단(33)으로부터 입력되는 dc축 위상 θdc에 의거하여, 교류 모터(5)의 3상 전압 지령 Vu, Vv, Vw를 산출한다.

PWM(Pu1se Width Modulation) 신호 발생 수단(38)은, 2축/3상 변환 수단(34)으로부터 입력되는 3상 전압 지령 Vu, Vv, Vw에 의거하여 PWM 제어를 행할 때의 지령 신호(즉, PWM 신호)를 생성하여, 스위칭 소자(S1∼S6)에 출력한다.

이에 따라, 교류 모터(5)의 위치센서리스 제어 및 토크 맥동 억제 제어가 실행된다.

〈전압 변동 연산 수단의 구성〉

도 3은 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다. 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치(100)의 특징은, 전압 변동 연산 수단(36)을 구비함으로써, 위치의 추정 정밀도에 의존하지 않고 토크 맥동을 억제하는 점에 있다.

전압 변동 연산 수단(36)은, 제1 전압 연산 수단(36a)과, 제2 전압 연산 수단(36b)과, 위상차 연산 수단(36c)과, 전기/기계 주파수 환산 수단(36d)과, 위상차 지령 연산 수단(36e)과, 진폭비 연산 수단(36f)과, 진폭비 지령 연산 수단(36g)과, 전압 변동 조정 수단(36j)을 갖고 있다.

제1 전압 연산 수단(36a)은 이하에 나타내는 (수식 6)을 사용해서 제1 전압 Vn1을 산출한다. 덧붙이면, 주파수 추정값 ω1은 PLL 연산 수단(33)(도 1 참조)으로부터 입력되고, qc축 전류 Iqc는 3상/2축 변환 수단(31)으로부터 입력된다. 또한 q축 인덕턴스 Lq는 기지의 값이다.

[수식 6]

제2 전압 연산 수단(36b)은 이하에 나타내는 (수식 7)을 사용해서 제2 전압 Vn2를 산출한다. 덧붙이면, 전압 지령 Vd**은 상기한 벡터 추출 수단(35)으로부터 입력된다.

또, (수식 7)의 변형에 있어서, 상기한 (수식 6)의 결과를 사용함과 함께, 전압 지령 Vd**가 이상적으로는 dc축 전압 Vdc와 같은 것을 이용했다.

[수식 7]

위상차 연산 수단(36c)은, 상기 (수식 7)에서 의해 구한 제2 전압 Vn2의 기계 주파수 성분의 위상과, 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차 θa를 산출한다. 당해 위상차 θa는 예를 들면 푸리에 해석에 의해 구할 수 있다. 또, dc축 전류 Idc는 3상/2축 변환 수단(31)(도 1 참조)으로부터 입력된다.

전기/기계 주파수 환산 수단(36d)은, PLL 연산 수단(33)(도 1 참조)으로부터 입력되는 주파수 추정값 ω1을 극대수 Pm으로 나눗셈함으로써, 기계 주파수 ωm으로 환산한다. 상기한 바와 같이, 기계 주파수 ωm은 교류 모터(5)의 기계계(회전축이나 베어링)가 회전할 때의 주파수를 의미하고 있다.

위상차 지령 연산 수단(36e)은 이하에 나타내는 (수식 8)을 사용해서 위상차 지령 θa*을 산출한다. 또, 기계 주파수 ωm은 전기/기계 주파수 환산 수단(36d)으로부터 입력된다. 또한, d축 인덕턴스 Ld, 및 교류 모터(5)의 저항 R은 기지의 값이다.

[수식 8]

진폭비 연산 수단(36f)은, 상기한 제2 전압 Vn2의 기계 주파수 성분의 진폭과, 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비 Ga를 산출한다.

진폭비 지령 연산 수단(36g)은 이하에 나타내는 (수식 9)를 사용해서 진폭비 지령 Ga*를 산출한다.

[수식 9]

제1 차분 연산 수단(36h)은, 위상차 연산 수단(36c)으로부터 입력되는 위상차 θa와, 위상차 지령 연산 수단(36e)으로부터 입력되는 위상차 지령 θa*의 차분 Δθa를 산출하여, 전압 변동 조정 수단(36j)에 출력한다.

제2 차분 연산 수단(36)은, 진폭비 연산 수단(36f)으로부터 입력되는 진폭비 Ga와, 진폭비 지령 연산 수단(36g)으로부터 입력되는 진폭비 지령 Ga*의 차분 ΔGa를 산출하여, 전압 변동 조정 수단(36j)에 출력한다.

전압 변동 조정 수단(36j)은, 제1 차분 연산 수단(36h)으로부터 입력되는 차분 Δθa와, 제2 차분 연산 수단(36i)으로부터 입력되는 차분 ΔGa에 의거하여, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 산출한다.

즉, 전압 변동 조정 수단(36j)은, 위상차 θa와 위상차 지령 θa*의 차분 Δθa를 제로, 또한 진폭비 Ga와 진폭비 지령 Ga*의 차분 ΔGa를 제로로 하도록, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq의 값을 조정한다. 덧붙이면, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq는 교류 모터(5)의 토크 맥동을 해소하기 위하여 덧셈되는 값이다.

그리고, 전압 지령 연산 수단(37)이(도 1 참조), d축 정상 전압 지령 Vd*에 d축 변동 전압 ΔVd를 더함(합을 취함)으로써, d축 전압 지령 Vd**를 산출한다. 마찬가지로, 전압 지령 연산 수단(37)이, q축 정상 전압 지령 Vq*에 q축 변동전압 ΔVq을 더함(합을 취함)으로써, q축 전압 지령 Vq**를 산출한다.

이렇게 해서, 모터 구동 장치(100)는, 최종적인 전압 지령(Vd**, Vq**)을 소정 시간마다 축차 산출하여, 토크 변동 억제 제어를 실행한다.

덧붙이면, 상기한 차분 Δθa가 제로이고, 또한 차분 ΔGa가 제로일 경우, 제2 전압 Vn2는 이하에 나타내는 (수식 10)에 의해 일의(一意)로 표시된다.

[수식 10]

상기한 (수식 7)을 (수식 10)에 대입해서 정리하면, 이하에 나타내는 (수식 11)이 성립한다.

[수식 11]

토크 맥동 억제 제어가 실행될 경우, 교류 모터(5)의 주파수 성분 중, 토크 맥동 주파수 성분 즉 기계 주파수 성분이 지배적으로 된다. 이것은, 마찰 등에 기인해서 다른 주파수 성분도 포함되지만, 교류 모터(5)의 토크 변동을 해소하도록 토크 맥동 억제 제어가 실행되기 때문이다.

따라서, s=jωm을 (수식 11)에 대입하면, 이하에 나타내는 (수식 12)가 얻어진다.

[수식 12]

당해 (수식 12)를, 상기한 (수식 3)에 대입하면, 축 오차 Δθ의 분자는 제로가 된다(즉, 축 오차 Δθ의 값이 제로가 됨). dc축과 d축의 위상차인 축 오차 Δθ를 제로로 함으로써, 토크 맥동 억제 제어가 달성된다.

즉, 차분 Δθa를 제로로 하고, 또한 차분 ΔGa를 제로로 함으로써, 고정밀도인 토크 맥동의 억제를 행할 수 있다.

도 4는 교류 모터의 기계 주파수와 위상차 지령의 상관도이다. 도 4에 나타내는 상관도의 가로축은 규격화한 기계 주파수 ωm[pu]이고, 세로축은 상기한 위상차 지령 θa*[deg]이다. 이하에서는 물리량을 규격화했을 경우의 단위로서 [pu]를 사용한다.

도 4에 나타내는 실선은 상기한 (수식 8)로부터 구한 것이다. 또한, 도 4에 나타내는 ○ 표시는 각각, 후기하는 도 7, 도 8에 나타내는 시뮬레이션 결과에 대응하는 개소이다.

도 4에 나타내는 상관도, 및 상기한 (수식 8)로부터, 위상차 지령 θa*은 다음과 같은 성질을 갖는 것을 알 수 있다.

（1） 위상차 지령 θa*은 기계 주파수 ωm과 정(正)의 상관 관계에 있다. 즉, 기계 주파수 ωm의 값이 커짐에 따라, 위상차 지령 θa*의 값(>0)도 커진다.

（2） 기계 주파수 ωm이 고속으로 됨에 따라, 위상차 지령 θa* 은 90°에 점근(漸近)한다.

（3） 기계 주파수 ωm이 저속으로 됨에 따라, 위상차 지령 θa* 0°에 점근한다.

（4） 기계 주파수 ωm이 0[pu]인 경우, 위상차 지령 θa*은 0°가 된다.

도 5는 교류 모터의 기계 주파수와 진폭비 지령의 상관도이다. 도 5에 나타내는 상관도의 가로축은 규격화한 기계 주파수 ωm[pu]이고, 세로축은 상기한 진폭비 지령 Ga*[pu]이다. 도 5에 나타내는 실선은 상기한 (수식 9)로부터 구했다. 또한, 도 5에 나타내는 ○ 표시는 각각, 후기하는 도 7, 도 8에 나타내는 시뮬레이션 결과에 대응하는 개소이다.

도 5에 나타내는 상관도, 및 상기한 (수식 9)로부터, 진폭비 지령 Ga*은 다음과 같은 성질을 갖는 것을 알 수 있다.

（1） 진폭비 지령 Ga*은 기계 주파수 ωm과 정의 상관 관계에 있다. 즉, 기계 주파수 ωm의 값이 커짐에 따라, 진폭비 지령 Ga*의 값(>0)도 커진다.

（2） 기계 주파수 ωm이 고속으로 됨에 따라, 진폭비 지령 Ga*의 값은 기계 주파수 ωm과 d축 인덕턴스 Ld의 곱 ωm·Ld로 선형(線形) 근사(近似)할 수 있다.

（3） 기계 주파수 ωm이 저속으로 됨에 따라, 진폭비 지령 Ga*의 값은 교류 모터(5)의 저항값 R에 점근한다.

（4） 기계 주파수 ωm이 0[pu]인 경우, 진폭비 지령 Ga*의 값은 교류 모터(5)의 저항값 R이 된다.

도 4, 도 5에 나타내는 각 상관 관계에 의거하여, 위상차 지령 θa*이나 진폭비 지령 Ga*을 테이블화 또는 선형 근사하도록 전압 변동 연산 수단(36)(도 1 참조)을 설정하는 것이 바람직하다. 이에 따라, 연산 부하를 저감하면서 고정밀도인 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.

도 6은 토크 맥동 억제 제어시의 파형도이다.

도 6에 나타내는 바와 같이, 정현파의 부하 토크 τL을 부여한 상태에 있어서, 시각 t1로부터 토크 맥동 억제 제어를 개시했다.

또, 제어계를 안정화시키기 위하여, 토크 맥동 억제 제어를 행할 때의 d축 변동 전압 ΔVd(도 6의 (b) 참조), q축 변동 전압 ΔVq(도 6의 (c) 참조)의 진폭을 서서히 증가시켰다. 도 6의 (a)에 나타내는 바와 같이, 시각 t1 이후, 차분 토크 Δτ은 해소되며, 서서히 감소되었다.

그리고, 시각 t2에 있어서 차분 토크 Δτ은 제로로 되어(도 6의 (a) 참조), d축 변동 전압 ΔVd, q축 변동 전압 ΔVq의 진폭은 일정해졌다(도 6의 (b), 도 6의 (c) 참조). 또, 도 6에 있어서의 각 변수의 진폭·위상은 일례이며, 실제로는 교류 모터(5)의 모터 정수 R, Ld, Lq, Ke, 또는 관성 J에 의존한다.

도 6의 (f)는, 도 6의 (d)에 나타내는 q축 전류 Iq의 시각 t3∼t4에 있어서의 부분 확대도이고, 도 6의 (g)는, 도 6의 (e)에 나타내는 q축 전류의 미분값 sIq의 시각 t3∼t4에 있어서의 부분 확대도이다.

도 6에 나타내는 바와 같이, 시각 t1 이후, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq의 영향을 받아, q축 전류 Iq도 변동한다. 이때, q축 전류 Iq보다 90°만큼 위상이 진행된 q축 전류 미분 sIq가 발생한다(d축측에 관해서도 마찬가지임).

이렇게 토크 맥동 억제 제어를 행함으로써, 모터 전류는 항상 과도 상태로 된다. 본 실시형태에 따르면, 모터 전류가 상기한 바와 같은 과도 상태에 있음에도 불구하고, 결과적으로 부하 토크의 변동을 해소하도록 d축 전압 지령 Vd**(=Vd*+ΔVd), q축 전압 지령 Vq**(=Vq*+ΔVq)을 생성할 수 있다. 이것은 상기한 (수식 10)∼(수식 12)에 의해 자명하다.

〈효과〉

본 실시형태에 있어서 전압 변동 연산 수단(36)은, 위상차 θa가 위상차 지령 θa*에 일치하고, 진폭비 Ga가 진폭비 지령 Ga*에 일치하도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 이 연산 과정에 있어서 전류의 미분값(sIdc, sIqc)은 영향을 주지 않는다((수식 8), (수식 9)를 참조).

따라서, 위치 추정 오차 Δθ((수식 3)을 참조)에 영향받지 않아, 고정밀도인 토크 맥동 제어를 실행할 수 있다. 또한, 상기한 바와 같이 전류의 미분값을 연산할 필요가 없기 때문에, 전압 변동 연산 수단(36)의 처리 부하를 저감할 수 있다.

도 7은 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1 : 도 4, 도 5 참조)시켰을 경우의 파형도이다. 또, 도 7의 (a)∼(d)의 파형도는 가로축·세로축 모두 규격화되어 있다(후기하는 도 8, 도 10, 도 11, 도 13, 도 15, 도 18, 도 19도 마찬가지).

제2 전압 Vn2의 기계 주파수 성분의 위상과(도 7의 (c) 참조), dc축 전류의 기계 주파수 성분의 위상(도 7의 (d) 참조)의 차분 θa1*을 상기한 (수식 8)로부터 연산하여, 토크 맥동 억제 제어를 실행했다.

이에 따라, 부하 토크 τL이 변동한 경우에도(도 7의 (a) 참조), 이것을 해소하도록 모터 토크 τm을 부여하기 때문에(동 도면 참조), 토크 변동 Δτ이 대략 제로인 상태가 유지되었다(도 7의 (b) 참조). 또, 도 7의 (a)에서는 모터 토크 τm과 부하 토크 τL이 대략 일치한 상태가 계속되고 있다.

도 8은 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 고속 회전(기계 주파수 ωm2>ωm1 : 도 4, 도 5 참조)시켰을 경우의 파형도이다. 교류 모터(5)를 고속으로 회전시킨 경우에도, 상기한 경우와 마찬가지로 토크 변동 Δτ은 대략 제로로 되었다(도 8의 (b) 참조).

덧붙여서, 도 7·도 8의 시뮬레이션 결과와, 도 4·도 5의 특성이 일치해 있어, 상기한 (수식 8), (수식 9)가 올바른 것을 알 수 있다.

〈비교예〉

상기한 특허문헌 2에 기재된 기술을 비교예로서 설명한다. 당해 비교예에 있어서 교류 모터(5)의 전류 미분값을 제로로 한 경우, 이하에 나타내는 (수식 13)이 얻어진다. (수식 13)은 상기한 (수식 3)에 있어서 전류 미분값 sIdc=0, sIqc=0으로 한 것이다.

덧붙이면, 전류 미분값은 전류 검출값을 샘플링 시간으로 나눔으로써 구할 수 있고, 또한 불완전 미분을 사용해도 구할 수 있다. 그러나, 전자는 검출 노이즈에 약하고, 후자는 지연을 발생시키기 때문에, 제어계를 불안정화할 가능성이 있다. 따라서, 이들을 위치센서리스 제어에 적용해도 위치 추정 오차를 소거하는 것은 곤란하다.

[수식 13]

도 17은 비교예(특허문헌 2)에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다.

전압 변동 연산 수단(36K)이 갖는 차분 토크 추정 수단(36x)은, (수식 13)을 사용해서 산출되는 근사축 오차 Δθc를 입력으로 하여, 이하에 나타내는 (수식 14)를 사용해서 차분 토크 Δτ을 산출한다. 또, (수식 14)에 있어서 τm : 모터 토크, τL : 부하 토크이다.

[수식 14]

비교예에 따른 전압 변동 조정 수단(36y)은 이하에 나타내는 (수식 15)를 사용해서 d축 전압 변동 ΔVd, q축 전압 변동 ΔVq를 산출한다. 또, (수식 15)에 있어서, J : 교류 모터의 관성, ωm : 교류 모터의 기계 주파수이다.

[수식 15]

전압 변동 조정 수단(36y)은 차분 토크 Δτ을 제로로 하도록 d축 변동 전압 ΔVd, q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 상기한 바와 같이, 토크 맥동 억제 제어를 실행하면 q축 전류 Iq가 변동하기 때문에, q축 전류 Iq보다 90°만큼 위상이 진행된 q축 전류 미분 sIq가 발생한다(도 6의 (f), 도 6의 (g) 참조).

이 결과, 상기한 (수식 3)에 대하여, (수식 13)은 위치 추정 오차를 발생시킨다. 당해 위치 추정 오차는 (수식 15)를 통해서 차분 토크 Δτ의 추정 오차를 발생시키기 때문에, 비교예에서는 맥동 억제 효과가 약해지게 된다.

도 18은 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 18의 구간 A1에 나타내는 바와 같이, 제2 전압 Vn2(도 18의 (c) 참조)와, dc축 전류 Idc(도 18의 (d) 참조)가 동기해 있다.

도 19는 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 고속 회전(기계 주파수 ωm2>ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 19에 대해서도 도 18과 같다고 할 수 있다.

이렇게 비교예에서는 제2 전압 Vn2과 dc축 전류 Idc의 위상차 θa(도시 생략)가 기계 주파수 ωm에 상관없이 제로가 된다. 이 이유는 이하와 같이 해서 설명할 수 있다.

당해 비교예에 한하지 않고, 종래의 토크 맥동 억제 제어에서는, 상기한 (수식 3)의 전류 미분의 항(즉, sIdc)을 무시하고, (수식 13)의 분자를 제로에 점근시키도록 토크 맥동 억제 제어를 행하고 있었다. 즉, 이하에 나타내는 (수식 16)에 의거하여 제어를 행하고 있었다.

[수식 16]

상기한 (수식 7) 및 (수식 16)으로부터, 이하에 나타내는 (수식 17)이 얻어진다.

[수식 17]

(수식 17)에 나타내는 교류 모터(5)의 저항값 R은 실수(實數)이다. 따라서, 제2 전압 Vn2와 dc축 전류 Idc의 위상차 θa는 제로가 된다.

이렇게, 비교예에 따른 토크 맥동 억제에서는, 전류 파형이 항상 과도 상태로 됨에도 불고하고(즉, 전류 미분 sIdc가 제로가 아님에도 불구하고), 이것을 무시한 제어를 행하고 있었다. 따라서, 차분 토크 Δτ의 추정 오차가 남아, 토크 맥동이 충분히 억제되지 않을 가능성이 있었다(도 18의 (b), 도 19의 (b)을 참조).

이에 대하여 본 실시형태에서는, 비교예에서 설명한 근사축 오차 Δθc를 사용하지 않고, dc축 전압 Vdc나 qc축 전류 Iqc를 직접적으로 사용해서 위상차 지령 θa* 및, 진폭비 지령 Ga*을 산출한다((수식 8), (수식 9)를 참조). 그리고, 위상차 θa가 위상차 지령 θa*에 일치하고, 진폭비 Ga가 진폭비 지령 Ga*에 일치하도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는 것으로 했다.

따라서, 전류 미분 sIdc 등을 산출할 필요가 없어짐과 함께, 위치 추정 정밀도에 의존하지 않고 고정밀도인 토크 맥동 억제 제어를 행할 수 있다. 또한, 미분 연산을 행할 필요가 없어지기 때문에, 노이즈의 영향이나 응답 지연을 회피하면서, 전압 변동 연산 수단(36)의 처리 부하를 저감할 수 있다.

《제2 실시형태》

제2 실시형태는, 제1 실시형태에서 설명한 제1 전압 연산 수단(36a) 및 제2 전압 연산 수단(36b) 대신에 제3 전압 연산 수단(36k)을 구비하는 점이 상이하다. 또한, 제2 실시형태는, 제1 차분 연산 수단(36h)에 위상차 지령으로서 90°를 입력하고, 제2 차분 연산 수단(36i)에 진폭비 지령으로서 ωm·Ld를 입력하는 점이 제1 실시형태와 상이하다. 따라서, 당해 상이한 부분에 대하여 설명하고, 제1 실시형태와 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.

도 9는 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다. 도 9에 나타내는 제3 전압 연산 수단(36k)은 이하에 나타내는 (수식 18)을 사용해서 제3 전압 Vn3을 산출한다.

[수식 18]

여기에서, (수식 18)의 변형에 있어서, 상기한 (수식 7)을 사용했다. 위상차 연산 수단(36c)은, 제3 전압 Vn3의 기계 주파수 성분의 위상과, dc축 전류 Idc의 기계 주파수 성분의 위상의 위상차 θa를 산출한다.

진폭비 연산 수단(36f)은, 제3 전압 Vn3의 기계 주파수 성분의 진폭과, dc축전류 Idc의 기계 주파수 성분의 진폭의 진폭비 Ga를 산출한다.

전압 변동 조정 수단(36j)은, 위상차 θa가 90°, 또한 진폭비 Ga가 기계 주파수 ωm과 d축 인덕턴스 Ld의 곱 ωm·Ld로 될 때까지, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다.

상기 구성의 동작 원리를 설명한다. 위상차 θa가 90°, 또한 진폭비 Ga가 곱 ωm·Ld으로 될 때, 제3 전압 Vn3은 이하에 나타내는 (수식 19)에 의해 일의로 표시된다.

[수식 19]

(수식 18) 및 (수식 19)로부터, 제1 실시형태에서 설명한 (수식 11)이 성립한다. 상기한 바와 같이, (수식 11)이 성립하면, 토크 맥동 억제 제어는 달성된다.

도 10은 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이고, 도 11은 교류 모터를 고속 회전(기계 주파수 ωm2>ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 10의 (c)와 도 10의 (d), 도 11의 (c)와 도 11의 (d)에 나타내는 바와 같이, 제3 전압 Vn3은 기계 주파수 ωm에 관계없이 dc축 전류보다 위상이 90° 진행되어 있음을 알 수 있다.

〈효과〉

본 실시형태에 따르면, 위상차 지령 θa*을 90°로 고정화하여, 진폭비 지령 Ga*를 ωm·Ld로 선형화할 수 있다. 그리고, (수식 18)을 사용해서 연산한 제3 전압 Vn3에 의거하여 d축 변동 전압 ΔVd, q축 변동 전압 ΔVq를 산출한다. 덧붙이면, 당해 산출은 곱셈 및 뺄셈으로 충분하다.

한편, 상기한 제1 실시형태에서는 (수식 8)의 위상차 지령 θa*, (수식 9)의 진폭비 지령 Ga*을 연산할 때, 역정접(逆正接) 함수 및 근호(根號)를 포함하는 연산을 행할 필요가 있었다.

따라서, 본 실시형태는, 제1 실시형태와 비교해서 연산 부하를 저감하면서, 고정밀도인 토크 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.

《제3 실시형태》

제3 실시형태는, 제2 실시형태에서 설명한 위상차 연산 수단(36c) 및 진폭비 연산 수단(36f) 대신에, 전압 변동 연산 수단(36b)이 차분 전압 연산 수단(36p)을 구비하는 점과, 90도 진행 수단(36m) 및 전류 미분항 전압 연산 수단(36n)을 구비하는 점이 상이하다. 또한, 제2 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 Δθa. ΔGa이었던 것에 반하여, 제3 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 전압 ΔV인 점이 상이하다. 따라서, 당해 상이한 부분에 대하여 설명하고, 제2 실시형태와 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.

도 12는 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다.

90도 진행 수단(36m)은 dc축 전류 Idc의 위상을 90° 진행시킨 전류 Idc'를 출력한다. 신호 Idc'는 이하에 나타내는 (수식 20)으로 표시된다.

[수식 20]

전압 변동 조정 수단(36j)은 입력 신호가 제2 실시형태와 상이하지만, 그 기능 자체는 제2 실시형태의 경우와 마찬가지이다. 전류 미분항 전압 연산 수단(36n)은 이하에 나타내는 (수식 21)의 전류 미분항 전압 Vnd를 산출한다. 여기에서, (수식 21)의 변형에는 상기한 (수식 20)을 사용했다.

[수식 21]

전압 변동 조정 수단(36j)은, 제3 전압 Vn3과 전류 미분항 전압 Vnd의 차분 전압 ΔV가 제로가 될 때까지 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 차분 전압 ΔV는 이하에 나타내는 (수식 22)로 표시된다. 여기에서, (수식 22)의 변형에는 상기한 (수식 18) 및 (수식 21)을 사용했다.

[수식 22]

(수식 22)로 산출되는 차분 전압 ΔV가 제로가 될 때, (수식 11)이 성립하는 것은 자명하다. 상기한 바와 같이, (수식 11)이 성립하면, 토크 맥동 억제 제어는 달성된다.

도 13은 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 13에 나타내는 시각 t1로부터 토크 맥동 억제 제어를 개시했다. 도 13의 (b)에 나타내는 바와 같이, 시간이 경과함에 따라 차분 전압 ΔV가 제로에 점근하여, 토크 맥동이 억제되어 있음을 알 수 있다.

〈효과〉

본 실시형태에서는 차분 전압 ΔV만을 제로로 하도록 조정하면, 높은 맥동 억제 효과를 얻을 수 있다는 특징이 있다. 이것은, 상기한 (수식 22)의 차분 전압 ΔV가, 제1 실시형태에서 설명한 (수식 3)의 분자와 같은, 즉 축 오차 Δθ과 비례 관계에 있기 때문이다.

도 13에 있어서도 차분 전압 ΔV(도 13의 (c) 참조)는 축 오차 Δθ(도 13의 (d) 참조)과 비례 관계로 되어 있음을 알 수 있다. 양자가 이러한 비례 관계에 있기 때문에, 전압 변동 조정 수단(36j)은, 도 17에서 설명한 비교예의 전압 변동 조정 수단(36K)을, 그 구성을 변경하지 않고 적용할 수 있다. 따라서, 제어계의 설계를 간략화·단축화할 수 있다.

《제4 실시형태》

제4 실시형태는, 제1 실시형태와 비교해서, 전압 변동 연산 수단(36C)이 로우 패스 필터(low-pass filter)(36q)를 구비하는 점이 상이하다. 또한, 제1 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 Δθa이었던 것에 반하여, 제4 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 전류 ΔI인 점이 상이하다. 따라서, 당해 상이한 부분에 대하여 설명하고, 제1 실시형태와 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.

도 14는 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다.

로우 패스 필터(36q)는 제2 전압 Vn2를 사용해서 이하에 나타내는 (수식 23)의 필터 출력값 I_LF를 산출한다.

[수식 23]

차분 전류 연산 수단(36r)은, 로우 패스 필터(36q)로부터의 필터 출력값 I_LF와, 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 차분을 산출하여, 차분 전류 ΔI로서 전압 변동 조정 수단(36j)에 출력한다.

또, 차분 전류 ΔI는 이하에 나타내는 (수식 24)로 표시된다. 여기에서, (수식 24)의 변형에는 상기한 (수식 7) 및 (수식 23)을 사용했다.

[수식 24]

전압 변동 조정 수단(36j)은, 차분 전류 산출 수단으로부터 입력되는 차분 전류 ΔI의 값이 제로가 될 때까지, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 즉 전압 변동 조정 수단(36j)은, 로우 패스 필터(36q)의 시정수(時定數)(Ld/R)를 교류 모터(5)의 전기적 시정수로 할 때, 상기한 필터 출력값 I_LF와 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 위상차가 제로이고 또한 진폭비가 1로 되도록 제어한다.

(수식 24)에 나타내는 차분 전류 ΔI가 제로로 될 때, 제1 실시형태에서 설명한 (수식 11)이 성립하는 것은 자명하다. 상기한 바와 같이, (수식 11)이 성립하면 토크 맥동 억제 제어는 달성된다.

도 15는 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 15에 나타내는 시각 t1로부터 토크 맥동 억제 제어를 개시했다. 도 15의 (c), 도 15의 (d)에 나타내는 바와 같이, 시각 t1로부터 시간이 경과함에 따라, 필터값 I_LF와 dc축 전류 Idc가 동기하는 것을 알 수 있다. 특히 시각 0.9 이후에 있어서는, 상기 양자는 거의 완전히 동기해 있다.

〈효과〉

본 실시형태에서는 로우 패스 필터(36q)에 의해 필터링된 전류를 사용해서 차분 전류 ΔI를 산출하여, 이 차분 전류 ΔI만을 전압 변동 조정 수단(36j)에 입력한다. 따라서, 제1 실시형태와 비교해서, 전압 변동 조정 수단(36j)의 연산 부하가 작아진다. 또, 필터 시정수 Ld/R이 작아지도록 설정함으로써, 응답 지연을 방지할 수 있다.

《제5 실시형태》

본 실시형태에서는 상기 각 실시형태(예를 들면, 제1 실시형태)에 따른 모터 구동 장치(10O)에 의해 구동되는 압축기(61)에 대하여 설명한다. 또, 일례로서, 냉동 공조 시스템(6)의 냉매 회로에 압축기(61)를 설치할 경우에 대하여 설명한다.

도 16은 본 실시형태에 따른 압축기 구동 장치를 구비한 냉동 공조 시스템의 구성도이다.

냉동 공조 시스템(6)은, 압축기(61)와, 실외 열교환기(62)와, 팽창 밸브(63)와, 실내 열교환기(64)가 환상(環狀)으로 배관에 의해 접속된 구성으로 되어 있다.

압축기(61)는, 배관(a1)을 통하여 흡입한 저온 저압의 냉매를 압축해서 고온 고압의 냉매로 하여 배관(a2)을 통하여 실외기(62)를 향하여 토출한다. 또, 당해 압축기(61)에는 상기한 모터 구동 장치(100)에 의해 구동되는 교류 모터(5)가 설치되어 있다.

실외 열교환기(62)는, 압축기(61)로부터 유입되는 고온 고압의 냉매와, 팬(도시 생략)으로부터 보내져 오는 외기를 열교환하는 것이다. 실외 열교환기(62)를 통류하는 냉매는 외기로 방열되며 응축된다.

팽창 밸브(63)는, 배관(a3)을 통해서 실외기(62)로부터 유입되는 중온(中溫) 고압의 냉매를 팽창시켜 저온 저압의 냉매로 한다. 실내 열교환기(64)는, 배관(a4)을 통해서 유입되는 저온 저압의 냉매와, 송풍 팬(도시 생략)에 의해 공급되는 실내 공기를 열교환하는 것이다. 실내 열교환기(64)를 통류하는 냉매는, 실내 공기로부터 흡열해서 증발하며, 배관(a5)을 통해서 압축기(61)로 환류된다. 한편, 냉매로 방열된 실내 공기는 송풍 팬에 의해 실내로 송출된다. 이에 따라, 냉방 운전을 행할 수 있다.

덧붙이면, 압축기(61)의 하류측에, 냉매가 통류하는 방향을 전환하는 사방 밸브(도시 생략)를 설치해도 된다. 당해 사방 밸브를 전환함으로써 냉매가 통류하는 방향을 바꿔, 난방 운전을 행할 수도 있다.

〈효과〉

압축기(61)에서는 압축 행정에 동기해서 교류 모터(5)의 부하 토크 τL이 맥동한다. 상기한 비교예에서는 위치 추정 오차에 기인해서 맥동 억제 효과가 약해진다는 문제가 있었다.

이에 반하여 본 실시형태에서는 위치 추정값을 사용하는 않고 전압·전류의 위상차·진폭비에 의거하여 출력 전압의 변동량을 최적화한다. 따라서, 위치 추정 오차에 대한 감도(의존도)를 저감하여, 맥동 억제 효과를 대폭 높일 수 있다. 그 결과, 압축기(61)의 진동이나 소음을 종래와 비교해서 대폭 저감할 수 있다.

《변형예》

이상, 본 발명에 따른 모터 구동 장치(100)에 대하여 각 실시형태에 의해 설명했지만, 본 발명의 실시 태양은 이것으로 한정되는 것이 아니며, 다양한 변경을 행할 수 있다.

예를 들면, 제1 실시형태에서는 (수식 8), (수식 9)를 사용해서 위상차 지령 θa* 및 진폭비 지령 Ga*을 연산하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 인버터 제어 장치(3)의 연산 성능이 불충분할 경우, 위상차 지령 θa* 및 진폭비 지령 Ga* 중, 어느 한쪽을 사용해도 맥동 억제 효과를 얻을 수 있다. 상기한 (수식 8)의 위상차 지령 θa*은 역정접 함수, (수식 9)의 진폭비 지령 Ga*은 근호를 포함하기 때문에, 덧셈·뺄셈과 비교하면 연산 부하가 높다.

위상차 지령 θa* 및 진폭비 지령 Ga* 중 어느 한쪽을 사용하면, 양쪽을 사용하는 경우와 비교해서 연산 부하를 저감할 수 있다.

또한 제2 실시형태에서는 제3 전압 Vn3의 위상과 dc축 전류 Idc의 위상의 위상차 θa가 90°, 또한 제3 전압 Vn3의 진폭과 dc축 전류 Idc의 진폭의 진폭비 Ga가 곱 ωm·Ld로 될 때까지, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다.

즉, 위상차 θa가 90°로 되도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는(즉, 진폭비 Ga를 산출하지 않음) 것으로 해도 된다.

또한, 진폭비 Ga가 기계 주파수 ωm과 d축 인덕턴스 Ld의 곱 ωm·Ld로 되도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는(즉, 위상차 θa를 산출하지 않음) 것으로 해도 된다.

이 경우, 제2 실시형태보다 연산 부하를 저감시키면서, 토크 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.

또한, 상기 각 실시형태에서는 압축기(61)의 토크 맥동 주파수와, 기계 주파수 ωm의 비가 1인 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 교류 모터(5)의 구동 대상으로 되는 기기의 구조를 고려해서, 토크 맥동 주파수와 기계 주파수 ωm의 비를 적절히 변경하는 것이 바람직하다.

예를 들면, 감속비 k의 변속기(도시 생략)를 구비한 압축기(61)를 구동할 경우, 상기한 (수식 8) 및 (수식 9)의 ωm을 변경해서 ωm/k로 치환하는 것이 바람직하다.

또한, 고차(高次)의 토크 맥동 주파수 성분을 억제하는 경우도 마찬가지이다. 예를 들면, n차 토크 맥동 주파수를 억제할 경우에는 (수식 8) 및 (수식 9)의 ωm을 변경해서 n·ωm로 치환하는 것이 바람직하다.

또한, 상기 각 실시형태에서는 교류 모터(5)로서 동기 모터를 사용하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 교류 모터(5)로서 유도 모터를 사용해도, 상기 각 실시형태와 마찬가지의 방법에 의해, 고정밀도인 토크 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.

또한, 상기 각 실시형태에서는 교류 모터(5)를 위치센서리스에 의해 제어하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 홀 소자(Hall element) 등의 위치센서를 사용한 경우에도 적용할 수 있다. 위치센서를 사용할 경우, 상기한 축 오차 연산 수단(32)(도 1 참조)은 불필요해지며, d축 전압 Vd, q축 전압 Vq, d축 전류 Id, q축 전류 Iq를 직접적으로 구할 수 있다.

이것을 제1 실시형태에 적용할 경우, 인버터 제어 장치(3)는, 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 전류값에 의거하여, 교류 모터(5)의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고, 상기 제1 전압과 교류 모터(5)의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고, 이하에 나타내는 (A) 및/또는 (B)의 제어를 실행한다.

(A) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.

(B) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.

이렇게 위치센서를 사용할 경우에는 제2 실시형태∼제5 실시형태에도 적용할 수 있다. 덧붙이면, 상기 각 실시형태에서는 추정되는 「d축」으로서 「dc축」, 추정되는 「q축」으로서 「qc축」과 같이 기재했다.

또한, 제5 실시형태에서는 모터 구동 장치(100)에 의해 구동되는 교류 모터(5)를, 냉동 공조 시스템(6)의 압축기(61)에 설치할 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 교류 모터(5)를 사용한 모든 기기 및 시스템에 적용할 수 있다.

100 : 모터 구동 장치
1 : 인버터
2 : 전류 검출 수단
3 : 인버터 제어 장치(제어 수단)
31 : 3상/2축 변환 수단
32 : 축 오차 연산 수단
33 : PLL 연산 수단
34 : 2축/3상 변환 수단
35 : 벡터 추출 수단
36, 36A, 36B, 36C : 전압 변동 연산 수단(제어 수단)
36a : 제1 전압 연산 수단
36b : 제2 전압 연산 수단
36c : 위상차 연산 수단
36d : 전기/기계 주파수 환산 수단
36e : 위상차 지령 연산 수단
36f : 진폭비 연산 수단
36g : 진폭비 지령 연산 수단
36h : 제1 차분 연산 수단
36i : 제2 차분 연산 수단
36j : 전압 변동 조정 수단
36k : 제3 전압 연산 수단
36m : 90도 진행 수단
36n : 전류 미분항 전압 연산 수단
36p : 차분 전압 연산 수단
36q : 로우 패스 필터
36r : 차분 전류 연산 수단
37 : 전압 지령 연산 수단
38 : PWM 신호 발생 수단
4 : 직류 전원
5 : 교류 모터
61 : 압축기
S1, S2, S3, S4, S5, S6 : 스위칭 소자

Claims (9)

1. 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 인버터와,
   상기 인버터의 스위칭 소자에 제어 신호를 출력함으로써, 교류 모터를 구동하는 제어 수단과,
   상기 인버터의 전류값을 검출하여, 상기 제어 수단에 출력하는 전류 검출 수단을 구비하고,
   상기 제어 수단은,
   상기 전류 검출 수단으로부터 입력되는 상기 전류값에 의거하여,
   상기 교류 모터의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고,
   상기 제1 전압과 상기 교류 모터의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고,
   이하에 나타내는 (A) 및/또는 (B)의 제어를 실행하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
   (A) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 상기 교류 모터의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차를, 상기 교류 모터의 기계 주파수에 대응해서 당해 기계 주파수와 정(正)의 상관 관계를 갖도록 제어한다.
   (B) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 상기 교류 모터의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비를, 상기 교류 모터의 기계 주파수에 대응해서 당해 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.
2. 제1항에 있어서,
   상기 위상차와 상기 기계 주파수의 상기 상관 관계는,
   상기 기계 주파수가 감소함에 따라 상기 위상차가 O°에 점근(漸近)하고,
   상기 기계 주파수가 증가함에 따라 상기 위상차가 90°에 점근하도록 설정되는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
3. 제1항에 있어서,
   상기 제어 수단은, 이하에 나타내는 (수식 8)을 사용해서 상기 위상차의 지령값인 위상차 지령 θa*을 산출하고, 상기 기계 주파수에 대응해서, 상기 위상차를 상기 위상차 지령 θa*에 일치시키도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
   [수식 8]
   

   

   
   단, ωm : 기계 주파수, Ld : d축 인덕턴스, R : 저항값
4. 제1항에 있어서,
   상기 진폭비와 상기 기계 주파수의 상기 상관 관계는,
   상기 기계 주파수가 감소함에 따라 상기 진폭비가 상기 교류 모터의 저항값에 점근하고,
   상기 기계 주파수가 증가함에 따라 상기 진폭비가, 상기 기계 주파수와 d축인덕턴스의 곱에 점근하도록 설정되는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
5. 제1항에 있어서,
   상기 제어 수단은, 이하에 나타내는 (수식 9)를 사용해서 상기 진폭비의 지령값인 진폭비 지령 Ga*을 산출하고, 상기 기계 주파수에 대응해서, 상기 진폭비를 상기 진폭비 지령 Ga*에 일치시키도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
   [수식 9]
   

   

   
   단, ωm : 기계 주파수, Ld : d축 인덕턴스, R : 저항값
6. 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 인버터와,
   상기 인버터의 스위칭 소자에 제어 신호를 출력함으로써, 교류 모터를 구동하는 제어 수단과,
   상기 인버터의 전류값을 검출하여, 상기 제어 수단에 출력하는 전류 검출 수단을 구비하고,
   상기 제어 수단은,
   상기 전류 검출 수단으로부터 입력되는 상기 전류값에 의거하여,
   상기 교류 모터의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고,
   상기 제1 전압과 상기 교류 모터의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고,
   상기 제2 전압으로부터, 상기 교류 모터의 저항과 d축 전류의 곱을 뺀 값을 산출해서 제3 전압으로 하고,
   이하에 나타내는 (C) 및/또는 (D)의 제어를 실행하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
   (C) 상기 제3 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 상기 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차가, 90°로 되도록 제어한다.
   (D) 상기 제3 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 상기 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비가, 상기 교류 모터의 기계 주파수와 d축 인덕턴스의 곱으로 되도록 제어한다.
7. 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 인버터와,
   상기 인버터의 스위칭 소자에 제어 신호를 출력함으로써, 교류 모터를 구동하는 제어 수단과,
   상기 인버터의 전류값을 검출하여, 상기 제어 수단에 출력하는 전류 검출 수단을 구비하고,
   상기 제어 수단은,
   상기 전류 검출 수단으로부터 입력되는 상기 전류값에 의거하여,
   상기 교류 모터의 전기 주파수와, d축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고,
   상기 제1 전압과 상기 교류 모터의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고,
   상기 제2 전압으로부터, 상기 교류 모터의 저항과 d축 전류의 곱을 뺀 값을 산출해서 제3 전압으로 하고,
   상기 d축 전류의 위상을 90°진행시킨 전류와, 상기 교류 모터의 기계 주파수와, d축 인덕턴스의 곱을 전류 미분항(微分項) 전압으로서 산출하고,
   상기 제3 전압과 상기 전류 미분항 전압의 차가 제로가 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
8. 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하는 인버터와,
   상기 인버터의 스위칭 소자에 제어 신호를 출력함으로써, 교류 모터를 구동하는 제어 수단과,
   상기 인버터의 전류값을 검출하여, 상기 제어 수단에 출력하는 전류 검출 수단을 구비하고,
   상기 제어 수단은,
   상기 전류 검출 수단으로부터 입력되는 상기 전류값에 의거하여,
   상기 교류 모터의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고,
   상기 제1 전압과 상기 교류 모터의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고,
   상기 제2 전압을 로우 패스 필터(low-pass filter)에 입력하여 산출된 전류 출력을 필터 출력값으로 하고,
   상기 로우 패스 필터의 시정수(時定數)를 상기 교류 모터의 전기적 시정수로 할 때,
   상기 필터 출력값과 상기 교류 모터의 d축 전류의 위상차가 제로이고 또한 진폭비가 1로 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 모터 구동 장치.
9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 기재된 모터 구동 장치에 의해 구동되는 상기 교류 모터를 구동원으로 하는 것을 특징으로 하는 압축기.

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