KR101190633B1 - 송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템 및 동기채널송신방법 - Google Patents

송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템 및 동기채널송신방법 Download PDF

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Abstract

송신장치에, 이동국이 동기를 확립하기 위해 기지국으로부터 송신되는 동기채널에 대하여, 진폭을 조절하는 진폭조절 계열값을 승산하는 진폭조절수단을 구비하는 것에 의해 달성된다.
Figure R1020087000976
이동국, 기지국, 송신장치, 수신장치, OFDM, 동기채널

Description

송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템 및 동기채널 송신방법{TRANSMITTER, RECEIVER, MOBILE COMMUNICATION SYSTEM AND SYNCHRONIZATION CHANNEL TRANSMISSION METHOD}
본 발명은, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식에 의해 통신을 수행하는 송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템 및 동기채널 송신방법에 관한다.
멀티 캐리어 CDMA(Multi Carrier Code Division Multiple Access: MC-CDMA) 방식이나 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 변조방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에서는, 송신측에서 정보신호를 복수의 서브캐리어로 변조하고, 멀티패스 지연파(multipath delayed wave)에 의한 파형 왜곡을 저감할 목적으로 송신신호에 가드 인터벌(guard interval)이 삽입된다.
OFDM 변조방식을 이용한 멀티 캐리어 전송방식에 있어서의 FFT 타이밍의 검출방식으로서, 하나의 심볼마다 삽입되어 있는 가드 인터벌 부분의 상관을 구하는 것에 의해 FFT 타이밍을 검출하는 방법이 알려져 있다. 또한, 타이밍 검출용 신호로서, 같은 신호를 2회 반복하여 송신하고, 수신측에서 두 심볼간의 상관을 구하는 것에 의해 FFT 타이밍을 검출하는 방법이 알려져 있다.
또한, 동기신호를 특정의 타이밍에서 다중하고, 송신하는 송신장치가 있다(예를 들면, 특허문헌 1 참조). 이 송신장치에서는, 동기신호는, 모든 서브캐리어에 있어서 버스트 방식(burst manner)으로 송신된다. 예를 들면, 이 송신장치에서는, 하나의 스크램블 코드 패턴(scramble code pattern)의 개시시간과 동기신호의 송신 타이밍을 동시에 한 경우, 하나의 스크램블 코드 패턴의 반복시간(τ) 내에, 2회 동기신호를 송신한다.
특허문헌 1: 특개 2003-152681호 공보
비특허문헌 1: R.L.Frank and S.A.Zadoff, "Phase shift pulse codes with good periodic correlation properties", IRE Trans. Inform. Theory, vol. IT-8, pp. 381-382, 1962.
비특허문헌 2: D.C.Chu, "Polyphase codes with good periodic correlation properties", IEEE Trans. Inform. Theory, vol. IT-18, pp.531-532, July 1972.
비특허문헌 3: A.Milewski, "Periodic sequences with optimal properties for channel estimation and fast start-up equalization", IBMJ.Res.Develop., vol.27, No.5, pp.426-431, 1983.
비특허문헌 4: B.M.Popovic, "Generalised chirp-like polyphase sequence with optimum correlation properties", IEEE Trans. Inform. Theory, vol.38, pp. 1406-1409, July 1992.
비특허문헌 5: N. Suehiro and M. Hatori, "Modulatable orthogonal sequences and their application to SSMA systems", IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 34, pp.93-100, Jan. 1998.
비특허문헌 6: 3GPP TS25.213 Spreading and modulation (FDD)
발명의 개시
발명이 해결하려는 과제
그러나, 상술한 배경기술에는 이하의 문제가 있다.
OFDM의 신호는, 시간영역에서는, 다양한 서브캐리어의 신호가 가산되어 있다. 따라서, 송신 증폭기에서는, 이들의 신호를 증폭하여 무선으로 송신하는 것이 요구된다. 그러나, 송신 증폭기에서는, 폭이 있는 신호를 선형적으로 증폭하는 것은 곤란하다. 이 경우, 평균전력을 낮추고 왜곡이 생기지 않도록 클립핑(clipping) 등의 처리가 수행되는 경우가 있다.
그러나, 이와 같은 처리가 수행된 경우, 데이터가 열화하고, 동기채널(SCH:Synchronization Channel)의 검출 정밀도가 나빠지는 문제가 있다.
또한, 동기채널은 시스템에 있어서 오버헤드(overhead)가 되므로, 시스템의 효율을 저하시키지 않기 위해서는, 동기채널에는 전(全) 무선 리소스, 즉, 시간 및 주파수의 극히 일부밖에 할당할 수 없다. 이 경우, 동기채널의 송신전력을 조정할 수 없다면, 동기채널에 부여할 수 있는 신호전력도 작아지게 되므로, 이동국의 셀서치 시간이 길어지는 문제가 있다.
본 발명은, 상기문제를 감안하여 이루어진 것으로, 동기채널의 검출정밀도를 개선할 수 있는 송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템 및 동기채널 송신방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
과제를 해결하기 위한 수단
상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 송신장치는, 동기채널에 대하여, 진폭을 조절하는 진폭조절 계열값을 승산하는 진폭조절수단을 구비하는 것을 하나의 특징으로 한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 동기채널을 데이터부보다 큰 전력으로 송신할 수 있다.
또한, 본 발명의 수신장치는, 정수값에 근사한 동기채널 레플리카(synchronization replica)를 생성하는 동기신호 레플리카 생성수단과, 수신한 멀티 캐리어 신호와 동기신호 레플리카와의 상관검출을 수행하고, 그 결과에 기초하여, 각 피크를 나타내는 상관값과 그 타이밍을 검출하는 상관수단을 구비하는 것을 하나의 특징으로 한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 수신장치에 있어서 상관처리에 관한 연산처리량을 저감할 수 있다.
또한, 본 발명의 이동통신 시스템은, 송신장치와 수신장치를 구비하는 이동통신 시스템으로서, 상기 송신장치는, 동기채널에 대하여, 진폭을 조절하는 진폭조절 계열값을 승산하는 진폭조절수단을 구비하며, 상기 수신장치는, 정수값에 근사한 동기채널 레플리카를 생성하는 동기신호 레플리카 생성수단과, 수신한 멀티 캐리어 신호와 동기신호 레플리카와의 상관검출을 수행하고, 각 피크를 나타내는 상관값과 그 타이밍을 검출하는 상관수단을 구비하는 것을 하나의 특징으로 한다.
이와 같이 구성하는 것에 의해, 송신장치에 있어서는, 동기채널을 데이터부보다 큰 전력으로 송신할 수 있고, 수신장치에 있어서는, 상관처리에 관한 연산처리량을 저감할 수 있다.
또한, 본 발명의 동기채널 송신방법은, 동기채널을 생성하는 동기채널 생성단계와, 동기채널에 대하여, 진폭을 조절하는 진폭조절 계열값을 승산하는 진폭조절단계와, 진폭조절 계열값이 승산된 동기채널과 데이터 심볼계열을 합성하는 합성 단계를 포함하는 것을 하나의 특징으로 한다.
이와 같이 하는 것에 의해, 동기채널을 데이터부보다 큰 전력으로 송신할 수 있으며, 수신장치에 있어서의 프레임 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
발명의 효과
본 발명의 실시예에 따르면, 동기채널의 검출 정밀도를 개선할 수 있는 송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템 및 동기채널 송신방법을 실현할 수 있다.
도 1은, 본 발명의 일 실시예에 따른 송신장치를 나타내는 블럭도이다.
도 2a는, 시간영역에서의 반복파형을 나타내는 설명도이다.
도 2b는, 주파수 영역에서의 톱니모양의 파형을 나타내는 설명도이다.
도 3은, 동기채널 코드번호와 스크램블 코드 그룹 번호와의 대응의 일 예를 나타내는 설명도이다.
도 4a는, 동기채널의 파형의 생성방법을 나타내는 설명도이다.
도 4b는, 기본파형의 반복 및 부호반전에 의한 P-SCH 신호파형을 나타내는 설명도이다.
도 4c는, 기지국에 있어서 P-SCH신호의 생성을 나타내는 블럭도이다.
도 5a는, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 5b는, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 5c는, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 5d는, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 6a는, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 6b는, 동개채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 7은, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 8은, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 9는, 동기채널의 파형을 나타내는 설명도이다.
도 10a는, 동기채널의 배치를 나타내는 설명도이다.
도 10b는, S-SCH에 이용되는 신호파형을 나타내는 설명도이다.
도 10c는, S-SCH에 이용되는 신호파형을 나타내는 설명도이다.
도 11a는, 동기채널의 종류를 나타내는 설명도이다.
도 11b는, P-SCH와 S-SCH와의 다중방법을 나타내는 설명도이다.
도 12는, 프라이머리 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 13a는, 세컨더리 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 13b는, 세컨더리 동기채널의 배치를 나타내는 설명도이다.
도 13c는, 세컨더리 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 13d는, 세컨더리 동기채널의 배치를 나타내는 설명도이다.
도 13e는, P-SCH와 S-SCH의 다중방법을 나타내는 설명도이다.
도 13f는, 세컨더리 동기채널의 배치를 나타내는 설명도이다.
도 13g는, P-SCH와 S-SCH의 다중방법을 나타내는 설명도이다.
도 13h는, P-SCH와 S-SCH의 다중방법을 나타내는 설명도이다.
도 14는, 동기채널 코드번호와 CP 길이와의 대응의 일 예를 나타내는 설명도이다.
도 15는, 동기채널 코드번호와 스크램블 코드번호와 CP 길이와의 대응의 일 예를 나타내는 설명도이다.
도 16은, 동기채널 코드번호와 스크램블 코드번호와의 대응의 일 예를 나타내는 설명도이다.
도 17a는, 동기채널의 배치를 나타내는 설명도이다.
도 17b는, 동기채널의 배치를 나타내는 설명도이다.
도 18a는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치를 나타내는 블럭도이다.
도 18b는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치를 나타내는 블럭도이다.
도 19a는, 프레임 타이밍 검출을 나타내는 설명도이다.
도 19b는, 프레임 타이밍 검출을 나타내는 설명도이다.
도 19c는, 프레임 타이밍 검출을 나타내는 설명도이다.
도 20은, 동기채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 21은, 서브 프레임의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 22는, 본 발명의 일 실시예에 관한 송신장치를 나타내는 블럭도이다.
도 23은, 상관계산방법을 나타내는 설명도이다.
도 24a는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치를 나타내는 블럭도이다.
도 24b는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치에 있어서의 S-SCH 검출시의 동기검파를 나타내는 설명도이다.
도 24c는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치에 있어서의 S-SCH 검출시의 동기검파를 나타내는 설명도이다.
도 24d는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치에 있어서의 S-SCH 검출시의 동기검파를 나타내는 설명도이다.
도 25a는, 세컨더리 동기채널의 평균화수에 대한 SNR과 검출확률과의 관계를 나타내는 설명도이다.
도 25b는, 세컨더리 동기채널의 평균화수에 대한 SNR과 검출확률과의 관계를 나타내는 설명도이다.
도 26은, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치를 나타내는 블럭도이다.
도 27a는, 동기채널과 공통 파일럿 채널의 구성을 나타내는 설명도이다.
도 27b는, 본 발명의 일 실시예에 관한 복수 송신 안테나에 대한 SCH의 송신방법을 나타내는 설명도이다.
도 27c는, 본 발명의 일 실시예에 관한 복수 송신 안테나에 대한 SCH의 송신방법을 나타내는 설명도이다.
도 28은, 본 발명의 일 실시예에 관한 송신장치의 동작을 나타내는 흐름도이 다.
도 29a는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치의 동작을 나타내는 흐름도이다.
도 29b는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치의 동작을 나타내는 흐름도이다.
도 29c는, 레퍼런스 시그널에 의한 셀 ID검출을 나타내는 설명도이다.
도 29d는, 레퍼런스 시그널에 의한 셀 ID검출을 나타내는 설명도이다.
도 29e는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치의 동작을 나타내는 흐름도이다.
도 29f는, 본 발명의 일 실시예에 관한 수신장치의 동작을 나타내는 흐름도이다.
도 30은, 각 섹터에 있어서의 동기채널의 송신방법을 나타내는 설명도이다.
부호의 설명
10 송신장치
20 수신장치
발명을 실시하기 위한 최량의 형태
다음으로, 본 발명의 실시예에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.
또한, 실시예를 설명하기 위한 전 도면에 있어서, 동일기능을 가지는 것은 동일부호를 이용하고, 반복의 설명은 생략한다.
본 발명의 실시예에 관한 이동통신 시스템에 대해서 설명한다.
본 실시예에 관한 이동통신 시스템은, 송신장치(10)와 수신장치(20)를 구비한다.
다음으로, 본 실시예에 관한 송신장치(10)에 대해서, 도 1을 참조하여 설명한다.
송신장치(10)는, 동기채널(synchronization channel)을 송신한다. 이 동기채널을 이용하여, 수신장치(20)는, 심볼 타이밍(symbol timing)과 프레임 타이밍(frame timing)을 검출한다. 나아가, 수신장치(20)는, 동기채널을 이용하여 스크램블 코드(scramble code) 또는 스크램블 코드 그룹 등의 제어정보의 검출을 수행한다.
송신장치(10)는 무선신호를 송신하는 기지국에 구비되어 있다. 송신장치(10)는, 복수의 데이터 채널 생성기(100.1~100.x)를 구비한다. 각 데이터 채널 생성기(100)에서는, 송신데이터 발생부(101)로부터 입력된 송신데이터 계열을 전송로 부호화기(102)에서 부호화하고, 데이터 변조부(103)에서 데이터 변조한다. 그리고, 변조된 데이터 계열로 다중부(104)에서 파일럿 심볼(pilot symbol)을 다중하고, 직병렬 변환부(105)에서 직병렬 변환하여 주파수축 상의 N/SF개의 정보심볼계열(information symbol sequence)로 한다. 직병렬 변환된 주파수축 상의 N/SF개의 정보심볼계열은, 카피부(106)에 의해 정보심볼마다 단주기 확산부호의 계열길이와 같은 심볼수 SF개씩 카피되고, 주파수축 상에 정렬된다. 정렬된 주파수축 상의 N개의 정보심볼계열에 대하여, 승산기(108)에서 단주기 확산부호 생성기(107)가 작성 한 단주기 확산부호가 승산된다.
제 1의 합성부(109)에 있어서, 데이터 채널 생성회로(100) 각각으로부터 출력되는 각 단주기 확산부호가 승산된 계열길이(N)의 주파수축 상의 심볼계열을 다중한다. 다중된 계열길이(N)의 심볼계열에 대하여, N개의 승산기(111) 각각에 있어서 스크램블 코드 생성기(110)가 출력하는 스크램블 코드가 주파수 방향으로 승산되고, 나아가, 스크램블 코드가 승산된 심볼계열에 대하여, N개의 승산기(118) 각각에 있어서 진폭조정부(115)가 출력하는 진폭조절 계열값(amplitude adjustment sequence value)이 승산되어 제 2의 합성부(112)로 출력된다. 제 2의 합성부(112)는, 스크램블 코드 및 진폭조절 계열값이 승산된 계열길이(N)의 심볼계열로, 동기신호 생성부(120)에서 작성된 동기신호가 N 서브캐리어 중 해당하는 특정의 서브캐리어에 있어서 다중된다.
역푸리에 변환장치(Inverse Fourier Transform (IFFT) device)(133)는, N개의 심볼을 직교 멀티 캐리어 신호로 변환한다. CP(사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)) 부가부(114)는 푸리에 대상시간마다 이 멀티 캐리어 신호로, CP 선택부(117)에서 선택된 CP를 삽입한다. 그리고 송신장치(10)는 이 CP 부가부(114)가 출력하는 멀티 캐리어 신호를 무선신호로 하여 공간으로 출력한다.
상술한 송신장치에서는, OFCDM(Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing)을 적용하는 경우에 대해서 설명하였지만, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 적용하여도 본 발명의 기술적 사상이 적용될 수 있다.
이 경우, OFCDM의 확산에 관련하는 부분은 삭제된다. 구체적으로는, 데이터 채널 생성기(100.2~100.x), 카피(106), 단주기 확산부호 생성부(107), 승산기(108) 및 합성부(109)는 삭제된다. 또한, 직병렬 변환부(105)로부터 N개의 정보심볼이 출력된다. 즉, 직병렬 변환부(105)로부터 출력된 N개의 정보심볼이 승산부(111)에 의해 스크램블 코드가 승산된다.
동기신호 생성부(120)에 있어서의 동기신호의 생성처리에 대해서 설명한다.
데이터 발생부(121)는 동기채널의 코드를 생성한다. 예를 들면, 데이터 발생부(121)는, 전 셀에서 공통의 코드, 예를 들면 1을 생성한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 재권(在圈)하는 셀(located cell)과 상관없이, 수신장치(20)는, 공통의 동기채널의 시간파형과 수신신호와의 상관을 구하는 것에 의해, 용이하게 타이밍 검출을 수행할 수 있다.
또한, 동기신호 생성부(120)는, 도 2a에 도시된 바와 같이, 시간영역에서의 반복파형을 생성하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 데이터 발생부(121)는, 임의의 기본파형을 반복하여 생성한다. 이 경우, 수신장치에서는, 반복주기만큼 이격된 부분의 상관값의 계산이 수행된다. 반복파형이 송신되고 있는 타이밍에서는, 동일의 파형이 송신되고 있기 때문에, 상관값이 커진다. 이 경우, 수신장치에서는, SCH의 파형을 알 필요는 없고, 이격된 2개에 대해서 상관값을 계산하고, 같은지 아닌지를 판단한다.
이와 같이 임의의 반복파형을 이용하는 것에 의해, 수신장치에 있어서의 타이밍 검출시에, 자기상관(autocorrelation)에 의한 타이밍 겸출, 주파수 오프셋 보 상(frequency offset compensation)이 가능해진다. 예를 들면, 같은 신호가 반복 송신되므로, 수신장치는, 그 위상을 측정하고, 비교한다. 수신장치는, 위상의 회전량에 기초하여, 타이밍 검출, 주파수 오프셋 보상을 수행할 수 있다. 이와 같이, 수신신호의 자기상관에 의해 타이밍 검출, 주파수 오프셋을 수행하도록 하는 것에 의해, 레플리카 상관(replica correlation)의 경우와 비교하여, 연산량을 저감할 수 있다.
또한, 도 2b에 도시된 바와 같이, 시간영역에서의 반복파형을 주파수 변환하면, 주파수 영역에서의 톱니모양의 파형이 얻어진다. 동기신호 생성부(120)는, 이 주파수 영역에서의 톱니모양의 파형을 생성하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 상술한 효과와 동일의 효과를 얻을 수 있다.
또한, 시간영역에서의 반복파형의 반복회수, 또는, 주파수 영역에서의 톱니모양의 파형의 톱니의 간격은, 2보다 크게 하는 것도 가능하다.
또한, 데이터 발생부(121)는, 스크램블 코드나 스크램블 코드 그룹 등의 제어정보마다 정의된 동기채널용의 코드를 생성하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 도 3에 도시된 바와 같이, 스크램블 코드나 스크램블 코드 그룹 등의 제어정보마다 동기채널이 정의된다. 즉, 동기채널을 나타내는 동기채널 코드번호와 스크램블 코드나 스크램블 코드 그룹 등의 제어정보가 대응지어진다. 이 경우, 수신장치(20)는, 정의된 전(全) 동기채널파형과 수신신호와의 상관을 계산하는 것에 의해, 프레임 타이밍 및 스크램블 코드 또는 스크램블 코드 그룹등의 제어정보의 검출을 수행할 수 있으며, 셀서치의 시간을 단축할 수 있다. 이 때문에, 수신장치(20)에 있어 서 소비전력을 저감할 수 있다.
데이터 변조부(122)는 이 동기신호용 데이터를 변조하고, 나아가, 직병렬 변환부(125)에서 직병렬 변환하여 주파수축 상의 N개의 심볼계열로 한다. 심볼계열의 각 신호에 대하여, 동기신호용 확산부호 생성기(123)에서 생성된 동기신호용 확산부호를 각 승산기(126)에서 주파수 방향으로 승산하고, N개의 병렬동기신호를 생성한다.
예를 들면, 동기신호용 확산부호 생성기(123)는, 도 3을 참조하여 설명한 동기채널 코드번호와 스크램블 코드 그룹번호와의 대응에 따라서, 동기채널 코드번호에 대응하는 스크램블 코드 그룹번호에 포함되는 스크램블 코드를 승산한다.
각 승산기(126)는, N개의 병렬동기신호를 생성하고, N개의 승산기(119)로 입력한다. N개의 승산기(119) 각각에서는, 진폭조절부(116)에 의해 입력되는 진폭조절 계열값이 승산되어 제 2의 합성부(112)로 출력된다.
다음으로, 본 실시예에 관한 송신장치(10)의 진폭조절부(115 및 116)에 있어서의 처리에 대하여 상세하게 설명한다.
진폭조정부(115 및 116)는, 동기채널에 대하여 진폭을 조절하는 진폭조절 계열값을 승산한다. 예를 들면, 진폭조정부(115 및 116)는, 시간영역신호의 피크전력 대 평균전력 비(PAPR: peak-to-average power ratio)가 충분히 작아지는 신호를 사용하여, 동기채널의 PAPR을 저감하는 처리를 수행한다.
송신증폭기에 있어서, 데이터 채널은, 랜덤으로 데이터가 입력되므로, PAPR은 상승한다. 따라서, 도 4a에 도시된 바와 같이 랜덤의 파형이 된다. 도 4a에 있 어서, 종축은 기지국의 송신전력, 횡축은 시간이다.
한편, 동기채널은, 레퍼런스가 고정된 패턴이므로, 어느 패턴을 선택하는 것에 의해, PAPR이 낮은 신호를 선택할 수 있다.
도 4a에 있어서, 증폭기에서 출력할 수 있는 상한의 파워를 파선으로 도시한 경우, 데이터부는 신호의 변동마진을 예상하여, 백오프(back-off)는 평균보다 낮게 설정된다.
동기채널로서, PAPR이 영(零), 즉 피크가 일어나지 않는 시간파형을 만들게 되면, 그만큼 데이터 채널의 평균보다 큰 출력신호를 송신할 수 있다. 이 때문에, 수신장치(20)에 있어서 동기채널의 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
진폭조정부(115 및 116)는, PAPR이 일어나지 않는 파형을 형성하기 위해, 진폭조정 계열값을 승산부(118 및 119)로 입력한다. 여기서, 진폭조정 계열값은, 이하의 특성을 갖는다.
(a)시간영역 및 주파수 영역에서 일정한 진폭, 예를 들면 계열의 각 신호성분은 exp(jθ)(j는 허수단위)의 형태를 기본으로 한다.
(b)완전한 주기적 자기상관(perfect periodic autocorrelation) 특성을 가진다. 예를 들면, 제로 쉬프트(zero shift)를 제외한 자기상관 0이다.
이와 같은 특성을 가지는 계열로서, 카작 계열(CAZAC sequence: Constant Amplitude Zero AutoCorrelation sequence)을 들 수 있다(예를 들면, 비특허문헌 1, 2, 및 3 참조). 이와 같이, 카작 계열(카작신호)을 이용하는 것에 의해, 자기상관 특성이 우수하므로, 수신장치에 있어서, 레플리카 상관에 기초하는, 타이밍 검 출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 상술한 특성뿐 아니라 이하의 특성을 가지는 계열을 사용하는 것도 가능하다.
(c)임의의 복소수의 계열로서 승산하여도 또한, 상술한 (a), (b)의 특성을 가진다.
(d) 최적의 상호상관(optimum crosscorrelation) 특성을 가진다. 예를 들면, 계열길이(N)에 있어서, 상호상관(절대값)을
Figure 112008002628819-pct00001
으로 억압한다.
이상의, 특성을 가지는 계열로서, GCL(Generalized Chirp-Like) 계열(예를 들면, 비특허문헌 4참조), Generalized Frank 계열(예를 들면, 비특허문헌 5참조)을 들 수 있다.
또한, Golay 부호를 이용하도록 하는 것도 가능하다(예를 들면, 비특허문헌 6참조). Goley 부호를 이용하는 것에 의해, 자기상관 특성이 우수하므로, 수신장치에 있어서, 레플리카 상관에 기초하는, 타이밍 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다. 또한, 부호의 성질에 의해, 상관처리를 간단화할 수 있다.
또한, 주파수 영역에 있어서, SCH 대역폭 내에서 생성한 PN부호를 IFFT에 의해 시간영역으로 변환하는 것에 의해 생성한 신호를 이용하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같은 신호를 이용하는 것에 의해, 자기상관 특성이 우수하므로, 수신장치에 있어서, 레플리카 상관에 기초하는, 타이밍 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 기본파형으로서는, 상술한 3개의 파형의 어느 1개를 이용하고, 이것을 반복하여 송신하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 수신장치에 있어서의 수신처리를 간략화할 수 있다. 예를 들면, 수신장치는, 기본파형에 대응하는 상관기(correlator)를 1개만 구비하여, 그 출력을 합성한다.
또한, 기본파형을 반복하는 경우에, 부호반전을 포함하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 자기상관특성을 개선할 수 있으며, 수신장치에 있어서의 타이밍 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 수신장치 측에서, 수신된 반복 송신된 기본파형에 기초하여, 자기상관에 의해 타이밍 검출을 수행할지 레플리카 상관에 의해 타이밍 검출을 수행할지를 선택할 수 있도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 수신장치는, 처리량을 중시하는 경우, 즉 처리량을 저감하는 경우에는 자기상관에 의해 타이밍 검출을 수행한다. 또한, 수신장치는, 검출 정밀도를 중시하는 경우에는 레플리카 상관에 의해 타이밍 검출을 수행한다.
예를 들면, P-SCH 신호 파형으로서, 자기상관특성이 좋은 기본파형을 부호반전하여 반복하는 파형을 사용한다.
예를 들면, 시간영역에서, 1 OFDM 심볼 길이(L)의 1/N의 길이의 기본파형을 이용한다. 기본파형은, Golay 부호, Gold 부호, 직교 Gold 부호 등의 자기상관특성이 좋은 부호를 이용한다. 도 4b에 도시된 바와 같이, 기본파형을 부호반전하여 N회 반복함으로써, 신호 전체로서도 자기상관특성이 좋은 부호를 형성한다. 도 4b에 있어서, 횡축은 시간(t)이다. 예를 들면, 기본파형 A를 부호 반전하여 N회 반복한다. 도 4에서는, 기본파형 A를 부호반전한 파형을 -A로 나타낸다.
이대로는 신호대역외 성분이 발생하기 때문에, 원하는 신호대역폭의 필터를 통과시킴으로써, 최종적인 P-SCH 신호파형으로 한다.
예를 들면, 도 1을 참조하여 설명한 송신장치(10)에 있어서, 동기신호용 확산부호 생성부(123)를, 도 4c에 도시된 바와 같이, 기본파형 생성부(123-1)와, 기본파형 생성부(123-1)의 출력신호가 입력되는 반복 및 부호반전부(123-2)와, 반복 및 부호반전부(123-2)의 출력신호가 입력되는 대역제한 필터(123-3)를 구비하도록 한다.
기본파형 생성부(123-1)는, 부호길이(L/N)의 기본파형을 생성한다. 반복 및 부호반전부(123-2)는, 부호길이(L/N)의 기본파형의 반복 및 부호 반전을 수행한다. 예를 들면, 반복 및 부호 반전부(123-2)는, 부호길이(L/N)의 기본파형의 반복 및 부호반전을 N회 수행한다. 그 결과 부호길이는 L이 된다.
대역제한 필터(123-3)는, 원하는 신호대역폭의 필터를 통과시키는 것에 의해, 최종적인 P-SCH 신호파형을 출력한다.
원하는 신호대역폭으로서는, 하기 2가지가 있다.
(1)S-SCH에 부여된 대역폭으로 한다. 이와 같이 하는 것에 의해, SCH 대역외의 다른 채널로의 영향을 없앨 수 있다.
(2)시스템 대역폭으로 한다. 이와 같이 하는 것에 의해, SCH 대역외의 다른 채널로의 영향이 약간 나오지만, SCH 신호파형의 왜곡이 작아지므로, 이동국에 있어서의 검출 정밀도를 높게 할 수 있다.
이동국 측에서는, 기본파형에 대응하는 상관기를 준비하고, 이 출력을 부호 반전하여 합성한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 저연산처리량으로, 검출 정밀도가 높은 레플리카 상관을 실현할 수 있다.
다음으로, 본 실시예에 관한 송신장치(10)의 합성부(112)에 있어서의 처리에 대하여 상세하게 설명한다.
합성부(112)는, 도 5a에 도시된 바와 같이, 동기채널을 프레임 주기로 삽입한다. 동기채널을 프레임 주기로 삽입하는 경우에, 합성부(112)는, 예를 들면 동기채널을 시간다중, 즉, 일부의 슬롯의 OFDM 심볼에 저장하여 송신한다. 이 경우, 예를 들면 프레임이 슬롯 길이의 정수배로 구성된다. 각 프레임은 복수의 슬롯, 예를 들면 15슬롯에 의해 구성되며, 각 슬롯은, 복수의 OFDM 심볼, 예를 들면 7 OFDM 심볼에 의해 구성된다.
이와 같이 하는 것에 의해, 송신장치(10)에서는, 재송 등의 폐루프제어(closed loop control)에 있어서, 동기채널이 들어간 슬롯을 의식하지 않고 제어할 수 있다. 즉, 라운드 트립 타임(Round Trip Time)이 변경되지 않는다. 또한, 수신장치(20)에서는, 수신신호와 동기채널 레플리카의 시간영역에서의 상관을 구하는 것에 의해, 동기채널의 수신 타이밍을 특정할 수 있고, 심볼 타이밍과 프레임 타이밍을 동시에 검출할 수 있다. 또한, 수신장치(20)는, 수신신호와 동기채널 레플리카의 주파수 영역에서의 상관을 구하는 것에 의해, 동기채널의 수신 타이밍을 특정하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 수신장치(20)는, 프레임 검출 후에, 스크램블 코드가 걸려 있는 공통 파이럿 채널을 사용하여 스크램블 코드를 검출한다.
프레임의 1개에만 동기채널을 제공하는 것에 의해, 동기채널이 검출된 경우 에, 프레임의 경계도 검출할 수 있다. 또한, 복수 제공되는 경우와 비교하여, 동기채널의 송신전력을 높게 할 수 있으며, 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 수신장치(20)는, 프레임 검출 및 스크램블 코드 그룹 검출 후에, 스크램블 코드가 걸려 있는 공통 파일럿 채널(pilot channel)을 사용하여 스크램블 코드를 검출하도록 하는 것도 가능하다.
지금까지, 예를 들면 W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)에서는, 슬롯주기, 즉, 슬롯마다 동기채널이 삽입되어 있기 때문에, 최초로 심볼 타이밍이 검출되고, 그 후 프레임 타이밍이 검출되는 2단계의 수순으로 프레임 타이밍의 검출이 수행되어 왔다. 이 방법에서는, 동기채널에 의해 슬롯의 타이밍의 검출은 가능하지만, 프레임의 어느 부분인지의 특정은 할 수 없다. 이 때문에, 슬롯의 타이밍의 검출 후에 프레임의 어느 부분인지의 검출이 수행된다. 본 실시예에 따르면, 동기채널이 검출된 시점에서, 프레임이 특정가능하고, 시간 타이밍을 알 수 있기 때문에, 심볼 타이밍과 프레임 타이밍을 동시에 검출할 수 있다.
본 실시예에서는, 프레임 단위(주기)로 1개의 동기채널을 삽입하는 경우에 대해서 설명하였지만, 복수개 삽입하도록 하는 것도 가능하다. 즉, 적어도 1개의 동기채널을 삽입하도록 하는 것도 가능하다.
예를 들면, 도 5b에 도시된 바와 같이, 프레임당 2주기가 되도록 동기채널을 삽입하도록 하는 것도 가능하며, 도 5c에 도시된 바와 같이, 프레임당 4주기가 되도록 동기채널을 삽입하도록 하는 것도 가능하다.
수신장치(20)는, 수신신호와 동기채널 레플리카와의 상관을 구하는 것에 의 해, 동기채널의 수신 타이밍을 특정한다. 이 경우 복수의 프레임의 상관을 구하여 평균화된다. 예를 들면, 하나의 프레임 내에 1만 개의 샘플점이 있는 경우, 1만 개에서 상관을 구하고, 그 중에서 가장 상관이 큰 것을 찾는다. 이 경우, 복수 프레임을 평균화하는 경우에는, 1만개의 상관값을 일시적으로 메모리에 기억해둘 필요가 있다. 그 후, 다음의 프레임에서 1만 개의 상관을 구하고, 각 상관값을 가산하는 것에 의해, S/N을 향상시킨다. 따라서, 준비하는 메모리의 용량이 커지게 된다.
복수의 동기채널을 제공하는 것에 의해, 상술한 복수의 프레임을 평균화하는 경우, 메모리의 용량은 적어도 좋다. 하나의 프레임당 2주기 채널의 경우에는 1/2, 하나의 프레임당 4주기 채널의 경우에는 1/4가 된다.
또한, 하나의 프레임당의 동기채널의 수를 증가하는 것에 의해, 사용하는 메모리의 용량을 감소시킬 수 있다.
복수의 동기채널을 배치하는 경우에, 균등하게 되도록 배치한다. 즉, 동기채널을 프레임 주기로 동일 간격으로 삽입한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 복수의 프레임의 평균화 처리를 용이하게 할 수 있다.
또한, 복수의 동기채널을 배치하는 경우에, 불균등이 되도록 배치한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 프레임의 경계선을 용이하게 검출할 수 있도록 할 수 있다.
또한, 프레임 내에 복수의 동기채널을 삽입하는 것에 의해, 수신 측에서 복수의 동기채널의 상관출력을 합성함으로써 시간 다이버시티 효과(time diversity effect)를 얻을 수 있으며, 타이밍 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 합성부(112)는, 도 5d에 도시된 바와 같이, 동기채널을 프레임 주기로 시간다중하는 경우에, 독립한 슬롯을 제공하고, 동기채널을 삽입하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 프레임이 슬롯 길이의 정수배+동기채널길이가 된다. 이와 같이 하는 것에 의해, 슬롯 내의 구성을 모두 공통으로 할 수 있으며, 심플한 무선 I/F를 구성할 수 있다. 즉, 송수신 처리를 간단히 할 수 있다.
다음으로, 동기채널의 구성에 대해서 설명한다.
W-CDMA에서는, 도 6a에 도시된 바와 같이, 슬롯의 선두에, 동기채널이 저장되지만, 동기채널만이 아니라 데이터 채널도 저장된다. 즉, 동기채널과 다른 채널이 코드 다중되어 송신된다. 이 구성에서는, 다른 채널은, 동기채널을 고려하지 않고 구성할 수 있지만, 총 송신전력의 일부밖에 동기채널에 할당할 수 없다. 이 때문에, 수신장치(20)에서는, 동기채널을 검출하기 위해 긴 시간 평균화가 필요하다. 도 6a에 있어서, 종축은 송신전력(부호), 횡축은 시간이다.
본 실시예에서는, 도 6b에 도시된 바와 같이, 어느 시간, 예를 들면 OFDM 심볼이 동기채널에 할당되기 때문에, 총 송신전력을 동기채널에 할당할 수 있다. 이와 같이 구성하는 것에 의해, 수신장치(20)는, 수신처리의 시간을 단축할 수 있으며, 심볼+프레임 타이밍 검출을 수행할 수 있다. 예를 들면, 1 OFDM 심볼이 동기채널에 할당된다. 도 6b에 있어서, 종축은 송신전력(부호), 횡축은 시간이다.
W-CDMA에서는, 1슬롯만으로는 동기신호의 검출은 불가능하며, 주파수 다중형과 같이, 시간적으로 긴 동기채널이 사용되고 있다. W-CDMA에서는, 복수의 슬롯을 이용하여, 그 상관을 구하고, 동기신호의 검출이 수행된다. 즉, 동기신호의 검출을 수행하기 위해서는, 어느 정도의 샘플 수가 필요하다. 이 때문에, 수신장치(20)에 서의 수신시간이 길어지고, 연산처리량도 커진다.
본 실시예에서는, 송신장치(10)에서는 총 송신전력을 동기채널에 할당할 수 있기 때문에, 할당하는 전력을 크게 할 수 있으며, 동기채널의 송신시간을 짧게 할 수 있다. 예를 들면, W-CDMA에서는 하나의 프레임의 10% 정도의 시간이 필요하지만, 본 실시예에서는 1% 정도의 시간으로 저감할 수 있다.
또한, 수신장치(20)에 있어서, 프레임의 상관을 구하는 시간을 단축할 수 있으며, 또한 연산처리량을 감소시킬 수 있다. 또한, 1회의 동기채널에 의해 심볼+프레임 타이밍의 검출을 수행할 수 있기 때문에 필요한 버퍼량의 삭감을 수행할 수 있으며, 또한 소비전력을 저감할 수 있다.
또한, 합성부(112)는, 도 7에 도시된 바와 같이 동기채널을 시간다중하는 경우에, 1 OFDM 심볼의 일부의 서브캐리어로 할당하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 1 OFDM 심볼의 일부의 서브캐리어로 동일 간격으로 할당한다. 또한, 레플리카 상관시의 검출 정밀도를 향상시키기 위해, 동일하지 않은 간격으로 할당하는 것도 가능하다. 도 7에 있어서, 종축은 주파수, 횡축은 시간이다.
OFDM에서는, 멀티패스에 대한 내성을 높이기 위해, 서브캐리어 수를 크게 하여 OFDM 심볼길이를 길게 한다. 이 때문에, 1 OFDM 심볼을 모두 동기신호에 할당하면, 오버헤드가 커진다.
이 때문에, 합성부(112)는, 일부의 서브캐리어로 동기채널을 할당하고, 나머지 서브캐리어는 다른 채널에 할당한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 동기채널의 오버헤드를 저감할 수 있다.
또한, 총 송신전력이 고정되어 있는 경우에도, 동기채널과 다중되는 채널과의 송신전력 배분비를 변경하는 것에 의해, 동기채널의 송신전력을 조정할 수 있다. 또한, 다중되는 채널의 송신전력을 조정할 수 있다. 동기채널의 송신전력의 조정은, 예를 들면, 셀 설계시에 오퍼레이터에 의해 수행할 수 있다.
또한, 합성부(112)는, 도 8에 도시된 바와 같이 동기채널을, 할당 주파수의 적어도 일부를 사용하고, 이산적으로 할당하도록 하는 것도 가능하다(직교다중형 FDM). 이와 같이 하는 것에 의해, 주파수 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한, 합성부(112)는, 도 8에 도시된 바와 같이, 적어도 일부의 데이터 채널에 중첩하여 시분할 다중되도록, 동기채널을 할당하도록 하는 것도 가능하다(비직교 다중형 TDM). 이 경우, 적어도 일부의 OFDM 심볼에 중첩하여 시분할 다중하여 동기채널이 송신된다.
또한, 합성부(112)는, 도 8에 도시된 바와 같이, 적어도 일부의 데이터 채널에 동일 간격으로 중첩하여 주파수 분할 다중되도록, 동기채널을 할당하도록 하는 것도 가능하다(비직교 다중형 FDM). 이와 같이 하는 것에 의해 주파수 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한, 합성부(112)는, 도 8에 도시된 바와 같이, 적어도 일부의 데이터 채널과 코드분할 다중이 되도록, 동기채널을 할당하도록 하는 것도 가능하다(비직교다중형 CDM).
그 결과, 도 9에 도시된 바와 같이, 스크램블 코드 그룹에 속하는 동기채널 코드, pk(1), pk(2),..., pk(2n)(k=1, 2..., Kgrp)가 서브캐리어에 할당된다. 서브캐리어에 할당된 동기채널 코드는, 역푸리에 변환부(IFFT부)(113)로 입력되고, 직교 멀티 캐리어 신호로 변환되고, CP 부가부(114)로 입력된다. CP 부가부(114)는, 푸리에 대상시간마다 입력된 멀티 캐리어 신호로, CP 선택부(117)에서 선택된 CP를 삽입한다. 그리고, 송신장치(10)는 이 CP 부가부가 출력하는 멀티 캐리어 신호, 즉 SCH 시간파형을 무선신호로 하여 공간에 출력한다. 이 SCH 시간파형은, 그룹수만큼 정의된다.
또한, 서브캐리어 간에 차동부호화로 동기채널계열(sequence of synchronization channel)을 배치하도록 하는 것도 가능하다.
이 경우, 수신장치 측에서는, 서브캐리어 간의 지연상관에 의해 위상차 정보를 추출함으로써, 동기채널계열을 검출한다.
서브캐리어에 직접동기계열을 곱하는 경우에는, 주파수 영역에서 페이딩 변동(주파수 선택성 페이딩(frequency selective fading))이 있다면, 주파수축 상에서 긴 구간에서의 동상가산(in-phase addition)이 불가능해진다.
서브캐리어 간의 위상차를 이용하여(차동부호화에 의해) 동기채널계열을 곱하도록 하는 것에 의해, 주파수 영역에서 페이딩 변동이 있어도, 이웃하는 서브캐리어의 페이딩 변동이 작다면, 지연검파형의 상관으로 서브캐리어 간의 위상차를 추출하는 것에 의해 동상가산이 가능하며, 페이딩 변동이 있는 경우도 높은 검출 정밀도가 얻어진다.
또한, 긴 계열에 이르는 상관이 사용되므로, 많은 계열을 준비할 수 있다. 즉, 동기채널을 이용하여 많은 정보를 송신할 수 있다.
이 경우, 도 10a에 도시된 바와 같이, 이웃하는 서브캐리어 간으로 한정하지 않고, 동기채널이 2서브캐리어 간격 등인 경우에도 적용가능하다. 또한, 계열을 2종류 준비하고, 2계층화하는 것에 의해, 송신할 수 있는 제어정보량을 증가할 수 있다.
예를 들면, 2종류의 계열이 각각 16패턴 있는 경우, 16×16=256가지 정보를 송신할 수 있다. 이 경우, 동기채널을 이용하여, 예를 들면, 16의 셀 ID, 2개의 프레임 타이밍, 2개의 섹터 구성, 2개의 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 안테나 구성, 2개의 CP 길이 등의 정보를 송신하게 된다. 이 경우, 2종류의 계열의 배치의 방법으로서, 예를 들면 교호적으로 계열 1, 계열 2로 할 수 있다. 또한, 계열로서는, GCL계열, Walsh계열 등을 적용할 수 있다. 예를 들면, GCL계열을 적용한 경우, GCL계열 1로서 G1(1), G1(2), G1(3),...GCL계열 2로서 G2(1), G2(2), G2(3),...이 된다.
또한, 후술하는 세컨더리 동기채널의 부호로서, GCL부호, Walsh부호 이외로, 주파수 영역에서 (1)직교부호 또는 (2)의사직교부호(quasi-orthogonal code), 또는 (3)자기상관ㆍ상호상관 특성이 좋은 부호, 중 어느 1개를 이용하도록 하는 것도 가능하다.
구체적으로는, 주파수축상에서, 일정 회전속도로 위상이 회전하는 직교부호를 이용한다.
이와 같이 하는 것에 의해, 임의의 계열 길이의 부호에 대해서, 직교부호가 형성가능하고, 제 2 단계에서의 검출 정밀도를 개선시킬 수 있다.
또한, 상기부호에 대하여, 시스템에 미리 규정한, 주파수축 상에서의 스크램블을 수행하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 스크램블은 셀 마다 다른 스크램블을 수행하는 것이 아니라, 1가지의 스크램블을 수행한다. 상기 부호에서는, 주파수축 상에서는 일정회전속도로 위상이 회전하고 있기 때문에, 시간축 상에서는 임펄스 파형이 되고, 송신 증폭기의 효율의 관점에서는 바람직하지 않다. 주파수축 상에서 스크램블을 수행하여 랜덤하는 것에 의해, 이 송신 증폭기의 효율의 문제를 해결할 수 있다. 이동국은 스크램블 코드를 알고 있으므로, 세컨더리 동기채널의 상관을 구하기 전에, 디스크램블을 수행하고, 상관을 구하는 것에 의해, 문제없이 상관검출을 수행할 수 있다.
여기서, 스크램블 코드 그룹에 속하는 동기채널 코드, pk(1), pk(2),..., pk(2n)을, 프레임 타이밍 검출용과, 스크램블 코드 그룹 등의 제어정보 검출용으로 분리하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 프레임 타이밍용의 동기채널을 프라이머리 동기채널(Primary-SCH), 그룹 검출용의 동기채널을 세컨더리 동기채널(Secondary-SCH)로 한다. 여기서, Primary-SCH는 전 셀 공통의 파형으로 한다. 또한, Secondary-SCH는 스크램블 코드 그룹마다 정의되는 파형을 가진다. 프라이머리 동기채널과 세컨더리 동기채널은, 데이터 심볼 계열(data symbol sequence)과 합성된다.
즉, 프라이머리 동기채널에서는 수신 타이밍이 검출되며, 세컨더리 동기채널에서는 수신 프레임의 검출과, 스크램블 코드에 관한 정보가 검출된다. 예를 들면, 프라이머리 동기채널에서는, 심볼 타이밍(FFT 타이밍)이 통지된다. 또한, 프라이머리 동기채널의 삽입간격을 하나의 프레임으로 하는 것에 의해, 프라이머리 동기채널에 의해 프레임 타이밍의 통지가 가능하다. 프라이머리 동기채널에 의해, 심볼 타이밍과 프레임 타이밍을 검출할 수 있도록 하는 것에 의해, 세컨더리 동기채널에 의해, 프레임 타이밍을 통지할 필요가 없어진다.
또한, 예를 들면, 세컨더리 동기채널에 의해 스크램블 코드의 그룹을 검출하도록 하여도 좋으며, 스크램블 코드의 그룹의 스크램블 코드까지 검출하도록 하는 것도 가능하다. 스크램블 코드까지 검출하도록 하는 것에 의해, 바로 복조처리를 수행할 수 있다. 예를 들면, 세컨더리 채널로서 부호를 정의하고, 다른 부호의 패턴을 각각 각 스크램블 그룹에 대응시킨다. 예를 들면 코드 그룹이 64가지 있는 경우에는, 64가지의 부호의 패턴을 준비해둔다. 만일, 스크램블 코드가 512종류 있는 경우에는, 512 종류의 부호의 패턴을 준비해 둔다. 이렇게 하여, 동기채널과의 상관을 구한다. 지금까지는, 파일럿 채널을 사용하여, 스크램블 코드의 그룹 중에서 스크램블 코드를 검출했다.
또한, 세컨더리 동기채널에서 통지하는 정보를 스크램블 코드 그룹 정보만으로 하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 수신장치에 있어서, 수신처리의 부하를 저감할 수 있으며, 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 스크램블 코드의 그룹을 나타내는 정보를, 공통 파일럿 채널(Common pilot channel: CPICH)의 패턴에 의해 통지하도록 하는 것도 가능하다. CPICH의 패턴에 의해 통지하는 것에 의해, 스크램블 코드 그룹을 통지하기 위한 물리채널, 즉 세컨더리 동기채널이 불필요하게 할 수 있다.
또한, 세컨더리 동기채널에 의해, 시스템 대역폭을 나타내는 정보를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 동기채널의 송신대역폭을 1.25MHz 또는 5MHz로 하는 것에 의해, 셀 서치의 단계에서는, 이동국은 시스템 대역폭을 인식할 필요는 없다. 또한, 동기채널에 할당하는 무선 리소스는 오버헤드가 되므로 가능한 한 적게 하는 것이 바람직하다.
또한, 세컨더리 동기채널에 의해, 알림채널(broadcasting channel)의 대역폭을 나타내는 정보를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 알림채널의 대역폭마다 다른 세컨더리 동기채널의 신호를 이용하는 것에 의해, 수신 측에서 세컨더리 동기채널에 의해 알림채널의 대역폭을 검출할 수 있다.
또한, 세컨더리 동기채널에 의해, 송신 안테나수를 나타내는 정보를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 동기채널 및 CPICH의 송신 안테나 수는 최대 2로 한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 셀 서치의 단계에서는, 송신 안테나수를 인식할 필요는 없다.
또한, 세컨더리 동기채널에 의해, 섹터 수 등의 셀 구성에 관한 정보를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 셀 섹터수에 따라 다른 세컨더리 동기채널의 신호를 이용하는 것에 의해, 수신 측에서 세컨더리 동기채널에 의해 셀 구성을 검출할 수 있다.
또한, 세컨더리 동기채널에 의해, 기지국의 안테나 수에 관한 정보를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 송신 안테나 수에 따라 다른 세컨더리 동기채널의 신호를 이용하는 것에 의해, 수신 측에서 세컨더리 동기채널에 의해 송신 안테나수를 검출할 수 있다.
또한, 세컨더리 동기채널에 의해, CP 길이에 관한 정보를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, CP 길이에 따라 다른 세컨더리 동기채널의 신호를 이용하는 것에 의해, 수신 측에서 세컨더리 동기채널에 의해 CP 길이를 검출할 수 있다.
S-SCH에 이용하는 신호파형으로서, 예를 들면, 동일 타이밍에서 상호상관특성이 좋은 부호를 이용한다.
S-SCH에서는, 제어정보, 예를 들면, 셀 ID 그룹을 다른 부호를 송신함으로써 통지한다. 이 경우, 다른 제어정보를 식별하는 것을 용이하게 하기 위해, 다른 부호 간의 상관, 예를 들면 상호상관특성이 좋은 부호를 이용한다. 단, W-CDMA의 경우와 달리, 주파수축 상에서의 부호배치가 되므로, 주파수축 상에서의 쉬프트는 고려할 필요가 없으며, 동일 타이밍, 즉 주파수 방향의 쉬프트가 없는 상태에서 상호상관특성이 좋은 부호라면 좋다. 이 점에서 상술한 Walsh 부호나 CAZAC 부호는 동일 타이밍에서 직교이므로, 적절하다. 예를 들면, 도 10b에 도시된 바와 같이, 동일 타이밍에서 상호상관특성이 좋은 부호 1(c1, c2, c3, c4, c5,..., cn-1, cn)과, 부호2(d1, d2, d3, d4, d5,..., dn-1, dn)를 이용한 경우, 부호 1에 의해 정보 A를 통지할 수 있고, 부호 2에 의해 정보 B를 통지할 수 있다. 도 10B에 있어서, 횡축 은 주파수이다.
또한, S-SCH에 이용하는 신호파형으로서, 예를 들면, 타이밍 쉬프트도 포함하여 자기상관ㆍ상호상관특성이 좋은 부호를 이용하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 주파수축 상에서 쉬프트시키는 것에 의해, 다른 타이밍을 생성한다.
상호상관특성뿐 아니라, 타이밍 쉬프트도 포함하여 자기상관ㆍ상호상관특성이 좋은 부호를 이용하는 것에 의해, 부호뿐 아니라 타이밍 쉬프트, 예를 들면 부호의 위상에 따라서도 정보를 통지할 수 있다. 이 때문에, 송신하는 제어정보 수를 크게 할 수 있다. 예를 들면, 부호수×위상 쉬프트 수만큼 송신할 수 있는 정보량을 크게 할 수 있다. 이와 같은 특성을 가지는 부호로서, 예를 들면, Gold 부호, 직교 Gold 부호 등을 적용할 수 있다. 예를 들면, 도 10c에 도시된 바와 같이, 동일 타이밍에서 상호상관특성이 좋은 부호1(c1, c2, c3, c4, c5,...cn-1, cn)과, 부호 1을 소정의 위상, 예를 들면 위상 쉬프트량 1만큼 쉬프트시킨 부호 1(c2, c3, c4, c5, c6, ..., cn-2, cn)을 이용한 경우, 부호 1에 의해 정보 A를 통지할 수 있으며, 부호 1을 위상 쉬프트량 1만큼 쉬프트시킨 부호 1에 의해 정보 C를 통지할 수 있다. 도 10c에 있어서, 횡축은 주파수이다.
Primary-SCH와 Secondary-SCH는 다중하여 송신된다. 예를 들면, 도 7을 참조하여 설명한 바와 같이, 1 OFDM 심볼의 일부의 서브캐리어에, Primary-SCH를 할당하고, 나머지 서브캐리어에 Secondary-SCH를 할당하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 도 11a에 도시된 바와 같이, 1 OFDM 심볼의 일부의 서브캐리어에, Primary-SCH(P(k))(k=1, 3, ..., 2n-1) 및 Secondary-SCH(S(k))(k=2,4,...2n)가 할당된다.
또한, Primary-SCH와 Secondary-SCH를 다른 슬롯에 할당하여 송신하도록 하는 것도 가능하다. 또한, 도 8을 참조하여 설명한 바와 같이, Primary-SCH 및 Secondary-SCH를, 할당 주파수의 적어도 일부를 사용하여, 이산적으로 할당하도록 하는 것도 가능하다(직교다중형 FDM). 이와 같이 하는 것에 의해, 주파수 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한, 적어도 일부의 데이터 채널에 중첩하여 Primary-SCH와 Secondary-SCH를 시분할 다중되도록 할당하도록 하는 것도 가능하다(비직교 다중형 TDM). 이 경우, 적어도 일부의 OFDM 심볼에 중첩하여 시분할 다중하여 Primary-SCH와 Secondary-SCH가 송신된다.
또한, Primary-SCH와 Secondary-SCH를 적어도 일부의 데이터 채널에 동일 간격으로 중첩하고, 주파수 분할 다중이 되도록 할당하도록 하는 것도 가능하다(비직교다중형 FDM). 이와 같이 하는 것에 의해 주파수 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한, Primary-SCH와 Secondary-SCH를 적어도 일부의 데이터 채널과 코드분할 다중이되도록 할당하도록 하는 것도 가능하다(비직교다중형 CDM).
동기채널이 Primary-SCH와 Secondary-SCH로 분할되어 송신된 경우, 수신장치(20)는, Primary-SCH에서 프레임 타이밍을 검출하고, 검출된 프레임 타이밍에 기초하여, Secondary-SCH를 이용하여 스크램블 코드 채널을 검출한다.
이렇게 하는 것에 의해, 프레임 타이밍 검출시점에서는 1종류의 동기채널 파형, 여기서는 Primary-SCH와 수신신호와의 상관을 계산하면 좋으며, 또한, 프레임 타이밍 검출 후는, 프레임 타이밍에 있어서만 동기채널 파형, 여기서는 Secondary-SCH와 수신신호에 기초하여 계산하면 좋으므로, 전 페이지의 동기채널 파형을 코드 그룹 수만큼 정의하는 구성보다도 수신장치에 있어서의 연산량을 저감할 수 있다.
또한, 스크램블 코드 그룹을 나타내는 정보를 S-SCH로 통지할 때, 그룹수 만큼의 다른 파형을 미리 정의하고, 해당 파형으로 통지하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 그룹 수가 적은 경우에, 수신처리의 부하를 저감할 수 있으며, 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다.
또한, 스크램블 코드 그룹을 나타내는 정보를 S-SCH로 통지할 때, 채널부호화를 적용한 제어비트의 형태로 통지하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 특히 그룹 수가 많은 경우나, S-SCH로 스크램블 코드를 나타내는 정보 이외의 제어정보를 통지하는 경우에, 수신처리의 부하를 저감할 수 있으며, 검출 정밀도를 향상시킬 수 있다. 또한, CRC의 적용도 가능하기 때문에, 검출의 신뢰성을 향상시킬 수 있다.
또한, 도 11b에 도시된 바와 같이, P-SCH와 S-SCH를 같은 OFDM 심볼 상에 FDM으로 다중하도록 하는 것도 가능하다. 도 11b에 있어서, 종축은 주파수, 횡축은 시간이다.
이와 같이 하는 것에 의해, TDM으로 다중하는 경우와 비교하여, SCH를 할당하는 심볼 수가 같은 경우, P-SCH, S-SCH 함께 많은 OFDM 심볼에, 예를 들면 시간적으로 분산하여 배치할 수 있으므로, 시간 다이버시티 효과를 크게 할 수 있다.
또한, S-SCH가 P-SCH와 같은 OFDM 심볼 상에 배치되므로, S-SCH 검출시에 P- SCH를 레퍼런스로 한 동기검파를 수행하기 쉽다. S-SCH 수신 타이밍과 같은 시간에 채널추정을 수행할 수 있으므로, 효과적인 동기검파를 수행할 수 있다.
P-SCH와 S-SCH와의 FDM 방법으로서는, 하기의 2가지가 있다.
(1) 1 서브캐리어 간격의 규칙적인 배치로서, P-SCH와 S-SCH를 교대로 배치한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 높은 주파수 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
S-SCH를 동기검파할 때, 주파수축 상에서 어느 S-SCH의 서브캐리어에 대해서도 P-SCH가 항상 양측에 균등하게 배치되어 있으므로, P-SCH를 레퍼런스로 한 채널추정을 고 정밀도로 수행할 수 있다. FDM이기 때문에, P-SCH와 S-SCH의 간섭도 생기지 않는다.
(2)P-SCH와 S-SCH를 주파수축 상에서 불규칙적으로 교대로 배치 한다. 이 경우, 배치의 방법은 시스템에서 정의해둔다. (1)의 문제점으로서, P-SCH가 주파수축 상에서 1 서브캐리어 간격으로 배치되면, 시간영역에서는 2회 반복파형이 되기 때문에, 타이밍 검출시에 피크가 복수 나타나 검출 정밀도가 열화하는 경우가 있다. P-SCH를 주파수축 상에서 불규칙적으로 배치하는 것에 의해, 이 문제점을 피할 수 있다.
예를 들면, 10msec 프레임 내에 2 내지 4중 어느 1개의 OFDM 심볼에 P-SCH 및 S-SCH를 배치한다. 10msec 프레임 내에 복수 배치하는 것에 의해, 시간 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
2 내지 4 OFDM 심볼에 P-SCH 및 S-SCH를 배치하는 경우, W-CDMA의 SCH의 오버헤드, 예를 들면, 10% 송신전력비를 가정하면, 약 1%보다도, SCH 오버헤드를 작 게할 수 있다. 예를 들면, 5MHz 이상의 시스템 대역폭으로, 1.25MHz의 SCH를 송신하는 경우에, SCH 오버헤드를 작게 할 수 있다.
또한, SCH를 시간적으로 집중하여 배치할 수 있기 때문에, W-CDMA보다도 적은 SCH 오버헤드에서 고속 셀서치를 실현할 수 있다.
다음으로, 프라이머리 동기채널의 송신처리 및 수신처리에 대해서, 도 12를 참조하여 설명한다.
송신장치(10)는, 프라이머리 동기채널을 이산적인 서브캐리어로 송신하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 1 서브캐리어 간격으로 송신한다. 예를 들면, 어느 서브캐리어로부터 1, 3, 5, 7번째의 서브프레임에서, 전 셀 공통의 PN-like형 패턴으로 송신한다. 이 경우, 모든 서브프레임에서 공통의 프라이머리 동기채널이 송신된다. 그 결과, 시간신호는, 캐리어 간격만큼의 반복신호가 된다. 즉, 1 서브캐리어 간격으로 송신하는 것에 의해, 시간적으로 동일의 패턴이 반복된다. 즉, Effective data duration 동안에 2회, 시간적으로 동일의 패턴이 반복된다. 동일하게 2 서브캐리어 간격으로 송신되면, Effective data duration 동안에, 3회 시간적으로 동일의 패턴이 반복된다. 즉, 서브캐리어의 간격을 두고 송신하는 것에 의해, 같은 신호가 반복된 것이 송신된다.
이와 같이 하는 것에 의해, 이동국(수신장치)은, 반복 송신된 프라이머리 동기채널을 비교하는 것에 의해, 그 사이의 위상회전량 등을 계산하는 것에 의해 주파수 동기를 구할 수 있다.
수신 측의 처리로서는, 수신신호 간의 시간영역의 상호상관을 검출한다. 이 경우, 동기채널을 1캐리어 이상 이격하여 배치한 경우에 유효하다. 이 경우, 상관값의 위상 회전량으로부터 주파수 드리프트(drift)량을 검출할 수 있다.
또한, 수신신호와 프라이머리 동기채널과의 시간영역의 상관을 검출한다. 이 경우, OFDM 심볼 내의 부분상관의 위상회전량으로부터 주파수 드리프트량을 검출할 수 있다.
다음으로, 세컨더리 동기채널의 송신처리 및 수신처리에 대해서, 도 13a 및 도 13b를 참조하여 설명한다.
프레임에 복수의 세컨더리 동기채널이 배치되는 경우, 다른 세컨더리 동기채널을 배치하도록 하는 것도 가능하다. 즉, 프레임의 동기채널마다 코드 패턴을 변경한다. 예를 들면, 스크램블 부호 그룹 및 서브 프레임의 위치에 따라서 다른 변조패턴으로 한다.
이렇게 한 경우의 수신처리에 대해서 설명한다.
세컨더리 동기채널의 검출방법으로서, 주파수 영역처리와 시간영역처리가 있다.
주파수 영역처리는, 도 13a에 도시된 바와 같이, 프라이머리 동기채널에서 심볼 타이밍을 알고 있으므로, FFT 처리를 수행하는 장소를 알고 있다. 이 때문에, FFT 처리 후에 수행된다. 절대 상위를 이용하는 경우에는, 수신신호와 세컨더리 동기채널과의 상관을 검출한다. 이 경우, 페이딩에 의한 위상회전으로 특성열화가 생기는 경우가 있다. 근접하는 프라이머리 동기채널과의 절대 상위를 이용하는 경우, 페이딩에 의한 위상회전에 추종시킨다. 즉, 프라이머리 동기채널을 파일럿으로 판 단하고, 세컨더리 동기채널의 위상을 되돌린다. 그 후에 상관값의 계산을 수행한다.
시간영역처리는, FFT 전에 수행되고, 수신신호와 세컨더리 동기채널과의 상관을 검출한다. 이 경우, 2캐리어 이상 이격되어 배치된 경우에는, 수신신호 간의 상호상관이 있다.
또한, 도 13b에 도시된 바와 같이, 프라이머리 동기채널과 세컨더리 동기채널을, 같은 심볼에 배치한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 프라이머리 동기채널에서 채널추정을 수행하는 경우의 페이딩의 영향을 저감할 수 있다. 예를 들면, 다른 심볼위치에 프라이머리 동기채널과 세컨더리 동기채널을 배치한 경우, 특히, 고속 이동중에 페이딩의 변동의 영향을 받는다. 예를 들면, 다른 심볼 위치에, 프라이머리 동기채널 P1, P2, P3, ..., PN /2와, 세컨더리 동기채널 S'k ,1, S'k ,2, S'k ,3,...,S'k ,N/2가 배치된다(k: 스크램블 코드 그룹 인덱스, N:서브캐리어 번호). 프라이머리 동기채널은 모든 셀에서 공통이며, 세컨더리 동기채널은 스크램블 코드를 나타내는 부호제어비트(스크램블 코드)이다.
또한, 도 13c에 도시된 바와 같이, 같은 OFDM 심볼로 FDM으로 다중, 즉 도 13b와 같이 서로 다르게 P-SCH와 S-SCH를 배치하는 것이 아니라, 연속적으로 P-SCH와 S-SCH를 배치하도록 하는 것도 가능하다. 또한, 도 13d에 도시된 바와 같이, 같은 OFDM으로 CDM으로 다중, 즉 P-SCH와 S-SCH를 중첩하도록 하는 것도 가능하다.
도 13e에 도시된 바와 같이, P-SCH와 S-SCH를 같은 OFDM 심볼 상에 부호 다 중하는 것에 의해, FDM으로 다중하는 경우와 비교하여, P-SCH가 주파수축 상에서 연속배치가 되기 때문에, 1 서브캐리어 간격으로 P-SCH를 배치한 경우에 생기는 타이밍 검출 정밀도의 열화의 문제점이 생기지 않는다.
또한, S-SCH의 서브캐리어 수, 즉 주파수축 상의 부호길이를 크게 얻을 수 있으므로, 많은 제어정보, 예를 들면 셀 ID 그룹 등을 송신할 수 있다.
S-SCH를 동기검파할 때, 주파수축 상에서 어느 S-SCH의 서브캐리어에 대해서도 P-SCH가 같은 서브캐리어 상에 다중되어 있으므로, P-SCH를 레퍼런스로 한 채널추정이 가능해진다.
예를 들면, 10msec 프레임 내에 2 내지 4 중 어느 1개의 OFDM 심볼에 P-SCH 및 S-SCH를 배치한다.
이와 같이 10msec 프레임 내에 복수 배치하는 것에 의해, 시간 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
2 내지 4 OFDM 심볼에 P-SCH 및 S-SCH를 배치하는 경우, W-CDMA의 SCH의 오버헤드, 예를 들면 10% 송신전력비를 가정하면, 약 1%보다도, SCH 오버헤드를 작게 할 수 있다. 예를 들면, 5MHz 이상의 시스템 대역폭으로, 1.25MHz의 SCH를 송신하는 경우에, SCH 오버헤드를 작게 할 수 있다. SCH를 시간적으로 집중하여 배치할 수 있으므로, W-CDMA보다 적은 SCH 오버헤드에서 고속 셀 서치를 실현할 수 있다.
또한, 도 13f에 도시된 바와 같이 P-SCH와 S-SCH를 다른 OFDM 심볼에서 TDM으로 다중하도록 하는 것도 가능하다.
예를 들면, 도 13g에 도시된 바와 같이, P-SCH와 S-SCH를 다른 OFDM 심볼 상 에서 TDM으로 다중한다. 이와 같이 하는 것에 의해, FDM으로 다중하는 경우와 비교하여, P-SCH가 주파수축 상에서 연속배치가 되기 때문에, 1 서브캐리어 간격으로 P-SCH를 배치한 경우에 생기는 타이밍 검출 정밀도의 열화의 문제점이 생기지 않는다.
또한, S-SCH의 서브캐리어 수, 즉 주파수축 상의 부호길이를 크게 구할 수 있으므로, 많은 제어정보, 예를 들면 셀ID 그룹 등을 송신할 수 있다.
P-SCH와 S-SCH의 배치로서는, 이하에 나타낸 2개의 배치가 있다.
(1)도 13g에 도시된 바와 같이, P-SCH와 S-SCH를 소정의 프레임만큼 이격하여 배치한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 예를 들면 5msec 이격하여 배치한 경우, 5msec의 단위를 같은 구성으로 할 수 있다.
(2)도 13h에 도시된 바와 같이, P-SCH와 S-SCH를 시간축 상에서 근접하여 배치한다. 이와 같이 하는 것에 의해, S-SCH 검출시에 P-SCH를 레퍼런스로 한 동기검파를 수행할 수 있다.
구체적으로는, 10msec 프레임 내에 2 내지 4 중 어느 1개의 OFDM 심볼에 P-SCH 및 S-SCH를 배치한다.
이와 같이 10msec 프레임 내에 복수 배치하는 것에 의해, 시간 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
2 내지 4 OFDM 심볼에 P-SCH 및 S-SCH를 배치하는 경우, W-CDMA의 SCH의 오버헤드, 예를 들면 10% 송신전력비를 가정하면, 약 1%보다도, SCH 오버헤드를 작게 할 수 있다. 예를 들면, 5MHz 이상의 시스템 대역폭으로, 1.25MHz의 SCH를 송신하 는 경우에, SCH 오버헤드를 작게 할 수 있다.
또한, SCH를 시간적으로 집중하여 배치할 수 있으므로, W-CDMA보다도 적은 SCH 오버헤드에서 고속 셀서치를 실현할 수 있다.
다음으로, 본 실시예에 관한 송신장치(10)의 CP 부가부(114)에 있어서의 처리에 대해서 상세하게 설명한다.
CP 부가부(114)는, 푸리에 대상시간마다 멀티 캐리어 신호에, CP 선택부(117)에서 선택된 CP를 삽입한다.
CP(cyclic prefix)는, 지연파로 다양한 타이밍에서 신호가 도착하여도, 신호처리로의 영향을 흡수하기 위해 제공된다. 실제로는, 시스템에서 멀티패스를 한차례 측정하고, 그 결과에 기초하여 결정된다. 그 경우, 1개의 기지국으로부터의 신호라면 어느 정도의 지연이 생기는지를 알 수 있으므로, 그 지연에 기초하여 CP가 결정된다.
그러나, 복수의 기지국으로부터의 신호가 합성되는 멀티캐스트의 경우에는, 단순한 멀티패스에 의한 수신 타이밍의 범위뿐 아니라, 복수의 기지국으로부터 신호가 송신되는 것에 의한 전파지연을 발생시킨다. 즉, 전파지연의 차가 추가되어, 1개의 기지국으로부터의 신호를 수신하는 경우보다도, 그 범위가 커진다. 따라서, 멀티캐스트의 경우와, 보통의 통신, 예를 들면 유니캐스트의 경우에, 지연의 크기가 완전히 다르다.
따라서, 본 실시예에 있어서는, 무선의 프레임으로서, 복수, 예를 들면 2종류의 준비한다. 즉 CP 길이가 다른 복수, 예를 들면 2종류의 CP를 준비한다. 멀티 캐스트의 경우에는 긴 CP 길이를 가지는 CP를 이용하고, 유니캐스트의 경우에는 짧은 CP길이를 가지는 CP를 이용한다. 유니캐스트의 경우에, CP 길이가 긴 CP를 이용하면, 전송효율이 저하하기 때문에, 멀티캐스트의 경우에 CP 길이가 긴 CP를 사용한다.
CP 선택부(117)는, 도 14에 도시된 바와 같이, 동기채널 코드번호와 CP 길이와 대응시켜 기억한다. CP 선택부(117)는, 이 대응에 기초하여 CP 길이를 선택한다.
또한, CP 선택부(117)는, 예를 들면, 도 15에 도시된 바와 같이, 동기채널 코드번호와 스크램블 코드 그룹 번호와 CP 길이를 대응시켜 기억하도록 하는 것도 가능하다. 도 15에는, CP 길이가 2종류인 경우에 대하여 도시하였다.
또한, CP 선택부(117)는, 예를 들면, 도 16에 도시된 바와 같이, 동기채널 코드번호와 스크램블 코드 그룹번호를 대응시켜 기억하도록 하는 것도 가능하다.
본 실시예에서는, CP 길이가 다른 2종류의 CP를 사용하는 경우에 대하여 설명한다.
상술한 바와 같이, 긴 CP 길이를 가지는 CP는, 복수의 기지국으로부터 동일의 신호가 송신되는 멀티캐스트의 경우에 사용된다. 이와 같이 하는 것에 의해, 복수의 기지국으로부터 전파지연을 흡수할 수 있다.
짧은 CP 길이를 가지는 CP는, 멀티캐스트 이외의 예를 들면 유니캐스트 시에 사용된다.
CP 부가부(114)는, CP 선택부(117)에 의해 지정된 CP를, IFFT로부터 출력된 멀티 캐리어 신호에 부가한다.
예를 들면, CP 부가부(114)는, 도 17a 및 도 17b에 도시된 바와 같이, 동기채널이 프레임의 선두 또는 말미에 배치되도록 CP를 부가한다. 도 17a에는, CP 길이가 짧은 경우, 즉 프레임 내의 OFDM 심볼수가 큰 경우를 나타내고, 도 17b에는, CP 길이가 긴 경우, 즉 프레임 내의 OFDM 심볼 수가 작은 경우를 나타낸다. 같은 시스템 내에서, 다른 CP 길이를 이용하는 경우, 서브캐리어의 간격이 일정한 경우에는, 프레임 내의 OFDM 심볼 수가 변경되어 버리기 때문에, 프레임 경계에 대한 동기채널의 위치도 변경되어 버린다. 이와 같이, 동기채널이 프레임의 선두 또는 말미에 배치되도록 CP를 부가하는 것에 의해, CP 길이에 상관없이, 동기채널 위치에 대한 프레임 경계의 위치가 변경되지 않도록 할 수 있으므로, 수신장치(20)에 있어서의 프레임 경계(프레임 타이밍)의 검출이 용이해질 수 있다.
다음으로, 본 발명의 실시예에 관한 수신장치(20)에 대해서, 도 18a를 참조하여 설명한다.
본 실시예에 관한 수신장치(20)는, 스크램블 코드 수신 타이밍 검출회로(200)를 구비한다.
스크램블 코드 수신 타이밍 검출회로(200)는, 안테나에서 수신된 멀티 캐리어 신호를 입력하고, 스크램블 코드 수신 타이밍 및 FFT 타이밍을 검출하여 출력한다.
구체적으로는, 스크램블 코드 수신 타이밍 검출회로(200)는 안테나에서 수신한 멀티캐리어 신호를 상관기(201)로 입력한다. 한편, 동기신호 레플리카 생성 기(202)는, 미리 설정되어 있는 동기신호 레플리카를 생성하고, 상관기(201)에 차례로 입력한다. 상관기(201)에 있어서, 수신한 멀티 캐리어 신호와 동기신호 레플리카와의 상관검출이 수행되고, 그 결과 얻어진 각 피크를 나타내는 상관값과 그 타이밍이, 상관값과 타이밍의 메모리(203)에 기억된다. 타이밍 검출회로(204)는, 상관값과 타이밍의 메모리(203) 내의 기억값으로부터, 최대 상관값 및 타이밍을 선택하고, 스크램블 코드 수신 타이밍으로서 메모리(205)에 기억한다. 타이밍 검출회로(204)는 또한, 스크램블 코드수신 타이밍에 의해 FFT 타이밍을 계산하고, 메모리(205)에 기억한다. 이 메모리(205)로부터 FFT 타이밍이 CP 제거회로로 출력되고, 스크램블 코드 수신타이밍이 스크램블 코드 동정회로(scramble code identification circuit)와 복조회로로 출력된다.
예를 들면, P-SCH 신호파형으로서, 자기상관특성이 좋은 기본파형을 부호반전하여 반복하는 파형이 사용된 경우, 수신장치(20)는, 도 18b에 도시된 구성이 된다.
즉, 도 18a를 참조하여 설명한 수신장치(10)에 있어서, 상관기(201)를, 기본파형에 대한 상관기(201-1)와, 기본파형에 대한 상관기(201-1)의 출력신호가 입력되는 부호반전부(201-2)와, 부호반전부(201-2)의 출력신호가 입력되는 상위계층부호에 대한 상관기(201-3)에 의해 구성된다.
기본파형에 대한 상관기(201-1)는, 멀티캐리어 신호와 기본파형과의 상관검출을 수행한다. 여기서는, 부호길이 L/N이다. 부호반전부(201-2)는, 기본파형에 대한 상관기(201-1)의 출력을 부호반전한다. 상위계층부호에 대한 상관기(201-3)는, 부호반전부(201-2)의 출력에 대하여, 상위계층부호와의 상관검출을 수행하고, P-SCH 상관값을 상관값과 타이밍 메모리(203)에 입력한다. 여기서는, 부호길이 N이다. 이와 같이 하는 것에 의해, 부호길이 L이 긴 상관값을 불필요하게 할 수 있다.
다음으로, 상관기(201)에 있어서의 처리에 대하여, 도 19a, 도 19b, 도 19c 및 도 20을 참조하여 설명한다.
상관기(201)는, 최소의 CP 길이의 동기채널 레플리카와 수신신호와의 상관을 구한다. 이렇게 하는 것에 의해, 1가지의 서치법으로 프레임 타이밍의 검출을 수행할 수 있다.
예를 들면, 도 19a에 도시된 바와 같이, 수신장치(20)가 상관계산에 이용하는 동기채널로서, 유효심볼 S1, S2, S3 및 S4와, CP로서 S4가 저장된 동기채널 레플레카를 설정한다. 예를 들면, CP 길이가 짧은 SCH를 이용한다. 즉, S4의 부분을 카피하여 CP로 한다. 이 동기채널 레플리카는, 최소의 CP 길이의 CP가 저장되어 있다.
여기서, 짧은 CP 길이의 CP가 부가된 신호가, 송신장치(10)로부터 송신된 경우, S4의 부분에서 상관피크가 일어난다(도 19b). 한편, 긴 CP 길이의 CP가 부가된 신호가, 송신장치(10)로부터 송신된 경우에도, S4의 부분에서 상관피크가 일어난다(도 19c).
짧은 CP 길이의 CP가 부가된 신호 및 긴 CP 길이의 CP가 부가된 신호가, 송신장치(10)로부터 송신된 경우에 있어서도, 상관의 피크가 일어나는 것은 S4의 부분이다. 동기채널 레플리카의 신호길이는 이미 알고 있으므로, OFDM 심볼의 끝을 알며, 상관을 구하는 타이밍을 알게 된다.
또한, 동기채널을 프레임의 말미에 배치하는 것에 의해, 프레임의 경계의 검출을 용이하게 할 수 있다.
또한, 도 20에 도시된 바와 같이, 하나의 프레임을 복수로 분할한 서브프레임에 있어서, 서브프레임의 말미, 즉 서브프레임의 최후의 OFDM 심볼에 동기채널 배치하도록 하는 것도 가능하다. 서브프레임 내에는, OFDM 심볼과, 가드 인터벌이 배치된다. 가드 인터벌(사이클릭 프리픽스)의 길이는 복수, 예를 들면 2종류 정의되고, 그 길이는 서브프레임마다 다르도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 가드 인터벌의 길이는, 송신방법, 예를 들면 유니캐스트 또는 멀티캐스트에 기초하여 결정된다.
그 경우, 각 서브프레임 내의 심볼수는, 2종류 존재하게 된다. 예를 들면, 멀티캐스트의 서브프레임, 유니캐스트의 서브프레임의 2종류가 존재한다. 즉, 서브프레임 내의 심볼수가 변경된다. 유효 심볼 길이와 짧은 가드 인터벌은 공통이다.
프라이머리 동기채널을 서브프레임의 말미에 배치하고, 이동국에서, 짧은 CP 길이의 프라이머리 동기채널의 심볼과, 수신신호의 상관을 계산한다. 이 때, 서브프레임의 CP 길이가 긴 경우에도, 짧은 경우에도, 서브프레임의 말미로부터, 짧은 CP 길이의 프라이머리 동기채널의 길이만큼 앞선 타이밍에서 상관값의 피크가 관측된다. 즉, 유효 데이터 심볼 길이+짧은 CP길이만큼은, 짧은 CP 길이만큼의 CP를 가지는 서브프레임, 긴 CP 길이만큼의 CP를 가지는 서브프레임에서 동일하므로, 단말은 CP 길이를 의식하지 않고 캐리어 주파수ㆍ동기 타이밍 검출이 가능해진다. 이에 의해, 서브프레임에서 이용되는 CP 길이를 의식하지 않고, 즉 CP 길이에 상관없이, 동기채널의 송신 타이밍(위치)이 변경되지 않으므로, 이동국은 CP 길이의 정보가 없어도 상관값을 계산하여, 동기채널의 서치가 가능해지며, 프레임 타이밍을 특정할 수 있다. 또한, 프레임 간의 상관값의 평균화도, CP 길이를 의식하지 않고 할 수 있다. 또한, 복수 서브 프레임 간의 평균화를 수행할 때에도, 동기채널의 송신 타이밍(위치가) 변경되지 않기 때문에, 평균화가 용이하다.
또한, 동기채널이 서브 프레임의 말미에 배치되지 않는 경우에는, 긴 CP 길이에 대응하는 타이밍과 짧은 CP 길이에 대응하는 타이밍을 상정하고, 상관을 구한다.
또한, 동기채널이 서브프레임의 말미에 배치되지 않은 경우에, CP 길이를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 프레임마다 CP 길이의 길이를 미리 지정해둔다. 동기채널에 사용되고 있는 CP의 CP 길이를 나타내는 정보를 저장해둔다.
공통 파일럿도 동일하게, 서브프레임의 말미에 배치하도록 하는 것도 가능하다.
또한, 시스템에서 정의된 특정의 일부의 서브프레임, 예를 들면 선두의 서브프레임은, 반드시 유니캐스트로 한다. 즉, 선두의 서브프레임은, 멀티캐스트에는 사용하지 않는다.
멀티캐스트의 서프프레임은, 소프트 콤바이닝(soft-combining)이 가능하도록 셀 간에 공통의 스크램블 부호로 하기 때문에, 셀 서치시에 멀티캐스트의 서브프레임의 공통 파일럿은, 스크램블 코드 검출에는 사용하지 않는다.
이 때문에, 선두의 서브프레임은 반드시 유니캐스트로 함으로써(셀 고유의 스크램블 코드를 곱함으로써), 상기의 문제가 해결가능하고, 셀 서치로 스크램블 코드 검출에 공통 파일럿을 사용한다.
또한, BCH에서는, 셀 고유의 시스템 정보가 알려지므로, 유니캐스트로 송신되는 것으로부터, 선두의 유니캐스트 전용의 서브프레임에 배치함으로써, 효율적인 무선 프레임 구성이 가능해진다.
일 예로서, 10msec의 무선 프레임마다 2개의 동기채널이 송신되는 경우에 대해서, 도 21을 참조하여 설명한다. 선두의 서브프레임은 반드시 유니캐스트로 하고, 셀 고유의 스크램블 코드가 승산된 파일럿이 사용된다. 후속하는 서브프레임은 유니캐스트 또는 MBMS에 사용가능하다. 유니캐스트의 경우에는 셀 고유의 스크램블 코드가 곱해진 파일럿과 짧은 CP가 적용되고, MBMS의 경우에는 셀 공통의 스크램블 코드가 곱해진 파일럿과 긴 CP가 적용된다.
또한, BCH를 동기채널의 일정시간 후에 배치하는 것에 의해, 이동국은 동기채널을 이용하여 셀 서치를 수행한 후, 바로 BCH를 수신할 수 있으며, BCH 수신 완료까지의 시간을 저감할 수 있다.
다음으로, 다른 CP 길이의 레퍼런스 시그널(reference signal)에서의 셀 ID 검출하는 경우에 대해서 설명한다.
이 경우, 시스템에서 특정의 서브프레임의 CP 길이를 미리 규정해두도록 하는 것도 가능하다.
예를 들면, 프레임 선두의 서브프레임은 항상 긴 CP 길이(long CP) 또는 짧 은 CP(short CP)를 이용하는 것으로 결정해둔다. 셀 서치시에는 이 서브프레임의 레퍼런스 시그널을 이용하여 셀 ID를 검출한다. 또한, 레퍼런스 시그널을 이용하여, 셀 ID 뿐 아니라, 셀 ID 등의 그 외의 정보를 검출하도록 하는 것도 가능하다.
이 경우, S-SCH에서 프레임 내의 각 서브프레임의 CP 길이를 통지한다. 예를 들면, 전 서브프레임의 CP 길이를 통지한다. 이와 같이 하는 것에 의해, S-SCH에서 통지하는 정보수는 증가하지만, 셀 서치에 있어도 모든 서브프레임의 레퍼런스를 이용할 수 있으므로, 고속으로 셀 ID의 검출을 수행할 수 있다.
또한, 이 경우, 일부의 서브프레임만, S-SCH에서 CP 길이를 통지하도록 하는 것도 가능하다. 셀 서치에 있어서는, 그만큼 많은 서브프레임 수를 이용할 필요가 없기 때문에, S-SCH에서 통지하는 정보수를 필요 최저한으로 할 수 있다. 이동국은, 통지된 서브프레임의 레퍼런스 시그널만을 이용한다.
또한, 시스템에서 이용하는 각 서브프레임의 CP 길이는 완전히 임의로 해두고, 이동국이 CP 길이를 블라인드로 검출하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 양방의 CP 길이에 대응한 레퍼런스 시그널의 검출을 수행하고, 상관값이 큰 쪽의 결과를 이용한다.
레퍼런스 시그널의 대역폭에 대해서 설명한다.
SCH는, 1.25MHz의 고정 대역폭에서 송신되지만, 레퍼런스 시그널의 대역폭은 셀 서치의 단계에서는 알지못한다. 이 때문에, 하기의 방법에 의해 사용하는 레퍼런스 시그널의 대역폭을 결정한다.
(1)S-SCH에서, 레퍼런스 시그널의 대역폭을 통지한다. 이와 같이 하는 것에 의해, S-SCH에서 통지하는 정보수는 증가하지만, 레퍼런스 시그널의 대역폭을 모두 이용할 수 있고, 고속 셀 서치를 실현할 수 있다.
(2)S-SCH에서 통지하는 BCH 대역폭과 같은 대역폭의 레퍼런스 시그널을 이용한다. S-SCH에서 BCH의 대역폭을 통지하는 경우, 레퍼런스 시그널은 적어도 BCH의 대역폭 이상의 대역폭에서 송신되기 때문에, 셀 서치에서는 BCH와 같은 대역폭의 레퍼런스 시그널을 이용한다. 이와 같이 하는 것에 의해, S-SCH로 통지하는 정보수는 증가하지 않고, 넓은 대역폭의 레퍼런스 시그널을 이용할 수 있다.
다음으로, 공통 파일럿이 서브프레임의 말미에 배치되는 경우의 송신장치(10)의 구성에 대해서 설명한다. 송신장치(10)는, 도 22에 도시된 바와 같이, 합성부(109)와 접속된 파일럿 신호생성부(130)를 구비한다.
도 22에 있어서도, OFDM를 적용하는 경우에는, OFCDM의 확산에 관련하는 부분은 삭제된다. 구체적으로는, 데이터 채널 생성기(100.2~100.x), 카피(106), 단주기 확산부호 생성부(107), 승산기(108) 및 합성부(109)는 삭제된다. 또한, 직병렬 변환부(105)로부터 N개의 정보심볼이 출력된다. 즉, 직병렬 변환부(105)로부터 출력된 N개의 정보심볼이 승산부(111)에 의해 스크램블 코드가 승산된다.
또한, 송신장치(10)로부터 수신장치(20)로 동기채널이 송신되는 경우에, 부가되어 있는 CP 길이에 관한 정보를 통지할 필요가 있지만, 예를 들면, 제어채널로 통지한다. 이 경우, 제어채널에 부가되는 CP 길이에 관한 정보를 통지할 필요가 있지만, 제어채널은 긴 CP 길이를 가지는 CP를 부가하는 것을 미리 설정해두는 것에 의해, 수신장치(20)가 알도록 한다.
또한, 송신장치(10)는, 부가되는 CP 길이에 관한 정보를, 전(前) 프레임의 제어채널로 통지하도록 하여도 좋으며, 수신장치(20)에 있어서, 낮은 레이어에서 상관을 구하여 분별하도록 하는 것도 가능하다.
또한, 상관을 계산하는 경우에, 수신장치(20)는 수신신호와 동기 타이밍 레플리카와의 상관을 계산하지만, 기본적으로는 실수(복소수) 계산이 필요하다.
이 경우, 상관기(201)는, 도 23에 도시된 바와 같이, 동기채널 레플리카에 대해서, 정수값, 예를 들면 ±1에 근사한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 수신장치(20)에 있어서 상관처리를, 수신 샘플 신호의 가감산으로 가능해진다. 또한, 상관기(201)는, 이 상관처리를 상정하고, 동기채널의 시간파형을, 정수값, 예를 들면 ±1의 신호에 가까운 것을 이용한다. 예를 들면, 이동국의 수신장치에서는, 이 신호와 수신신호의 상관을 계산한다. 이 경우, 가감산으로 상관계산을 실현할 수 있다. 이와 같이 하는 것에 의해, 수신장치(20)에 있어서 연산처리량을 저감하고, 소비전력을 저감할 수 있다.
다음으로, 주파수 영역에서의 처리를 상정한 수신장치에 대해서, 도 24를 참조하여 설명한다.
수신장치(30)는, 수신신호가 입력되는 FFT부(302)와, FFT부(302)와 접속된 디멀티플렉서(304)와, 디멀티플렉서(304)와 접속된 채널추정부(306)와, 디멀티플렉서(304) 및 채널추정부(306)와 접속된 복조부(308)와, 복조부(308)와 접속된 세컨더리 동기채널 상관부(310)와, 세컨더리 채널 상관부(310)와 접속된 피크검출부(312)를 구비한다.
FFT 타이밍 검출부에 의해, 프라이머리 동기채널을 이용하여 FFT 타이밍이 구해지고, FFT부(302)로 입력된다.
FFT부(302)에서는, FFT처리가 수행되고, 디멀티플렉서(304)로 입력된다.
디멀티플렉서(304)에 의해, 다중화된 신호는, 프라이머리 동기채널(P-SCH), 세컨더리 동기채널(S-SCH)로 분배된다.
예를 들면, 채널추정부(306)는, P-SCH와 S-SCH가 FDM으로 다중되어 있는 경우, S-SCH의 동기검파를, 검파하는 S-SCH 서브캐리어의 양측의 N개의 P-SCH를 레퍼런스(파일럿 상당)로서 이용하여 채널추정을 수행한다. 이 경우, P-SCH의 부호는 알고 있다.
N을 크게 하면 할수록 잡음간섭의 억압효과가 높아지지만, 너무 크게 하면 주파수 선택성 페이딩의 영향을 받는다. 이 때문에, N으로서는 1~3 정도의 값을 이용한다. 또한, 이 경우, 검파하는 S-SCH 서브캐리어로부터의 거리가 이격되는 것에 따라서, 작은 가중치를 곱하도록 하는 것도 가능하다.
예를 들면, 도 24b에 도시된 바와 같이 s2를 검파하는 경우에, p2와 p3을 사용하여 채널추정을 수행한다. 또한, p1와 p4를 더해 채널추정을 수행하도록 하는 것도 가능하다. 이 관점에서, P-SCH로서, CAZAC 부호와 같은 저진폭의 부호를 사용하는 것이, 채널추정의 점에서 바람직하다.
또한, 예를 들면, 채널추정부(306)는, P-SCH와 S-SCH가 TDM으로 다중되고 있는 경우, S-SCH의 동기검파를, 검파하는 S-SCH 서브캐리어와 같은 서브캐리어 상 및 양측의 N개의 P-SCH를 레퍼런스(파일럿 상당)로서 이용하여 채널추정을 수행하 도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, P-SCH의 부호는 알고 있다.
N을 크게 할수록 잡음간섭의 억압효과가 올라가지만, 너무 크게 하면 주파수 선택성 페이딩의 영향을 받는다. 이 때문에, N으로서는 1~6정도의 값을 이용한다. 이 경우, 검파하는 S-SCH 서브캐리어로부터의 거리가 이격되는 것에 따라서, 작은 가중치를 곱하도록 하는 것도 가능하다.
예를 들면, 도 24c에 도시된 바와 같이, s4를 검파하는 경우에, p4를 사용하여 채널추정을 수행한다. 또한, p3과 p5를 더하여 채널추정을 수행하도록 하는 것도 가능하다.
또한, 예를 들면, 채널추정부(306)는, P-SCH와 S-SCH가 CDM으로 다중되고 있는 경우, S-SCH의 동기검파를, 검파하는 S-SCH 서브캐리어와 같은 서브캐리어 상 및 양측의 N개의 P-SCH를 레퍼런스(파일럿 상당)로서 이용하여 채널추정을 수행하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, P-SCH의 부호는 알고 있다.
N을 크게 할수록 잡음간섭의 억압효과가 올라가지만, 너무 크게 하면 주파수 선택성 페이딩의 영향을 받는다. 이 때문에, N으로서는 1~6정도의 값을 이용한다. 이 경우, 검파하는 S-SCH 서브캐리어로부터의 거리가 이격되는 것에 따라서, 작은 가중치를 곱하도록 하는 것도 가능하다.
예를 들면, 도 24d에 도시된 바와 같이, s4를 검파하는 경우에, p4를 사용하여 채널추정을 수행한다. 또한, p3과 p5를 더하여 채널추정을 수행하도록 하는 것도 가능하다.
프라이머리 동기채널은 채널추정부(306)에 입력되고, 세컨더리 동기채널은 복조부(308)에 입력된다.
채널추정부(306)에서는, 채널추정이 수행되고, 그 결과는 복조부(308)에 입력된다.
복조부(308)에서는, 복조처리가 수행된다. 이 경우, 위상, 진폭보상이 수행된다. 예를 들면, 복조부(308)는, 복조하는 세컨더리 동기채널의 서브캐리어와 이웃하는 적어도 양측의 서브캐리어의 프라이머리 동기채널을, 페이딩의 영향이 작은 범위에서 이용하여 복조처리를 수행한다.
세컨더리 동기채널 상관부(310)는, 세컨더리 동기채널의 상관을 구한다.
피크 검출부(312)는, 피크를 검출하는 것에 의해, 스크램블 코드, 프레임 타이밍 등의 제어정보의 검출을 수행한다.
세컨더리 동기채널의 상관시의 프라이머리 동기채널의 주파수 방향의 평균화 수에 대해서 설명한다.
도 25a는, 보행 속도 있어서, SNR(signal-to-noise ratio)과 검출확률과의 관계를 나타낸다.
도 25a에 있어서, 횡축은 SNR, 종축은 검출확률(Detection probability)을 나타낸다. Nref는, 프라이머리 동기채널의 서브캐리어 수를 나타낸다.
도 25a에 있어서, fD=5.55Hz, Nref=2는 양측 1 서브캐리어, Nref=4는 양측 2서브캐리어, Nref=6는 양측 3서브캐리어이다.
도 25a에 따르면, 이용하는 서브캐리어의 수를 증가시키는 것에 의해, 검출확률을 향상시킬 수 있는 것을 알 수 있다. 그러나, 이용하는 서브캐리어의 수를 증가시키는 것에 의해 페이딩의 영향도 크게된다.
도 25b는, 차의 주행속도에 있어서, SNR과 검출확률과의 관계를 나타낸다.
도 25b에 있어서, 횡축은 SNR, 종축은 검출확률(Detection probability)을 나타낸다. Nref는, 프라이머리 동기채널의 서브캐리어 수를 나타낸다.
도 25b에 있어서, fD=5.55Hz, Nref=2는 양측 1 서브캐리어, Nref=4는 양측 2서브캐리어, Nref=6는 양측 3개의 서브캐리어이다.
도 25b에 따르면, 이용하는 서브캐리어의 수를 증가시키는 것에 의해 검출확률을 향상시킬 수 있는 것을 알 수 있다. 그러나, 이용하는 서브캐리어의 수를 증가시키는 것에 의해 페이딩의 영향도 커진다.
다음으로, 자기상관에 의해 타이밍 검출, 주파수 오프셋의 보상을 수행하는 수신장치(20)에 대해서, 도 26을 참조하여 설명한다.
본 실시예에 관한 수신장치(20)는, 스크램블 코드 수신 타이밍 검출회로(200)를 구비한다.
스크램블 코드 수신 타이밍 검출회로(200)는, 안테나에서 수신된 멀티 캐리어 신호를 입력하고, 스크램블 코드 수신 타이밍 및 FFT 타이밍을 검출하여 출력한다.
구체적으로는, 스크램블 코드 수신 타이밍 검출회로(200)는 안테나에서 반복 주기(T)로 송신된 멀티캐리어 신호를 지연부가부(206)에 있어서, 시간(T)만큼 지연시켜, 지연이 부가된 신호와 지연을 부가하기 전의 신호를 가산기(207)에 의해 가산하고, 가산된 신호는 적분기(208)에서 반복시간(T)에 대해서 적분되어, 피크검출 부(209)로 입력된다. 피크검출부(209)는, 입력된 신호에 기초하여, 타이밍 검출을 수행한다. 이와 같이 구성하는 것에 의해, 자기상관에 의해 타이밍 검출, 주파수 오프셋의 보상을 수행할 수 있다.
또한, 송신장치(10)는, 송신 다이버시티(transmit diversity)를 적용하여 동기채널(SCH)을 송신하도록 하는 것도 가능하다.
예를 들면, SCH를 이용한 셀서치에 적합한 송신 다이버시티를 이용하여 송신한다. 셀 서치에서는, 통상의 데이터 채널의 송수신과 다르며, 기지국-이동국 간의 제어루프가 확립되어 있지 않으므로, 오픈루프 형의 송신 다이버시티를 이용한다. 또한, 셀 서치에서는, 수신장치(20)에 있어서 상관검출이 수행되므로, 전환형의 송신 다이버시티 또는 지연 다이버시티가 적합하다. 예를 들면, 송신 다이버시티로서, TSTD(Time Switched Transmit Diversity), FSTD(Frequency Switched Transmit Diversity), CDD(Cyclic Delay Diversity) 중 어느 것을 적용할 수 있다.
또한, MIMO 전송이 수행되는 경우에는, 복수의 안테나 중 특정의 1안테나로부터 송신한다. 또한, TSTD(Time Switched Transmitter Diversity)에 의해 송신하도록 하는 것도 가능하다. 또한, 동시에 송신하는 것에 의해 지연 다이버시티를 얻을 수 있도록 하는 것도 가능하다. 예를 들면, 4개의 안테나를 구비하는 송신장치의 경우, 4개 모두도 송신 안테나로부터, 1/4의 전력으로 송신한다. 또한, 이 경우, 송신 타이밍이 안테나 간에서 다르게 된다. 이와 같이 하는 것에 의해, 수신장치 측에서 높은 패스 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한, 송신 안테나 수를 복수 준비하는 경우, SCH, CPICH를 2개의 안테나로 부터만 송신하도록 하는 것도 가능하다. SCH는 전 안테나로부터 송신하고, CPICH는 2 안테나로부터만 송신하도록 하는 것도 가능하다.
4개의 안테나로부터 CPICH가 송신되는 경우에는, 예를 들면 주파수축 상에서 직교하도록 송신된다. 수신장치에서는, 송신된 공통 파일럿 신호(pilot signal)에 의해, 채널추정이 수행되고, 제어채널의 복조가 수행된다. 4개의 안테나로부터 송신되는 경우, 주파수축 상에서 이격된 부분의 공통 파일럿 신호를 사용하지 않으면 안되기 때문에, 채널추정 정밀도가 저하하는 문제가 있다. 파일럿의 간격이 주파수축 상에서 좁은 것이 바람직하다. 따라서, CPICH를 2개의 안테나로부터만 송신한다. 이와 같이 하는 것에 의해, 직교다중하는 CPICH 수가 2로 적어지기 때문에, 높은 직교성을 유지할 수 있다. 이 때문에, CPICH를 이용한 채널추정 등의 정밀도를 향상시킬 수 있으며, L1/L2 제어채널 등의 수신품질을 향상시킬 수 있다.
이 경우, 이동국은 셀 서치시에 최대로 2개의 안테나로부터만 송신되고 있는 것을 상정하여 처리하면 좋다. 이 때문에, 수신처리를 간단화할 수 있으며, 또한, 무선 인터페이스도 간단화할 수 있다.
도 27a에, 송신 안테나 수가 4인 경우의, 동기채널과 공통 파일럿 채널의 구성 예를 나타낸다. 이 도면의 예에서는, 동기채널은 4개의 송신 안테나로부터 송신되고, 공통 파일럿 채널은 2개의 송신 안테나로부터만 송신된다.
예를 들면, 송신 안테나 수가 4인 경우, SCH 및 CPICH를 송신하는 2개의 안테나의 조합에 대해서 설명한다.
SCH 및 CPICH를 송신하는 2개의 안테나는 고정으로 하도록 하는 것도 가능하 다. 예를 들면, 도 27b에 도시된 바와 같이, #1로부터 #4의 송신 안테나가 있는 경우에, SCH와 CPICH를 송신하는 안테나는 항상 #1과 #2로 한다. 도 27b에 있어서, 종축은 송신 안테나, 횡축은 시간이다.
또한, SCH 및 CPICH를 송신하는 2개의 안테나를, 시스템에서 미리 정의해두도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 송수신 처리를 심플하게 할 수 있다.
또한, SCH 및 CPICH를 송신하는 2개의 안테나의 조합을 시간적으로 변경하도록 하는 것도 가능하다. 즉, SCH 및 CPICH를 송신하는 2개의 안테나의 조합의 패턴을 미리 복수 결정해두고, 해당 패턴을 시간적으로 변경한다.
예를 들면, 도 27c에 도시된 바와 같이, #1로부터 #4의 송신 안테나가 있는 경우에, 시각 4n(n은 자연수)일 때에는 #1 및 #2, 시각 4n+1일 때에는 #2 및 #3, 시각 4n+2일 때에는 #3 및 #4, 시각 4n+3일 때에는 #4 및 #1으로부터만 송신한다. 이 경우, 조합의 패턴의 변경의 방법은, 시스템에서 미리 정의해둔다. 이와 같이 하는 것에 의해, 송수신 처리가 약간 복잡해지지만, 다이버시티 효과(랜덤화)를 얻을 수 있다.
또한, 2개의 안테나로부터 송신되는 SCH에 대하여, 송신 다이버시티를 적용하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 2개의 안테나만으로 하는 것에 의해, 무선 인터페이스와 송수신 처리를 간단화할 수 있으며, 송신 다이버시티의 이점을 얻을 수 있다. 이 경우, SCH에 대한 송신 다이버시티로서, TSTD, FSTD 및 CDD 중 어느 것을 적용할 수 있다. 또한, CPICH에 대한 송신 다이버시티로서, FDM 및 CDM 중 어 느 것을 적용할 수 있다. 또한, SCH에 대한 송신 다이버시티와, CPICH에 대한 송신 다이버시티를 조합하도록 하는 것도 가능하다.
다음으로, 본 실시예에 관한 송신장치(10)의 동작에 대해서, 도 28을 참조하여 설명한다.
송신장치(10)의 동기신호 데이터 발생부(121)는, 동기채널의 스크램블 코드 및 송신방법, 예를 들면 유니캐스트 또는 멀티캐스트에 기초하여 동기채널 코드번호를 선택한다(단계 S1602).
다음으로, 동기신호 심볼에, 동기채널 코드번호에 대응하는 스크램블 코드 그룹번호에 포함되는 스크램블 코드를 승산한다(단계 S1604).
다음으로, 동기신호에 진폭조절 계열값을 승산한다(단계 S1606).
다음으로, 동기채널 코드번호에 대응하는 CP를 부가하여 송신한다(단계 S1608).
다음으로, 본 실시예에 관한 수신장치(20)의 동작에 대해서, 스크램블 코드 그룹 분류를 수행하지 않은 경우와 수행하는 경우로 나누어서 설명한다.
최초에, 스크램블 코드 그룹 분류를 수행하지 않는 경우에 대해서, 도 29a를 참조하여 설명한다.
타이밍 검출회로(204)는, 동기채널에 의한 심볼과 프레임 타이밍의 검출을 수행한다(단계 S1702).
다음으로, 타이밍 검출회로(204)는, 공통 파일럿에 의해, 스크램블 코드(또는 셀 ID)의 검출을 수행한다(단계 S1704).
스크램블 코드 그룹 분류를 수행하는 경우에 대해서, 도 29b를 참조하여 설명한다.
타이밍 검출회로(204)는, 동기채널에 의한 심볼과 프레임 타이밍의 검출을 수행한다(단계 S1706).
다음으로, 타이밍 검출회로(204)는, 동기채널에 의해, 스크램블 코드 그룹(또는 셀 ID 그룹)의 검출을 수행한다(단계 S1708).
다음으로, 타이밍 검출회로(204)는, 공통 파일럿에 의해, 스크램블 코드의 검출을 수행한다(단계 S1710).
예를 들면, 타이밍 검출회로(204)는, 레퍼런스 시그널 간의 위상차를 적분하는 것에 의해, 레퍼런스 시그널의 상관을 검출한다. 레퍼런스 시그널의 서브캐리어 간격이 넓으므로, 서브캐리어 간의 위상차를 적분함으로써 스크램블 코드를 검출한다.
또한, 위상차를, 미리 가정한 스크램블 코드 패턴에 따라서 부호반전하여 적분하도록 하는 것도 가능하다. 이와 같이 하는 것에 의해, 스크램블 코드가 합치하였을 때 큰 상관값을 얻을 수 있다.
예를 들면, S-SCH에서 셀 구성을 검출한 경우에, 1 섹터 구성인 경우는, 이 상관방법으로 검출한다.
도 29c에 도시된 바와 같이, 동일 서브프레임에 있어서 서브캐리어 간의 위상차를 적분하는 것에 의해 스크램블 코드를 검출하도록 하여도 좋으며, 또한, 파선으로 도시된 바와 같이, 다른 서브프레임에 있어서 서브캐리어 간의 위상차를 적 분하는 것에 의해 스크램블 코드를 검출하도록 하는 것도 가능하다.
또한, 예를 들면, 타이밍 검출회로(204)는, 섹터 간 직교 파일럿(inter-sector orthogonal pilot)이 적용되어 있는 경우, 예를 들면, S-SCH에서 셀 구성을 검출한 결과, 3섹터 구성인 것이 검출된 경우, 인접하는 3개의 서브캐리어에서 직교패턴이 구성되기 때문에, 도 29d에 도시된 바와 같이 인접한 3개의 서브캐리어에서 직교 파일럿 패턴(orthogonal pilot pattern)에 따른 동상 가산을 수행하는 것에 의해, 가정한 섹터의 레퍼런스 시그널을 추출한다. 그 결과, 레퍼런스 시그널로서, c1, c2, c3,...을 추출할 수 있다.
다음으로, 레퍼런스 시그널 c1, c2, ...에 관하여, 인접 블럭 간의 위상차를 스크램블 코드 패턴에 따라 적분하여 스크램블 코드를 검출한다.
도 29d에 도시된 바와 같이, 동일 서브프레임이 있어서 인접한 3개의 서브캐리어에서 직교 파일럿 패턴에 따른 동상 가산을 수행하는 것에 의해, 가정한 섹터의 레퍼런스 시그널을 추출하도록 하여도 좋으며, 또한, 파선으로 도시된 바와 같이 다른 서브프레임에 있어서의 인접한 3개의 서브캐리어에서 직교 파일럿 패턴에 따른 동상 가산을 수행하는 것에 의해, 가정한 섹터의 레퍼런스 시그널을 추출하도록 하는 것도 가능하다.
다음으로, 셀 서치의 수순에 대해서, 도 29e를 참조하여 설명한다.
셀 서치에서는, 접속할 캐리어 주파수, 접속할 셀의 수신 타이밍, 예를 들면 FFT 타이밍, 프레임 타이밍 등, 접속할 셀의 스크램블 부호가 검출된다.
수신 타이밍은, 가드 인터벌에서도 검출가능하다. 그러나, 핸드오버 대상에 있어서의 셀서치의 타이밍 검출은 정밀도가 나쁘다. 또한, 가드 인터벌에서는, 캐리어 주파수를 정확하게 동시에 검출할 수는 없다. 오정렬된(misaligned) 주파수에서도 큰 상관값이 검출된다. 이 때문에, 동기채널에 의한 타이밍 검출이 바람직하다.
타이밍 검출회로(204)는, 캐리어 주파수의 검출을 수행한다(단계 S2502).
다음으로, 타이밍 검출회로(204)는, 수신 타이밍(심볼레벨)의 검출을 수행한단(단계 S2504).
여기서, 단계 S2502와 단계 S2504를 동시에 검출하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우 프라이머리 동기채널이 사용된다. 또한, 주파수 영역에 있어서의 처리에서는, FFT 처리가 상당히 커지기 때문에, 시간영역에서 처리를 수행하는 것이 바람직하다. 또한, 가드 인터벌에 의한 상관검출에 의해, 예비검출을 수행하는 것에 의해, 처리량의 삭감을 수행할 수 있다.
다음으로, 타이밍 검출회로(204)는, 수신 프레임 타이밍의 검출을 수행한다(단계 S2506).
예를 들면, 하나의 프레임에 1개의 동기채널이 배치되어 있는 경우에는, 수신 타이밍이 검출되는 것과 함께, 수신 프레임의 검출도 수행된다.
한편, 하나의 프레임에 복수의 동기채널이 배치되어 있는 경우에는, 수신 타이밍의 검출처리 후에 수신 프레임의 검출처리를 수행할 필요가 있다. 수신 프레임의 검출처리를 수행하기 위해서, 세컨더리 동기채널이 사용된다.
다음으로, 타이밍 검출회로(204)는, 스크램블 부호 그룹의 동 정(identification)을 수행한다(단계 S2508).
여기서, 단계 S2506과 단계 S2508을 동시에 검출하도록 하는 것도 가능하다. 이 경우, 동기채널 송신주기가 프레임 주기라면 프레임 타이밍 검출은 불필요해진다. 또한, 이들의 처리에는, 세컨더리 동기채널이 사용된다. 또한, 주파수 영역에 있어서 처리를 수행하도록 하여도 좋으며, 시간영역에 있어서 처리를 수행하도록 하는 것도 가능하다.
다음으로, 스크램블 부호의 동정이 수행된다(단계 S2510).
셀 서치의 수순으로서는, 도 29f에 도시된 바와 같이, 주파수 동기 및 심볼 타이밍의 검출의 단계 이후, 프레임 타이밍 검출, 셀 ID 그룹(스크램블 코드 그룹) 검출, 섹터 및 송신 안테나수 검출, BCH 송신대역폭 검출, CP 길이 검출의 단계를 거쳐, 셀 ID(스크램블 코드 그룹) 검출, 섹터 검출의 단계를 수행하도록 하는 것도 가능하다.
이 처리에는, 공통 파일럿 채널이 사용된다. 또한, 주파수 영역에 있어서 처리를 수행하도록 하여도 좋으며, 시간영역에 있어서 처리를 수행하도록 하는 것도 가능하다.
다음으로, 각 섹터에 있어서 동기채널의 맵핑에 대해서, 도 30을 참조하여 설명한다.
예를 들면, 1기의 기지국이 커버하는 셀이 3개의 섹터에 의해 구성되어 있는 경우에는, 섹터 간에 프레임 타이밍을 공통으로 한다.
W-CDMA에서는, 섹터간에 타이밍이 다르며, 각 섹터에 있어서 스크램블 코드 도 다르다. 따라서, 세컨더리 동기채널도 섹터 간에 다른 것이 송신된다.
본 실시예에 있어서는, 프라이머리 동기채널은, 섹터 간에 프레임 타이밍을 공통으로 한다. 섹터 간에 프레임 타이밍은 공통이며, 다른 섹터의 프라이머리 동기채널은, 간섭이 되지 않고, 프레임 타이밍의 검출에 유효하다.
또한, 본 실시예에 있어서는, 세컨더리 동기채널은, 각 스크램블링 코드 그룹에서 정의된다. 1기의 기지국에서는, 스크램블링 코드는 같으며, 파일럿의 패턴으로 식별되는 스크램블 코드 그룹도 같다. 따라서, 세컨더리 동기채널도, 섹터 간에 프레임 타이밍을 공통으로 한다.
본 국제출원은, 2005년 6월 14일에 출원한 일본국 특허출원 제 2005-174391호에 기초하는 우선권, 2005년 8월 23일에 출원한 일본국 특허출원 2005-241901호에 기초하는 우선권, 2006년 1월 18일에 출원한 일본국 특허출원 2006-010500호에 기초하는 우선권 및 2006년 3월 20일에 출원한 일본국 특허출원 2006-077821호에 기초하는 우선권을 주장하는 것으로, 2005-174391호, 2005-241901호, 2006-010500호 및 2006-077821호의 전 내용을 본 국제출원에 수용한다.
본 발명에 관한 송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템 및 동기채널 송신방법은, 무선통신 시스템에 적용가능하다.

Claims (65)

  1. 복수의 OFDM 심볼이 포함된 프레임을 생성하는 생성부;
    상기 생성부에 있어서 생성한 프레임을 송신하는 송신부;를 구비하고,
    상기 생성부는, 프레임의 말미의 OFDM 심볼에, 심볼 타이밍을 검출시키기 위한 프라이머리 동기채널을 배치하고, 프라이머리 동기채널을 배치한 OFDM 심볼 전의 OFDM 심볼에, 수신 프레임을 검출시키기 위한 세컨더리 동기채널을 배치함과 동시에, 복수의 OFDM 심볼의 각각에 대해 사이클릭 프리픽스를 배치시키고 있으며, 복수 종류 규정된 사이클릭 프리픽스의 길이 중 어느 것을 사용하는 것을 특징으로 하는 송신장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 생성부는, 멀티캐스트의 OFDM 심볼에 대해, 유니캐스트의 OFDM 심볼보다도 긴 사이클릭 프리픽스를 사용하는 것을 특징으로 하는 송신장치.
  3. 복수의 OFDM 심볼이 포함된 프레임을 생성하는 단계;
    생성한 프레임을 송신하는 단계;를 구비하고,
    상기 생성하는 단계는, 프레임의 말미의 OFDM 심볼에, 심볼 타이밍을 검출시키기 위한 프라이머리 동기채널을 배치하고, 프라이머리 동기채널을 배치한 OFDM 심볼 전의 OFDM 심볼에, 수신 프레임을 검출시키기 위한 세컨더리 동기채널을 배치함과 동시에, 복수의 OFDM 심볼의 각각에 대해 사이클릭 프리픽스를 배치시키고 있으며, 복수 종류 규정된 사이클릭 프리픽스의 길이 중 어느 것을 사용하는 것을 특징으로 하는 송신방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 생성하는 단계는, 멀티캐스트의 OFDM 심볼에 대해, 유니캐스트의 OFDM 심볼보다도 긴 사이클릭 프리픽스를 사용하는 것을 특징으로 하는 송신방법.
  5. 복수의 OFDM 심볼이 포함된 프레임을 수신하는 수신부;
    상기 수신부에 있어서 수신한 프레임을 처리하는 처리부;를 구비하고,
    상기 수신부에 있어서 수신한 프레임의 말미의 OFDM 심볼에, 심볼 타이밍을 검출하기 위한 프라이머리 동기채널이 배치되고, 프라이머리 동기채널을 배치한 OFDM 심볼 전의 OFDM 심볼에, 수신 프레임을 검출하기 위한 세컨더리 동기채널이 배치됨과 동시에, 각 OFDM 심볼에 대해 사이클릭 프리픽스가 배치되어 있으며, 복수 종류 규정된 사이클릭 프리픽스의 길이 중 어느 것이 사용되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 수신부에 있어서 수신되는 프레임에서는, 멀티캐스트의 OFDM 심볼에 대해, 유니캐스트의 OFDM 심볼보다도 긴 사이클릭 프리픽스가 사용되는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  7. 복수의 OFDM 심볼이 포함된 프레임을 수신하는 단계;
    수신한 프레임을 처리하는 단계;를 구비하고,
    상기 수신하는 단계에 있어서 수신한 프레임의 말미의 OFDM 심볼에, 심볼 타이밍을 검출하기 위한 프라이머리 동기채널이 배치되고, 프라이머리 동기채널을 배치한 OFDM 심볼 전의 OFDM 심볼에, 수신 프레임을 검출하기 위한 세컨더리 동기채널이 배치됨과 동시에, 각 OFDM 심볼에 대해 사이클릭 프리픽스가 배치되어 있으며, 복수 종류 규정된 사이클릭 프리픽스의 길이 중 어느 것이 사용되는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 수신하는 단계에 있어서 수신되는 프레임에서는, 멀티캐스트의 OFDM 심볼에 대해, 유니캐스트의 OFDM 심볼보다도 긴 사이클릭 프리픽스가 사용되는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  9. 송신장치;
    수신장치;를 구비하고,
    상기 송신장치는,
    복수의 OFDM 심볼이 포함된 프레임을 생성하는 생성부;
    상기 생성부에 있어서 생성한 프레임을 송신하는 송신부;를 구비하고,
    상기 생성부는, 프레임의 말미의 OFDM 심볼에, 심볼 타이밍을 검출시키기 위한 프라이머리 동기채널을 배치하고, 프라이머리 동기채널을 배치한 OFDM 심볼 전의 OFDM 심볼에, 수신 프레임을 검출시키기 위한 세컨더리 동기채널을 배치함과 동시에, 복수의 OFDM 심볼의 각각에 대해 사이클릭 프리픽스를 배치시키고 있으며, 복수 종류 규정된 사이클릭 프리픽스의 길이 중 어느 것을 사용하는 것을 특징으로 하는 통신시스템.
  10. 소정의 시간단위에 포함되는 복수의 OFDM 심볼을 생성하는 생성부;
    상기 생성부에 있어서 생성한 복수의 OFDM 심볼을 송신하는 송신부;를 구비하고,
    상기 생성부는, 소정의 시간단위의 말미의 OFDM 심볼에, 하나의 계열을 기초로 생성되는 프라이머리 동기채널을 배치하고, 프라이머리 동기채널을 배치한 OFDM 심볼 전의 OFDM 심볼에, 주파수영역에 있어서 2종류의 계열이 교대로 배치된 세컨더리 동기채널을 배치함과 동시에, 복수의 OFDM 심볼의 각각에 대해 사이클릭 프리픽스를 배치시키고 있으며, 복수 종류 규정된 사이클릭 프리픽스의 길이 중 어느 것을 사용하는 것을 특징으로 하는 송신장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 생성부는, 멀티캐스트의 OFDM 심볼에 대해, 유니캐스트의 OFDM 심볼보다도 긴 사이클릭 프리픽스를 사용하는 것을 특징으로 하는 송신장치.
  12. 소정의 시간단위에 포함되는 복수의 OFDM 심볼을 생성하는 단계;
    생성한 복수의 OFDM 심볼을 송신하는 단계;를 구비하고,
    상기 생성하는 단계는, 소정의 시간단위의 말미의 OFDM 심볼에, 하나의 계열을 기초로 생성되는 프라이머리 동기채널을 배치하고, 프라이머리 동기채널을 배치한 OFDM 심볼 전의 OFDM 심볼에, 주파수영역에 있어서 2종류의 계열이 교대로 배치된 세컨더리 동기채널을 배치함과 동시에, 복수의 OFDM 심볼의 각각에 대해 사이클릭 프리픽스를 배치시키고 있으며, 복수 종류 규정된 사이클릭 프리픽스의 길이 중 어느 것을 사용하는 것을 특징으로 하는 송신방법.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 생성하는 단계는, 멀티캐스트의 OFDM 심볼에 대해, 유니캐스트의 OFDM 심볼보다도 긴 사이클릭 프리픽스를 사용하는 것을 특징으로 하는 송신방법.
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