KR101118772B1

KR101118772B1 - Ｐａｐｒ의 감소를 위한 방법 및/또는 시스템

Info

Publication number: KR101118772B1
Application number: KR1020077015187A
Authority: KR
Inventors: 예헤스켈 바-네스; 조란 라티노빅
Original assignee: 뉴저지 인스티튜트 오브 테크놀로지
Priority date: 2004-12-02
Filing date: 2005-12-02
Publication date: 2012-03-21
Also published as: WO2006060651A2; EP1817857A4; KR20070119608A; JP2008522560A; EP1817857A2; CN101103570A; US8040787B2; CN101103570B; EP1817857B1; KR20090086139A; US20060245346A1; JP4680264B2; WO2006060651A3

Abstract

본 발명은 PAPR 감소를 위한 방법들 및/또는 시스템들의 실시예들에 관한 것이다.

Description

ＰＡＰＲ의 감소를 위한 방법 및/또는 시스템{METHOD AND/OR SYSTEM FOR REDUCTION OF ＰＡＰＲ}

본 특허출원은 동일한 양수인(the assignee)에 양도되고, 2004년 12월 2일자로 가출원된 미국 특허 60/632,556, 제목 "SBC MIMO-OFDM Peak-to-Average Power Ratio Reduction by Polyphase Interleaving and Inversion"에 대한 우선권을 주장한다.

본 발명은 통신에 관한 것이다.

통신에서는 평균 전력에 대한 피크 전력의 비율(이하, PAPR)을 감소시키는 능력을 갖는 것이 바람직한데, 그 이유는 신호가 전송기 전력 증폭기와 같은 비-선형 장치를 통과하는 경우에 더 높은 평균 전력에 대한 피크 전력의 비율이 더 많은 양의 대역내 및 대역외 왜곡을 일으킬 수 있기 때문이다.

본 발명의 요지는 명세서의 포함된 부분에서 특정하게 지시되고 명백하게 청구된다. 그러나, 구성(organization)과 동작 방법, 그리고 그 목적들, 특성들, 및 장점들 모두에 대하여 청구된 요지는 동반된 도면을 참조한 하기의 상세한 설명에 의해 용이하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 교차-안테나 순환 및 반전 방식(a cross-antenna rotation and inversion scheme)의 실시예에 대한 개략도,

도 2는 PAPR을 감소시키기 위해 사용되는 상이한 실시예 방식들의 성능을 비교한 도면;

도 3은 상이한 값들의 안테나들 및 서브-블록들에 대한 상이한 실시예 방식들의 성능을 비교한 도면;

도 4는 STBC-OFDM 방식의 실시예에 대한 개략도;

도 5는 SFBC-OFDM 방식의 실시예에 대한 개략도; 및

도 6은 상이한 값들의 서브-블록들에 대한 상이한 실시예 방식들의 성능을 비교한 도면.

하기의 상세한 설명에서는, 청구되는 요지의 충분한 이해를 제공하기 위해 다양한 상세 설명들이 나열된다. 그러나, 청구되는 요지가 이러한 상세 설명들 없이 실행될 수 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 즉, 공지된 방법들, 절차들, 구성요소들 및/또는 회로들은 청구되는 요지가 흐려지지 않도록 상세하게 설명되지 않는다.

이어지는 상세한 설명의 일정 부분들은 컴퓨터 및/또는 컴퓨팅 시스템 메모리 내와 같은 컴퓨팅 시스템 내에 저장된 이진 디지털 신호들 및/또는 데이터 비트들에 대한 동작들의 부호 표현들(symbolic representations) 및/또는 알고리즘들에 관하여 이루어진다. 알고리즘 기술들 및/또는 표현들은 자신들의 작업 내용을 다른 당업자에게 알리기 위해 데이터 프로세싱 분야의 당업자에 의해 사용되는 기법들이다. 알고리즘은 여기에서 그리고 일반적으로 자기-일관적인 동작 시퀀스 및/또는 원하는 결과를 유도하는 유사한 프로세싱으로 간주된다. 동작들 및/또는 프로세싱은 물리적 양들의 물리적 조작들을 동반할 수 있다. 필수적이지 않지만 통상적으로 상기 물리적 양들은 저장되고, 전달되고, 결합되고, 비교되고 및/또는 그렇지 않으면 조작될 수 있는 전기적 및/또는 자기적 신호들의 형태를 취할 수 있다. 종종 상기 신호들을 비트들, 데이터, 값들, 엘리먼트들, 부호들, 문자들, 용어들, 번호들, 숫자들 및/또는 유사 종류로서 참조하는 것은 대체로 공통 사용을 위해 편리함이 증명되었다. 그러나, 상기 및 유사 용어들 모두가 적합한 물리적 양들과 연관될 것이고 단지 편리한 라벨들인 것이 이해되어야 한다. 하기의 논의에서 명백한 것으로서, 특정하게 그렇지 않다고 언급되지 않는다면, 본 명세서 논의들을 통틀어서 "프로세싱", "컴퓨팅", "연산", "결정" 및/또는 유사 종류의 용어들을 활용하는 것은 컴퓨터 또는 유사한 전자식 컴퓨팅 장치들과 같은 컴퓨팅 플랫폼의 프로세스들 및/또는 액션들을 참조하는 것이고, 상기 컴퓨팅 플랫폼은 상기 컴퓨팅 플랫폼의 프로세서들, 메모리들, 레지스터들, 및/또는 다른 정보 저장소, 전송, 및/또는 디스플레이 장치들 내에서 전자적 및/또는 자기적 양들 및/또는 다른 물리적 양들로서 표현되는 데이터를 조작하고 및/또는 변환한다.

청구되는 요지에 따른 한 실시예에서, PAPR 감소는 다상 인터리빙 및 반전(polyphase interleaving and inversion)(이하, PII)을 이용하여 SFBC MIMO-OFDM 시스템에 대하여 달성된다. 또한, 차선의 연속적인 PII(이하, SS-PII)라고 불리는, 감소된 복잡성을 채용하는 다른 실시예도 기술된다. 상기 방식들 또는 실시예들은, 청구되는 요지가 상기 두 개의 특정한 실시예들의 범위로 제한되지는 않지만 성능과 복잡성 사이에서 우수한 절충안을 제공한다. 많은 다른 실시예들이 청구되는 요지의 범위 내에서 가능하다.

STBC MIMO-OFDM에 제공되었고 SFBC-OFDM 시스템들을 위해 사용될 수 있는 선택적 매핑(SLM) 방식과 비교하면, 물론 요구사항은 아니지만 특히 적은 수의 서브-블록들 하에서 상기 실시예들은 성능 이점을 제공한다.

FDM 변조 및 다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템들의 조합은 시스템 능력을 증가시킬 수 있고, 예를 들면 시간-변화적 및 주파수-선택적 채널들과 같은 수신기 복잡성을 감소시킬 수 있다. 그러므로, MIMO-OFDM은 고성능 미래 4G 광대역 무선 통신을 위한 장래성 있는 후보가 되어 왔다. 그러나, OFDM의 경우로서, MIMO-OFDM의 한 가지 단점은 상이한 안테나들을 통해 전송되는 신호들이 상대적으로 큰 피크-대-평균 전력비(PAPR)를 나타내고, 이는 상기 신호들이 전송기 전력 증폭기와 같은 비선형 장치 통과시 바람직하지 않은 상당한 대역내 및 대역외 왜곡을 야기시킬 수 있다는 점이다.

OFDM 시스템들을 위한 많은 PAPR 감소 방식들이 제안된다. 특히, 신호 스크램블링 방법들이 매력적인데, 그 이유는 상대적으로 낮은 복잡성을 갖는 더 우수한 PAPR 특성을 제공하기 위하여 OFDM 신호들이 왜곡 없이 수정되기 때문이다. MIMO-OFDM 시스템들에서는, PAPR 감소를 위한 한 접근법이 상이한 전송 안테나들 상에서 별개로 OFDM 시스템들을 위하여 상기 방식들을 제공한다. 그러나, 이는 공간-주파수 블록 코딩(SFBC)이 MIMO-OFDM 시스템들에 사용되는 경우에는 제공될 수 없는데, 왜냐하면 상이한 안테나들로부터 실질적으로 동시에 전송되는 OFDM 부호들이 하기에 더욱 상세히 논의되는 바와 같이 상기 사용된 공간-주파수 코드에 의존적이기 때문이다.

예를 들어 두 개의 전송 안테나들 및 직교 SFBC를 갖는 MIMO-OFDM 시스템을 고려하면, 다상 인터리빙 및 반전(PII)이 사용되는 한 실시예가 여기에 제공된다. 마찬가지로, 대안적인 실시예들은 두 개 이상의 안테나들을 사용할 수 있다. 그러나, 상기 특정한 실시예에서, 상기 특정한 방식과 두 개의 안테나들을 이용하여, OFDM 시퀀스가 동일 사이즈를 갖는 M 개의 서브-블록들로 분할된다. 한 서브-블록은 두 개의 다상 시퀀스들로 분해되고, 상기 다상 시퀀스들은 인터리빙되고 반전될 수 있다. 상기 특정한 실시예에서, 다상 인터리빙 및 반전은 독립적으로 서브-블록들에 적용될 수 있다. 이는 최고의 또는 최상의 PAPR 감소를 제공하는 조합을 발견하기 위해 이루어질 수 있다. 복잡성 감소를 위해, 대안적인 실시예에서, 여기서 차선의 연속적인 PII(SS-PII)로 언급되는, 성능과 복잡성 사이의 절충안이 채용될 수 있다. 따라서, SS-PII를 사용하는 실시예는 최상의 PAPR 감소를 제공하지는 않지만, 일부 특정한 애플리케이션들에서 다양한 인자들에 따라 바람직할 수도 있는 최상의 PAPR 감소를 제공하는 한 실시예에 있어서, 복잡성 감소를 동반하는 충분한 PAPR 감소를 제공할 수 있다. 물론, 이는 단순히 한 실시예이며, 청구되는 요지가 상기 실시예 또는 SFBC에 제한되는 것은 아니다. 예를 들면, 하기에 더욱 상세히 기술되는 바와 같이, STBC 또는 공간 다중화가 대안적으로 사용될 수 있다.

SLM 방식과 비교하면, 상기 실시예들은 특히 적은 수의 서브-블록들(M)의 경우에 성능 이점을 나타낸다. 그러나 물론, 청구되는 요지가 상기 특정한 실시예들의 범위로 제한되지는 않는다. 많은 다른 실시예들이 청구되는 요지의 범위 내에서 포함된다. 그러나, 상기 실시예들에 대한 시뮬레이션 결과들은 하기에 더욱 상세히 기술되는 바와 같이 128 서브-반송파들, QPSK 변조 그리고 4와 동등한 오버-샘플링 인자에 대하여 나타난다.

앞서 언급된 바와 같이, MIMO-OFDM은 고성능 미래 4G 광대역 무선 통신을 위한 장래성 있는 후보가 되어 왔다. 이러한 시스템들에서, 두 개의 기본 시그널링 모드들이 사용되어 왔는데, 즉 한 모드는 공간 다중화(SM)로서, 예를 들어 Gesbert 및 Paulraj의 "On the capacity of OFDM-based spatial multiplexing systems(IEEE Trans.Commun., vol.50, 225-234쪽, 2002년 2월)"(이하, [1])을 보면, 데이터 스트림과 무관하게 공간적으로 다중화함으로써 데이터 속도를 증가시키는 것을 목표로 하고, 다른 한 모드는 시공간 블록 코딩된 OFDM(STBC-OFDM) 또는 공간-주파수 블록 코딩된 OFDM(SFBC-OFDM)을 이용한 공간 다이버시티 코딩으로서, 예를 들어 Lee 및 Williams의 "A space-time coded transmitter diversity technique for frequency selective fading channels(Proc. IEEE Sensory Array and Multichannel Processing Workshop, Combridge, Ma, 2000, 149-152쪽)"; Lee 및 Williams의 "A space-frequency transmitter diversity technique for OFDM systems(in Proc. IEEE GLOBECOM, San Francisco, CA, 2000, 1473-1477쪽)"(하기에서는, [2] 및 [3]이라 각각 지칭함)을 보면, 링크 신뢰성을 향상시키기 위해 (속도를 희생시켜(at the cost of rate)) 공간적 자유도들(the spatial degrees of freedom)을 활용한다.

OFDM의 경우, MIMO-OFDM의 한 가지 단점은 상이한 안테나들을 통해 전송되는 신호들이 큰 피크-대-평균 전력비(PAPR)를 나타낼 수 있다는 점이다. 그러나, 상이한 PAPR 감소 기법들이 양쪽의 시그널링 모드들 모두에 적용되었고, 상이한 개수의 전송 안테나들(N)에 대한 CARI의 성능 이점을 보여준다.

OFDM 변조 기법에서, N_c 개의 부호들의 블록, {X_n, n=0,1,2,....,N_c-1}이 세트 {f_n, n=0,1,2,....,N_c-1}로부터 상응하는 서브-반송파를 변조하는 부호에 의해 형성된다. N_c 개의 서브반송파들은 직교가 되도록 선택되는데, 예를 들면 f_n=nΔf이고, 여기서 Δf=1/N_cT이고, T는 본래 부호 기간(the original symbol period)을 나타낸다. 임의 블록의 결과적 기저대역 OFDM 신호 x(t)는 하기에서 (1)과 같이 표현될 수 있다 :

(1)에서 전송 신호의 PAPR은 하기에서 (2)와 같이 정의될 수 있다 :

대부분의 실제 시스템들이 이산-시간 신호들을 다루기 때문에, x(t)의 연속적-시간 피크 최대 절대값(the continuous-time peak max absolute value)을 감소시키는 것 대신에, x(t)의 LN_c 샘플들의 최대 크기가 감소된다. 파라미터 L은 오버샘플링 인자를 나타낸다. L=1의 경우는 중요 샘플링 또는 Nyquist rate 샘플링으로서 알려져 있으며, 반면에 L>1의 값들은 오버샘플링에 상응한다. 오버샘플링은 반전 고속 푸리에 변환(IFFT)이 뒤따르는 본래 OFDM 블록에 (L-1)N_c개의 0들을 부가함으로써 구현될 수 있다. 소정 PAPR 레벨, 즉 PAPR₀를 위한 OFDM 신호의 PAPR의 상보 누적 분포 함수(CCDF : complementary cumulative distribution function)는, N_c개의 서브-반송파들로 구성된, 랜덤으로 생성되는 OFDM 부호의 PAPR이 상기 소정의 임계 PAPR을 초과하는 확률이며, 이는 예를 들어 하기에서 (3)과 같이 표현된다 :

상기 실시예의 경우, 우리는 반송파들의 개수가 N_c=128이고, X_n이 {+1, -1, +j, -j}의 엘리먼트 또는 QPSK 변조이고, 오버샘플링인자가 L=4인 OFDM 부호들을 가정할 수 있는데, 그 이유는 이것이 연속적-시간 피크들을 포착하기에 충분하기 때문으로, 예를 들면 Tellambura의 "Computation of the continuous-time PAR of an OFDM signal with BPSK subcarriers(IEEE Commun.Lett. Vol.5, 185-187쪽, 2001년 5월)"을 보라.

N 개의 독립적인 데이터 스트림들이 IFFT/순환형 프리픽스(IFFT/CP) 블록들에 제공되고 N 개의 안테나들을 통해 전송된 공간 다중화 모드를 고려하라. PAPR 감소 방법은 각 안테나 상에서 별개로 PTS 또는 SLM과 같은 기법들을 적용하는 것일 수 있다. 그러나, 상기 종류의 구현은 다중 전송 안테나들을 갖는 모든 이용 가능한 정도의 자유도들을 활용하지 않는다. 청구되는 요지에 따른 한 실시예에서, 예를 들면 도 1에 도시된 바와 같은 교차-안테나 순환 및 반전(CARI) 방식이 사용될 수 있고, 이는 그러한 자유도들을 활용하며, 그러나 물론, 청구되는 요지가 이 관점의 범위로 제한되는 것은 아니다.

데이터 벡터 (시퀀스) X_i(i = 1, 2, ..., N)는, 다른 서브-블록들

에 속하는 경우 X_i,m의 모든 서브-반송파 포지션들이 0으로 설정되도록, M 개의 해체형 반송파 서브-블록들(M disjoint carrier sub-blocks)로 먼저 분할된다. 이는

와 같이 표현될 수 있는데, 여기서 인덱스들(i, m)은 안테나 개수와 서브-블록들 개수를 각각 나타낸다. 이제, 그룹별 서브-블록들 X_i,m(i = 1, 2, ..., N)을 위한 순환 인자들 r_m∈{0,1,2,....N-1}, 그리고 가중 인자들 b_m ∈ W = {e^j2πk/w, k = 0, 1, ..., w-1}을 고려하자, 여기서 w는 세트(W)의 기수(the cardinal number)를 나타낸다. 이 접근법을 논의함에 있어서 복잡성을 감소시키기 위해, w=2인 방식, 예를 들면 세트 W={+1, -1}가 고려된다. 그럼에도 불구하고, 청구되는 요지가 이 관점의 범위로 제한되지는 않는다. 많은 다른 방식들이 청구되는 요지의 범위 내에 포함된다. 그러나, 상기 특정한 실시예의 경우, m번째 그룹의 서브-블록들은 r_m 포지션들에 대하여 수직 방향으로 순환적으로 이동되고 그런 다음 인자(b_m)로 곱해진다. 이러한 동작들은 OFDM 시퀀스의 인터리빙 및 반전을 일으킨다; 그러나, 이는 한 예시일 뿐이다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같은 서브-블록들의 인터리빙 및 반전은 상기 특정한 예시보다 훨씬 더 일반적이다. 그럼에도 불구하고, 예를 들면, 상기 특정한 실시예의 경우, 한 차례 순환 이동(r₁=1) 및 b1에 의한 곱셈 이후에 제1 서브-블록들(X_i,1)에 적용되고, 반면에 다른 서브-블록들은 변경되지 않은 상태로 유지되며, 우리는 하기에서 (4)에 표현되는 바와 같은 새로운 시퀀스 세트를 획득한다 :

r_m 및 b_m의 인자들(여기서는, 인자들(r 및 b))이 유효한 임의 값들을 취할 때, 주파수 및 상응하는 시간 도메인의 결과적 시퀀스 세트가 하기에서 다음과 같이 (5) 및 (6)에 의해 각각 표현될 수 있다 :

여기서, x_i'는 X_i'의 IFFT이고, mod(a, b)는 밑(b)에 대한 a의 계수(modulus)를 나타낸다.

로서 지시된 시퀀스 세트는 모든 다른 시퀀스 세트들

중에서 가장 작은 최대 PAPR(the smallest maximum PAPR)을 가질 것이다. 즉, 일정 시퀀스 세트, 예를 들면 일정 r 및 b 인자들의 경우, 상기 세트의 최대 PAPR, 여기서는 안테나들 사이의 최대 PAPR이 발견될 수 있다. 마찬가지로, 인자들(r 및 b)의 모든 가능한 조합들을 통틀어, 가장 작은 최대 PAPR을 갖는 임의의 시퀀스 세트가 발견될 수 있으며, 여기서는 미니-맥스 기준(mini-max criterion)으로서 언급된다. 시퀀스들의 소정의 본래 세트들의 파라미터들이 하기에서 (7)에 의해 표현될 수 있다 :

여기서, x'_i는 (6)에서 정의되고, PAPR(x)는 (2)에서 정의된 시간 벡터(x)의 피크-대-이점 비율을 나타낸다. 그러므로, 상기 특정한 실시예는, N=1이고 확장된 세트 W={+1, -1, +j, -j}의 경우에 [1]에서 기술된 PTS 방식으로 감소시킨다. PTS 기법의 경우에서와 같이, 상기 특정한 실시예는 개별적으로 서브-블록들에 대한 IFFT를 계산하고 (6)에 의한 시간 도메인의 PAPR을 향상시키는 이점을 활용한다. 추가로, 일정 사이드 정보 비트들이 데이터 스크램블링을 원상태로 하기 위해 수신기에 전송될 수 있다. 그러나, 상기 실시예의 경우, PAPR을 감소시키기 위한 적합한 인자들을 결정하기 위한 시도들의 횟수에 기인하여 복잡성이 커질 수 있다.

[2]에 기술된 SLM 접근법의 경우, V 개의 통계적으로 독립적인 시퀀스들은 세트 W={-1, +1, -j, +j}로부터 선택된 값들을 갖는 V 개의 상이한 N_c-롱 랜덤 시퀀스들과 본래 정보 시퀀스를 곱함으로써 생성된다. V 개 중에서 최저 PAPR을 갖는 한 시퀀스가 전송을 위해 선택된다. N 개의 전송 안테나들의 경우, 예를 들면 V 개의 독립적 시퀀스들의 N 개의 세트들을 생성하여 각 세트로부터 최소 PAPR을 갖는 하나를 전송하기 위해서, 하나가 각 안테나 상에서 별개로 PAPR 감소를 수행하기 위해 선택된다. 그러나, 오버헤드 비트들이 V 개의 랜덤 시퀀스들 중에서 어느 하나가 데이터 스크램블링을 위해 각 안테나에 대하여 사용되는지를 수신기에 통보하도록 송신될 수 있다. 수신기는 모든 V 개의 랜덤 시퀀스들에 대한 지식을 갖는 것으로 가정된다.

[1]에서 기술된 바와 같이, PTS 접근법에서, 입력 데이터 블록(X)은 동일 사이즈 m={1, 2, ..., M}의 M 개 해체형 서브-블록들로 분할되고, 이는 수학적으로

와 같이 표현될 수 있다. 상기 서브-블록들은 결과적 시퀀스

가 최소 가능 PAPR을 달성하도록 결합되는데, 이때 가중 인자들은

이다. SLM과는 달리, PTS 방식의 성능은 w, 예를 들면 W의 사이즈에 민감하다. IFFT의 선형성을 이용하여, 시간 도메인

에 향상이 이루어지고, 이때 부분적 전송 시퀀스 x_m은 X_m의 IFFT이다.

안테나들을 독립적으로 다루는 PTS 및 SLM 방식과 대조적으로, 상기 특정한 실시예는 안테나들을 공동으로(jointly) 조작하며, 그러나 역시, 청구되는 요지가 상기 특정한 실시예의 범위로 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, [1]에서는, PTS가 유사한 복잡성에 대하여 SLM을 능가하는 이점을 제공한다, 예를 들면 동일한 횟수의 IFFT 동작들 M=V를 제공한다. 표 1은 복잡성에 대하여, 여기서는 IFFT 동작들의 횟수, 시도들의 횟수 및 사이드 정보 비트들의 개수에 대하여 고려되고 있는 방식들에 대한 개요를 제공한다.

도 2는 서브-블록들(랜덤 시퀀스들)의 개수 M=V=4, 안테나들의 개수 N∈{2,4}에 대하여 10⁵ 개의 독립적 OFDM 부호들을 이용하여 PTS 및 SLM에 대비한 상기 특정 실시예의 PAPR 성능을 나타낸다. 상기 특정한 실시예가 PTS보다 더 우수한 성능을 내는 것을 도면으로부터 알 수 있다. 또한, 안테나들의 개수가 증가하는 경우에 기울기가 더 급격해지고, 결과적으로 높은 PAPR 값들의 잠재적 감소를 야기한다. 물론, 도 2로부터, 상기 실시예에서 N=2일 경우, 전자가 예를 들면 표 1에 도시된 바와 같이 시도들의 횟수와 사이드 정보 비트들의 개수에 있어서 그 절반을 사용할지라도 PTS와 비교하면 더 우수한 PAPR 감소가 이루어짐을 알 수 있다. 그러나, N=4일 경우, 상기 특정한 실시예는 PTS와 비교하여 두 배의 횟수의 시도들, 24개를 대신하여 9개의 사이드 정보 비트들을 사용하여 우수한 PAPR 감소 및 급격한 기울기를 제공한다. 상기 특정한 실시예에 대한 다른 구현상 이점은, PTS의 경우와 마찬가지로, 가중 인자들이 세트 W={+1, -1}로부터 도출되고 세트 W={+1, -1, +j, -j}로부터 도출되지 않는다는 점이다. 따라서, 상기 결과들은 상기 특정한 실시예가 동일한 횟수의 IFFT들의 경우에 SLM보다 MIMO-OFDM의 PAPR을 더욱 감소시킨다는 것을 암시한다.

상기 특정한 실시예의 경우, 일부 이점이 적어도 부분적으로는 상이한 안테나들을 통해 전송되는 독립적인 OFDM 서브-블록들 상에서의 순환 및 반전을 사용함에 연관될 수 있다. 예를 들면, 상기 접근법은 높은 PAPR을 갖는 열등한 시퀀스들을 방해하는 가능성을 오프셋할 수 있는 높은 정도들의 자유도를 생성하는데, 그러나 역시 청구되는 요지가 이 관점의 범위로 제한되지는 않는다. 그러나, 원하는 시퀀스 세트를 찾기 위하여, N>2 및/또는 M>4의 경우에 시도들의 횟수는 상대적으로 클 수 있다.

따라서, 예를 들면 청구되는 요지의 범위 내에서 감소된 복잡성을 갖는 대안적인 실시예가 사용될 수 있다. 이를 위해, 상기 실시예는 연속적인 차선의 CARI(SS-CARI) 방식으로서 언급될 수 있다. 인자들(r 및 b)의 모든 가능한 조합들을 검색하는 대신에, 연속적인 방식으로 검색이 이루어질 수 있고, 그러나 역시, 청구되는 요지가 상기 관점의 범위로 제한되지는 않는다. 많은 다른 실시예들이 청구되는 요지 내에서 가능하다.

그러나, 상기 특정한 실시예의 경우, 먼저, m에 대한 r_m=0 및 b_m=1(시퀀스들의 본래 세트)를 가정하고, 시퀀스들(6)의 전체 세트의 PAPR들을 계산하고, 메모리에 최대값을 저장한다. 그런 다음, 다른 서브-블록들에 대한 계수들을 변경하지 않은 상태로, r₁ 및 b₁의 가능한 조합들을 검색한다. 각 조합에 대하여, 안테나들 사이에서 최대 PAPR을 찾는다. 메모리에 저장된 상기 값 미만일 경우, 새로운 값으로 덮어쓰고, 상응하는 r₁ 및 b₁을 유지한다. 모든 가능한 조합들이 소진된 이후, 우리는 최선의 r₁ 및 b₁ 인자들을 획득할 것이다. 그런 다음, 모든 r 및 b 인자들이 연속적으로 발견되기 이전까지, 프로세스는 이 시점에서 하나의 서브-블록을 변경하여 상기 방식으로 계속 진행된다. 역시, 이는 단순히 한 접근법이고, 많은 다른 것들이 청구되는 요지의 범위 내에서 가능하고 포함된다.

도 3은 예를 들면 10⁶ 개의 독립적 OFDM 부호들을 사용하는 SLM과 비교하여 상이한 개수의 전송 안테나들(N) 및 서브-블록들(M)에 대한 상기 실시예의 PAPR 성능을 나타낸다. M=V=4 및 N=2일 경우, 상기 실시예는 SLM과 비교하여 일정 이득(gain)을 제공한다. M=V=16일 경우, 성능 차이들은 더 적다. SLM과 마찬가지로, 상기 실시예는 동일한 수의 N_C-포인트 IFFT들을 사용하지만, 많은 수의 입력 벡터들이 0들을 포함하는 사실을 이용하기 위하여 상기 변환들이 사용되는 경우, 복잡성의 추가 감소가 상기 특정한 실시예를 사용함으로써 달성될 수 있다.

공간 다중화를 동반하는 실시예를 앞서 고려한 반면에, 마찬가지로, STBC 코딩 및 SFBC 코딩에 대한 실시예들이 청구되는 요지의 범위 내에서 가능하고 그에 포함된다. 동작을 묘사하기 위해, 그러나 단순성을 위해, 예를 들면 도 4에 도시된 바와 같이, Alamouti 방식을 사용하는 STBC-OFDM 시스템을 고려하기로 하고, 예를 들면 Alamouti의 "A simple transmit diversity technique for wireless communicaitons(IEEE J.Select Areas Commun., vol.16, 1451-1458쪽, 1998년 10월)"(여기서는, [4])에서 알 수 있다. 물론, 이는 단지 예시이며 청구되는 요지가 상기 특정한 예시의 범위로 제한되지는 않는다. 제1 부호 기간 동안에, 두 개의 독립적인 OFDM 부호들(X₁ 및 X₂)이 안테나들(T_x1 및 T_x2)을 통해 각각 전송된다. 다음 차례의 부호 기간 동안에, X₂ ^*이 안테나(T_x1)로부터 전송되고, X₁ ^*이 안테나(T_x2)로부터 전송되며, 이때 ()^*는 엘리먼트-단위 복소 켤레 동작(the element-wise complex conjugate operation)을 나타낸다. 본 예시에서, 채널은 적어도 두 개의 OFDM 부호들에 대하여 고정되는 것으로 유지됨을 가정한다.

위의 X_i 및 X_i ^*가 실질적으로 동일한 PAPR 특성들을 갖는 것을 보이는 것은 어렵지 않다. 그러므로, 직교 STBC에 의해, PAPR 감소가 상기 제1 부호 기간 동안에 제공될 수 있다. 예를 들면 청구되는 요지에 따른 한 실시예를 이용함으로써, X₁ 및 X₂ 상에서의 PAPR 감소를 수행한 후, 우수한 PAPR 특성들을 갖는 두 개의 수정된 시퀀스들이 획득되고, 이는 제1 부호 기간 동안에 전송될 것이다. 제2 부호 기간 동안에는 실질적으로 동일한 PAPR 특성들을 갖는 -X₂ ^* 및 X₁ ^*이 전송될 수 있다.

시퀀스들(X₁ 및 X₂)이 독립적이기 때문에, STBC-OFDM 시스템과 동반하여, 앞서 기술된 실시예들을 위한 사전에 기술된 결과들이 상기 실시예에 대하여 유효하다. 예시로서, N=4, 1/2-레이트(rate)의 복잡한 직교 STB 코드를 갖는 시스템의 경우가 고려될 수 있으며, 예를 들면 Tarokh, Jafarkhani, 및 Calderbank의 "Space-time block codes from orthogonal designes(IEEE J.Select.Areas Commun., vol.16, 1451-1458쪽, 1998년 10월)"을 보라.

앞서 기술된 실시예들은 STBC-OFDM 전송 다이버시티 실시예에 의해 이용될 수 있다. 그러나, 이러한 환경은 적어도 일부 예시들에서 OFDM 부호 지속기간이 채널 코히어런스 시간(channel coherence time)에 필적할 수 있기 때문에 이동 시스템들에서 비실용적일 수 있다. 대신에, 고속 페이딩 환경들에서, SFBC-OFDM 전송 다이버시티 기법은 우수한 성능을 달성하기 위해 적용될 수 있다. 단순성을 위해, 대안적인 실시예에서는, [4]에서 기술된 바와 같은 Alamouti 방식을 사용하는 SFBC-OFDM 시스템을 고려한다. 이러한 실시예의 단순화된 블록도가 도 5에 나타나 있다. 데이터 부호 벡터

가 (8)에 의해 하기에 표현된 바와 같이 공간-주파수 인코더에 의해 두 개의 벡터들(X₁ 및 X₂)로 코딩된다 :

벡터들(X₁ 및 X₂)이 IFFT/CP 블록들에 제공되고 실질적으로 동시에 안테나들(T_X1 및 T_X2)로부터 각각 전송된다. 공간-주파수 인코딩/디코딩 동작은 예를 들면 하기에서 (9)에 의해 나타나는 바와 같은, 입력 데이터 부호 벡터(X)의 짝수(X_e) 및 홀수(X_o) 다상 성분 벡터들에 의하여 고상하게 표현될 수 있다 :

여기서, 벡터들(X_e및X_o)의 길이는 N_C/2이다. 공식(8)은 (10)에서 하기에 나타나는 바와 같이 짝수 및 홀수 성분 벡터들(9)에 의해 표현될 수 있다 :

수신기에서 복조된 신호는 (11)에 의해 하기에 주어진다 :

여기서, A₁ 및 A₂는 그 엘리먼트들이 상응하는 채널 임펄스 응답들(h₁ 및 h₂)의 FFT들인 직교 매트릭스들을 나타낸다. 공식(11)은 (12)에 의해 하기에 나타나는 바와 같이, 짝수 및 홀수 벡터 성분들(X₁ _,e, X₁ _,o, X₂ _,e 및 X₂ _,o)에 의해 표현될 수 있다 :

공간-주파수 디코더는 (13)에 의해 하기에 표현된 다음의 매트릭스들에 따른 평가를 제공한다 :

(12)를 (13)에 대입하고, 인접 서브-반송파들 사이의 복잡한 채널 이득이 거의 동등한 것으로 가정하면, 하기의 (14)가 도출된다 :

예를 들면 STBC-OFDM 방식과 마찬가지로, SFBC-OFDM 방식은 또한 큰 PAPR을 경험하게 된다. 그러나, 후자의 경우에는, 단순한 교차-안테나 순환이 수행될 수 없는데, 왜냐하면 Alamouti 공간-주파수 블록 코드의 구조를 파괴할 수도 있기 때문이다. 따라서, 대안적인 실시예에서는, 수정된 방식이 적용될 수 있다.

앞서 언급된 바와 같이, CARI 및 SS-CARI 방식에 대하여 기술된 선행 실시예들은 (8)의 X₁ 및 X₂에 직접 적용될 수 없는데, 왜냐하면 그들이 IFFT 연산들의 일부 구현상 복잡성 감소가 상기 의존성에 의해 가능할지라도 STBC-OFDM에서와 같이 독립적이지 않기 때문이다. 그러나, CARI(SS-CARI) 대신에, 상기 실시예의 경우, 벡터(X)는 하기에서 (15)에 의해 도시된 바와 같이 되도록 시퀀스들(X' 및 X'')로 분해될 수 있다 :

여기서, 벡터들(X_e 및 X_o)이 (9)에 의해 정의된다. (8)을 참조하고, IFFT의 기본 특성들과 선형성을 이용함으로써, 임의의 안테나 상의 시간 도메인 시퀀스들이 하기에서 (16)에 의해 나타나는 바와 같이 x' 및 x'', X' 및 X''의 IFFT들에 의하여 표현될 수 있다 :

여기서, 하기에서 (17)에 의해 나타난 바와 같이, 위 첨자⁽⁰⁾는 (14)로부터의 디코딩된 비트들

의 변경되지 않은 순서를 나타내고, J는 N_C×N_C 역전(reverse) 또는 반-직교 매트릭스이고, D는 단일 반송파 이동으로부터의 직교 매트릭스이다 :

이곳에는, X의 짝수 및 홀수 성분들의 교환 또는 동등하게 X=[X₀,X₁,...X_Nc-2, X_Nc-1] 대신에 벡터 X=[X₁,X₀,...,X_Nc-1,X_Nc-2]을 송신할 가능성이 존재한다. 이는 (8)부터 시작하여 (16)을 포함하여 선행 공식들에 영향을 줄 것이고, x' 및 x''의 값들이 교환되고, 결과적으로 x₁ ⁽¹⁾ 및 x₂ ⁽²⁾로 지시되는 상이한 세트의 시퀀스들이 도출된다. 최소 최대 PAPR(the smallest maximum PAPR)을 갖는 {x₁ ⁽⁰⁾, x₂ ⁽⁰⁾} 및 {x₁ ⁽¹⁾, x₂ ⁽¹⁾} 사이의 세트가 전송을 통해 선택될 수 있다. 이 경우, 비트들은 상이한 순서로 디코딩되고 그러므로 예를 들면 수신기에서 재배열될 것이다.

데이터 부호 벡터 X=[X₀,X₁,....,X_Nc-1]는 M 개의 해체형 반송파 서브-블록들 X_m(m=1, 2, ..., M)로 더 분할될 수 있고 선행 프로세스는 각 서브-블록에 독립적으로 적용될 수 있다. X_m는, 일부 다른 서브-블록에 속하는 경우에 서브-반송파 포지션이 0으로 세팅되는 본래 시퀀스의 사이즈(N_C)를 갖는다. 또한, 임의 서브-블록의 비-0 서브-반송파들이 정수 개의 공간-주파수 코드 워드들에 걸쳐 있다(span). 따라서, 본래 시퀀스는

으로서 표현될 수 있다. (6)과 유사한 m번째 서브-블록에 대하여 위상 인자들

과 순환 인자들

을 통합함으로써, 결과적 시간 벡터가 (18)에 의해 하기에 나타난 바와 같이 된다 :

모든 가능한 조합들에 대하여 가장 작은 최대 PAPR을 갖는 미니-맥스 기준(7) 시퀀스 세트를 이용함으로써, r 및 b 인자들은 상기 특정한 실시예에서 전송을 위해 선택될 수 있다. 그러나 물론, 청구되는 요지가 상기 관점의 범위로 제한되지는 않는다.

도 1에 도시된 바와 같이, MCARI 방식의 더 높은 복잡성에 기인하여, 대안적인 실시예가 사용될 수 있다. r 및 b의 모든 가능한 조합들을 검색하는 대신에, 예를 들면 앞서 기술된 실시예와 관련된 기술된 바와 같이 상기 실시예는 성공적인 방식으로 수행될 수 있다. 먼저, m(시퀀스들의 본래 세트)에 대하여 r₁=0 및 b₁=1으로 가정하고, 시퀀스들(18)의 전체 세트의 PAPR들을 계산하고 메모리에 그 최대값을 저장한다. 다른 서브-블록들에 대한 계수들이 변경되지 않게 유지하면서, r 및 b의 모든 가능한 조합들을 검색한다. 각 조합의 경우, 안테나들 사이에서 최대 PAPR을 찾고, 메모리에 저장된 값 미만일 경우 새로운 값으로 덮어쓴다. 본 특정한 실시예에서, 모든 가능한 조합들이 소진된 이후에, 상기 서브-블록에 대한 원하는 r 및 b 인자들이 남게 된다. 프로세스는 이러한 방식으로 계속 진행되고, r 및 b 인자들이 성공적으로 발견되기 전까지 m번째 서브-블록들만이 이때 변경된다. 복잡성을 고려하여, 상기 특정한 실시예에 대한 IFFT들의 횟수가 앞서 기술된 실시예들과 실질적으로 동일하다(예를 들면 표 1을 참조). 추가 복잡성이 (16)에서 두 개의 매트릭스 곱셈에 기인하여 일어날 수 있다. 직교 매트릭스(D)와 임의 벡터의 곱셈은 두 벡터들의 엘리먼트-단위 곱셈이고, 반면에 반-직교 매트릭스(J)와 임의 벡터의 곱셈은 벡터 엘리먼트들의 순서를 역전시킨다.

대안적으로, SLM 방식은 Alamouti 코딩을 적용하고 V에 대한 세트 {x'₁, x'₂}의 PAPR을 계산하여, 데이터 벡터(X)와 V 개의 독립적인 랜덤 시퀀스들을 곱함으로써 SFBC-OFDM과 관련되어 사용될 수 있다. 즉, 최대 PAPR이 가장 작도록 하는 시퀀스들의 세트가 선택된다.

도 6은 유사한 복잡성에 대하여 SLM에서의 앞서 기술된 실시예의 성능 이점을 나타낸다, 즉 10⁶ 개의 독립적인 OFDM 부호들과

을 나타낸다. 그러나, SLM의 기울기가 급격하기 때문에, 두 개의 곡선들은 10^-6 PAPR 레벨 미만에서 교차할 것이다. 그럼에도 불구하고, 상기 확률은 매우 작아서 실제로는 무시될 수 있다. 그러나, 상기 실시예의 단점은 SLM과 비교하여 더 많은 수의 사이드 정보 비트들이다.

선행 실시예에서 언급된 바와 같이, N=4일 경우, 1/2-레이트의 복잡한 직교 STB 코드가 고려될 수 있으며, 예를 들면 Tarokh, Jafarkhani, 및 Calderband의 "Space-time block codes from orthogonal disignes(IEEE J.Select.Areas Commun., vol.16, 1451-1458쪽, 1998년 10월)"을 참조하라. 그러나, PAPR 감소를 위한 상기 특정한 실시예를 사용하기 위하여, 입력 부호 벡터 X=[X₀,X₁,...,X_Nc-1]가 예를 들면 4개의 다상 성분들로 분해된다.

청구되는 요지의 실시예들이 다양한 내용들에서 사용될 수 있고 청구되는 요지가 이 관점의 범위로 제한되지 않는다는 것은 특별한 것이 아니다. 예를 들어, 실시예들은 예를 들면 셀룰러 폰, 개인 휴대 정보 단말기, 랩탑 컴퓨터들, 미디어 플레이어들, 및 유사 종류를 포함하여 다양한 가능한 통신 장치들에서 사용될 수 있다. 물론, 청구되는 요지가 상기 예시들에 대한 범위로 제한되지는 않는다. 다양한 소프트웨어, 펌웨어 및/또는 하드웨어를 사용하는 다른 타입들의 장치들 및/또는 많은 다른 접근법들이 가능하고, 청구되는 요지의 범위 내에서 포함된다. 물론, 특정한 실시예들이 기술되었을지라도, 청구되는 요지가 특정한 실시예나 구현예의 범위로 제한되지 않는 것으로 이해될 것이다. 예를 들면, 한 실시예가 임의 장치 또는 장치들의 조합에서 작동하기 위해 구현되는 것과 같이 하드웨어에서 이루어질 수 있는 반면에, 다른 실시예는 소프트웨어로 이루어질 수 있다. 마찬가지로, 임의 실시예는 예를 들면 펌웨어에서, 또는 하드웨어, 소프트웨어, 및/또는 펌웨어의 임의 조합으로서 구현될 수 있다. 마찬가지로, 청구되는 요지가 이 관점의 범위로 제한되지 않을지라도, 한 실시예는 저장 매체 또는 저장 매체들과 같은 하나 이상의 물품들을 포함할 수 있다. 예를 들면 하나 이상의 CD-ROM들 및/또는 디스크들과 같은 상기 저장 매체들은, 예를 들면 컴퓨터 시스템, 컴퓨팅 플랫폼, 또는 다른 시스템과 같은 임의 시스템에 의해 실행될 때, 청구되는 요지에 따른 방법의 임의 실시예, 예를 들면 앞서 기술된 실시예들 중의 하나가 실행되도록 야기할 수 있는 명령어들을 그 상에 저장할 수 있다. 한 잠재적 예시로서, 컴퓨팅 플랫폼은 하나 이상의 프로세싱 유닛들 또는 프로세서들, 디스플레이, 키보드 및/또는 마우스와 같은 하나 이상의 입력/출력 장치들, 및/또는 정적 랜덤 액세스 메모리, 동적 랜덤 액세스 메모리, 플래시 메모리, 및/또는 하드 드라이브와 같은 하나 이상의 메모리들을 포함할 수 있다. 예를 들면, 디스플레이는 상호관련될 수 있는 것과 같은 하나 이상의 질의들, 및/또는 하나 이상의 트리 표현식들을 디스플레이하기 위해 사용될 수 있으며, 그러나 역시, 청구되는 요지가 상기 예시의 범위로 제한되지는 않는다.

상기의 기술에서는, 청구되는 요지의 다양한 측면들이 기술되었다. 설명을 위해, 특정 숫자들, 시스템들 및/또는 구성들이 청구되는 요지의 전체 이해를 제공하기 위해 진술되었다. 그러나, 청구되는 요지가 특정 상세사항들 없이도 실행될 수 있다는 것은 본 기재의 장점을 갖는 본 기술 분야의 당업자에게는 명백할 것이다. 즉, 공지된 특성들은 청구되는 요지를 흐리지 않기 위해 생략 및/또는 단순화되었다. 일정 특성들이 묘사 및/또는 기술되는 반면에, 많은 수정들, 치환들, 변경들 및/또는 동등물들이 당업자에 일어날 것이다. 그러므로, 첨부되는 청구항들은 청구되는 요지의 핵심 내에서 이러한 모든 수정들 및/또는 변경들을 포함하도록 의도되는 것이 이해될 것이다.

Claims

신호를 송신하는 방법에 있어서,

MIMO(Milti-Input Multi-Output) 방식을 사용하여 송신하기 위한 OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplex) 시퀀스를 준비하는 단계로서, PAPR(Peak-to-Average-Power Ratio) 감소 기준에 기초하여, 상기 OFDM 시퀀스의 적어도 일부 서브-블록들의 다상 시퀀스들의 위상-회전(phase rotation) 및 개별 송신 안테나들에 대응하는 송신 채널들 간의 채널-순환(rotation among transmit channels)을 수행하여, 준비된 OFDM 시퀀스를 획득하는 단계를 포함하는 것인, 상기 OFDM 시퀀스 준비 단계; 및

상기 준비된 OFDM 시퀀스를 전송하는 단계를 포함하는 신호 송신 방법.
제1항에 있어서,

채널-순환되고 위상-회전되는 다상 시퀀스들을 구비하는 상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들은, 상기 다상 시퀀스들을 채널-순환하고 위상-회전하는 것에 의해 PAPR이 감소될 서브-블록들을 서브-블록 단위로 순차적으로 연산함으로써 선택되는 것인 신호 송신 방법.
MIMO-OFDM 방식을 이용하는 송신기를 포함하는 장치로서,

상기 송신기는 OFDM 시퀀스를 송신하도록 구성되고,

상기 OFDM 시퀀스의 적어도 일부 서브-블록들의 다상 시퀀스들은, PAPR을 감소시키기 위해 PAPR 감소 기준에 따라 위상-회전되고 개별 송신 안테나들에 대응하는 송신 채널들 간에 채널-순환된 것인, 장치.
제3항에 있어서, 상기 송신기는 채널-순환되고 위상-회전되는 다상 시퀀스들을 갖는 상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들을 선택하도록 구성되며,

상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들의 선택은, 서브-블록들의 다상 시퀀스들의 채널-순환 및 위상-회전의 가능한 조합들 중에서 가장 많이 PAPR을 감소시키는 채널-순환 및 위상-회전의 조합이 송신을 위해 선택되도록 이루어지는 것인, 장치.
제3항에 있어서, 상기 송신기는 STBC(Space-Time Block Coding)을 적용할 수 있는 것인, 장치.
연산 장치를 포함하는 장치로서, 상기 연산 장치는,

MIMO 방식을 이용하여 송신용 OFDM 시퀀스를 준비하는 동작으로서, PAPR 감소 기준에 기초하여, 상기 OFDM 시퀀스의 적어도 일부 서브-블록들의 다상 시퀀스들의 위상-회전 및 개별 송신 안테나들에 대응하는 송신 채널들 간의 채널-순환을 수행하여, 준비된 OFDM 시퀀스를 획득하는 동작을 포함하는 것인, 상기 OFDM 시퀀스 준비 동작; 및

상기 준비된 OFDM 시퀀스를 송신하는 동작을 수행하도록 구성되는 것인, 장치.
제6항에 있어서, 상기 연산 장치는 STBC를 적용하도록 구성되는 것인, 장치.
제6항에 있어서, 상기 연산 장치는 공간 다중화(spatial multiplexing)를 적용하도록 구성되는 것인, 장치.
신호를 송신하는 방법에 있어서,

SFBC(Space-Frequency Block Coding)을 이용하는 MIMO 방식을 사용하여 송신하기 위한 OFDM 시퀀스를 준비하는 단계로서, 준비된 OFDM 시퀀스를 획득하기 위해 PAPR 감소 기준에 기초하여, 상기 OFDM 시퀀스의 적어도 일부 서브-블록들의 다상 시퀀스들에 대해, 시간 도메인에서 하나 이상의 서브-블록들의 시프팅을 포함하는 송신 채널들 간의 채널-순환, 및 위상-회전을 수행하는 단계를 포함하는 것인, 상기 OFDM 시퀀스 준비 단계; 및

상기 준비된 OFDM 시퀀스를 송신하는 단계를 포함하는 신호 송신 방법.
SFBC를 이용하는 MIMO-OFDM 방식을 채용하는 송신기를 포함하는 장치에 있어서,

상기 송신기는 OFDM 시퀀스를 송신하도록 구성되고,

PAPR을 감소시키기 위해, PAPR 감소 기준에 따라, 상기 OFDM 시퀀스의 적어도 일부 서브-블록들의 다상 시퀀스들에 대해서는, 시간 도메인에서 하나 이상의 서브-블록들의 시프팅을 포함하는 송신 채널들 간의 채널-순환, 및 위상-회전이 행해진 것인, 장치.
연산 장치를 포함하는 장치에 있어서, 상기 연산 장치는,

SFBC을 이용하는 MIMO 방식을 사용하여 송신하기 위한 OFDM 시퀀스를 준비하는 동작으로서, 준비된 OFDM 시퀀스를 획득하기 위해 PAPR 감소 기준에 기초하여, 상기 OFDM 시퀀스의 적어도 일부 서브-블록들의 다상 시퀀스들에 대해, 시간 도메인에서 하나 이상의 서브-블록들의 시프팅을 포함하는 송신 채널들 간의 채널-순환, 및 위상-회전을 수행하는 동작을 포함하는 것인, 상기 OFDM 시퀀스 준비 동작; 및

상기 준비된 OFDM 시퀀스를 송신하는 동작을 수행하도록 구성되는 것인, 장치.
제11항에 있어서, 상기 연산 장치는 채널-순환되고 위상-회전되는 다상 시퀀스들을 갖는 상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들을 선택하도록 구성되며,

상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들의 선택은, 서브-블록들의 다상 시퀀스들의 채널-순환 및 위상-회전의 가능한 조합들 중에서 가장 많이 PAPR을 감소시키는 채널-순환 및 위상-회전의 조합이 송신을 위해 선택되도록 이루어지는 것인, 장치.
제9항에 있어서, 채널-순환되고 위상-회전되는 다상 시퀀스들을 갖는 상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들이 선택되며, 이러한 선택은, 서브-블록들의 다상 시퀀스들의 채널-순환 및 위상-회전의 가능한 조합들 중에서 가장 많이 PAPR을 감소시키는 채널-순환 및 위상-회전의 조합이 송신을 위해 선택되도록 이루어지는 것인 신호 송신 방법.
제10항에 있어서, 상기 송신기는, 채널-순환되고 위상-회전되는 다상 시퀀스들을 갖는 상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들을 선택하도록 구성되며,

상기 OFDM 시퀀스의 서브-블록들의 선택은, 서브-블록들의 다상 시퀀스들의 채널-순환 및 위상-회전의 가능한 조합들 중에서 가장 많이 PAPR을 감소시키는 채널-순환 및 위상-회전의 조합이 송신을 위해 선택되도록 이루어지는 것인, 장치.
제10항에 있어서, 상기 송신기는 적어도 하나의 서브-블록의 추가적인 분할에 기초하여 시간에서의 순환(rotation in time)을 수행하도록 구성되는 것인, 장치.
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