TWI423629B - 降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法 - Google Patents

Description

降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法

本發明係關於一種降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，尤其是一種不傳旁帶資訊的降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法。

正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是近年來在無線通訊領域中非常熱門的技術，由於正交分頻多工技術係具有高資料傳輸速率、對通道衰減抵抗效果佳及易於在硬體上實現，故已被許多無線通訊系統所採用，例如：IEEE 802.11 a/g/n無線區域網路(Wireless Local Area Networks，WLAN)、IEEE 802.16微波存取全球互通(Worldwide Interoperability for Microwave Access，WiMAX)、數位影像廣播(Digital Video Broadcasting，DVB)及數位語音廣播(Digital Audio Broadcasting，DAB)等。

然而，在正交分頻多工系統中，由於子載波(Subcarrier)疊加容易產生過高的峰值對平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)，故訊號在傳送前經過功率放大器時，峰值對平均功率比過高之訊號容易到達功率放大器的非線性放大區而受到非線性放大，造成訊號的頻帶內失真(In-Band Distortion)及頻帶外輻射(Out-of-Band Radiation)，使接收端之位元錯誤率(Bit Error Rate，BER)大幅上升。

雖然，可藉由將訊號功率等比例降低，而強迫訊號工作在功率放大器的線性放大區，惟，此方式會使功率效益(Power Efficiency)下降。為在不降低功率效益前提下降低峰值對平均功率比，已有許多習知方法被提出，例如：截波(Clipping)、編碼(Coding)、載波保留(Tone Reservation，TR)、選擇性映射(Selected Mapping，SLM)、分部傳送序列(Partial Transmit Sequences，PTS)及可變動星座圖延伸(Active Constellation Extension，ACE)。其中，選擇性映射法可提供很好的峰值對平均功率比，且保持原來訊號不失真。惟，此方法必須額外傳送旁帶資訊(Side Information)且其運算複雜度高。再者，傳送旁帶資訊將使得系統的資料傳輸量下降，且若接收端解錯旁帶資訊，則造成位元錯誤率大幅上升。為解決此問題，可在旁帶資訊中加入錯誤更正碼保護。惟，此解決方式將使資料傳輸速率嚴重下降，降低頻寬使用效率。

為解決選擇性映射法之傳送旁帶資訊問題，可藉由子載波功率不同來代表不同的候選訊號(Candidate Signals)，例如揭示於IEEE Trans. Wireless Commun.,vol. 8,no. 7,pp. 3320-3325,Jul. 2009,「Selected mapping without side information for PAPR reduction in OFDM」的另一習知方法，其係利用直接放大子載波某幾個位置的功率來代表不同的候選訊號。惟，此方法會使某些子載波的功率降低，增加系統的位元錯誤率。

為解決選擇性映射法之高運算複雜度問題，另一習知方法[揭示於IEEE Trans. Signal Process.,vol. 58,no. 5,pp. 2916-2921,May 2010,「Novel low-complexity SLM schemes for PAPR reduction in OFDM systems」]係揭示一種低複雜度的選擇性映射法，利用反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)的三個特性來降低複雜度，分別敘述如下：

特性一：

時域向量等於N點環形旋積運算(Circular Convolution)，如下列公式(a)所示：

其中，傳送訊號X 為N×1的向量，且為U個不相交N×1的向量相加，，為一個N×1的向量，u=0,1,...,U-1，中的第k個元素可表示為[k ]={X [k ],k ; 0,otherwise ,={u +v ‧U |v =0,1,...,N/U -1},為經過IFFT後時域上的向量；為N點的環形旋積運算；中的第m個元素係如下列公式(b)所示：

特性二：

等於子向量與係數相乘的結果，如下列公式(c)所示：

其中，為N/U×1的子向量；=exp(j 2πuq/U )，q=1,2,...,U-1。

特性三：

當時域訊號作循環位移(Cyclic Shift)時，會等效於原頻域訊號的子載波呈現累進旋轉角度效果的相位旋轉，並不會讓原本訊號振幅改變，如下列公式(d)及(e)所示：

所以當X =[X [0],X [1],...,X [N -1]]且U=4時，可得四個等間隔分布的訊號、、及，分別如下列公式(f)、(g)、(h)及(i)所示：

經由公式(a)，可將時域訊號表示如下列公式(j)：

而、、及可由公式(b)得知，分別表示如下列公式(k)、(l)、(m)及(n)：

在此，、、及分別為碼長為N的向量，每個向量可再分成四個碼長為N/4的子向量，每個子向量的起始點之值均屬於{±1,±j }且其他點之值均為0。因此，x [n ]及[n ]作環形旋積運算的運算複雜度可大幅降低。經由快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，FFT)運算，可得知，分別表示如下列公式(o)、(p)、(q)及(r)：

由上述公式(o)、(p)、(q)及(r)，可得知訊號在頻域上等間隔分離，可以等效將時域訊號與一個序列作環形旋積運算，如下列公式(s)所示：

因此，可僅用一個反快速傅立葉轉換就得到所有的分離訊號，大幅減少反快速傅立葉轉換數量。另，由特性二可將[n ]表示如下列公式(t)：

而[n ]做N/4的循環位移後可得下列公式(u)：

由公式(s)可知可由4個1×N/4的矩陣a _{u 1} 、a _{u 2} 、a _{u 3} 及a _{u 4} 組成，如下列公式(t)所示：

其中，及之值係如下列公式(u)所示：

由(t)及(u)式可知，在求時，只需求出前N/4的值，後面3N/4的值可由前N/4的值分別乘上一個複數值而取得。

在獲得時域上四路訊號、、及後，若欲產生不同的候選訊號，則將第一路訊號固定不動，第二至四路訊號、及分別做循環位移並限制在0至N/4-1之間，以取得多個不同的候選訊號，再將峰值對平均功率比值最小的候選訊號傳送出去。惟，此方法需傳送旁帶資訊，故具有前述頻寬使用效率不佳之問題。

由於上述方式係具有需傳送旁帶資訊、位元錯誤率高或運算複雜度高等缺點，因此，需要加以改良，以提供一種同時具備不需傳送旁帶資訊、位元錯誤率低及運算複雜度低的降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法。

本發明之目的乃改良上述缺點，以提供一種不需傳送旁帶資訊的降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法。

本發明之次一目的，係提供一種位元錯誤率低的降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法。

一種降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其步驟係包含：一領航訊號放置步驟、一訊號轉換步驟、一候選訊號產生步驟及一傳輸訊號選擇步驟。該領航訊號放置步驟係以第一個子載波位置為起點，將數個領航訊號以一等間隔放置於數路頻域訊號中，該頻域訊號係包含數路子載波頻域訊號，各該子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置。該訊號轉換步驟係將該頻域訊號轉成一時域訊號並濾出數路子載波時域訊號。該候選訊號產生步驟係輸入該子載波時域訊號，產生一候選位移集合，供該第一路以外之子載波時域訊號進行循環位移，並與該第一路子載波時域訊號相加，產生數個候選訊號。該傳輸訊號選擇步驟，係以該時域訊號及該候選訊號，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之候選訊號並設為一傳輸訊號傳送。藉此，在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，以不傳旁帶資訊方式降低峰值對平均功率比值，其判斷錯誤率低。

一種降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其步驟係包含：一領航訊號放置步驟、一訊號轉換步驟、一分群序列產生步驟、一分群候選訊號產生步驟及一傳輸訊號選擇步驟。該領航訊號放置步驟係以第一個子載波位置為起點，將數個領航訊號以一等間隔放置於數路頻域訊號中，該頻域訊號係包含數路子載波頻域訊號，各該子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置。該訊號轉換步驟係將該頻域訊號轉成一時域訊號並濾出數路子載波時域訊號。該分群序列產生步驟，係產生數個奇偶分群之Zadoff-Chu序列。該分群候選訊號產生步驟，係將該Zadoff-Chu序列分別與該第一路子載波時域訊號產生數路奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號，並以一候選位移集合W與該第一路之外的子載波時域訊號進行奇偶分群循環位移，產生數路循環位移子載波時域訊號，該Zadoff-Chu子載波時域訊號分別與該循環位移子載波時域訊號相加，以產生數個候選訊號。該傳輸訊號選擇步驟，係從該候選訊號中，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之候選訊號並設為一傳輸訊號傳送。藉此，在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，以不傳旁帶資訊方式降低峰值對平均功率比值，其判斷錯誤率低，且產生的候選訊號較少，可降低搜尋的複雜度。

為讓本發明之上述及其他目的、特徵及優點能更明顯易懂，下文特舉本發明之較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

本發明全文所述之〝耦接〞，大致可包含實體線路連結或無線連結等方式，其詳細連結方式係為所屬技術領域中具有通常知識者可以理解。

本發明全文所述之〝Zadoff-Chu序列〞，其係具有以下的特性：

1.Zadoff-Chu序列係一個等振幅自相關為0的序列(Constant Amplitude Zero Autocorrelation Waveform，CAZAC)；

2.Zadoff-Chu序列的根索引(Root Index)u與其序列碼長N _zc 互質；

3.在相同的根索引u下，同一Zadoff-Chu序列具有完美的週期性自相關(Periodic Autocorrelation)；

4.在不同的根索引u下，不同根索引的Zadoff-Chu序列之週期性互相關(Periodic Crosscorrelation)低；

5.若該序列碼長N _zc 為質數，則其具有N _zc -1個週期性互相關為1/的序列。其係為所屬技術領域中具有通常知識者可以理解。

請參照第1圖所示，其係本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第一實施例之傳送端架構示意圖。其係一種基於選擇性映射法之架構，一傳送端裝置1係包含：一領航訊號放置單元11、一訊號轉換單元12、一候選訊號產生單元13及一傳輸訊號選擇單元14。該訊號轉換單元12係耦接該領航訊號放置單元11及該傳輸訊號選擇單元14，該候選訊號產生單元13係耦接該訊號轉換單元12及該傳輸訊號選擇單元14。

其中，該領航訊號放置單元11係將數個領航訊號(Pilot Signals)等間隔放置於一頻域訊號(Frequency Domain Signal)X 中，該頻域訊號X 係包含數路子載波頻域訊號(Subcarrier Frequency Domain Signals)，U為2的冪次，且U≧2(僅限於2或4)，該子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置；該訊號轉換單元12係將該頻域訊號X 轉成一時域訊號(Time Domain Signal)x 並濾出數路子載波時域訊號(Subcarrier Time Domain Signals)，U為2的冪次，且U≧2(僅限於2或4)；該候選訊號產生單元13係輸入該數路子載波時域訊號，產生一候選位移集合(Candidate Shift Set) W，供該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行循環位移(Cyclic Shift)，並與該第一路子載波時域訊號相加以產生一候選訊號(Candidate Signals)y ；該傳輸訊號選擇單元14係以該時域訊號x 及該候選訊號y ，選擇一具有最小峰值對平均功率比值(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)之訊號，並設為一傳輸訊號r 傳送。藉此，可在領航訊號輔助(Pilot aided)之正交分頻多工系統中，以不傳旁帶資訊(Side Information)方式降低峰值對平均功率比值。在此實施例中，U係設為4。該時域訊號x 可分為四路訊號、、及，該四路訊號、、及轉為四頻域訊號、、及後，該頻域訊號、、及係各為一等間隔(間隔為4)分佈之訊號，如下式(1)、(2)、(3)、(4)所示：

其中，該頻域訊號X =[X [0],X [1],...,X [N -1]]。

該領航訊號放置單元11係於該四路頻域訊號、、及中，以第一個子載波位置L ₀ 為起點，等間隔放置該領航訊號P _a 。詳言之，由於時域訊號的循環位移等效於在頻域上的子載波訊號累進旋轉角度效果的相位旋轉之特性，如下式(5)及(6)所示：

其中，為一個N×1的向量，u=0,1,...,U-1，中的第k個元素。

假設該領航訊號數量為p，子載波數量為N，第一個領航訊號P ₀ 放置於第一個子載波位置L ₀ ，其餘領航訊號P ₁ 、P ₂ 、...、P _{p -1} 分別以一等間隔放置其餘子載波位置，其中，該等間隔為N /p +1，且p ² N 。請參閱第2圖所示，其係本發明第一實施例之領航訊號放置示意圖。其中，該領航訊號之數量p為4，該4路子載波頻域訊號之子載波數量N為16，第一個領航訊號P ₀ 放置於第一個子載波位置L ₀ ，第2個領航訊號P ₁ 放置於第6個子載波位置L ₅ ，第3個領航訊號P ₁ 放置於第11個子載波位置L ₁₀ ，依此類推。以確保各該領航訊號間係為等間隔分佈且每一路之領航訊號數量相同並等間隔，其中同一路之領航訊號係以4×(N/p+1)個子載波位置等間隔放置，若以所有子載波頻域訊號的觀點來看，則為各該領航訊號係以(N/p+1)個子載波位置等間隔放置。

該訊號轉換單元12係設有一反快速傅立葉轉換器121及一濾波器122，該反快速傅立葉轉換器121係耦接該濾波器122。該反快速傅立葉轉換器121係將該頻域訊號X 轉成該時域訊號x ，並傳送至該濾波器122濾出數路子載波時域訊號。詳言之，該反快速傅立葉轉換器121將該頻域訊號X 進行反快速傅立葉轉換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，以產生該時域訊號x ，如下式(7)所示：

由於訊號在頻域上等間隔分離，可以等效將時域訊號與一個序列作環形旋積運算，如下式(8)所示：

因此該時域訊號x 與一濾波序列作環形旋積運算，可濾出該子載波時域訊號，如下式(9)至(13)所示：

該候選訊號產生單元13係設有一循環位移器131及一加法器132，該循環位移器131係耦接該加法器132。該候選訊號產生單元13係輸入該數路子載波時域訊號，該循環位移器131係產生該候選位移集合W，供該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行循環位移，產生數路子載波時域訊號與該第一路子載波時域訊號以該加法器132相加，產生該候選訊號y 。

該循環位移器131係將該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行循環位移，以產生該候選位移集合W。詳言之，在接收端通道已知的情形下，由於頻域上每個子載波上的雜訊分佈都可視為一個獨立且同分佈的高斯分佈，故傳送端之各路循環位移可藉由下式(14)來決定：

其中，p為該領航訊號之數量；q {1,2,3}，係指第1、2或3路；d _q (k )為第q路之第k個領航訊號的位置；N為子載波時域訊號數量；R _q 及X _q 分別為第q路之接收訊號及領航訊號。

然而，在所有可能情形均考慮的情況下，若Sq {0,1,...,N /4-1}且q {1,2,3}，則接收端的判斷錯誤率(Decision Error Rate，DER)會很高。在本實施例中，挑選數個循環位移的量，使判斷錯誤率比原來小且低於一定值，若各路取的位移個數均為R，則S _q ,q {1,2,3}係如下式(15)、(16)及(17)所示：

在本實施例中，為了使各路子載波時域訊號、及的判斷錯誤率降低，在選擇s _{q ,r} ,q {1,2,3},r =0,1,2,...,R -1時，將各路循環位移對應到頻域上，在領航訊號所表示的相位旋轉，選擇符合條件的位移，如下式(18)所示：

其中，q {1,2,3},r =0,1,2,...,R -1；1為任二位移在頻域星座點間之距離。取得各路循環位移後即可得知各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ ，分別如下式(19)、(20)及(21)所示：

假設一候選位移集合W為M個位移集合(S _0,1 ,S _0,2 ,S _0,3 )、(S _1,1 ,S _1,2 ,S _1,3 )、...及(S _{M -1,1} ,S _{M -1,2} ,S _{M -1,3} )所組成的集合，如下式(22)所示：

其中，M為候選訊號數量。由於各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 的元素數量均為R，故每個候選位移集合w 最多可以有R³ 種不同的位移組合。在選擇性映射法架構中，可從R³ 種組合組合中，任意選出其中M組為候選訊號的位移，為使選擇錯誤率進一步下降，可選出相互間差異性最大的位移作為候選位移。在此實施例中，由各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 中，選出M組元素不相交的S _m,1 ,S _m,2 ,S _m,3 ,m =0,1,...,M -1，由於各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 的元素數量均為R時，最多可取出R個差異性最大的位移集合，為避免做完位移後的訊號之峰值對平均功率比值反而比原本訊號高，故此R個候選位移中需包含{0,0,0}。在取得該候選位移集合W中的M組元素後，如何決定候選位移之值，係如下式(23)所示：

其中，p為該領航訊號之數量；q {1,2,3}，係指第一、二或三路；N為子載波數量；d _q (k )為第q路之第k個領航訊號的位置；N為子載波時域訊號數量；R _q 及X _q 分別為第q路之接收訊號及領航訊號。

然而，欲獲得M組差異性最大的候選位移，各路位移集合C _q ,q {1,2,3}至少需有M組元素，因此，在決定各路位移集合C _q 時，需計算b個距離，如下式(24)所示：

由上式(24)可知其運算複雜度很大，在決定各路位移集合C _q 時，為減少其運算複雜度且不讓判斷錯誤率下降太多，因此，在決定該候選位移集合W時，可將M組元素之各該組元素數量減少，例如：將M組3個元素均不相同的候選位移，減為M組2個元素均不相同的候選位移。在此實施例中，M組元素之各該組元素數量為2，該候選位移集合W之任二候選位移之間有2個元素不同，在各路位移集合C _q 中，僅需個元素即可產生M個符合條件之元素，因此，上式(24)係改寫為如下式(25)所示：

在計算出各路位移集合C _q ,q {1,2,3}中的個元素後，該候選位移集合W之計算係假設三個1×矩陣c ₁ 、c ₂ 及c ₃ 之元素分別為各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 中之值，如下式(26)、(27)及(28)所示：

上式(28)可改寫為一個矩陣c ₄ ，表示個1×列向量c _4,1 、c _4,2 、...及，且各該列向量c _4,1 、c _4,2 、...及係由上式(28)之c ₃ 向右做旋環位移，如下式(29)所示：

各該列向量c _4,1 、c _4,2 、...及係依序排列成一個1×的矩陣c ₅ ，如下式(30)所示：

該矩陣c ₁ 、c ₂ 及c ₅ 可計算而得一個3×的矩陣c ₆ ，如下式(31)所示：

其中，為克羅內克積(Kronecker product)。該候選位移集合W中各該位移集合之值為該矩陣c ₆ 中各行之值，供該子載波時域訊號進行循環位移，以產生數路子載波時域訊號。

該傳輸訊號選擇單元14係以該時域訊號x 及該候選訊號y ，計算並比較該時域訊號x 及該候選訊號y 之峰值對平均功率比值，選擇該具有最小峰值對平均功率比值之訊號並設為該傳輸訊號r 傳送。

請參閱第3圖所示，其係本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第一實施例之接收端架構示意圖。其中，一接收端裝置2係包含一快速傅立葉轉換器21、一通道估測單元22、一位移選擇單元23及一位移補償單元24，該通道估測單元22係耦接該快速傅立葉轉換器21、該位移選擇單元23及該位移補償單元24，該位移選擇單元23係耦接該通道估測單元22及該位移補償單元24。

該快速傅立葉轉換器21係輸入該傳輸訊號r ，進行快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform，FFT)，將該傳輸訊號r 轉為一頻域訊號R ，如下式(32)所示：

；該通道估測單元22係輸入該頻域訊號R ，以該領航訊號取得一頻域訊號；該位移選擇單元23依據上式(23)取得該位移集合；該位移補償單元24係根據該位移集合及該通道估測單元22輸出之訊號，計算出一還原訊號。

請參閱第4圖所示，其係本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第一實施例之流程圖，其步驟係包含一領航訊號放置步驟S1、一訊號轉換步驟S2、一候選訊號產生步驟S3及一傳輸訊號選擇步驟S4。該領航訊號放置步驟S1係以第一個子載波位置L ₀ 為起點，將數個領航訊號以一等間隔放置於一頻域訊號X 中，該頻域訊號X 係包含數路子載波頻域訊號，U為2的冪次，且U≧2(僅限於2或4)，該數路子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置；該訊號轉換步驟S2係將該頻域訊號X 轉成一時域訊號x 並濾出該數路子載波時域訊號，U為2的冪次，且U≧2(僅限於2或4)；該循環位移步驟S3係輸入該數路子載波時域訊號，產生一候選位移集合(Candidate Shift Set)W，供該數路子載波時域訊號之子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行循環位移(Cyclic Shift)，再與第一路該子載波時域訊號相加，以產生數個候選訊號(Candidate Signals)y ；該傳輸訊號選擇步驟S4係以該時域訊號x 及該候選訊號y ，選擇一具有最小峰值對平均功率比值(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)之候選訊號並設為一傳輸訊號r 傳送。在此實施例中，U係設為4。

該領航訊號放置步驟S1係於該四路頻域訊號、、及中，以第一個子載波位置為起點，等間隔放置該領航訊號。詳言之，由於時域訊號的循環位移等效於在頻域上的子載波訊號累進旋轉角度效果的相位旋轉之特性，如上式(5)及(6)所示，假設領航訊號之數量為p，該子載波頻域訊號之子載波數量為N，第一個領航訊號P ₀ 放置於第一個子載波位置L ₀ ，其餘領航訊號P ₁ 、P ₂ 、...、P _{p -1} 分別以一等間隔放置其餘子載波位置，其中，該等間隔為N /p +1，且p ² N 。請再參閱第2圖所示，其中，該領航訊號之數量p為4，該4路子載波頻域訊號之子載波數量N為16，第一個領航訊號P ₀ 放置於第一個子載波位置L ₀ ，第2個領航訊號P ₁ 放置於第6個子載波位置L ₅ ，依此類推。以確保各該領航訊號間係為等間隔分佈且每一路之領航訊號數量相同並等間隔，其中同一路之領航訊號係以4×(N/p+1)個子載波位置等間隔放置，若以所有子載波頻域訊號的觀點來看，則為各該領航訊號係以(N/p+1)個子載波位置等間隔放置。

該訊號轉換步驟S2係將該頻域訊號X 轉成該時域訊號x ，並濾出該數路子載波時域訊號。詳言之，該頻域訊號X 係進行反快速傅立葉轉換，以產生該時域訊號x ，如上式(7)所示。由於訊號在頻域上等間隔分離，可以等效將時域訊號與一個序列作環形旋積運算，如上式所示。因此，該時域訊號x 與一濾波序列作環形旋積運算，可濾出該子載波時域訊號，如上式(9)至(13)所示。

該候選訊號產生步驟S3係輸入該數路子載波時域訊號，並產生該候選位移集合W，供數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的該子載波時域訊號進行循環位移，產生數路循環位移子載波時域訊號與該第一路子載波時域訊號相加，產生該候選訊號y 。

詳言之，在接收端通道已知的情形下，由於頻域上每個子載波上的雜訊分佈都可視為一個獨立且同分佈的高斯分佈，故傳送端之各路循環位移可藉由上式(14)來決定。然而，在所有可能情形均考慮的情況下，若S _q {0,1,...,N /4-1}且q {1,2,3}，則接收端的判斷錯誤率(Decision Error Rate，DER)會很高。在本實施例中，挑選數個循環位移的量，使判斷錯誤率比原來小且低於一定值，若各路取的位移個數均為R，則S _q ,q {1,2,3}係如上式(15)、(16)及(17)所示。在本實施例中，為了使各路子載波時域訊號、及的判斷錯誤率降低，在選擇s _q,r ,q {1,2,3},r =0,1,2,...,R -1時，將各路循環位移對應到頻域上，在領航訊號所表示的相位旋轉，選擇符合條件的位移，如上式(18)所示。取得各路循環位移後即可得知各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ ，分別如下式(19)、(20)及(21)所示。

假設一候選位移集合W為M個位移集合(S _0,1 ,S _0,2 ,S _0,3 )、(S _1,1 ,S _1,2 ,S _1,3 )、...及(S _{M -1,1} ,S _{M -1,2} ,S _{M -1,3} )所組成的集合，如上式(22)所示。由於各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 的元素數量均為R，故每個候選位移集合w 最多可以有R³ 種不同的位移組合。在選擇性映射法架構中，可從R³ 種組合組合中，任意選出其中M組為候選訊號的位移，為使選擇錯誤率進一步下降，可選出相互間差異性最大的位移作為候選位移。在此實施例中，由各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 中，選出M組元素不相交的S _{m ,1} ,S _{m ,2} ,S _{m ,3} ,m =0,1,...,M -1，由於各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 的元素數量均為R時，最多可取出R個差異性最大的位移集合，為避免做完位移後的訊號之峰值對平均功率比值反而比原本訊號高，故此R個候選位移中需包含{0,0,0}。在取得該候選位移集合W中的M組元素後，如何決定候選位移之值，係如上式(23)所示。

然而，欲獲得M組差異性最大的候選位移，各路位移集合C _q ,q {1,2,3}至少需有M組元素，因此，在決定各路位移集合C _q 時，需計算b個距離，如上式(24)所示。由上式(24)可知其運算複雜度很大，在決定各路位移集合C _q 時，為減少其運算複雜度且不讓判斷錯誤率下降太多，因此，在決定該候選位移集合W時，可將M組元素之各該組元素數量減少，例如：將M組3個元素均不相同的候選位移，減為M組2個元素均不相同的候選位移。在此實施例中，M組元素之各該組元素數量為2，該候選位移集合W之任二候選位移之間有2個元素不同，在各路位移集合C _q 中，僅需個元素即可產生M個符合條件之元素，因此，上式(24)係改寫為如上式(25)所示。

在計算出各路位移集合C _q ,q {1,2,3}中的個元素後，該候選位移集合W之計算係假設三個1×矩陣c ₁ 、c ₂ 及c ₃ 之元素分別為各路的位移集合C ₁ 、C ₂ 及C ₃ 中之值，如上式(26)、(27)及(28)所示。上式(28)可改寫為一個矩陣c ₄ ，表示個1×列向量c _4,1 、c _4,2 、...及，且各該列向量c _4,1 、c _4,2 、...及係由上式(28)之c ₃ 向右做旋環位移，如上式(29)所示。

各該列向量c _4,1 、c _4,2 、...及係依序排列成一個1×的矩陣c ₅ ，如上式(30)所示。該矩陣c ₁ 、c ₂ 及c ₅ 可計算而得一個3×的矩陣c ₆ ，如上式(31)所示。該候選位移集合W中各該位移集合之值為該矩陣c ₆ 中各行之值，供該子載波時域訊號進行循環位移，以產生數路子載波時域訊號。

該傳輸訊號選擇步驟S4係以該時域訊號x 及該候選訊號y ，計算並比較該時域訊號x 及該候選訊號y 之峰值對平均功率比值，選擇該具有最小峰值對平均功率比值之訊號並設為該傳輸訊號r 傳送。

藉此，本發明利用時域訊號的循環位移，係等同於在頻域上的子載波訊號呈現累進旋轉角度效果的相位旋轉之特性，在頻域上以領航訊號估出循環位移值，可在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，以不傳旁帶資訊方式降低峰值對平均功率比值，其判斷錯誤率低。

此外，請再參閱第1圖所示，由於該第一路頻域訊號在本發明第一實施例中，係不做循環位移就傳送，故該第一路頻域訊號之領航訊號，不會受到時域上循環位移之影響，故可藉由Zadoff-Chu序列的特性，將訊號在位移之前先分群，讓同一群的位移在接收端解調時，進一步降低判斷錯誤率。

請參照第5圖所示，其係本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第二實施例之傳送端架構示意圖，該第二實施例與該第一實施例相異之處係如後所述。其中，一傳送端裝置3係包含：一領航訊號放置單元31、一訊號轉換單元32、數個候選訊號產生單元33及一傳輸訊號選擇單元34。該領航訊號放置單元31係耦接該訊號轉換單元32，該數個候選訊號產生單元33係耦接該訊號轉換單元32及該傳輸訊號選擇單元34。

其中，該領航訊號放置單元31係將數個領航訊號等間隔放置於一頻域訊號X 中，該頻域訊號X 係包含數路子載波頻域訊號，U為2的冪次，且U≧2(即2、4、8、32、...，依此類推)，該子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置；該訊號轉換單元32係將該頻域訊號X 轉成一時域訊號x 並濾出數路子載波時域訊號，U為2的冪次，且U≧2(即2、4、8、32、...，依此類推)；各該候選訊號產生單元33係輸入該數路子載波時域訊號，以一Zadoff-Chu序列與該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號產生一奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號，並以一候選位移集合W與該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行奇偶分群循環位移，產生數路循環位移子載波時域訊號，該Zadoff-Chu子載波時域訊號與該循環位移子載波時域訊號相加，以產生一候選訊號，K為分群之數量；該傳輸訊號選擇單元34係以該候選訊號，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之訊號並設為一傳輸訊號r 傳送。藉此，可在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，以不傳旁帶資訊方式降低峰值對平均功率比值。在此實施例中，U係設為4。

該領航訊號放置單元31係於四路頻域訊號、、及中，以第一個子載波位置L ₀ 為起點，以一等間隔放置該領航訊號，其中，該領航訊號放置於該第一路頻域訊號之值為0。詳言之，假設該領航訊號之數量為p，子載波頻域訊號數量為N，第一個領航訊號P ₀ 放置於第一個子載波位置L ₀ ，其餘領航訊號P ₁ 、P ₂ 、...、P _{p -1} 分別以一等間隔放置於其餘子載波位置，其中，該等間隔為N /p +1，且p ² N 。由於該領航訊號放置於該第一路頻域訊號的各該子載波位置之值為0，供該頻域訊號轉為時域訊號時，於該領航訊號放置之位置填入該Zadoff-Chu序列。請參閱第6圖所示，其中，該領航訊號之數量p為4，該四路子載波頻域訊號之子載波數量N為16，該第一個領航訊號P ₀ =0放置於該第一個子載波位置L ₀ ，第2個領航訊號P ₁ 放置於第6個子載波位置L ₅ ，依此類推。

該訊號轉換單元32係設有一反快速傅立葉轉換器321及一濾波器322，該反快速傅立葉轉換器321係耦接該濾波器322。該反快速傅立葉轉換器321係將該頻域訊號X 轉成該時域訊號x ，並傳送至該濾波器322濾出數路子載波時域訊號。

各該候選訊號產生單元33係設有一Zadoff-Chu序列產生器331、一第一加法器332、一循環位移器333及一第二加法器334，該Zadoff-Chu序列產生器331係耦接該第一加法器332，該第二加法器334係耦接該第一加法器332及該循環位移器333。該候選訊號產生單元33係輸入該數路子載波時域訊號，該Zadoff-Chu序列產生器331係產生該Zadoff-Chu序列；該第一加法器332係將該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號及該Zadoff-Chu序列相加並輸出該奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號；該循環位移器333係以奇偶分群方式產生該候選位移集合W，以該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號與該候選位移集合W進行奇偶分群循環位移，產生該循環位移子載波時域訊號該第二加法器334係將該Zadoff-Chu子載波時域訊號及該循環位移子載波時域訊號相加，產生該候選訊號。其中，該Zadoff-Chu序列之碼長N _zc 為p/4，如下式(33)所示：

其中，N _zc 為該Zadoff-Chu序列之碼長；u為該Zadoff-Chu序列之根索引(Root Index)。

由於此N/4個點若在頻域上靠得太近將造成訊號判斷區間(Decision Region)太小，星座點之間的最小距離變小讓錯誤率大增，而使判斷錯誤率過高。因此，若將N/4個循環位移做奇偶分群，則可得一偶數循環位移集合C _e 及一奇數循環位移集合C _o ，分別如下式(34)及(35)所示：

C _e ={0,2,4,...,N /4-2}　(34)

C _o ={1,3,5,...,N /4-1}　(35)

因此，S ₁ ,S ₂ ,S ₃ {C _o ,C _e }之排列組合共有2³ 種，如下式(36)及(37)所示：

其中，在傳送端第一路之領航訊號需有8組碼長為p/4的Zadoff-Chu序列，以表示此8種組合。藉此，該Zadoff-Chu序列系放置於該第一路之領航訊號位置，以代表第2、3及4路訊號之循環位移係屬於該偶數循環位移集合C _e 或該奇數循環位移集合C _o 。

由於產生一個Zadoff-Chu序列需有其碼長N _zc 及其根索引u，當該碼長N _zc 及該根索引u互質時，則所產生之Zadoff-Chu序列具有完美的週期性自相關及週期性互相關低之特性。因此，子載波數量N為2的冪次；子載波數量N必須被該領航訊號之數量p整除；p為4的倍數且p/4亦為2的冪次，以使各路之領航訊號之數量一致。其中，若該Zadoff-Chu序列之碼長N _zc 為p/4，則該Zadoff-Chu序列u具有p/8個奇數的根索引與該碼長N _zc 互質，此p/8個Zadoff-Chu序列藉由循環位移可得p/4個具有完美的週期性自相關及週期性互相關低之Zadoff-Chu序列，因此，若碼長N _zc 為p/4，則該Zadoff-Chu序列之數量nzc係如下式(38)所示：

其中，在奇偶分群的情形下，該領航訊號之數量p≧16。

藉此，請再參閱第5圖所示，各該候選訊號產生單元33係藉由該Zadoff-Chu序列產生器331係產生系統已知且位置在第一路領航訊號P ₀ 之Zadoff-Chu序列時域訊號，由該第一加法器332在時域上將該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號及該Zadoff-Chu序列相加並輸出該奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號；該循環位移器333係以奇偶分群方式產生該候選位移集合W，在產生該奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號後，將該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號以該候選位移集合W進行(N/4)³ 種可能之奇偶分群循環位移，產生該循環位移子載波時域訊號；該第二加法器334係將該Zadoff-Chu子載波時域訊號及該循環位移子載波時域訊號相加，產生該候選訊號，再由該傳輸訊號選擇單元34係以該候選訊號，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之訊號並設為一傳輸訊號r 傳送。

請參閱第7圖所示，其係本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第二實施例之接收端架構示意圖。其中，一接收端裝置4係包含一快速傅立葉轉換器41、一通道估測單元42、一相關性偵測單元43、一位移選擇單元44及一位移補償單元45，該通道估測單元42係耦接該快速傅立葉轉換器41、該相關性偵測單元43、該位移選擇單元44及該位移補償單元45，該位移選擇單元23係耦接該相關性偵測單元43及該位移補償單元45。

該快速傅立葉轉換器41係輸入該傳輸訊號r ，進行快速傅立葉轉換，將該傳輸訊號r 轉為一頻域訊號R 。該通道估測單元42係輸入該頻域訊號R ，以該領航訊號取得一頻域訊號。該相關性偵測單元43係判斷第一路訊號之Zadoff-Chu序列所代表之分群訊號係屬於(),k =0,1,...,7中的哪一種奇偶分群組合之Zadoff-Chu序列，如下式(39)所示：

其中，)為解調之Zadoff-Chu序列；p為該領航訊號之數量；m為每一路第m個領航訊號；d (m )為第m個領航訊號的位置；Z ^{( k ) *} 為第一路訊號之Zadoff-Chu序列取共厄；為補完通道的第一路接收訊號訊號。該位移選擇單元44係以該相關性偵測單元43輸出之後，即可利用對應到每一路的訊號判斷區間解調出每一路的位移，如下式(40)所示：

其中，p為該領航訊號之數量；N為子載波數量；m為每一路的第m個領航訊號；d _q (m )為第q路中第m個領航訊號的位置；R _q 為第q路的接收訊號；X _q 為第q路的領航訊號；H _q 為第q路通道的頻率響應。該位移補償單元24係根據該位移集合及該通道估測單元42輸出之訊號，計算出一還原訊號。

請參閱第8圖所示，其係本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第二實施例之流程圖，其步驟係包含一領航訊號放置步驟S1’、一訊號轉換步驟S2、一分群候選訊號產生步驟S3’、一傳輸訊號選擇步驟S4及一分群序列產生步驟S5，其中，該分群序列產生步驟S5係於進行分群候選訊號產生步驟S3’前之任何時間進行。該領航訊號放置步驟S1’係以第一個子載波位置L ₀ 為起點，將數個領航訊號以一等間隔放置於一頻域訊號X 中，該頻域訊號X 係包含數路子載波頻域訊號，U為2的冪次，且U≧2(即2、4、8、32、...，依此類推)，各該子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置；該訊號轉換步驟S2係將該頻域訊號X 轉成一時域訊號x 並濾出數路子載波時域訊號，U為2的冪次，且U≧2(即2、4、8、32、...，依此類推)；該分群序列產生步驟S5係產生數個奇偶分群之Zadoff-Chu序列；該候選訊號產生步驟S3’係將該Zadoff-Chu序列分別與該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號產生數路奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號，並以奇偶分群方式產生一候選位移集合W與該子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行奇偶分群循環位移，產生數路循環位移子載波時域訊號，該子載波時域訊號與該循環位移子載波時域訊號相加，以產生數個候選訊號，K為分群之數量；該傳輸訊號選擇步驟S4係從該候選訊號中，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之訊號並設為一傳輸訊號r 傳送。藉此，可在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，以不傳旁帶資訊方式降低峰值對平均功率比值。在此實施例中，U係設為4。

該領航訊號放置步驟S1’係於四路頻域訊號、、及中，以第一個子載波位置L ₀ 為起點，等間隔放置該領航訊號，其中，該領航訊號放置於該第一路頻域訊號之值為0。詳言之，假設該領航訊號之數量為p，該子載波數量為N，第一個領航訊號P ₀ 放置於第一個子載波位置L ₀ ，其餘領航訊號P ₁ 、P ₂ 、...、P _{p -1} 分別以一等間隔放置其餘子載波位置，其中，該等間隔為N /p +1，且p ² N 。由於該領航訊號放置於該第一路頻域訊號之各該子載波位置的值為0，以供該頻域訊號轉為時域訊號時，可於該領航訊號對應之位置填入該Zadoff-Chu序列。請再參閱第6圖所示，其中，該領航訊號之數量p為4，該4路子載波頻域訊號之子載波數量N為16，該第一個領航訊號P ₀ =0放置於該第一個子載波位置L ₀ ，第2個領航訊號P ₁ 放置於第6個子載波位置L ₅ ，依此類推。

該訊號轉換步驟S2係將該頻域訊號X 轉成該時域訊號x ，並濾出數路子載波時域訊號。詳言之，該頻域訊號X 係進行反快速傅立葉轉換，以產生該時域訊號x ，如上式(7)所示。由於訊號在頻域上等間隔分離，可以等效將時域訊號與一個序列作環形旋積運算，如上式所示。因此，該時域訊號x 與一濾波序列作環形旋積運算，可濾出該子載波時域訊號，如上式(9)至(13)所示。

該分群序列產生步驟S5係產生該Zadoff-Chu序列，其碼長N _zc 為p/4，如上式(33)所示。由於此N/4個點若在頻域上靠得太近將造成訊號判斷區間(Decision Region)太小，星座點之間的最小距離變小讓錯誤率大增，而使判斷錯誤率過高。因此，若將N/4個循環位移做奇偶分群，則可得一偶數循環位移集合C _e 及一奇數循環位移集合C _o ，分別如上式(34)及(35)所示。

因此，S ₁ ,S ₂ ,S ₃ {C _o ,C _e }之排列組合共有2³ 種，如上式(36)及(37)所示，其中，在傳送端第一路之領航訊號需有8組碼長為p/4的Zadoff-Chu序列，以表示此8種組合。藉此，該Zadoff-Chu序列系放置於該第一路之領航訊號P _a 位置，以代表第2、3及4路訊號之循環位移係屬於該偶數循環位移集合C _e 或該奇數循環位移集合C _o 。

由於產生一個Zadoff-Chu序列需有其碼長N _zc 及其根索引u，當該碼長N _zc 及該根索引u互質時，則所產生之Zadoff-Chu序列具有完美的週期性自相關及週期性互相關低之特性。因此，子載波數量N為2的冪次(即2、4、8、32、...，依此類推)；子載波數量N必須被該領航訊號之數量p整除；p為4的倍數且p/4亦為2的冪次(即2、4、8、32、...，依此類推)，以使各路之領航訊號之數量一致。其中，若該Zadoff-Chu序列之碼長N _zc 為p/4，則該Zadoff-Chu序列u具有p/8個奇數的根索引與該碼長N _zc 互質，此p/8個Zadoff-Chu序列藉由循環位移可得p/4個具有完美的週期性自相關及週期性互相關低之Zadoff-Chu序列，因此，若碼長N _zc 為p/4，則該Zadoff-Chu序列之數量nzc係如上式(38)所示，其中，在奇偶分群的情形下，該領航訊號之數量p≧16。

該候選訊號產生步驟S3’係將該Zadoff-Chu序列分別填入該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號之領航訊號位置，產生該奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號，並以奇偶分群方式產生該候選位移集合w 與該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行奇偶分群循環位移，產生數路循環位移子載波時域訊號，該Zadoff-Chu子載波時域訊號分別與該循環位移子載波時域訊號相加，以產生該候選訊號。其中，判斷使用哪個Zadoff-Chu序列係如上式(39)所示，在得到後，即可利用對應到每一路的訊號判斷區間運用下式解調出每一路的位移，如上式(40)所示。

該傳輸訊號選擇步驟S4係以該時域訊號x 及該候選訊號y ，計算並比較該時域訊號x 及該候選訊號y 之峰值對平均功率比值，選擇該具有最小峰值對平均功率比值之訊號並設為該傳輸訊號r 傳送。

藉此，產生系統已知且位置在第一路領航訊號P ₀ 之Zadoff-Chu序列時域訊號，在時域上將該子載波時域訊號及該Zadoff-Chu序列相加，以產生該子載波時域訊號；另，產生該候選位移集合w ，再加上Zadoff-Chu序列時域訊號後，將該子載波時域訊號以該候選位移集合w 進行(N/4)³ 種可能之循環位移，產生該子載波時域訊號；將該子載波時域訊號及該子載波時域訊號相加，產生該候選訊號，再由該傳輸訊號選擇單元34係以該候選訊號，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之訊號並設為該傳輸訊號r 傳送。

因此，本發明利用時域訊號的循環位移，係等同於在頻域上的子載波訊號呈現累進旋轉角度效果的相位旋轉之特性，在頻域上以領航訊號估出循環位移值，並在時域上以數個Zadoff-Chu序列做奇偶分群，可在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，以不傳旁帶資訊方式降低峰值對平均功率比值，其判斷錯誤率低，且產生的候選訊號較少，可降低搜尋的複雜度。

本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，係以該領航訊號等間隔放置於該頻域訊號X ，以及時域訊號的循環位移等同於在頻域上的子載波訊號呈現累進旋轉角度效果的相位旋轉之特性，因此，可在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，達到以不傳旁帶資訊方式降低峰值對平均功率比值之功效。

本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，係以該領航訊號等間隔放置於該頻域訊號X ，以及時域訊號的循環位移等同於在頻域上的子載波訊號呈現累進旋轉角度效果的相位旋轉之特性，因此，可在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，達到判斷錯誤率低之功效。

本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，係以該領航訊號等間隔放置於該頻域訊號X ，以及時域訊號的循環位移等同於在頻域上的子載波訊號呈現累進旋轉角度效果的相位旋轉之特性，因此，可在領航訊號輔助之正交分頻多工系統中，達到降低搜尋的複雜度之功效。

雖然本發明已利用上述較佳實施例揭示，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者在不脫離本發明之精神和範圍之內，相對上述實施例進行各種更動與修改仍屬本發明所保護之技術範疇，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

[本發明]

1．．．傳送端裝置

11．．．領航訊號放置單元

12．．．訊號轉換單元

121．．．反快速傅立葉轉換器

122．．．濾波器

13．．．候選訊號產生單元

131．．．循環位移器

132．．．加法器

14．．．傳輸訊號選擇單元

2．．．接收端裝置

21．．．快速傅立葉轉換單元

22．．．通道估測單元

23．．．位移選擇單元

24．．．位移補償單元

3．．．傳送端裝置

31．．．領航訊號放置單元

32．．．訊號轉換單元

321．．．反快速傅立葉轉換器

322．．．濾波器

33．．．候選訊號產生單元

331．．．Zadoff-Chu序列產生器

332．．．第一加法器

333．．．循環位移器

334．．．第二加法器

34．．．傳輸訊號選擇單元

4．．．接收端裝置

41．．．快速傅立葉轉換單元

42．．．通道估測單元

43．．．相關性偵測單元

44．．．位移選擇單元

45．．．位移補償單元

第1圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第一實施例之傳送端架構示意圖。

第2圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第一實施例之領航訊號放置示意圖。

第3圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第一實施例之接收端架構示意圖。

第4圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第一實施例之流程圖。

第5圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第二實施例之傳送端架構示意圖。

第6圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第二實施例之領航訊號放置示意圖。

第7圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第二實施例之接收端架構示意圖。

第8圖：本發明降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法的第二實施例之流程圖。

1．．．傳送端裝置

11．．．領航訊號放置單元

12．．．訊號轉換單元

121．．．反快速傅立葉轉換器

122．．．濾波器

13．．．候選訊號產生單元

131．．．循環位移器

132．．．加法器

14．．．傳輸訊號選擇單元

Claims (10)

1. 一種降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其步驟係包含：一領航訊號放置步驟，係將數個領航訊號以一等間隔放置於數路頻域訊號中，該頻域訊號係包含數路子載波頻域訊號，各該子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置，其中將該數個領航訊號以該等間隔放置於數路頻域訊號中時，係以第一個子載波位置為起點；一訊號轉換步驟，係將該頻域訊號轉成一時域訊號並濾出數路子載波時域訊號；一候選訊號產生步驟，係輸入該數路子載波時域訊號，產生一候選位移集合，供該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行循環位移，再與該第一路子載波時域訊號相加，產生數個候選訊號；及一傳輸訊號選擇步驟，係以該時域訊號及該候選訊號，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之候選訊號並設為一傳輸訊號傳送。
2. 依申請專利範圍第1項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中子載波頻域訊號之個數為U個，U為2的冪次且U≧2，該子載波數量為N個，該領航訊號之數量為p個，該等間隔為N/p+1，且p ² N 。
3. 依申請專利範圍第1項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中產生該候選位移集合之方法係如下式所示：，s _q,r 係第q 路之第r 個候選位移，l 係任二位移在頻域星座點間之距離。
4. 依申請專利範圍第1項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中該候選位移集合係由M個位移集合所組成的集合，各該位移集合之值為一矩陣c ₆ 中各行之值，如下式所示：，為克羅內克積， ，s _q,r 係第q路之第r 個候選位移，q {1,2,3}，r =0,1,2,..., M -1。
5. 依申請專利範圍第1項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中判斷候選位移之值係如下式所示： ，p為該領航訊號之數量，q {1,2,3}，係指第一、二或三路，d _q (k )為第q路之第k個領航訊號的位置，N為子載波時域訊號數量，R _q 及X _q 分別為第q路之接收訊號及領航訊號。
6. 一種降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其步驟係包含：一領航訊號放置步驟，係將數個領航訊號以一等間隔放置於數路頻域訊號中，該頻域訊號係包含數路子載波頻域訊號，各該子載波頻域訊號係具有數個子載波及其位置，其中將該數個領航訊號以該等間隔放置於數路頻域訊號中時，係以第一個子載波位置為起點；一訊號轉換步驟，係將該頻域訊號轉成一時域訊號並濾出數路子載波時域訊號；一分群序列產生步驟，係產生數個奇偶分群之Zadoff-Chu序列；一分群候選訊號產生步驟，係將該Zadoff-Chu序列分別與該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號產生數路奇偶分群之Zadoff-Chu子載波時域訊號，並以奇偶分群方式產生一候選位移集合與該數路子載波時域訊號之第一路子載波時域訊號以外的子載波時域訊號進行奇偶分群循環位移，產生數路循環位移子載波時域訊號，該Zadoff-Chu子載波時域訊號分別與該循環位移子載波時域訊號相加，以產生數個候選訊號；及一傳輸訊號選擇步驟，係從該候選訊號中，選擇一具有最小峰值對平均功率比值之候選訊號並設為一傳輸訊號傳送。
7. 依申請專利範圍第6項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中子載波時域訊號之個數為U個，U為2的冪次且U≧2，該子載波數量為N個，該領航訊號之數量為p個，該等間隔為N/p+1，且p ² N ，該領航訊號放置於該第一路頻域訊號之值為0。
8. 依申請專利範圍第6項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中奇偶分群循環位移分為一偶數循環位移集合C _e 及一奇數循環位移集合C _o ，分別如下式所示：C _e ={0,2,4,...,N /4-2}，C _o ={1,3,5,...,N /4-1}；及奇偶分群循環位移之排列組合共有8種，如下式所示：
9. 依申請專利範圍第6項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中判斷Zadoff-Chu序列之方式，如下式所示：，p為該領航訊號之數量，m為每一路第m個領航訊號，d (m )為第m個領航訊號的位置，Z ^{( k )*} 為第一路訊號之Zadoff-Chu序列取共厄，為補完通道的第一路接收訊號訊號。
10. 依申請專利範圍第6項所述之降低正交分頻多工系統之峰值對平均功率比值之方法，其中判斷位移之方式，如下列所示：，p為該領航訊號之數量，N為子載波數量，m為每一路的第m個領航訊號，d _q (m )為第q路中第m個領航訊號的位置，R _q 為第q路的接收訊號，X _q 為第q路的領航訊號，H _q 為第q路通道的頻率響應。