KR101065897B1 - 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법 - Google Patents

무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 데이터 통신을 공간 다중 전송 방식으로 행하는 무선 통신 시스템으로서, 이동국은 송신 가중치를 산출하는 송신 가중치 산출부와, 기지국측에서 부분 공간 정보를 생성하기 위한 기지 신호를 송신하는 빔 정보 통지 신호 생성부를 구비하고, 기지국은 수신한 제 1 기지 신호에 기초해서 부분 공간 정보를 생성하고, 부분 공간 정보에 따라서 다운스트림 스케쥴링, 업스트림 스케쥴링을 행하는 스케쥴링 수단(DL 공간 스케쥴링부(17), UL 공간 스케쥴링부(18), 빔 정보 통지 신호 응답 벡터 추정부(20))과, 업스트림 스케쥴링 결과를 포함한 패킷을 송신하는 스케쥴링 결과 송신 수단(UL 제어 정보 생성부(14), 송신 가중치 산출부(19))을 구비하고 있다.

Description

무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법{WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND COMMUNICATION CONTROL METHOD}
본 발명은 데이터 계열을 공간 다중 전송하는 무선 통신 시스템에 관한 것이고, 특히 기지국이 복수의 이동국과의 사이에서 공간 다중 전송을 행하는 무선 통신 시스템 및 공간 다중 전송을 행할 때의 통신 제어 방법에 관한 것이다.
최근, 복수의 안테나를 이용하여 공간 다중 통신을 행함으로써, 전송 용량을 비약적으로 증대시키는 통신 방식이 주목받고 있다. 공간 다중 통신으로는 복수의 안테나를 갖는 기지국(BS:Base Station)과 단일의 안테나를 갖는 복수의 단말국(MT:Mobile Terminal)과의 사이에서 동시 통신을 행하는 SDMA(Space Division Multiple Access), BS 및 MT가 모두 복수의 안테나를 갖고, 복수의 공간적인 채널을 동시에 사용하여 통신을 행하는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 등이 알려져 있다.
예컨대, 하기 특허 문헌 1에 있어서, 직교 공간(부분 공간)을 사용해서 MIMO 전송을 행하는 통신 장치(송신 장치)가 개시되어 있다. 하기 특허 문헌 1의 기재 에 의하면, 이 송신 장치는 공간 분할 다중 전송 방식으로 통신하는 시스템의 송신 장치로서, k개의 지향성을 형성할 수 있는 경우, 수신 장치로부터 송신되는 송신 장치의 각 안테나 소자와 수신 장치의 각 안테나 소자의 사이의 채널 응답에 따라서, 채널 응답을 요소로 하는 N×M의 크기의 행렬 A를 이용하여 AHA(위첨자 'H'는 헤르미트 변환)의 행렬로부터 복수의 고유 벡터를 산출한다. 그리고, 고유치가 큰 쪽부터 순차로 k개 선택하고, 선택된 k개의 고유 벡터로 정해지는 k개의 지향성을, k개의 지향성으로서 설정함으로써 다중화된 신호를 분리할 때의 분리 특성을 향상시키고 있다.
또한, 하기 특허 문헌 2에 있어서, 복수의 BS와 복수의 MT가 공간 다중 통신을 행하는 방법이 개시되어 있다. 하기 특허 문헌 2의 기재에 의하면, 각 BS는 빔식별 신호(BS번호와 빔 번호)를 포함한 정보를 빔폭이 좁은 멀티 빔을 방사한다. 한편, MT는 각 BS의 빔마다 수신 레벨을 검출하여, 임계값 이상으로 수신 레벨이 높은 순차로 빔 번호를 나열한 레벨 테이블을 BS마다 작성하여 대응 BS로 송신한다. 각 BS는 각 MT로부터 수신한 레벨 테이블로부터 자신의 각 빔의 간섭 정도를 구하고, 각 MT에 그 수신 레벨 임계값 이상인 빔 중에서 간섭량이 가장 적은 빔(빔 번호)을 할당하며, 할당한 빔 번호 및 그 간섭량(정보)을 MT로 송신한다. 그리고 MT는 각 BS로부터 수신한 빔 번호 및 그 간섭량에 기초해서, 간섭량이 적은 빔을 선택하고, 선택한 빔을 할당한 BS와 통신을 행한다. 이로써, 적은 업스트림 전송 정보로 적절한 기지국빔을 획득해서, 고속의 다운스트림 정보 전송이 가능한 이동 통신 시스템을 실현하고 있다.
특허 문헌 1 : 일본 특허 공개 제 2003-258770호 공보
특허 문헌 2 : 일본 특허 공개 제 2002-152108호 공보
복수의 안테나를 갖는 복수의 MT와 BS가 통신을 행하는 경우, 동시 통신을 행하는 MT의 선택 처리 및 최적의 통신로의 형성 처리에 있어서 막대한 제어 정보를 교환해야 하여, 전송 효율이 저하된다는 문제가 있었다.
한편, 상기 특허 문헌 2에 기재된 기술을 이용하면, 상기 제어 정보를 삭감할 수 있다. 그러나 이 기술에 있어서, BS는 폭이 좁은 고정빔을 송신하고 있고, 통신 대상인 MT에 대해서 하나 또는 2개의 고정빔만이 송신되고, 간섭을 야기하는 다른 빔 송신을 중지할 뿐이므로, 어뎁티브 어레이의 이점이 희생이 된다는 개선해야 할 점이 있다.
본 발명은 상기를 감안해서 이루어진 것으로, 어뎁티브 어레이의 이점을 희생하지 않고, 작은 제어 정보로 고효율의 공간 다중 전송을 실현하는 것이 가능한 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법을 획득하는 것을 목적으로 한다.
상술한 과제를 해결하고 목적을 달성하기 위해서, 본 발명은 복수의 안테나를 구비한 기지국과 복수의 이동국으로 구성되고, 기지국이 각 이동국과의 데이터 통신을 TDD를 사용한 공간 다중 전송 방식으로 행하는 무선 통신 시스템으로서, 상기 복수의 이동국이 상기 기지국과의 사이의 전송로 상태에 따라서 송신 가중치(weight)를 산출하는 송신 가중치 산출 수단과, 상기 송신 가중치를 사용하여 상기 기지국측에서 부분 공간 정보를 생성하기 위한 제 1 기지 신호(known signal)를 송신하는 기지 신호 송신 수단을 구비하고, 상기 기지국이 상기 복수의 이동국으로부터 수신한 제 1 기지 신호에 따라서 각 이동국과의 사이의 부분 공간 정보를 생성하고, 또한 각 부분 공간 정보에 따라서 다운링크에 있어서 데이터의 동시 수신을 행할 목적지 이동국 및 통신에 사용하는 송신빔을 결정하는 다운스트림 스케쥴링과, 업링크에 있어서 데이터의 동시 송신을 행하는 송신원 이동국 및 통신에 사용하는 송신빔을 결정하는 업스트림 스케쥴링를 행하는 스케쥴링 수단과, 상기 업스트림 스케쥴링 결과와, 상기 송신원 이동국이 업스트림 스케쥴링 결과를 수신할 때에 사용하는 제 2 기지 신호를 포함한 패킷을 송신하는 스케쥴링 결과 송신 수단을 구비하되, 상기 송신원 이동국이 상기 패킷에 포함된 제 2 기지 신호에 따라서 생성한 수신 가중치를 사용하여 업스트림 스케쥴링 결과를 수신하고, 획득된 업스트림 스케쥴링 결과에 따라서 데이터를 송신하는 것을 특징으로 한다.
(발명의 효과)
본 발명에 의하면, 기지국은 각 이동국이 송신하는 기지 신호에 기초해서, 예컨대 각 빔에 있어서의 수신 SINR을 추측하고, 그 추측 결과에 기초해서 공간 스케쥴링을 행하는 것으로 했기 때문에, 종래 필요로 했던 수신측(이동국)으로부터의 피드백 정보(수신측에서의 SINR 측정 결과)가 필요없게 되어서, 전송 효율의 고효율화를 도모할 수 있다는 효과를 낸다.
도 1은 본 발명에 관한 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법에 의해 실현되는 통신 시스템의 실시예 1의 구성예를 도시하는 도면,
도 2는 실시예 1에 있어서의 BS의 구성예를 도시하는 도면,
도 3은 실시예 1에 있어서의 MT의 구성예를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명을 적용한 무선 통신에 있어서 사용하는 프레임의 구성예를 도시하는 도면,
도 5는 BS가 각 MT에 대하여 송신하는 패킷의 구성예를 도시하는 도면,
도 6은 전체 대역을 복수의 서브밴드로 분할하여 사용하는 통신 시스템에 있어서의 서브밴드의 할당예를 도시하는 도면,
도 7은 수신 SINR로부터 스루풋과 MCS를 결정할 때에 사용하는 테이블의 일례를 나타내는 도면,
도 8은 BS가 다운링크로 패킷을 공간 다중 전송하는 모양의 일례를 나타내는 도면,
도 9는 UL 제어 정보 송신시에 사용하는 패킷의 구성예 및 업링크에서의 데이터 송신시에 사용하는 패킷의 구성예를 도시하는 도면,
도 10은 MT가 업링크로 패킷을 공간 다중 전송하는 모양의 일례를 나타내는 도면이다.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1 : 안테나 2 : FFT/IFFT부
3 : 가중 합성부 4 : 변조부
5 : 복조부 6 : UL 수신 제어부
7 : 수신 가중치 산출부 8 : UL 응답 벡터 추정부
9 : Ack용 송신 가중치 산출부 10 : Ack 패킷 생성부
11 : 통지 정보 생성부 12 : 초기 설정부
13 : DL 패킷 생성부 14 : UL 제어 정보 생성부
15 : 전력 파라미터 수신부 16 : 송신 가중치 산출부
17 : DL 공간 스케쥴링부 18 : UL 공간 스케쥴링부
19 : 송신 가중치 산출부
20 : 빔 정보 통지 신호 응답 벡터 추정부
21 : Ack 응답 벡터 추정부 22 : Ack용 수신 가중치 산출부
23 : Ack 확인부 24 UL 송달 확인부
31 : 안테나 32 : FFT/IFFT부
33 : 가중 합성부 34 : 변조부
35 : 복조부 36 : 수신 가중치 산출부
37 : DL 응답 벡터 추정부 38 : Ack용 송신 가중치 산출부
39 : Ack 패킷 생성부 40 : DL 수신 제어부
41 : UL 패킷 생성부 42 : 빔 정보 통지 신호 생성부
43 : 빔 정보 통지용 파일럿 정보 수신부
44 : 송신 가중치 산출부 45 : UL 제어 정보 해석부
46 : 전송로 행렬/간섭 잡음 행렬 추정부
47 : 송신 가중치 산출부
48 : UL 제어 정보부 응답 벡터 추정부
49 : 수신 가중치 산출부 50 : Ack 응답 벡터 추정부
51 : Ack용 수신 가중치 산출부
이하에, 본 발명에 관한 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법의 실시예를 도면에 기초해서 구체적으로 설명한다. 또한, 이러한 실시예에 의해 본 발명이 한정되는 것이 아니다.
(실시예 1)
본 발명에서는 기지국과 이동국(이동 단말)의 사이에서 행하는 송수신에 동일한 주파수대를 이용하는 TDD(Time Division Duplex) 시스템을 상정하여, 작은 제어 정보로 고효율의 공간 다중 전송 시스템을 실현한다. 한편, 이하의 설명(본 실시예에서의 설명 및 실시예 2 이후에서의 설명)에 있어서는 일련의 데이터 구조를 갖는 신호 계열을 프레임으로 표기하고, 의미있는 송수신 데이터의 단위(송달 확인을 취하는 단위)를 패킷으로 표기한다. 1 프레임은 복수 패킷을 포함하고, 공간 다중 통신에 있어서는 동일 주파수·동일 시각에 복수의 패킷을 송수신한다.
도 1은 본 발명에 관한 무선 통신 시스템의 실시예 1의 구성예를 도시하는 도면이다. 이 무선 통신 시스템은 기지국(이하 BS라고 부른다) 및 기지국과의 사이에서 공간 다중 통신을 행하는 복수의 이동 단말(이하 MT라고 부른다)에 의해 구성된다. 도 1에 있어서, k번째의 MT(MT#k라고 한다)는 Mk개의 안테나를 갖고, 빔포밍을 적용하여 BS와 통신한다. 또한, BS는 N개의 안테나를 갖고, 동시에 통신을 행하는 MT 및 사용하는 빔을 결정하여 통신을 행한다. 이하 본 발명에서는 BS가 MT 및 빔을 결정하는 동작을 공간 스케쥴링이라고 표기한다.
도 2는 실시예 1에 있어서의 BS의 구성예를 도시하는 도면이다. 여기서는 통신 방식으로서 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 BS의 구성예를 도시한다.
도 2에 있어서, 1은 안테나, 2는 FFT/IFFT부, 3은 가중 합성부, 4는 변조부, 5는 복조부, 6은 UL 수신 제어부, 7은 수신 가중치 산출부, 8은 UL 응답 벡터 추정부, 9는 Ack용 송신 가중치 산출부, 10은 Ack 패킷 생성부, 11은 통지 정보 생성부, 12는 초기 설정부, 13은 DL 패킷 생성부, 14는 UL 제어 정보 생성부, 15는 전력 파라미터 수신부, 16은 송신 가중치 산출부, 17은 DL 공간 스케쥴링부, 18은 UL 공간 스케쥴링부, 19는 송신 가중치 산출부, 20은 빔 정보 통지 신호 응답 벡터 추정부, 21은 Ack 응답 벡터 추정부, 22는 Ack용 수신 가중치 산출부, 23은 Ack 확인부, 24는 UL 송달 확인부이다. 한편, UL 수신 제어부(6)는 수신 가중치 산출부(7) 및 UL 응답 벡터 추정부(8)에 의해 구성된다.
또한, S1은 각 안테나의 송신 신호(주파수축 상의 송신 신호), S2는 각 안테나의 수신 신호(주파수축 상의 수신 신호), S3은 Ack 송신시 가중치, S4는 UL 수신시 가중치, S5는 UL부 기지 신호(파일럿 G), S6은 각 채널 송신 신호, S7은 각 채널 수신 신호, S8은 UL 제어 정보 송신시 가중치, S9는 Ack부 기지 신호(파일럿 B), S10은 DL 송신시 가중치, S11은 Ack 수신시 가중치, S12는 Ack 복조부 출력, S13은 초기 설정 신호, S14는 MCS 정보, S15는 전력 파라미터 정보부 복조기 출력, S16은 UL 응답 벡터 정보, S17은 UL 응답 벡터 정보, S18은 Ack 송신 정보, S19는 DL 송신 정보, S20은 UL 스케쥴링 정보, S21은 UL 제어 정보, S22는 UL 수신 패킷, S23은 전력 파라미터 정보, S24는 UL 스케쥴링 정보·응답 벡터 정보, S25는 빔 정보 통지부 기지 신호(파일럿 A), S26은 빔 정보 통지 신호부 응답 벡터, S27은 Ack부 응답 벡터, S28은 UL 스케쥴링 정보, S29는 DL 스케쥴링 정보, S30은 빔 정보 통지 신호부 응답 벡터, S31은 DL 스케쥴링 정보, S32는 DL 송신 데이터, S33은 DL 스케쥴링 정보·응답 벡터 정보, S34는 통지 정보, S35는 Ack 확인 결과, S36은 UL 수신 확인 정보, S37은 UL 수신 정보를 나타내고 있다.
도 3은 실시예 1에 있어서의 MT의 구성예를 도시하는 도면이다. 도 3에 있어서, 31은 안테나, 32는 FFT/IFFT부, 33은 가중 합성부, 34는 변조부, 35는 복조부, 36은 수신 가중치 산출부, 37은 DL 응답 벡터 추정부, 38은 Ack용 송신 가중치 산출부, 39는 Ack 패킷 생성부, 40은 DL 수신 제어부, 41은 UL 패킷 생성부, 42는 빔 정보 통지 신호 생성부, 43은 빔 정보 통지용 파일럿 정보 수신부, 44는 송신 가중치 산출부, 45는 UL 제어 정보 해석부, 46은 전송로 행렬/간섭 잡음 행렬 추정부, 47은 송신 가중치 산출부, 48은 UL 제어 정보부 응답 벡터 추정부, 49는 수신 가중치 산출부, 50은 Ack 응답 벡터 추정부, 51은 Ack용 수신 가중치 산출부이다.
또한, S51은 각 안테나의 송신 신호(주파수축), S52는 각 안테나의 수신 신호(주파수축), S53은 Ack 송신시 가중치, S54는 DL 수신시 가중치, S55는 DL부 기지 신호(파일럿 F), S56은 각 채널 송신 신호, S57은 각 빔 수신 신호, S58은 송신 가중치 정보, S59는 UL 송신시 가중치, S60은 UL 제어 정보 수신시 가중치, S61은 Ack 수신시 가중치, S62는 Ack 복조기 출력, S63은 DL 패킷 복조기 출력, S64는 빔 정보 통지용 파일럿 정보 복조기 출력, S65는 빔 정보 통지용 파일럿 정보, S66은 빔 정보 통지용 파일럿 정보, S67은 전송로 행렬/간섭 잡음 행렬 정보, S68은 통지 정보내 기지 신호(파일럿 C), S69는 DL부 응답 벡터, S70은 빔 정보 통지 신호, S71은 DL부 응답 벡터, S72는 Ack 송신 신호, S73은 UL 송신 신호, S74는 DL 제어 정보, S75는 DL 수신 확인 정보, S76은 DL 파일럿 정보, S77은 DL 수신 데이터, S78은 UL 송신 데이터, S79는 UL 제어 정보, S80은 UL 제어 정보부 복조부 출력, S81은 UL 제어 정보, S82는 UL 제어 정보부 응답 벡터, S83은 UL 제어 정보부 응답 벡터, S84는 Ack 정보, S85는 Ack부 기지 신호(파일럿 E), S86은 Ack부 응답 벡터, S87은 Ack 파일럿 정보, S88은 UL 제어 정보부 기지 신호(파일럿 D)를 나타내고 있다.
도 4는 본 발명을 적용한 무선 통신에 있어서 사용하는 프레임의 구성예를 도시하는 도면이다. 본 실시예의 통신 시스템은 TDD 시스템이기 때문에, 이 프레 임은 DL 서브프레임(Down Link Subframe) 및 UL 서브프레임(Up Link Subframe)에 의해 구성된다.
한편, 청구의 범위에 나타낸 제 1 기지 신호가 파일럿 A(pilot signals A),제 2 기지 신호가 파일럿 D(pilot signals D), 제 3 기지 신호가 파일럿 F(pilot signals F), 제 4 기지 신호가 파일럿 B(pilot signals B), 제 5 기지 신호가 파일럿 G(pilot signals G), 제 6 기지 신호가 파일럿 E(pilot signals E)에 상당한다.
이어서, 상술한 구성의 BS 및 MT 사이에서 실시되는 공간 다중 전송 동작을 도 2~4를 이용해서 설명한다. 본 실시예의 BS 및 MT는 후술하는 「초기 설정(스텝 #1)」, 「전송로 및 간섭 상황의 해석(스텝 #2)」, 「MT로부터 BS로의 빔 정보의 통지(스텝 #3)」, 「BS에서의 공간 스케쥴링(스텝 #4)」, 「다운링크(DL) 송신(스텝 #5A)」, 「업링크(UL) 제어 정보 송신(스텝 #5B)」, 「DL에 대한 Ack 회신(스텝 #6A)」, 「UL 송신(스텝 #6B)」 및 「UL에 대한 Ack 회신(스텝 #7)」의 각 처리를 실행함으로써 공간 다중 전송을 행한다.
한편, 동일 번호의 동작 스텝(예컨대, 상기 스텝 #5A 및 5B)은 동시에 실행한다. 단, 반드시 동시에 실행할 필요는 없다. 또한, 각 동작 처리는 본 발명을 실현하기 위해서 필요한 최소한이 것이고, 필요에 따라 각 스텝의 사이 등에 있어서 다른 처리를 실행할 수도 있다. 이하, 상기 각 처리(스텝)의 상세 동작에 대해서 설명한다.
(스텝 #1) 초기 설정
각 MT(MT#1, MT#2,…, MT#k)는 처음에 통상 모드(비공간 스케쥴링 모드)로 초기 엔트리 처리를 행하고, 시간·주파수 동기의 실시, 단말 ID, 빔 정보 통지를 위한 파일럿 정보(파일럿수 mk 및 이들의 패턴 rm(p)) 등을 할당받는다.
구체적으로는 우선, 각 MT가 BS로부터 송신되는 비컨(beacon) 정보 등을 수신하여, 통신할 BS를 결정한다. 그리고, MT는 통신할 BS에 대하여 엔트리 요구를 송신한다. 이 때의 통신은 빔 제어 등은 행하지 않고 통상의 통신으로 행해지지만, 특정의 고정빔을 이용하여 엔트리를 행해도 상관없다. 엔트리 요구에 관한 처리의 세부 사항에 대해서는 규정하지 않지만, BS의 초기 설정부(12)는 시간·주파수 동기의 지시, 단말 ID의 부여 및 빔 정보 통지에서 사용할 파일럿 신호의 할당을 행하여, 초기 설정 신호 S13를 생성한다. 그리고, 초기 설정 신호 S13은 변조부(4) 등을 통해서, MT를 향해 송신된다. 한편, 변조부(4) 및 초기 설정부(12)가 기지 신호 정보 통지 수단을 구성한다.
각 MT는 BS로부터의 지시 신호(시간·주파수 동기의 정보, 단말 ID, 할당된 파일럿 신호의 정보(파일럿수 mk와 이들의 패턴 rm(p))을 포함한 신호)를 수신하여, 대응하는 동작(시간 동기·주파수 동기등)을 행한다. 또한, BS로부터의 지시 신호에 포함되는(상기 할당된 파일럿 신호의 정보인) 빔 정보 통지용 파일럿 할당 정보 S64는 빔 정보 통지 파일럿 정보 수신부(43)에 의해서 수신, 격납된다. 한편, 파일럿 신호의 할당 개수는 모든 MT에서 동일할 필요는 없고, 각 MT가 갖는 안테나수 등의 정보에 따라서 BS가 결정한다.
(스텝 #2) 전송로 및 간섭 상황의 해석
각 MT는 다운스트림 전송로 및 간섭의 상황을 측정한다. 이것을 가능하게 하기 위해서, BS는 통지 정보로서 BS로부터 MT(MT는 복수)로의 다운스트림 회선으로, 안테나마다 식별 가능한 기지 신호(파일럿 C, 도 4 참조)를 송신한다. 구체적으로는 BS는 통지 정보 생성부(11)에 있어서 통지 정보 S34를 생성한다. 통지 정보 S34에는 MT가 BS-MT 사이의 각 안테나간 전송로를 측정하기 위한 상기 파일럿 C이 포함되어 있다. 한편, 파일럿 C를 각 안테나 사이에서 직교하는 신호라고 하면 효율적인 전송로 추정이 가능하게 된다.
생성된 통지 정보 S34는 변조부(4)에 있어서 변조되어 복소 베이스 밴드 신호 S6로 되고, 빔포밍을 실현하는 가중 합성부(3)을 통해서 각 안테나에 이어지는 FFT/IFFT부(2)로 보내진다. FFT/IFFT부(2)는 가중 합성부(3)로부터 받은 주파수축상 베이스 밴드 신호 S2를 시간축상의 신호로 변환하고, 가드 인터벌(a guard interval)을 부가한다. 가드 인터벌을 부가받은 신호는 안테나(1)로부터 송신된다. 통지 정보는 그 성질상, 무지향으로 송신되는 경우가 많다. 무지향으로 송신하는 경우, 변조부(4)의 출력 신호는 가중 합성부(3)에 있어서의 빔포밍 처리를 받지 않고, 단일의 안테나로부터 무지향으로 송신된다.
각 MT는 BS로부터 송신된 통지 정보를 안테나(31)로 수신한다. 수신 신호는 가드 인터벌이 제거되고, FFT/IFFT부(32)에 있어서 시간축상의 신호로부터 주파수 축상의 수신 신호 S52로 변환된다. 그리고, 전송로 행렬/간섭 잡음 행렬 추정부(46)는 통지 신호에 포함되는 통지 정보내 기지 신호 S68(파일럿 C)를 추출하고, BS-MT 사이의 전송로를 추정하여, 전송로 행렬을 생성한다. 또한, 자국(自局)의 간섭 상태를 관측하여, 간섭 잡음 상관 행렬을 생성한다. 일반적으로, 전송로 행렬의 생성과 비교하여 간섭 잡음 상관 행렬을 생성하기 위해서는 장기간의 관측을 필요로 하기 때문에, 이들 처리를 동시에 할 필요는 없다.
여기서, k번째의 MT인 MT#k의 경우를 예로 해서, 전송로 행렬 Hk 및 간섭 잡음 상관 행렬 RIN(k)을 생성하는 동작에 대해서 설명한다. 한편, 이들 행렬을 구하는 수법은 복수 존재하기 때문에, 여기서 나타내는 것은 일례이다. 또한, 모든 MT에 있어서 같은 계산이 실행되고, 각 MT-BS간의 전송로 행렬 및 간섭 잡음 상관 행렬이 결정되기 때문에 MT를 식별하는 MT 번호 k는 생략하여 설명한다.
우선, 전송로 행렬 H는 BS의 n번째의 안테나(안테나#n)로부터 MT의 m번째의 안테나(안테나#m)로의 복소 전파 계수를 hmn라고 한 경우, 다음 식 (1)로 표시된다. 복소 전파 계수 hmn에 대해서는 BS의 각 안테나로부터 직교한 기지 신호(예컨대 Walsh 부호)를 송신함으로써 MT측에서 측정할 수 있다. 한편, 식 (1)에 있어서, N은 BS의 안테나수, M은 MT의 안테나수이다.
Figure 112008089346787-pct00001
이어서, 간섭 잡음 상관 행렬 RIN에 대해서는 간섭 잡음 벡터 ZIN의 시간 평균치로 표현할 수 있다. 여기서, 목표가 되는 BS로부터의 신호가 없는 상태에 있어서의 MT의 안테나#m의 수신 신호를 zm이라고 하면, 간섭 잡음 벡터 ZIN은 다음 식 (2)로 표시된다.
Figure 112008089346787-pct00002
이 때문에, 시각 p에서의 간섭 잡음 벡터를 ZIN(p), 시간 평균을 기대치 E[·]로 나타내면, RIN은 다음 식 (3)으로 표시된다.
Figure 112008089346787-pct00003
식 (3)에 있어서, 위첨자 문자의 '+'는 공액 전치(conjugate transpose)를 나타낸다. 한편, MT#k에 간섭이 존재하지 않는 경우에는 RIN(k)가 대각 행렬이 되어서, RIN(k)=PkzI로 표현된다. Pkz는 잡음 전력, I는 크기 Mk(k번째의 MT의 안테나수)의 단위 행렬이다.
(스텝 #3) MT로부터 BS로의 빔 정보의 통지
각 MT는 전송로 행렬 Hk, 및 간섭 잡음 상관 행렬 RIN(k)을 이용해서 자국이 사용할 송신빔 가중치 vk을 결정한다. 구체적으로는 송신 가중치 산출부(47)는 상기 스텝 #1에 있어서 빔 정보 통지 파일럿 정보 수신부(43)가 격납한 정보(파일럿수 mk와 이들의 패턴 rm(p))을 빔 정보 통지용 파일럿 정보 S66로서 취득한다. 그리고 취득한 빔 정보 통지용 파일럿 정보 S66에 따라서, 상태가 좋은 송신 가중치 vk를 mk개(스텝 #1에서 할당된 파일럿 신호의 개수만큼)만큼 선택 결정한다.
vk를 선택 결정할 때에는 각각의 시스템에 따른 평가 함수가 사용되기 때문에, 본 발명에서는 특정한 수법으로 한정하는 것은 아니지만, 이하에 일례를 나타낸다. 여기서는 BS-MT 사이에서 특이치 분해를 행하여, vk를 결정하는 수법에 대해서 설명한다.
전파로 가역성이 성립하는 TDD 방식에서는 업스트림 방향(MT#k로부터 BS로)의 전송로는 MT#k가 생성한 다운스트림 방향의 전송로 행렬을 Hk라고 하면 Hk T(T는 전치)라고 쓸 수 있다. 여기서 MT#k에서의 잡음 전력 Pkz를 이용해서 다음 식 (4)에 나타낸 특이치 분해를 행한다.
Figure 112008089346787-pct00004
식 (4)에 있어서, U는 N×N의 유니터리 행렬, Q=[q1,…,qMk]는 M×Mk의 유니터리 행렬, A=diag[λ1,…,λd]는 N×Mk의 실수 대각 행렬이다. 한편, N은 BS의 안테나수, Mk는 MT#k의 안테나수, d는 min(N, Mk)이다.
그리고, MT#k는 vk=qm을 송신빔 가중치로서 사용하여, 할당된 파일럿 신호 r1(p),…,rmk(p)를 각각의 빔으로 송신한다(파일럿 A를 송신한다). 이 때, Mk개의 빔으로부터 상태가 좋은 mk개(상기 할당된 파일럿 신호의 수에 상당)의 빔을 선택한다. 이 때 MT#k는 BS로의 mk개의 빔 모두를 가산한 신호 전력의 평균이, BS 수신시에 일정치 P0가 되도록 송신 전력을 제어한다. 한편, 다른 모든 MT도 마찬가지로, BS 수신시의 가산 신호 전력 평균이 P0이 되도록 송신 전력을 제어한다.
또한, 각 MT는 상기 파일럿 신호의 송신과 병행해서, 가장 좋은 빔을 이용해서 전력 파라미터 η를 피드백한다. 이 전력 파라미터 η는 BS가 각 MT의 수신 SINR(Signal-to-Interference-plus-Noise-Ratio)을 측정할 때에 사용하는 파라미터이다. 한편, 가장 좋은 빔을 이용하는 것이 아니고, 상기 파일럿 A의 송신과 같은 복수의 빔에 정보를 분산(매핑)해서 송신할 수도 있다.
구체적으로는, 빔 정보 통지 신호 생성부(42)는 상기 스텝 #1에 있어서 빔 정보 통지 파일럿 정보 수신부(43)가 격납한 정보(파일럿수 mk와 이들의 패턴 rm(p))을 빔 정보 통지용 파일럿 정보 S65로서 취득한다. 그리고 취득한 빔 정보 통지용 파일럿 정보 S65에 기초해서, 할당된 파일럿 패턴(파일럿 A의 패턴)을 사용해서 상기 전력 파라미터 η를 포함한 빔 정보 통지 신호 S70를 생성하고, 이것을 변조부(34)가 복소 베이스 밴드 신호 S56으로 변환한다. 그리고, 가중 합성부(33)가 송신 가중치 정보 S58에 따라서 송신빔을 형성하여, 각 안테나로부터 빔 정보 통지 신호를 송신한다. 이 신호는 할당하는 파일럿 신호(파일럿 A)를 직교하는 패턴으로 한 경우(각 패턴 rm(p)이 서로 직교하는 경우), 복수의 MT 또는 복수의 빔을 동시에 동일 주파수로 송신할 수 있다. 한편, 가중 합성부(33), 변조부(34) 및 빔 정보 통지 신호 생성부(42)가 기지 신호 송신 수단을 구성한다.
BS는 파일럿 신호(파일럿 A)의 응답을 안테나마다 측정하고, 그 전파로 응답에 따라서 송신 정보의 안테나간 신호 합성 또는 위상 보정을 행하여, 전력 파라미터 η를 수신한다. 구체적으로는 전력 파라미터 수신부(15)가, 복조부(5)에 있어서의 복조 결과(복조 신호)로부터 전력 파라미터 η를 전력 파라미터 정보부 복조기 출력 S15로서 추출하고, 추출한 전력 파라미터를 유지해 둔다.
한편, MT와 BS가 모두 하나의 안테나만인 경우, 본 수법에서는 채널 통지용 파일럿 신호와 조합해서 제어 정보를 송신하고, BS는 파일럿 신호의 응답으로부터 제어 정보의 위상 보정을 행하여 수신한다. 따라서, 본 수법은 BS, MT가 하나의 안테나만인 경우에도 유효하다.
또한, 상기 설명에 있어서는 일례를 나타내었지만, 송신빔 vk는 한 안테나의 가중치만을 1로 하고, 다른 안테나의 가중치를 0으로 함으로써, MT가 1 안테나를 선택한 무지향성 빔을 이용하는 것도 가능하다. 또한, 송신빔 vk는 간섭 잡음 상관 행렬 RIN(k)을 이용하여, MT에서의 간섭 도래 방향과는 다른 빔 방향이 되도록 제어하는 것도 가능하다.
또한, 상기에서는 본 발명의 전력 파라미터 η의 피드백 방법을 나타내었지만, 다른 일반적인 정보 피드백 방법을 이용해도 본 발명에 나타내어지는 다른 제어는 기능한다. 전력 파라미터 η를 피드백하는 타이밍·주기는 파일럿 신호 송신과 달라도 상관없다.
(스텝 #4) BS에서의 공간 스케쥴링
각 MT로부터의 빔 정보 통지를 받아서, BS에서는 각 MT의 부분 채널 정보를 파악할 수 있다. 이 정보를 바탕으로, BS는 공간 스케쥴링을 실시하여, 업다운링크의 리소스를 할당한다. 다운링크에서는 빔마다, 송신 가중치, 수신 단말(수신 MT), 변조·부호화 방식(Modulation and Coding Set 이하, MCS라고 한다), 송신 전력을 결정한다. 한편, 업링크에서는 송신 단말(송신 MT), 송신빔의 송신 가중치, MCS, 송신 전력을 결정한다. 상술한 바와 같이, BS는 반드시 BS-MT 사이의 모든 전송로를 파악할 필요는 없다. 부분 채널 정보가 있으면 공간 스케쥴링을 실시하는 것은 가능하다.
한편, 공간 스케쥴링의 방법은 시스템에 의존하는 다양한 평가 함수를 이용하여 실행되기 때문에, 여기서는 규정하지 않는다. 기본적으로는 각 빔 사용시의 MT에서의 수신 SINR(사용하는 빔의 조합에 따라 각 빔의 SINR은 변화된다)을 평가하고, 사용 가능한 MCS와 대조하여 시스템 스루풋이 커지도록, 상기 가중치, MCS 등의 조합을 결정하면 된다.
공간 스케쥴링 동작의 구체예를 나타내면, 각 MT로부터 빔통지 정보를 수신한 BS는 FFT/IFFT부(2)에서 주파수축 상의 신호로 변환하고, 그 안에 포함되는 기지 신호 S25(파일럿 A)를 추출한다. 그리고, BS의 빔 정보 통지 신호 응답 벡터 추정부(20)에서는 각 안테나로 수신되는 기지 신호 S25의 정보로부터, 각 빔의 응답 벡터(빔 정보 통지 신호부 응답 벡터 S26 및 S30)를 산출한다. BS는 산출한 응답 벡터로부터 각 MT가 BS와의 사이에 갖는 부분 공간 정보(부분 채널 정보)를 알 수 있다. 각 스케쥴링부(DL 공간 스케쥴링부(17) 및 UL 공간 스케쥴링부(18))는 각 MT와의 부분 공간 정보 및 트래픽 상황에 따라서, 통신을 행하는 빔 및 각 빔의 MCS를 선택한다. 한편, 공간 분할 다중 통신을 행하는 빔의 조합에 따라, 각 빔의 신호 품질(SINR 등)은 다르기 때문에, 빔의 조합을 가미하여 신호 품질의 평가를 행하여, 스케쥴링을 실시한다. 각 빔의 SINR 산출은 사전에 각 MT로부터 통지되는 전력 파라미터 정보 S23를 이용하여 계산한다. 또한, 일반적으로 UL과 DL은 트래픽의 발생 상황이 다르기 때문에, 각 스케쥴링부는 이에 따라서 다른 빔의 조합을 선택한다. 한편, DL 공간 스케쥴링부(17), UL 공간 스케쥴링부(18) 및 빔 정보 통지 신호 응답 벡터 추정부(20)가 스케쥴링 수단을 구성한다.
BS는 또한, 상기 공간 스케쥴링 결과(결정된 조합)에 대응하는 DL 송신빔 가중치를 결정한다. 이 가중치의 결정 방법은 시스템의 성질에 따라 다수 생각되기 때문에, 여기서는 규정하지 않지만, 예컨대, Zero-Forcing 기준에 근거하는 빔형성이 생각된다. 이 방법은 동시 통신하는 각 MT의 부분 채널 사이에서 간섭이 0가 되도록 빔을 제어하는 것이다. 한편, 가중치 결정 방법의 구체예에 대해서는 후술하는 스텝 #5B에서 설명한다.
(스텝 #5A) 다운링크(DL) 송신
BS는 상기 스텝 #4에 있어서의 DL 공간 스케쥴링부(17)의 결정에 따라서, 파일럿 신호(파일럿 F), 단말 ID 및 MCS 정보를 포함하는 패킷을 구축하고(도 4 및 도 5 참조), 스텝 #4에서 결정한 송신빔으로 공간 다중 송신을 행한다. 여기서, 도 5는 BS가 각 MT에 대하여 송신하는 패킷의 구성예를 도시하는 도면이다. 이 패킷은 프리엠블(Preamble)부에 파일럿 신호(Pilot signal), 단말 ID(Terminal's ID) 및 MCS를 할당하고, 페이로드(Payload)부에 데이터(Data)를 할당한 구성으로 되어있다. 한편, 프리엠블부의 단말 ID는 패킷의 목적지 단말(MT)을 나타내는 ID로, MCS는 페이로드부를 수신할(복조·복호할) 때에 사용하는 정보이다.
각 MT는 수신 신호에 삽입되어 있는 파일럿 신호(파일럿 F)로부터 최적의 수신 빔 가중치(예컨대 SINR을 최대로 하는 가중치)를 결정하여 패킷을 수신한다. 그리고, 패킷에 포함되어 있는(프리엠블부의) 단말 ID를 체크하여, 자국앞으로의 패킷이면(패킷내의 단말 ID가 자신의 단말 ID와 같으면), 수신한 MCS 정보를 이용하여 복조, 복호를 행한다. 한편, 다른 국 앞으로의 패킷이면 아무것도 행하지 않는다. 이 BS 및 각 MT의 동작의 상세를 이하에 설명한다.
BS에서, DL 공간 스케쥴링부(17)에서 결정된 DL 스케쥴링 정보 S29 및 송신 데이터 S32에 따라서, DL 패킷 생성부(13)는 각 빔의 DL 송신 정보 S19를 생성한다. 변조부(4)는 DL 송신 정보 S19를 복소 베이스 밴드 신호(송신 신호) S6로 변환한다. 송신 데이터(송신 신호 S6)는 파일럿 신호(파일럿 F), (목적지의) 단말 ID, MCS 정보 등을 포함한다. 동시에, 송신 가중치 산출부(16)는 DL 공간 스케쥴링부(17)에서 결정된 DL 스케쥴링 정보 S33로부터, 각 빔의 송신 가중치(DL 송신시 가중치 S10)를 산출한다. S33에는 스케쥴링 정보와 함께 빔 정보 통지 신호 S70의 응답 벡터 정보 S30에 상당하는 정보도 포함되어 있고, 이미 말한 Zero-Forcing 기준 등에 따라서 각 빔의 가중치를 산출할 수 있다. 가중 합성부(3)에서는 DL 송신시 가중치 S10에 기초해서 베이스 밴드 신호 S6의 가중을 행하고, FFT/IFFT부(2)에 의해서 주파수→시간 신호 변환을 행하여 각 안테나로부터 송신을 행한다. 한편, 가중 합성부(3), 변조부(4), DL 패킷 생성부(13) 및 송신 가중치 산출부(16)가 DL 데이터 패킷 송신 수단을 구성한다.
각 MT에서는 FFT 출력인 주파수축 상의 수신 신호 S52 중에서 DL부 기지 신호(파일럿 F) S55를 추출하여, DL 응답 벡터 추정부(37)에 있어서, 파일럿 신호마다의 응답 벡터를 추정한다. 수신 가중치 산출부(36)에서는 DL 응답 벡터 추정부(37)에 있어서의 상기 응답 벡터 추정 결과인 DL부 응답 벡터 정보 S69에 따라서, 각 빔을 수신하기 위해서 최적의 수신 가중치(DL 수신시 가중치 S54)를 산출한다. 이 산출 방법은 일반적인 방법인 SINR 최대화에 근거하는 알고리즘 등을 이용해서 행한다. 또한, 도 3의 블록도에서는 나타내고 있지 않지만, 수신 가중치 산 출시에, 전송로 행렬/간섭 잡음 행렬 추정부(46)에서 추정된 간섭 잡음 행렬을 이용하는 경우도 있다.
가중 합성부(33)는 상기 산출된 DL 수신시 가중치 S54에 기초해서, 수신빔의 가중 합성을 행한다. 한편, 합성후의 각 빔 수신 신호 S57에는, 상술한 바와 같이, 목적지 단말 ID 및 MCS 정보가 포함되어 있다. DL 수신 제어부(40)는 우선 제어 정보 부분(단말 ID 및 MCS 정보)을 복조부(35)로부터 취득하여(DL 패킷 복조기 출력인 S63로부터 추출해서), 자국 앞으로의 데이터(패킷)인지 여부를 확인한다. 자국 앞으로의 데이터라면, 상기 취득한 MCS 정보를 DL 제어 정보 S74로서 복조부(35)에 통지한다. 복조부(35)는 DL 수신 제어부(40)로부터 통지된 MCS 정보가 나타내는 변조 방식·부호화 방식으로 데이터 부분을 복조한다. 데이터 부분을 복조하여 획득된 복조부 출력 S63의 입력이 있으면, DL 수신 제어부(40)는 송달 확인을 행한 후, DL 수신 데이터 S77를 생성한다.
(스텝 #5B) 업링크(UL) 제어 정보 송신
BS는 DL 프레임 중 제어 영역(도 4에 나타낸 "UL scheduling instructions" 영역에 상당)을 이용하여, UL 공간 스케쥴링부(18)의 결정에 따라서 파일럿 신호(파일럿 D), 단말 ID, 빔 번호, MCS 정보 및 송신 전력 정보를 포함하는 N개의 업링크 스케쥴링 통지 정보를 구축한다. 구체적으로는 상기 스텝 #4에 있어서 UL 공간 스케쥴링부(18)가 결정한 공간 스케쥴링 결과를 나타내는 UL 스케쥴링 정보 S28에 기초해서, UL 제어 정보 생성부(14)가, 상기 업링크 스케쥴링 통지 정보인 UL 제어 정보 S21를 생성한다. BS는 이 UL 제어 정보 S21을 빔마다 생성한다. 상술한 바와 같이, 생성한 각 UL 제어 정보 S21은 파일럿 신호(파일럿 D), 빔을 사용하는 MT의 단말 ID 및 UL 송신시에 사용하는 MCS의 각 정보를 포함한다. 한편, 업링크로 전송되는 공간 다중 데이터 패킷수 nmax가 N개 이하인 경우에는, 일부 UL 제어 정보 S21에 포함되는 단말 ID는 미사용을 나타내는 값이 된다.
이어서, BS는 생성한 업링크 스케쥴링 통지 정보를 공간 다중 송신한다. 구체적으로는 BS의 송신 가중치 산출부(19)는 UL 공간 스케쥴링부(18)로부터 받은 UL 스케쥴링 정보·응답 벡터 정보 S24에 기초해서 UL 제어 정보 송신시 가중치 S8를 산출한다. 그리고, UL 제어 정보 S21은 변조부(4)에 있어서 변조된 후, 가중 합성부(3)에 있어서 상기 UL 제어 정보 송신시 가중치 S8에 따른 가중 처리를 받아서, 각 안테나로부터 공간 다중 송신된다. 한편, 가중 합성부(3), 변조부(4), UL 제어 정보 생성부(14) 및 송신 가중치 산출부(19)가 스케쥴링 결과 송신 수단을 구성한다.
여기서, UL 제어 정보 S21를 공간 다중 송신할 때에 사용하는 송신 가중치 w1 DL, …, WN DL은 다음 식 (5)에 의해 결정한다.
Figure 112008089346787-pct00005
여기서, b1,…, bN은 상기 스텝 #3에서 각 MT로부터 통지된 파일럿 신호로부터 얻어지는 응답 벡터(bn=Hk Tqm)이며, 상기 스텝 #4에서 UL 패킷 전송으로 선정된 MT 및 빔의 응답 벡터에 상당한다. 한편, 업링크로 전송되는 공간 다중 데이터 패킷수 nmax가 N개 이하인 경우, "bnmax+1,…,bN"는 "b1,…,bnmax"에 대해서, 일차선형이 되는 벡터로서 선정된다.
각 MT는 상기 스텝 #5A와 같은 순서에 의해, 업링크 스케쥴링 통지 정보를 수신한다. 즉, 업링크 스케쥴링 통지 정보에 삽입되어 있는 파일럿 신호(파일럿 D)를 이용하여 최적의 수신빔을 형성하고 업링크 스케쥴링 통지 정보를 수신한다. 그리고 수신한 업링크 스케쥴링 통지 정보에 포함되어 있는 단말 ID를 확인하여, 단말 ID가 자신의 단말 ID와 일치하는 경우에는 업링크 스케쥴링 통지 정보에 포함되어 있는, MCS, 송신 전력 및 파일럿 패턴의 각 정보를 확인해서 보지해 둔다. 그리고, 업스트림 패킷(UL 패킷)을 송신하는 경우에는 이들이 보지하고 있는 정보를 사용한다(보지하고 있는 정보에 따른 송신을 행한다).
이어서, 업링크 스케쥴링 통지 정보를 수신할 때의 MT 각 부의 구체적인 동작을 설명한다. 각 MT에서, UL 제어 정보부 응답 벡터 추정부(48)가, FFT/IFFT부(32)로부터의 FFT 출력 S52으로부터 UL 제어 정보부 기지 신호(파일럿 D) S88를 추출하여, 각 빔의 응답 벡터를 추정한다. 그리고, UL 제어 정보부 응답 벡터 추정부(48)에 있어서의 추정 결과를 나타내는 UL 제어 정보부 응답 벡터 S83에 기초해서, 수신 가중치 산출부(49)는 업링크 스케쥴링 통지 정보에 포함되어 있는 UL 제어 정보의 수신에 적합한 수신 가중치(UL 제어 정보 수신시 가중치 S60)를 산출한다. 한편, 이 산출에는 SINR 최대화 등의 기준을 이용한다. 그리고, 가중 합성부(33)가, UL 제어 정보 수신시 가중치 S60에 기초해서 각 안테나 출력을 합성하고, 복조부(35)를 통해서 복조된 UL 제어 정보인 UL 제어 정보부 복조부 출력 S80를 획득한다. UL 제어 정보 해석부(45)는 UL 제어 정보부 복조부 출력 S80에 포함되어 있는 정보를 확인하고, 자국이 업링크 송신시에 사용할 빔 및 MCS 정보를 추출하여, UL 제어 정보 S79 및 S81를 생성한다.
또한, 각 MT는 자국의 송신 가중치 vUL,k를 산출한다. 이 때, 자국의 송신 가중치 vUL,k의 산출에는 여러가지 방법이 있다. 예컨대, 스텝 3에서 이용한, 업링크 스케쥴링 통지 정보에 포함되는 빔 번호를 참조하여, 빔을 이용하는 방법이 있다. 또한, 다른 방법으로서, 업링크 스케쥴링 통지 정보 내에 포함되는 파일럿 신호를 이용해서 산출하는 방법이 있다. 예컨대, n번째의 통지 정보의 MT#k에서의 응답 벡터 an|k를 파일럿 신호부로부터 산출하여, 다음 식 (6)에 의해 송신 가중치 vUL,k를 산출한다.
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여기서, 식 (6)에 있어서의 각 위첨자 '+', '*' 및 'T'는 각각, 무어 펜로 즈(moore penrose)의 일반화 역행열, 복소 공액, 전치를 나타낸다. 또한, Ak, ak|k는 MT#k에서의 응답 벡터로, 직접 측정이 가능하다.
한편, 여기서는 일례를 나타내었지만, MT가 파일럿 신호로부터 vUL,k를 산출하는 경우에는 업링크 스케쥴링 통지 정보는 빔 번호 정보를 포함하지 않아도 상관없다. 또한, MT가 일정한 송신 전력으로 신호 송신하는 경우 또는 다운링크 파일럿 신호를 이용하여 자율적으로 송신 전력을 제어하는 경우, 업링크 스케쥴링 통지 정보는 송신 전력 정보를 포함하지 않아도 상관없다. 또한, MT가 기정의 MCS를 이용하는 경우에는 업링크 스케쥴링 통지 정보는 MCS 정보를 포함하지 않아도 상관없다. 또한, 업링크로 기정의 MT가 송신을 행하는 경우에는 업링크 스케쥴링 통지 정보는 단말 ID 정보를 포함하지 않아도 상관없다.
(스텝 #6A) DL에 대한 Ack 회신
각 MT는 상기 스텝 #5A에서 수신한 DL 패킷(다운스트림 유저 데이터를 송신하기 위한 데이터 패킷)에 대응하여, BS에 대한 Ack의 회신을 행한다. Ack 패킷은 파일럿 신호(파일럿 B)와 Ack 정보를 포함하며, 송신빔을 형성하여 송신된다. DL로 공간 다중된 패킷을 동시 수신한 MT는 UL 서브프레임에 있어서 동시에 공간 다중으로 Ack를 송신한다. 이 때, 상술한 스텝 #5B와 같은 순서에 따라, MT는 DL 패킷에 포함되는 파일럿 F로부터 응답 벡터를 구하여, Ack 회신에 사용하는 송신빔 가중치를 산출한다.
각 MT에서의 구체적인 동작을 나타낸다. DL 수신 제어부(40)는 수신한 DL 패킷의 송달 확인을 행하고, DL 수신 확인 정보 S75 및 DL 파일럿 정보 S76를 생성한다. Ack 패킷 생성부(39)는 DL 수신 확인 정보 S75에 따라서, 파일럿 신호(파일럿 B)와 프레임 번호, 송달 확인 정보 등을 포함하는 Ack 송신 신호 S72를 생성한다. 동시에, Ack용 송신 가중치 산출부(38)는 DL부 응답 벡터 S71 및 DL 파일럿 정보 S76(어떤 빔에 자국 앞으로의 DL 패킷이 실려 있었는지를 나타내는 정보)로부터 Ack 송신시 가중치 S53를 산출한다. Ack 송신 신호 S72는 변조부(34)를 통해서, 가중 합성부(33)에서 Ack 송신시 가중치 S53에 따라서 가중 처리를 받아서, UL 서브프레임 중의 규정 위치(도 4에 나타낸 UL 서브프레임 내의 "ACK" 영역)를 사용하여 각 안테나로부터 송신된다. 동시에(동일한 DL 서브프레임으로) DL 패킷을 수신한 MT는 Ack도 동시에 송신하도록 제어된다. 한편, 가중 합성부(33), 변조부(34), Ack용 송신 가중치 산출부(38), Ack 패킷 생성부(39) 및 DL 수신 제어부(40)가 업스트림 Ack 송신 수단을 구성한다.
BS는 파일럿 B를 사용하여 수신빔을 형성하여, 각 MT로부터의 Ack 패킷을 수신한다. 구체적으로는 BS의 FFT/IFFT부 출력 S2로부터 Ack부 기지 신호(파일럿 B) S9를 추출한 Ack 응답 벡터 추정부(21)가 각 Ack 패킷의 응답 벡터(Ack부 응답 벡터 S27)를 추정한다. 그리고, Ack용 수신 가중치 산출부(22)는 Ack부 응답 벡터 S27에 따라서, 각 Ack 패킷의 수신 가중치(Ack 수신시 가중치 S11)를 생성한다. 한편, BS는 DL 스케쥴링 정보 S31에 의해 어떤 MT로부터 Ack가 송신되는지를 알 수 있다. 그리고, 가중 합성부(3)는 Ack 수신시 가중치 S11에 따라서 수신빔의 가중 합성을 행하고, 각 빔에 실린 Ack 패킷 신호를 얻는다. 이 신호는 복조되어 Ack 복조부 출력 S12이 되고, Ack 확인부(23)에서 송달 확인이 행해져서, Ack 확인 결과 S35로서 상위 스케쥴러로 보내진다.
한편, Ack 패킷에는 프레임 번호 등 그 밖의 제어 정보가 포함되어도 상관없다. 이 경우에는 DL 스케쥴링 정보는 필요없을 수도 있다. 또한, Ack의 회신 타이밍은 DL 패킷 수신 프레임의 다음 UL 타이밍, 또는 규정치(사전에 설정되어 모든 MT 및 BS에서 공유된 값이면 가변이여도 된다) 프레임 이후의 UL 타이밍에 송신된다.
또한, Ack 패킷에 포함되는 파일럿 B는 DL에서 자국 앞으로의 데이터에 사용된 파일럿 F와 일대일 대응하는 것이 바람직하다. 일대일 대응하지 않는 경우에는 Ack 패킷으로 사용할 파일럿 패턴이 DL 패킷 내에서 지시된다.
(스텝 #6B) UL 송신
각 MT는 상기 스텝 #5B에서 지시된, 송신빔(송신빔 번호), MCS 정보 및 송신 전력 정보에 기초해서, 업링크로 데이터 패킷(업스트림 유저 데이터를 송신하기 위한 UL 패킷)의 공간 다중 전송을 행한다. 이 때, UL 패킷에 파일럿 정보(파일럿 G)를 포함해서 송신한다. 송신시의 전력은 상기 스텝 #3의 부분 채널 정보 통지시(파일럿 A 송신시)의 1빔당 평균 송신 전력과 같은 전력으로 한다. 또는 송신 전력 정보(α라고 한다)에 기초해서, 스텝 #3의 부분 채널 정보 통지시의 1빔당 평균 송신 전력의 α[dB]배의 송신 전력으로 한다.
각 MT에서의 동작을 구체적으로 나타내면, UL 패킷 생성부(41)는 UL 송신 데이터 S78 및 UL 제어 정보 S79에 따라서 UL 송신 신호 S73를 생성한다. UL 송신 신호 S73에는 파일럿 정보(파일럿 G)를 포함시킨다. 동시에, 송신 가중치 산출부(44)는 UL 제어 정보부 응답 벡터 S83 및 UL 제어 정보 S81에 따라서 UL 패킷 송신시에 사용하는 송신 가중치(UL 송신시 가중치 S59)를 산출한다. 가중 합성부(33)는 UL 송신시 가중치 S59에 따라서 변조후의 UL 송신 신호에 대하여 가중을 행하고, FFT/IFFT부(32)를 통해서 각 안테나로부터 UL 패킷을 송신한다. 한편, 가중 합성부(33), 변조부(34), UL 패킷 생성부(41), 송신 가중치 산출부(44) 및 UL 제어 정보 해석부(45)가 UL 데이터 패킷 송신 수단을 구성한다.
BS는 UL 패킷에 포함되는 파일럿 G를 이용해서 수신빔 형성을 행하고, 개개의 UL 패킷을 수신한다. 한편, BS는 각 빔을 이용하고 있는 MT 및 실려 있는 데이터의 MCS 정보를 알고 있기 때문에, 반드시 UL 패킷에 단말 ID 및 MCS 정보를 포함할 필요는 없다.
BS에서의 UL 패킷의 수신 동작을 구체적으로 나타내면, FFT 후의 신호 S2로부터 UL부 기지 신호(파일럿 G) S5를 추출하고, UL 응답 벡터 추정부(8)가 각 빔의 응답 벡터를 추정한다. 수신 가중치 산출부(7)는 UL 응답 벡터 추정부(8)의 추정 결과인 UL 응답 벡터 정보 S16을 이용해서, 각 빔의 수신에 필요한 UL 수신시 가중치 S4를 산출한다. 가중 합성부(3)는 FFT 후의 신호 S2를 UL 수신시 가중치 S4에 기초한 가중 합성을 행하고 각 빔을 각 채널 수신 신호 S7로 분리하며, 복조부(5)가 신호 S7를 복조하여 UL 수신 패킷 S22를 획득한다. BS에서, 어떤 MT가 어떤 빔 으로 정보를 송신해 올지 이미 알고 있기 때문에, UL 수신 제어부(6)는 그 정보를 보지하고 있는 UL 공간 스케쥴링부(18)로부터 보지하고 있는 정보를 UL 공간 스케쥴링 정보 S20로서 취득한다. 또한, UL 수신 제어부(6) 자신이 포함하는, 상기 수신 가중치 산출부(7)가 산출한 UL 수신시 가중치 S4와 UL 공간 스케쥴링 정보 S20를 조로 한 MCS 정보 S14를 복조부(5)로 통지한다. 복조부(5)는 취득한 MCS 정보 S14에 따라서, 그 후에 받은 각 채널 수신 신호 S7를 복조한다. 또한, UL 송달 확인부(24)는 UL 수신 패킷 S22의 송달 확인을 행하여 UL 수신 확인 정보 S36를 생성함과 아울러, 최종적인 UL 수신 정보 S37를 생성한다.
한편, UL 패킷에 포함되는 파일럿 G는 자국 앞으로의 빔 할당에 사용된 파일럿 D와 일대일 대응하는 것이 바람직하다. 그렇지 않은 경우에는 제어 정보 중에 UL 패킷으로 사용할 파일럿 패턴이 지시된다.
또한, UL 패킷이 단말 ID 및 MCS 정보를 포함하지 않도록 하는 경우에는 BS는 스텝 #5B에서 통지한 업링크 스케쥴링 통지 정보를 보지해 둔다. 또한, UL 패킷에 포함되는 파일럿 G와 스텝 #5B에서 이용한 파일럿 D의 패턴이 일대일로 대응하는 경우에는 UL 패킷의 파일럿 G의 패턴과 BS가 격납하는 업링크 스케쥴링 통지 정보의 대응으로부터, UL 패킷의 단말 ID 및 MCS 정보를 파악할 수 있다. 한편, 파일럿 신호 패턴 대신에, 스케쥴링 정보의 식별 번호를 이용하여 본 제어를 행하는 것도 가능하다.
(스텝 #7) UL에 대한 Ack 회신
UL 패킷을 수신한 BS는 대응하는 MT에 대하여 Ack를 회신한다. Ack 패킷은 파일럿 신호(파일럿 E)와 Ack 정보를 포함하여, 송신빔을 형성하여 송신된다. UL에서 공간 다중된 패킷을 동시 송신한 MT에 대해서, BS는 DL 프레임에 있어서 동시에 공간 다중으로 Ack를 송신한다. 이 때, BS는 UL 패킷에 포함되는 파일럿 G로부터 응답 벡터를 구하여, Ack 회신에 필요한 송신빔 가중치를 산출한다. 일례로서, Ack의 송신빔 가중치는 UL 패킷에 포함되는 파일럿 G에 기초해서, 희망 패킷에 대해서 산출된 Zero-Forcing 가중치 또는 MMSE 가중치로서 결정된다.
BS에서의 구체적인 동작을 나타낸다. Ack 패킷 생성부(10)는 UL 수신 확인 정보 S36에 기초해서 Ack 송신 정보 S18를 생성한다. Ack 송신 정보 S18은 이미 알고 있는 파일럿 신호(파일럿 E)와 Ack 정보를 포함한다. 한편, Ack 송신 정보 S18에 기타 프레임 번호 등의 제어 정보를 포함해서 생성할 수도 있다. 동시에, Ack용 송신 가중치 산출부(9)에 있어서 UL 응답 벡터 정보 S17에 따라서, 각 MT를 향한 Ack 송신시 가중치 S3를 산출한다. 각 MT를 향한 Ack 송신 신호 S18은 변조된 후, 가중 합성부(3)에 있어서 Ack 송신시 가중치 S3에 기초한 가중이 행해져서, FFT/IFFT부(2)를 통해서 각 안테나로부터 송신된다. 한편, 가중 합성부(3), 변조부(4), Ack용 송신 가중치 산출부(9), Ack 패킷 생성부(10)가 다운스트림 Ack 송신 수단을 구성한다.
각 MT는 Ack 패킷에 포함되는 파일럿 E를 이용해서 수신빔을 형성하고, BS로부터의 Ack 패킷을 수신한다. 구체적으로는 각 MT에서, FFT/IFFT부 출력 S52로부 터 Ack부 기지 신호(파일럿 E) S85를 추출한 Ack 응답 벡터 추정부(50)가 각 빔의 응답 벡터(Ack부 응답 벡터 S86)를 추정한다. 그리고, Ack용 수신 가중치 산출부(51)는 Ack부 응답 벡터 S86에 따라서, Ack 수신시 가중치 S61를 산출한다. 가중 합성부(33)는 Ack 수신시 가중치 S61에 따라서 각 안테나로부터의 수신 신호를 가중 합성하여, Ack부 수신 패킷을 추출한다. 이 신호는 복조부를 통해서, Ack 복조기 출력 S62로 되고, Ack 확인부(52)에서 내용 확인이 행해져서, Ack 정보 S84로서 상위 스케쥴러로 보내진다.
한편, Ack 패킷에는 파일럿 신호 및 Ack 정보에 더해서, 프레임 번호 등 그 밖의 제어 정보가 포함되어도 상관없다. 또한, Ack의 회신 타이밍은 UL 패킷 수신 프레임의 다음 DL 타이밍, 또는 규정치(사전에 설정되어 모든 MT 및 BS에서 공유된 값이면 가변이여도 된다) 프레임후의 DL 타이밍에 송신된다.
또한, Ack 패킷에 포함되는 파일럿 E는 UL로 각 MT로부터의 송신에 사용되는 파일럿 G와 일대일 대응하는 것이 바람직하다. 일대일 대응하지 않는 경우에는 Ack 패킷으로 사용할 파일럿 패턴이 어떠한 방법으로 각 MT에 지시될지, Ack 패킷내에 어떤 MT로부터 어떤 패킷에 대한 Ack인지를 나타내는 정보가 부가된다.
이상의 설명에서 이용한 기지 신호 파일럿 A~파일럿 G는 각각 직교 파일럿인 것이 바람직하다. 이것은 예컨대 파일럿 A를 구성하는 신호가 8 패턴 있는 경우, 각 패턴이 직교 관계에 있다는 것을 의미한다. 직교 파일럿을 이용한 경우에는 공간 다중 신호의 응답 벡터를 보다 정밀도 좋게 산출할 수 있어서, 보다 수신 정밀도가 향상한다. 한편, 파일럿 신호의 직교성을 유지하기 때문에, 각 파일럿은 근 접한 서브캐리어 또는 시간적으로 연속한 OFDM 심볼에 배치한다.
또한, 상술한 스텝 #1~스텝 #7은 DL 및 UL을 함께 기술했지만, DL과 UL은 독립해서 제어된다. 즉, DL만, 또는 UL만인 시스템 구성(보내고 싶은 유저 데이터가 한쪽 방향만 존재하는 시스템 구성)으로 해도 된다.
이상의 처리에 의해, 복수의 안테나를 갖는 BS와, 하나 이상의 안테나를 갖는 복수의 MT 사이에서, 효율적으로 정보의 송신 및 Ack에 의한 송달 확인을 행할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 있어서는 BS측이, 다운스트림 전송로의 상태를 파악할 수 있도록, 각 MT가 채널 추정용 기지 신호를 BS에 대해 송신하고, BS는 수신한 기지 신호를 사용하여 다운스트림 전송로의 추정(부분 채널 정보의 추정) 및 추정 결과에 기초한 공간 스케쥴링을 행하는 것으로 했다. 이로써, 수신측(MT)이 다운스트림 전송로의 추정 결과 등을 BS로 피드백할 필요가 없어지기 때문에, 전송 효율의 고효율화를 도모할 수 있다.
더해서, 본 실시예에 나타낸 시스템을 적용함으로써 종래의 무선 통신 시스템과 비교하여, 이하에 나타내는 것과 같은 효과를 얻을 수 있다.
스텝 #3에서 나타낸 바와 같이, TDD 방식의 특징인 전파로 가역성을 이용해서, 파일럿 신호의 전파로 응답으로부터 업다운링크의 채널 상태를 통지하도록 했다. 그 결과, 채널 정보를 정보 비트로서 피드백하는 경우보다 고효율로 채널 정보를 BS에 통지할 수 있다. 특히, 할당하는 파일럿 신호(파일럿 A)에 직교하는 패턴을 사용하면, 복수의 MT 및 복수의 빔을 동시에 동일 주파수로 송신할 수 있다.
또한, 스텝 #3에서 나타낸 바와 같이, 파일럿 신호에 기초한 채널 정보 통지를, 업링크에 있어서 데이터 패킷과 다른 특정한 구간을 마련해서 행하는 것으로 했다. 그 결과, 업링크로 데이터 패킷(및 파일럿 신호)을 송신하고 있는 MT 및 사용빔 이외의 채널 상태도 파악할 수 있어서, 다음 프레임에서 공간 다중 전송의 대상으로 하는 MT 및 사용빔의 조합의 선정에 관해 여러가지의 가능성 중에서 전송 제어를 행할 수 있다. 특히, 패킷 교환형 시스템에서는 MT가 업다운링크로 동시에 패킷 전송하는 것은 아니다. 이와 같은 비대칭 통신에 있어서도 전송 제어를 문제없이 행할 수 있다. 한편, 본 효과는 mk의 값에 관계없이(mk=Mk이여도) 유효하다.
또한, 스텝 #3에 있어서 mk<Mk로 한 경우에는 MT 안테나수보다 적은 파일럿 신호수로 양호한 채널 상태를 통지할 수 있다는 각별한 효과도 얻을 수 있다.
MT는 할당된 전송로 통지 정보 파일럿의 수만큼, 빔에 관한 채널 정보를 BS에 통지하면 되기 때문에, 전파로 측정용 파일럿 신호를 짧게 해서 효율을 높일 수 있다. 또한, 단시간의 전파로 측정이 가능해진다. 한편, 종래는 모든 MT의 안테나수만큼의 파일럿이 필요하고, 또는 시분할해서 측정해야 했다.
UL 제어 정보(사용할 빔합성 가중치 및 MCS 정보)를 공간 다중해서 송신하도록 했기 때문에 전송 효율을 대폭 향상시킬 수 있다.
DL 패킷에 관한 수신 단말 ID, MCS의 제어 정보를 공간 다중 전송하도록 했기 때문에, 제어 정보를 효율적으로 전송할 수 있다. 또한, MT는 제어 정보에 포함되는 단말 ID를 체크함으로써 자기 MT로의 정보라는 것을 인식할 수 있다.
UL 패킷에 관한 송신 단말 ID, MCS 및 송신 전력 정보를 다운링크 공간 다중으로 통지하도록 했기 때문에, 제어 정보를 효율적으로 전송할 수 있다. 또한, MT는 제어 정보에 포함되는 단말 ID를 체크함으로써 자신으로의 정보라는 것을 인식할 수 있다.
DL 패킷의 Ack를 두번째의 공간 스케쥴링을 필요로 하지 않고 공간 다중으로 송신하도록 했기 때문에, 대폭 전송 효율을 향상시킬 수 있다.
UL 패킷 및 DL 패킷에 대한 Ack 신호를, 동일한 조합으로 규정 위치에서 회신하도록 했기 때문에, Ack를 두번째의 공간 스케쥴링을 필요로 하지 않고 공간 다중으로 송신할 수 있어서, 대폭 전송 효율을 향상시킬 수 있다.
스텝 #6B에서, BS는 UL 스케쥴링 정보를 격납해 두고, UL 패킷에 포함되는 파일럿 패턴 G과의 대응으로부터 단말 ID 및 MCS를 식별하도록 한 경우에는 UL 패킷에 포함되는 제어 정보량을 저감할 수 있다.
이상과 같이, 본 발명에 관한 시스템 구성을 무선 통신 시스템에 적용함으로써 많은 가능성 중에서 전파 상태가 좋은 MT 및 빔에 대해 공간 다중 패킷 전송을 행할 수 있어, 상기 종래 기술에서 나타낸 단일 MT만을 대상으로 해서 공간 다중 전송을 행하는 경우보다 대폭적인 전송 성능의 향상을 실현할 수 있다.
또한, 상술한 본 발명에 관한 시스템에서는 BS의 안테나수 N보다 많은 MT로부터 채널 상태를 취득하여, 공간 다중을 행하는 N국 이하의 MT를 선정할 수도 있어, N국 이하의 MT가 고정적으로 공간 다중 전송하는 경우보다 더 높은 전송 효율을 달성할 수 있다.
(실시예 2)
이어서, 실시예 2의 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 최근의 이동 통신 시스템에서는 지연파 지연량이 심볼 간격을 넘는 것 같은 광대역 시스템이 주류로 되어 있다. 바꿔 말하면, 시스템 대역 내에서 전송로가 크게 다른 상황이 된다. 따라서, 부분 공간의 상황, 빔 조합시의 각 빔 SINR에 대해서도, 시스템 대역 내에서 크게 다를 것이 예상되어, 전체 대역을 동일한 빔의 조합으로 운용하는 것은 현실적이지 않다. 이 때문에, 본 실시예의 통신 시스템에 있어서는 전체 대역을 복수의 서브밴드(Sub-band)로 분할하여 사용한다.
도 6은 전체 대역을 복수의 서브밴드로 분할하여 사용하는 통신 시스템에 있어서의 서브밴드의 할당예를 도시하는 도면이다. 서브밴드 대역폭은 전송로가 거의 같다고 간주되는 코히어런트 대역폭에 비교해서 동등하거나 더 좁은 값이 채용된다. 각 서브밴드는 1개 내지 복수개 모여서 서브밴드 그룹을 형성한다. 도 6의 예에서는 2서브밴드 그룹으로 한 경우를 나타내고 있지만, 자연수의 서브밴드 그룹으로 분할해도 된다. 일반적으로 주파수 다이버시티의 견지에서, 가능한 한 이격해서 배치되는 서브밴드를 모아서 서브밴드 그룹이 만들어진다. 한편, 도 6에 있어서, 검은색으로 칠해진 사각형은 BS를 나타내고, 그 주위의 원숫자 숫자 1~16은 MT#1~MT#16를 나타내고 있다. 즉 BS와 각 MS(MS# 1~# 16)와의 위치 관계를 나타내고 있다.
BS의 관리하에 있는 모든 MT는 사용할 서브밴드 그룹을 BS에 의해 지정받는다. 도 6의 예에서는 BS의 관리하에 있는 MT#1~MT#16 중 서브밴드 그룹 1을 사용하는 그룹 1에 MT#1~MT#8이, 서브밴드 그룹 2를 사용하는 그룹 2에 MT#9~MT#16이 할당되어 있다. 할당되는 서브밴드 그룹은 하나로 제한하지 않고, 광대역 통신을 요구하는 MT에 대해서 복수의 서브밴드 그룹을 할당하는 경우도 있다. 또한, 서브밴드 그룹은 통상 복수의 서브밴드에 의해 구성되지만, 한 서브밴드에 의해 구성하는 것도 가능하다. 이 경우, MT는 사용할 서브밴드 그룹을 서브밴드 단위로 지정한다. 서브밴드 그룹의 지정은 예컨대, BS의 스케쥴링부(도 2에 나타낸 구성의 BS에서는 DL 공간 스케쥴링부(17) 및 UL 공간 스케쥴링부(18))가 행한다.
어떤 MT를 어떤 그룹에 할당할지는 다양한 평가 지표가 존재하기 때문에 여기서는 규정하지 않지만, 일반적으로는 BS에서 봐서 가까운 전송로를 갖는 복수의 MT는 다른 그룹으로 할당된다. 예컨대, 실시예 1에 나타낸 빔 정보로부터 얻어지는 응답 벡터의 상관이 높은 MT 끼리는 가까운 전송로를 갖는다고 간주된다. MT로의 그룹 할당은 트래픽 상황, MT의 이동에 의해 일정 시각마다 변경되는 경우도 있다. MT측에서는 BS로부터의 통지 정보(파일럿 C)를 이용하여 모든 서브밴드의 상황을 알 수 있기(BS와 일대일 통신을 행한 경우의 상황) 때문에, 엔트리시(상술한 실시예 1의 스텝 #1에 상당하는 동작), 또는 서브밴드 그룹 변경 요구시에 사용하고 싶은 서브밴드 그룹의 후보를 BS에 송신하고, BS는 각 MT에서의 후보 정보를 바탕으로 서브밴드 그룹 할당을 행하는 것도 생각할 수 있다. 또한, BS는 요구 QoS(요구 전송 속도, 요구 지연, 요구 패킷 오류율 등)을 고려하여 서브밴드 그룹을 할당하는 것도 생각할 수 있다.
이상에 나타낸 것과 같은 실시예 2의 시스템에 있어서는 각 서브밴드에 할당된 MT 중에서만, 실시예 1에 기재된 공간 다중 통신 방식을 실시한다. 즉, 도 6의 예의 서브밴드 그룹 1에 속하는 서브밴드에 있어서는 MT#1~MT#8에만 빔 정보 통지를 위한 파일럿 할당 등이 실시된다. 이로써, 파일럿 신호의 개수를 대폭 삭감할 수 있고, 또한 빔 정보 통지를 위한 패킷도 단축할 수 있다. 또한, 한정된 MT(및 그 부분 공간)에 대해서만 송수신빔의 최적화를 도모하면 되기 때문에, 모든 MT를 대상으로 하는 경우에 비해서 대폭 계산량을 삭감할 수 있다. 서브밴드 대역내는 전송로가 거의 같다고 간주할 수 있기 때문에, 전력 파라미터 η나, 빔 정보는 서브밴드 단위로 하나 송수신된다.
(실시예 3)
이어서, 실시예 3에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에서는 본 발명의 시스템을 실현하는 일례로서, 도 4에 나타내는 프레임 구성에 따라서 신호를 효율적으로 전송하는 동작에 대해서 설명한다. 여기서는 실시예 2에 나타낸 OFDM의 서브밴드 단위로 공간 스케쥴링을 행하는 경우의 1서브밴드에 대해서 설명한다.
도 4에 나타낸 바와 같이, 실시예 1에 나타낸 스텝 #3의 빔 정보에 대해서는 서브밴드 대역의 「중앙 부근」으로 파일럿 A를 송신함으로써 서브밴드 내의 평균적인 응답 벡터를 획득하는 것이 가능하다. 여기서, 「중앙 부근」이란 서브밴드폭에 대해서 양측 30%를 제외한 부분으로 파일럿 신호를 송신하는 상태를 가리킨 다.
또한, 실시예 1에 나타낸 스텝 #3에 있어서 전력 파라미터 η를 파일럿 A와 같은 프레임으로 통지하는 경우, 도 4에 나타낸 바와 같이 MT는 전력 파라미터 η의 송신을 파일럿 A와 「근접한」 서브캐리어로 송신한다. 여기서, 「근접한」이란 서브밴드 대역에 대해서 30% 이내의 범위로 상호의 필드가 배치되는 상태를 가리킨다. 본 전송 방법에 의해 전력 파라미터 η와 파일럿 A는 거의 같은 상태의 채널로 송신된다고 간주할 수 있다.
BS측에서는 전력 파라미터 η의 수신전에, 전파로에서의 위상 회전을 보정해야 한다. 또한, BS의 N 안테나로 수신한 전력 파라미터 η를 어떤 수신 가중치로 합성함으로써, 보다 고정밀도로 η을 검출할 수 있다. 이 때, BS는 파일럿 A로부터 획득한 MT#k로부터의 빔 m의 응답 벡터 bk,m를 이용해서 η의 수신 가중치를 생성할 수 있다. 수신 가중치로서는 최대비합성 가중치, MMSE 합성 가중치 등 여러가지 방법이 있다. 전력 파라미터 η와 파일럿 A가 같은 채널 상태로 송신된다고 간주할 수 있는 경우에는 본 구성에 의해 특별히 전력 파라미터 η를 고정밀도로 검출할 수 있다.
또한, 도 4에 있어서, 파일럿 A를 연속한 시간·서브캐리어로 전송함으로써전송 필드에서의 전파 상태를 거의 같다고 간주할 수 있다. 그 결과, 복수의 빔 또는 MT가 직교 파일럿 패턴을 이용해서 파일럿 A를 동일 시간 주파수 영역에서 전송하는 경우에도, 파일럿 신호의 직교성을 유지하기 쉽게 할 수 있다.
마찬가지로, 도 4에 있어서 다른 파일럿 B~F에 대해서도, 연속한 시간·서브캐리어로 전송함으로써 공간 다중 전송되는 제어용 파일럿 신호의 직교성을 유지하기 쉽게 할 수 있다. 그 결과, MT 및 BS는 파일럿 신호로부터 필요한 전파로 응답을 고정밀도로 생성할 수 있어서, 고정밀도의 신호 검출 또는 가중치 생성이 가능해진다.
또한, 도 4에 있어서, 다운링크에서는 1 프레임내에서 다른 송신빔을 가지는 복수의 파일럿 신호군이 송신된다. 예컨대, 파일럿 C는 BS의 각 안테나로부터 개별로 송신된다. 파일럿 D는 업링크 스케쥴링 정보에 따른 송신빔으로 송신된다. 파일럿 E는 이전 프레임의 업링크로 수신한 패킷에 따라 송신빔으로 송신된다. 또한, 다운링크의 데이터 패킷 영역에서는 다운링크 스케쥴링에 따른 파일럿 F가 송신된다. 이와 같이, 1 프레임내에서 다른 송신빔을 가지는 복수의 파일럿 신호군을 송신함으로써 업다운링크 전송 제어를 원활하게 행할 수 있다.
또한, 스텝 #5B에서 BS가 UL 제어 정보(업링크 스케쥴링 통지 정보)를 송신하기 전에, 도 4에 나타낸 바와 같이 BS는 파일럿 D와, 단말 ID, MCS 정보, 송신 전력 정보 및 빔 정보를 파일럿 D에 「근접한」 서브캐리어로 송신한다. 그 결과, MT는 이들의 제어 정보를 고정밀도로 검출할 수 있다.
마찬가지로, 스텝 #6A 및 #7에서의 ACK 송신에 관해서도, 파일럿 E 또는 파일럿 B와 ACK 정보를 「근접한」 서브캐리어로 전송함으로써 고효율로 ACK 정보를 통지할 수 있다.
또한, 도 4에 나타낸 바와 같이 스텝 #5A~#7에서 행해지는 제어 정보의 송신 을, 스텝 #3에서 빔 정보를 송신한 서브캐리어와 「근접한」 서브캐리어로 전송함으로써 스텝 #3에서 획득한 응답 벡터와 거의 같은 전파 상태로 제어 정보를 전송할 수 있다. 그 결과, 스텝 #3에서 얻은 응답 벡터와 스텝 #5A~#7에서 전송되는 제어 정보의 전파 상태가 다른 경우에 발생하는 제어 신호 전송시의 제어 오차를 저감할 수 있다.
또한, 특별한 예로서, 도 4에 나타낸 바와 같이 제어 신호를 서브밴드 내에서 블록화함으로써 각 제어 신호의 전파 상태를 거의 동일하다고 간주할 수 있다.
또한, 도 4에 나타낸 바와 같이, 제어 신호를 모든 시간 심볼에 걸쳐 배치하는 것이 아니라, 시간 프레임 내의 일부의 시간 심볼만을 이용해서 전송하는 예도 생각할 수 있다. 보통, 패킷 전송을 행하고 있지 않은 MT는 제어 정보만을 검출하면 되기 때문에, 제어 신호가 포함되는 시간 심볼에 대해서만 FFT 처리를 행한다. 이 경우, 제어 신호를 시간 프레임 내의 일부의 시간 심볼만을 이용해서 전송하면, 패킷 전송을 행하고 있지 않은 MT는 FFT 처리를 행하는 시간 심볼수를 저감할 수 있어서, MT의 신호 처리를 효율화할 수 있다.
상술한 바와 같이, 신호를 전송하는 서브캐리어 필드를 적절하게(도 4에 예시한 바와 같이) 배치함으로써, 보다 고정밀도의 제어 및 패킷 전송이 가능해진다.
(실시예 4)
이어서, 실시예 4에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 BS가 다운 링크 공간 스케쥴링을 행할 때에 필요하게 되는, 각 빔의 품질 측정 동작의 일례에 대해서 설명한다.
실시예 1에 나타낸 바와 같이, BS는 동시 송수신을 행하는 빔의 조합을 선택하기 전에, 각 빔의 SINR을 산출해야 한다. 여기서는 SINR의 산출에 적합한 업링크 파일럿 신호와, 그 신호를 이용해서 BS가 다운링크에 있어서의 MT에서의 수신 SINR을 예측하는 방법에 대해서 설명한다. 한편, 모든 MT에서 같은 동작을 행하기 때문에, 특정한 MT을 가정해서 설명하는 것으로 하여, 단말번호 (k)는 생략하고 설명한다.
BS가 다운링크의 서브밴드(서브밴드 j라고 한다)로 신호 sDL (j)(p)를 N×1 송신 가중치 벡터 wDL (j)로 송신하는 경우에 대해서 설명한다. 단, E[|sDL (j)(p)|2]=1이다. 신호 sDL (j)(p)의 송신 전력을 PBS (j)라고 하면, MT에서 서브밴드 j의 빔 m에서의 p번째의 심볼의 수신 신호 x(j)(p)는 다음 식 (7)로 표시된다.
Figure 112008089346787-pct00007
여기서 hm (j)=[hm,1 (j),…,hm,N (j)]는 1×N 벡터이며, hm,n (j)는 BS의 n번째의 안테나로부터 MT의 빔 m(m번째의 빔)으로의 복소 전파 계수(빔 m의 수신 가중치로 각 수신 안테나의 응답을 선형 합성한 것)를 나타낸다. 또한, zm (j)(p)는 MT의 빔 m에서의 다른 BS으로부터의 간섭과 잡음 성분이며, 간섭 잡음 전력 E[|zm (j)(p)|2]=Im (j)을 갖는다. 간섭 잡음 전력 Im (j)는 주위의 이용 환경 및 간섭, 페이딩에 따라서 서브밴드마다 다르다. 이 때, MT의 수신 SINR은 γm (j)=PBS,j|hm (j)WDL (j)|2/Im (j)로 주어진다. 한편, 종래에는 SINR을 수신측(MT 측)에서 측정하여, 정보 비트로서 BS에 피드백하고 있었다.
그러나 종래의 방법에서는 통지하는 서브밴드수, 동시에 액세스하는 MT의 수가 많아짐에 따라서 통신 효율이 열화한다. 또한, 종래의 방법에서는 실제로 다운링크로 신호를 송신하지 않으면, MT가 수신 SINR을 측정할 수 없다고 하는 문제가 있다. 그 결과, BS는 여러가지 송신 가중치를 상정한 경우의 MT의 수신 SINR을 사전에 파악할 수 없다. 이에 반해서, 본 발명에서는 실제로 다운링크 신호를 송신하지 않아도, 업링크로 수신한 기지 신호(파일럿 A)를 이용해서 BS가 MT의 수신 SINR을 예측할 수 있다. 이하에 그 수법을 설명한다. 한편, 간단하게 하기 위해, 서브밴드에 연속 번호 j를 붙이지만, 실시예 2에 나타낸 바와 같이, 서브밴드는 인접하는 주파수가 아니여도 상관없다.
우선, MT는 서브밴드 j(=1,…,J)의 m번째의 빔에 있어서의 간섭 잡음 전력 Im (j)을 측정한다. 이어서, MT는 서브밴드 j에서 m(=1,…,mK (j))번째의 빔으로부터 다음 식 (8)로 표시되는 파일럿 신호(파일럿 A)를 송신한다.
Figure 112008089346787-pct00008
여기서, rm (j)(p)는 단위 파일럿 신호(|rm (j)(p)|=1)이다. 또한, η은 송신 전력 레벨을 나타내는 전력 파라미터이며, η은 m번째의 빔 및 서브밴드 j에서의 파일럿 신호 송신에 있어서 공통으로 이용된다.
MT는 서브밴드 j에서 mK (j)개의 파일럿 신호를 송신하는 경우, BS에서 그 전체 파일럿 신호의 총수신 전력이 다음 식 (9)이 되도록 전력 파라미터 η를 조정함으로써 송신 전력을 제어한다.
Figure 112008089346787-pct00009
여기서, P0은 파일럿 신호 1개당 평균 수신 전력 목표치이며, BS의 간섭 잡음 전력보다 높아지도록 설정된다. η의 제어에는 여러가지의 방법이 있지만, 예컨대 BS가 파일럿 신호의 수신 전력을 측정하여 MT에 η의 증가·감소를 지시하는 방법을 들 수 있다. 본 실시예에 있어서의 파일럿 A는 빔 m의 간섭 전력 Im (j)에 반 비례하는 송신 전력으로 송신된다.
전파로 가역성이 성립하는 TDD 시스템에 있어서 MT가 서브밴드 j의 빔 m으로부터 파일럿 A를 송신한 경우, BS는 서브밴드 j에서 다음 식 (10)으로 표시되는 N×1 수신 신호 벡터 xBS (j)(p)를 얻는다.
Figure 112008089346787-pct00010
여기서, xBS (j)(p)는 BS에서의 서브밴드 j에서의 N×1 간섭 잡음 벡터이다. BS는 다운링크로 상정하는 송신 전력 PBS (j) 및 송신 가중치 wDL (j)과 피드백 정보 η를 이용해서, MT의 서브밴드 j에서의 빔 m에서의 수신 SINR을, 다음 식 (11)을 사용해서 예측한다.
Figure 112008089346787-pct00011
여기서, p0은 파일럿 신호 A의 심볼수, 위첨자의 '*', 'T'는 각각 복소 공액, 전치를 나타낸다. 또한, 이상적인 제어 상태(zBS (j)(p)=0)에서는 위 식 (11)은 다음 식 (12)이 되고, 예측 SINR과 MT에서의 수신 SINR는 완전히 일치한다.
Figure 112008089346787-pct00012
한편, 이상적이지 않은 제어 상태 (zBS (j)(p)≠0)에서는 예측 오차가 발생하지만, 파일럿 신호 1개당 평균 수신 전력 P0이 BS의 간섭 잡음 전력보다 높아지도록 η을 설정하면, 예측 오차를 작게 억제할 수 있다.
또 위 식 (10)~(12)에서는 MT가 하나의 빔만을 이용하는 경우를 나타내었지만, 같은 처리는 복수의 빔(예컨대 빔 m1 및 m2)에 대해서도 파일럿 신호 rm1 (j)(p) 및 rm2 (j)(p)를 이용해서 개별적으로 적용 가능하다.
또한, m1≠m2를 만족하는 rm1 (j)(p) 및 rm2 (j)(p)가 다음 식 (13)로 표시되는 직교 조건을 만족시키는 직교 파일럿 신호인 경우에는 파일럿 신호 rm1 (j)(p) 및 rm2 (j)(p)를 동시에 송신해도, 위 식 (11)의 우측 괄호 내에서 파일럿 신호 rm(j)(p) 이외의 파일럿 신호 성분은 삭제된다.
Figure 112008089346787-pct00013
따라서, 각 빔의 예측 SINR에 열화를 발생시키지 않고, 복수의 파일럿 신호 rm1 (j)(p) 및 rm2 (j)(p)를 동시에 송신할 수 있다. 또한, 복수의 MT가 동시에 직교 파일럿 A를 송신하는 경우도 마찬가지로, 예측 SINR에 열화는 생기지 않는다.
이와 같이, 서브밴드 j의 빔 m의 업링크 파일럿 신호(파일럿 A)를 간섭 전력 Im (j)에 반비례하는 송신 전력으로 송신함으로써 BS는 수신한 파일럿 신호를 이용해서 다운링크에 있어서의 MT의 각 빔에 있어서의 수신 SINR을 예측할 수 있다.
한편, 여기서는 BS가 송신 가중치 wDL (j)에 기초한 빔형성을 이용해서 하나의 희망 신호 sDL (j)(p)를 송신하는 경우에 대해서 나타내었지만, 가령 sDL (j)(p)가 희망 신호가 아닌 경우, 상술한 γ m (j)pre는 BS가 송신하는 다른 신호 sDL (j)(p)가 MT에 주는 간섭 전력과 다른 BS에서의 간섭 전력(다른 셀간섭)의 비가 된다. BS는 임의의 송신 전력 PBS (j)과 송신 가중치 wDL (j)을 상정하여 γ m(j)pre를 산출할 수 있기 때문에, BS가 공간 다중 전송하는 다른 신호로부터 생기는 MT에서의 간섭 전력과 전력 Im (j)의 비도 예측할 수 있다. 따라서, BS가 신호를 공간 다중 전송하는 경우, MT의 m번째의 빔에 있어서의 희망 신호 전력과 전력 Im (j)의 비인 γm,sig (j)pre, 동일 BS에서 공간 다중 전송되는 다른 신호로부터 생기는 MT에서의 간섭 전력과 전력 Im (j)의 비 인 γm,int (j)pre를 산출해서, 공간 다중 전송시의 MT, 서브밴드 j, 빔 m에서의 수신 SINR을 다음 식 (14)으로 예측할 수 있다.
Figure 112008089346787-pct00014
이로써, BS는 임의의 송신 전력 및 송신 가중치에 기초해서, 공간 다중 전송을 행한 경우의 MT에서의 수신 SINR을 예측할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 있어서는 각 MT는 복수의 서브밴드 또는 복수의 빔을 이용하는 경우, 하나의 전력 파라미터 η 및 각 서브밴드에 있어서의 파일럿 신호를 BS로 피드백해서, BS가 MT 측의 수신 SINR을 예측할 수 있도록 했다. 이로써, (종래 방식을 적용한 경우보다) 피드백 정보를 감소시켜 효율적인 통신이 가능하게 되고, 또한 송신 전력이 적은 MT의 전력을 1서브밴드에 있어서의 η의 송신에 집중시켜, 에러없는 제어 정보의 피드백이 가능해진다.
또한, BS가 다운링크로 상정하는 송신 전력 PBS (j), 송신 가중치 wDL (j)를 여러가지 값으로 설정하여, 수신 SINR을 예측할 수 있고, 여러가지 상태를 상정하여 다운링크에서의 수신 품질을 검증할 수 있다. 이것은 실제로 다운링크로 신호를 전송해서 신호 품질을 피드백하는 종래의 방법에서는 할 수 없는 제어이다. 이로써, 본 발명을 이용해서 공간 다중 전송에 관한 많은 가능성을 검증할 수 있어서, 우수한 전송 상태를 달성할 수 있는 송신 전력, 수신 MT, MT의 수신빔, MCS를 효율적으 로 선정할 수 있다.
(실시예 5)
이어서, 실시예 5에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 BS에 의한 각 MT의 수신 SINR 예측 결과에 기초한 빔 선택 동작 및 공간 스케쥴링 동작에 대해서 설명한다. 여기서는 수신 SINR 예측 동작의 일례로서, Zero-Forcing 기준에 기초한 동작을 사용하여, 빔 선택 및 다운링크 공간 스케쥴링을 행하는 경우에 대해서 설명한다.
실시예 4에 나타낸 바와 같이, BS는 각 MT로부터 파일럿 신호(파일럿 A)를 수신하면, 여러가지 공간 다중 상태를 상정해서, MT에서의 수신 SINR을 예측할 수 있다. 여기서, BS가 1,…,n번째의 공간 다중 신호를 각각 MT#k(1)의 빔 mK(1),…, MT#k(n)의 빔 mk(n)에 대해서 송신하는 경우를 상정한다.
Zero-Forcing 기준에 근거하면, 공간 다중 신호 1,…,n에 대응하는 BS의 송신 가중치 w1,…,wn은 다음 식 (15)을 사용해서 구할 수 있다.
Figure 112008089346787-pct00015
여기서, vn은 n번째의 공간 다중 신호의 수신 벡터로, MT#k의 빔 mk가 수신 하는 경우에는 vn=vk,m이 된다. 또한, P'은 n×n의 대각 행렬이고, 대각 요소 P1',…,Pn'는 송신 가중치를 정규화(||w1||=1)하기 위한 조정 파라미터이다. 이 때, 위 식 (15)로부터 BT[w1,…,wn]=P'1/2/PS 1/2가 성립하여, 다음 식 (16)의 관계가 얻어진다.
Figure 112008089346787-pct00016
여기서, vn T(Hk(n)w1)는 다운링크에 있어서 MT#k가 수신 가중치 vn을 이용하여 신호 수신한 경우의 첫번째의 신호의 출력 진폭과 일치한다. 즉, 식 (16)은 MT#k에서 희망하는 n번째의 다중 신호 이외에서 발생하는 간섭을 0(제로)로 할 수 있다는 것을 의미하고 있다. 마찬가지로, Zero-Forcing 가중치로서는 모든 수신단말(MT)에 있어서 희망 신호 이외의 공간 다중 신호를 제거하면서 희망 신호를 수신할 수 있다.
BS는 이하의 알고리즘에 기초해서, 공간 다중 신호 n의 수신 MT#k(n), 수신빔 번호 m(=1, 2,…,mk), 송신 가중치 wn 및 MCS를 결정한다.
(순서 DL1-1)
nmax=1로 한다.
(순서 DL1-2)
가능성이 있는 모든 MT#k 및 빔 mK의 조합 중에서 Nmax개를 선택하고, 그 조합에 대해서 위 식 (15)을 사용한 송신 가중치를 산출한다.
(순서 DL1-3)
위 식 (14)에 따라서, 선택한 MT 및 빔의 조합에 관한 신호 n(=1,…,nmax)의 수신 SINRΓn을 예측한다.
(순서 DL1-4)
상기 (순서 DL1-3)에서 획득된 수신 SINRΓn에 기초해서 신호 n의 스루풋ξn을 산출한다. 또한, 공간 다중 신호 전체에서의 시스템 스루풋 Ξ을 다음 식 (17)에 따라서 산출한다.
Figure 112008089346787-pct00017
(순서 DL1-5)
상기 (순서 DL1-2)~(순서 DL1-4)의 조작을 nmax=1,…,N의 범위에 있어서 MT와 빔의 모든 선정 패턴에 대해서 행한다(N:BS의 안테나수). 또한, 그 중에서 가장 시스템 스루풋이 높은 공간 다중수 nmax, 이 때의 공간 다중 신호 n의 수신 MT#k(n)과 그 빔 번호 mk(n)의 조합을 선정한다.
(순서 DL1-6)
상기 (순서 DL1-5)에서 선정된 수신 MT#k(n)과 그 빔 번호 mK(n)(n=1,…,nmax)의 조합을 기초로 얻어지는 공간 다중 신호 n의 수신 SINRΓn로부터 신호 n(=1,…,nmax)의 MCS를 결정한다.
여기서, 패킷의 스루풋ξn 및 MCS는 수신 SINR로부터 사전에 정의되는 함수이다. 또한, 도 7에 수신 SINR로부터 스루풋과 MCS를 결정할 때에 사용하는 테이블의 일례를 나타낸다. 본 테이블은 여러가지 수신 SINR 환경하에서의 전송 측정을 사전에 행하고, 그 결과로부터 좋은 PER(Packet Error Rate) 또는 스루풋이 얻어지는 SINR와 MCS의 대응표로서, 사전에 작성된다. 또한, MCS의 결정에 따라 스루풋도 결정되어, 테이블 내에 기술된다.
또한, 보다 저 연산량으로 n(=1,…,nmax)번째의 공간 다중 신호의 목적지 MT#k(n)과 그 송신 가중치 wn을 n=1, 2,…의 순서로 결정하는 공간 스케쥴링 알고리즘의 일례를 이하에 나타낸다.
(순서 DL2-1)
n=1, Ξ(0)=0으로 한다.
(순서 DL2-2)
다중 신호 1~(n-1)의 존재하에서, 가능성이 있는 MT#k=1,…,K 및 MT의 빔에 대해 각각 신호 n을 전송한 경우의 송신 가중치를 위 식 (15)에 따라서 산출한다. 또한, 식 (14)에 따라서, 이 때의 신호 n의 수신 SINR을 예측한다.
(순서 DL2-3)
신호 n의 수신 SINR가 최대가 되는 MT#k와 빔 mk을 다중 신호 n의 수신 MT와 수신빔으로서 선정한다.
(순서 DL2-4)
공간 다중 신호수 n에서의 시스템 스루풋 Ξ(n)을 산출하고, 「Ξ(n)>Ξ(n-1)」인 경우에는 (순서 DL2-5)로 진행한다. 그 외에는 nmax=n-1로서 (순서 DL2-6)로 진행한다. 한편, 시스템 스루풋은 상기 (순서 DL1-4)에 나타낸 방법으로 산출한다.
(순서 DL2-5)
「n<N」인 경우에는 (순서 DL2-2)로 돌아간다. 「n=N」인 경우에는 식 (15)에 따라 송신 가중치 w1,…,wn을 산출하고, nmax=N으로 해서 (순서 DL2-6)으로 진행한다.
(순서 DL2-6)
선정된 nmax개의 수신 MT#k와 그 빔 mk의 조합을 기초로 얻어지는 신호 n(=1,…,nmax)의 MT#k(n)에서의 수신 SINRΓn로부터 신호 n(=1,…,nmax)의 MCS를 결정한다.
이상의 처리에 의해, BS는 수신 MT#k(n)과 그 송신 가중치 wn 및 MCS의 조합(n=1,…,nmax)을 결정한다. 본 알고리즘에서는 순서대로 공간 다중 신호를 추가한다. BS는 다중 신호수가 「n」인 시스템 스루풋이, 다중 신호수가 「n-1」인 시 스템 스루풋보다 높은 경우에, n번째의 공간 다중 신호를 허가한다.
본 실시예에 의해, 수신 SINR에 근거하는 공간 스케쥴링이 가능해진다. 또한, 본 알고리즘으로 결정되는 송신빔은 희망 MT 이외의 모든 수신 MT에 대해 널이 향하게 되어서, 효율이 좋은 통신이 실현된다.
또한, 본 실시예에서는 다운링크 송신 전력을 제어하는 것도 가능하다. 구체적으로는 상술한 알고리즘에 의해 수신 MT#k(n)과 그 송신 가중치 wn을 선정한 후에, 수신 SINR가 소요값이 되도록, 실시예 4에서 나타낸 BS의 송신 전력 PBS,j(예컨대, 위 식 (14)의 PBS,j)을 신호 n 마다 조정할 수 있다. 특히, Zero-Forcing 가중치를 이용하는 경우에는 공간 다중 신호는 희망 MT 이외의 모든 수신 MT에 대해 널을 향하게 해 두어서, γm,int (j)pre=0이 된다. 그 결과, 신호 n(=1,…,nmax)는 서로 간섭의 영향을 받는 일없이 송신 전력을 조정할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 있어서는 BS는 업링크상에서 데이터 패킷 전송과는 다른 특정한 구간에서 각 MT에서의 파일럿 신호(파일럿 A)를 수신함으로써 보다 많은 채널 정보를 취득하는 것으로 했다. 이로써, 많은 공간 다중 상태의 검증을 행하여, 다운링크 공간 다중 전송의 여러가지 MT와 송수신빔의 조합 중에서 전송 효율이 높은 조합을 선정할 수 있다. 이것은 특정 파일럿 송신 구간을 마련하지 않는 종래 방법으로서는 달성할 수 없는 제어이다.
또한, 실시예 4에 나타낸 MT의 간섭을 고려한 파일럿 신호를 이용함으로써 스루풋에 따라서 여러가지의 가능성 중에서 고스루풋을 달성할 수 있는 MT 및 송수신빔의 조합을 선정할 수 있다.
(실시예 6)
이어서, 실시예 6에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 BS가 업링크 공간 스케쥴링을 행할 때에 필요하게 되는, 각 빔의 품질 측정 방법의 일례를 설명한다.
실시예 1에 나타낸 바와 같이, 동시 송수신을 행하는 빔의 조합을 선택하기 전에, 각 빔의 SINR을 산출해야 한다. 여기서는 업링크 파일럿 신호를 이용해서 BS가 업링크 신호의 수신 SINR을 예측하는 방법에 대해서 설명한다. 한편, 모든 MT에서 같은 방법을 사용하기 때문에 특정한 MT를 가정해서 설명하는 것으로 하고, 단말 번호 (k)는 생략해서 설명한다.
MT가 업링크의 서브밴드 j에서 신호 sUL (j)(p)를 N×1 송신 가중치 벡터 vk,m (j)로 송신하는 경우에 대해서 설명한다. 단, E[|SUL (j)(P)|2]=1이다. 신호 SUL (j)(p)를 송신 전력 Pk (j)로 송신하면, 전파로 가역성이 성립하는 TDD 방식에서는 BS의 서브밴드 j에서의 수신 신호 x(j) BS(p)는 다음 식 (18)로 표시된다.
Figure 112008089346787-pct00018
여기서 hm (j)=[hm,1 (j),…,hm,N (j)]은 1×N 벡터이고, hm,n (j)은 BS의 n번째의 안테나로부터 MT의 m번째의 빔으로의 복소 전파 계수를 나타낸다. 또한, zBS (j)(p)는 BS에서의 다른 셀로부터의 간섭과 잡음 성분이며, 간섭 잡음 성분의 N×N 상관 행렬은 E[zBS (j)(p)zBS (j)(p)H]=RBS (j)를 갖는다. 간섭 잡음 상관 행렬 RBS (j)은 주위의 이용환경 및 간섭, 페이딩에 따라 서브밴드마다 다르다.
BS는 다음 식 (19)로 표시되는 신호의 응답 벡터를 파일럿 신호 A(sUL (j)(p))의 응답으로서 측정할 수 있다.
Figure 112008089346787-pct00019
한편, 업링크 파일럿 신호 SUL (j)(p)는 어떠한 신호여도 상관없다. 예컨대, 실시예 4에서 다룬 MT에서의 파일럿 A를 이용하는 경우, MT는 서브밴드 j(=1,…,J)에 있어서 m(=1,…,mk)번째의 빔으로부터 다음 식 (20)으로 표시되는 파일럿 신호(파일럿 A)를 송신한다. 단, 이에 한하지 않고 다른 파일럿 신호 송신 방법이여도 상관없다.
Figure 112008089346787-pct00020
또한, 응답 벡터는 MT가 복수의 빔 m1 및 m2에 관한 파일럿 신호 rm1 (j)(p) 및 rm2 (j)(p)를 동시에 송신하는 경우에도 측정 가능하다. 특히, m1≠m2인 경우에 rm1 (j)(p) 및 rm2 (j)(p)가, 실시예 4에 나타낸 식 (13)을 만족시키는 직교 파일럿 신호이면, 측정 정밀도에 열화를 발생시키지 않고, 복수의 파일럿 신호의 응답 벡터를 동시에 측정할 수 있다. BS는 위 식 (19)으로 나타낸 응답 벡터 bk,m (j)를 각 MT 및 빔 단위로 측정한다.
다음으로 BS는 업링크로 MT#k가 빔 mk를 이용해서 공간 다중 패킷을 채널 통지용 파일럿 A 송신시의 α배의 송신 전력으로 송신하는 경우를 상정하여, BS에서의 수신 SINR을 예측한다. 예측에 앞서서, 동시에 공간 다중 패킷 전송을 행하는 MT와 빔을 k0, m0로 하고, k0의 MT(이하, MT#k0로 한다)는 채널 통지용 파일럿 신호(파일럿 A) 송신시의 αk0,m0배의 송신 전력으로 패킷을 송신하는 것으로 한다. 이 때, BS는 서브밴드 j에서 MT#k의 빔 m으로부터의 신호를 수신 가중치 wUL (j)에 기초해서 합성 수신한 경우의 수신 SINR을 다음 식 (21)으로 예측한다.
Figure 112008089346787-pct00021
여기서, Ri-cell (j)은 다음 식 (22)으로, 그 우변은 업링크로 동시에 공간 다중되는 MT#k0, 빔 m0에 관한 합을 나타낸다. 또한, 위첨자의 'H'는 공액전치를 나타낸다. 또한, 간섭 잡음 상관 행렬 RBS (j)에 있어서 사전에 측정된다.
Figure 112008089346787-pct00022
이상과 같은 순서에 의해 BS는 업링크 파일럿 신호(파일럿 A)를 사용하여 응답 벡터 bk,m (j)를 측정하고, 그 결과를 이용해서 MT가 공간 다중 패킷 전송을 행할 때의 수신 SINR을 예측할 수 있다.
이와 같이 본 실시예에서는 BS가 업링크로 데이터 패킷과는 다른 특정한 구간에서 MT로부터의 파일럿 신호를 수신하고, 그 파일럿 신호를 이용해서 데이터 패킷 전송시에 상정하는 송신 전력(상기 α), 수신 가중치(상기 wU (j))를 여러가지 값으로 설정하고, 수신 SINR을 예측하여 수신 품질을 검증하는 것으로 했다. 이로써, 공간 다중 전송에 관한 많은 가능성을 검증할 수 있어서, 우수한 전송 상태를 달성할 수 있는 송신 전력, 수신 MT, MT의 수신빔, MCS를 효율적으로 선정할 수 있 다.
(실시예 7)
이어서, 실시예 7에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 BS에 의한 각 MT의 수신 SINR 예측 결과에 기초한 빔 선택 동작 및 공간 스케쥴링 동작에 대해서 구체적으로 설명한다. 여기서는 수신 SINR 예측 동작의 일례로서, Zero-Forcing 기준에 기초한 동작을 사용해서, 빔 선택 및 업링크 공간 스케쥴링을 행하는 경우에 대해서 설명한다.
실시예 6에서 나타낸 바와 같이, BS는 각 MT로부터 파일럿 신호(파일럿 A)를 수신하면, 여러가지 공간 다중 상태를 상정하고, MT에서의 수신 SINR을 예측할 수 있다. 여기서, BS는 업링크로 MT#k(n)의 빔 mk가 공간 다중 신호 n을 송신한다고 한다.
Zero-Forcing 기준에 기초하면, BS의 수신 가중치 w1,UL,…,wn,UL은 다음 식 (23)을 사용해서 구할 수 있다.
Figure 112008089346787-pct00023
여기서, bn (j)는 n번째의 신호의 수신 벡터로, MT#k(n)의 빔 mk가 신호 n을 송 신하는 경우에는 bn (j)=bk,m (j)로 된다. Zero-Forcing 가중치로서는 BS에서 희망 신호 이외의 공간 다중 신호를 제거하면서 희망 신호를 수신할 수 있다.
BS는 이하의 알고리즘에 기초해서, 공간 다중 전송하는 신호의 송신 MT#k(n), 수신빔 번호 m(=1, 2,…, mk) 및 MCS를 결정한다.
(순서 UL1-1)
nmax=1로 한다.
(순서 UL1-2)
가능성이 있는 모든 MT#k 및 빔 m의 조합 중에서 nmax개를 선택해서, 공간 다중 전송한 경우의 수신 가중치를 위 식 (23)을 사용하여 산출한다.
(순서 UL1-3)
선택한 MT 및 빔이 공간 다중 전송하는 경우의 신호 n(=1,…,nmax)의 수신 SINRΓn,UL=γk,m,UL (j)을 위 식 (21)에 따라서 예측한다.
(순서 UL1-4)
수신 SINRΓn,UL에 따라서 신호 n의 스루풋 ξn,UL을 산출하고, 공간 다중 신호 전체에서의 시스템 스루풋 ΞUL을 다음 식 (24)에 따라서 산출한다.
Figure 112008089346787-pct00024
(순서 UL1-5)
상기 (순서 UL1-2)~(순서 UL1-4)의 조작을 nmax=1,…,N의 범위에 있어서 MT와 빔의 모든 선정 패턴에 대해서 행한다(N:BS의 안테나수). 또한, 가장 시스템 스루풋이 높은 공간 다중수 nmax, 공간 다중 신호의 수신 MT#k와 그 빔 mk의 조합을 선정한다.
(순서 UL1-6)
선정된 수신 MT#k와 그 빔 mk의 조합을 기초로 얻어지는 신호 n(=1,…,nmax)의 MT#k(n)에서의 수신 SINRΓn,UL로부터 신호 n(=1,…,nmax)의 MCS를 결정한다.
여기서, 하나의 패킷의 스루풋 ξn,UL 및 MCS는 수신 SINR로부터 사전에 정의되는 함수이다. 그 일례는 도 7에 나타낸 것이다.
또한, 보다 저 연산량으로 n(=1,…,nmax)번째의 공간 다중 신호의 목적지 MT#k(n)과 그 빔을 n=1, 2,…의 순서로 결정하는 공간 스케쥴링 알고리즘의 일례를 이하에 나타낸다.
(순서 UL2-1)
n=1, Ξ(0)=0으로 한다.
(순서 UL2-2)
다중 신호 1~(n-1)의 존재하에서, 가능성이 있는 MT#k=1,…,K 및 MT의 빔에 대해서 각각 신호 n을 전송한 경우의 수신 가중치를 위 식 (23)에 따라서 산출한다. 또한, 위 식 (21)에 따라서, 그 때의 신호 n의 수신 SINR을 예측한다.
(순서 UL2-3)
신호 n의 수신 SINR이 최대가 되는 MT#k와 빔 mk를 다중 신호 n의 송신 MT와 수신빔으로서 선정한다.
(순서 UL2-4)
공간 다중 신호수 n에서의 시스템 스루풋 Ξ(n)을 산출하고, 「Ξ(n)>Ξ(n-1)」인 경우에는 (순서 UL2-5)로 진행한다. 그 외에는 nmax=n-1로 해서 (순서 UL2-6)로 진행한다. 한편, 시스템 스루풋은 상기 (순서 UL1-4)에 나타낸 방법으로써 산출한다.
(순서 UL2-5)
「n<N」인 경우에는 (순서 UL2-2)로 돌아간다. 「n=N」인 경우에는 식 (23)에 따라서 수신 가중치 w1,UL,…,wn,UL을 산출하고, nmax=n로 해서 (순서 UL2-6)로 진행한다.
(순서 UL2-6)
선정된 nmax개의 수신 MT#k와 그 빔 mk의 조합을 기초로 얻어지는 신호 n(=1,…,nmax)의 MT#k(n)에서의 수신 SINRΓn,UL로부터 각 신호 n(=1,…,nmax)의 MCS를 결정 한다.
이상의 처리에 의해, BS는 송신 MT#k(n)과 그 수신 가중치 wn,UL 및 MCS의 조합(n=1,…,nmax)을 결정한다. 본 알고리즘에서는 순서대로 공간 다중 신호를 추가한다. BS는 다중 신호수가 「n」의 시스템 스루풋이, 다중 신호수가 「n-1」의 시스템 스루풋보다 높은 경우에, n번째의 공간 다중 신호를 허가한다.
본 실시예에 의해, 수신 SINR에 기초하는 업링크 공간 스케쥴링이 가능해진다. 또한, 본 알고리즘으로 결정되는 수신빔은 희망 MT 이외의 모든 수신 MT에 대해서 널을 향하게 되어, 효율이 좋은 통신이 실현된다.
한편, 본 실시예에서는 업링크 송신 전력 제어를 행하는 것도 가능하다. 구체적으로는 상술한 알고리즘에 의해 수신 MT#k(n)과 그 빔을 선정한 후에, 수신 SINR이 소요값이 되도록 위 식 (21)에 있어서의 단말의 송신 전력 계수 α를 변경한다. 계수 α는 다운링크에 있어서 제어 정보로서 단말로 통지된다. 특히, Zero-Forcing 가중치를 이용하는 경우에는 희망 신호 이외의 모든 공간 다중 신호로부터의 간섭이 제거되기 때문에, 서로 간섭의 영향을 받는 일없이 송신 전력을 조정할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 있어서는 BS는 업링크상에서 데이터 패킷 전송과는 다른 특정한 구간에서 각 MT로부터의 파일럿 신호를 수신함으로써 보다 많은 채널 정보를 파악(취득)하는 것으로 했다. 이로써, 취득한 것보다 많은 정보에 기초해서, 업링크 공간 다중 전송의 여러가지의 MT, 송수신빔의 조합 중에서 전송 효율이 높은 조합을 선정하는 것이 가능해져서, 전송 효율을 향상시킬 수 있다.
(실시예 8)
이어서, 실시예 8에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 상술한 실시예 4에 있어서는 MT가 간섭 전력을 고려해서 빔 정보 통지용 파일럿 신호(파일럿 A)를 송신하고, BS가 공간 스케쥴링시에 필요로 하는, MT의 각 빔에 있어서의 수신 SINR을 예측하는 동작에 대해서 설명했다. 그러나 실시예 4에서 나타낸 방법에 한하지 않고, 다른 방법을 이용한 공간 스케쥴링도 가능하다. 이 때문에, 본 실시예에 있어서는 MT가 각 빔으로부터 같은 송신 전력으로 파일럿 신호를 송신한 경우의 스케쥴링 동작에 대해서 설명한다.
MT가 빔, 서브밴드에 관계없이, 등전력의 파일럿 신호를 송신하는 경우, 실시예 4에서 나타낸 식 (10)에 있어서, 「Im (j)=1」이 된다. 이 경우, MT가 파일럿 신호를 간섭 전력에 의존하지 않고 등전력으로 송신하여(Im (j)를 '1'로 치환한 상태에 상당), BS가 실시예 4와 같은 처리를 행하면 식 (10) 및 (11)은 다음 식 (25)로 표시된다.
Figure 112008089346787-pct00025
이 경우, γm (j)pre는 MT에서의 수신 전력 레벨을 나타내고, BS는 수신 SINR 기준 대신에 MT에서의 수신 전력 레벨에 따라 전송 제어를 행할 수 있다. 특히, 본 제어는 주변으로부터의 간섭이 적어서 잡음만이 존재하는 경우에는 유효하게 기능한다.
이와 같이, 간섭 전력을 고려하지 않는 파일럿 신호를 이용해도, BS는 단말의 수신 전력을 기준으로 한 다운링크의 공간 스케쥴링을 행할 수 있다. 이 경우에도, 업링크의 데이터 패킷 전송과는 다른 특정한 구간에서 파일럿 신호(파일럿 A)에 기초한 채널 정보의 통지를 행함으로써, 여러가지의 상태를 상정할 수 있어서, 수신 전력이 강해지는 MT, 송수신빔의 조합을 선정할 수 있다.
따라서, 실시예 4에서 나타낸 파일럿 신호의 송신법을 이용하면, 간섭을 고려한 전송 제어를 행할 수 있다는 각별한 효과를 갖지만, 그 이외의 파일럿 신호의 송신법(상술한 바와 같은 등전력으로 파일럿 신호를 송신하는 방법)을 이용해도 본 발명의 공간 스케쥴링은 유효하게 기능한다.
(실시예 9)
이어서, 실시예 9에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 실시예 1에 있어서 나타낸 "스텝 #5A"에서 실시하는 다운링크(DL) 송신 동작의 구체예로서, 각 패킷이 직교 파일럿 패턴을 갖고, MT가 MMSE 합성 가중치를 사용해서 패킷을 수신 하는 경우에 대해서 설명한다. 한편, 여기서는 하나의 서브밴드에 주목하여, 서브밴드 번호 j를 생략해서 설명을 행한다.
도 8은 BS가 다운링크로 패킷을 공간 다중 전송하는 모양의 일례를 나타내는 도면으로, BS가, 송신 가중치(w1 등)를 사용해서 송신빔을 생성하여 DL 패킷을 송신하는 모양을 나타내고 있다.
또한, 송신되는 패킷은 도 5에 나타낸 바와 같은 구성을 취해서, 프리엠블부에 파일럿 신호(파일럿 F), 단말 ID 및 후속하는 데이터의 MCS 정보를 포함하며, 또한 페이로드부에 데이터를 포함한다. 그리고, 최대 N개의 패킷이 공간 다중 전송된다. 또한 'N'은 BS의 안테나수를 나타낸다.
수신 MT#k(n) 및 송신 가중치 wn은 스케쥴링 결과에 따라 변화되지만, n번째의 공간 다중 패킷은 고유의 파일럿 패턴(파일럿 F)을 갖고, 다른 공간 다중 패킷의 파일럿 패턴은 시간적으로 직교한다.
BS는 패킷의 신호(s1(p),…,snmax(p), E[|sn(p)|2]=1)를 각각 N×1 가중치(w1,…,wnmax,||wn||=1)에 기초한 다른 송신빔을 이용해서 송신한다. 송신빔당 일정한 송신 전력 Ps를 이용하면, MT#k에서의 p심볼번째의 Mk×1 수신 신호 벡터 xk(p)는 다음 식 (26)으로 표시된다. 또한 'Mk'는 MT#k의 안테나수를 나타낸다. 또한, zk(p)는 MT#k에서의 Mk×1 잡음 벡터이다.
Figure 112008089346787-pct00026
MT는 패킷이 도착하면, 공간 다중 패킷마다 고유 파일럿 신호 패턴을 이용해서, 다음 식 (27)에 따라서 MMSE 합성 기준의 Mk×1 가중치 벡터 wkn을 산출하여, 적합한 수신빔을 산출한다. 한편, 심볼 p=1,…,pmax에서 신호 sn(p)는 파일럿 신호(파일럿 F)를 나타내는 것으로 한다.
Figure 112008089346787-pct00027
MT#k는 가중치 wkn에 기초한 수신빔 출력에 있어서 우선 패킷 n의 단말 ID를 체크한다. 단말 ID가 그 단말(MT#k의 단말 ID)과 일치하는 경우, 그 패킷이 자국앞으로의 것이라는 것을 인식하여, MCS 정보를 읽는다. 또한, 그 MCS에 기초서 데이터를 수신한다. 한편, 단말 ID가 일치하지 않는 경우에는 패킷의 수신을 중지하고, 다음 패킷의 체크로 옮긴다. 이상과 같은 처리를 전체 공간 다중 패킷 n=1,…,nmax에 대해서 행하여, 자국 앞으로의 패킷을 수신한다. 공간 스케쥴링에서는 일정 시간 또는 서브밴드 단위로 목적지의 단말 ID, 송신빔, MCS 정보는 변화되지만, MT는 본 처리를 일정 시간 또는 서브밴드 단위로 함으로써 자국앞으로의 패킷을 수신할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 있어서는 파일럿 신호(파일럿 F)로서 직교 파일럿 패턴을 사용해서, MT에서의 MMSE 합성 가중치 wkn의 가중치 수속을 고속으로 행할 수 있도록 했다. 이로써, MT는 보다 고정밀도로 신호를 수신할 수 있다.
한편, 상기 설명에 있어서는 수신빔으로서 MMSE 합성 가중치를 이용하는 것으로 했지만, 이에 한하지 않고, 최대비 합성 가중치, Zero-Forcing 가중치 등 여러가지 합성법을 이용하는 것도 가능하다.
(실시예 10)
이어서, 실시예 10에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 실시예 1에 있어서 나타낸 "스텝 #5B"으로 실시하는 업링크(UL) 제어 정보 송신 동작의 구체예로서, 다운링크로 전송되는 UL 제어 정보와 업링크 패킷이 일대일로 대응하는 직교 파일럿 신호를 갖는 경우에 대해서 설명한다. 한편, 여기서는 하나의 서브밴드에 주목하여, 서브밴드 번호 j를 생략하고 설명한다.
UL 제어 정보 송신에서는 N개의 다른 통지 정보 n=1,…,N이 다운링크로 공간 다중 전송된다(도 9 참조). 도 9는 UL 제어 정보 송신시에 사용하는 패킷의 구성예 및 업링크에서의 데이터 송신시에 사용하는 패킷의 구성예를 도시하는 도면이다. UL 제어 정보 송신시에 사용하는 패킷이 「Scheduling Instruction slot」이며, 「Pilot Signal」, 「Terminal's ID」 및 「MCS」를 포함한다. 한편, 데이터 송신시에 사용하는 패킷이 「Data packet」이며, 「Pilot Signal」 및 「Data」를 포함한다.
그리고, 전송되는 통지 정보는 고유의 파일럿 신호(Pilot Signal에 상당), 송신 단말 ID(Terminal's ID에 상당) 및 MCS 정보(MCS에 상당)에 의해 구성되고, 다른 통지 정보는 시간적으로 직교하는 파일럿 신호를 갖는다. 여기서, 송신 단말 ID 및 MCS 정보는 UL 공간 스케쥴링에 의해 n번째로 선정된 송신 단말 ID 및 MCS 정보이다. 한편, 통지 정보는 빔 번호, 송신 전력 정보를 포함하는 경우도 있다. 또한, UL에서의 공간 다중 신호수 nmax가 「nmax<N」인 경우에는 통지 정보 nmax+1,…N인 단말 ID 및 MCS 정보는 블랭크로 된다.
상술한 실시예 1의 스텝 #5B에 나타낸 바와 같이, BS는 UL 제어 정보(통지 정보) n=1,…,N을 송신하는 송신 가중치 w1 DL,…,wn DL을 실시예 1에 나타낸 식 (5)에 의해 결정한다. 한편, 식 (5)에 있어서, b1,…,bn은 UL 패킷의 전송에 선정된 MT 및 빔의 응답 벡터에 상당하며, 또한 「nmax<N」이면, 「nmax=n+1,…,N」인 경우의 bn을, b1,…,bn-1에 대해서 직교하는 벡터(b⊥b1,…,bn-1)로서 순차적으로 선정한다.
본 송신빔은 N개의 응답 벡터 b1,…,bN에 대한 Zero-Forcing 가중치에 상당하며, 통지하는 MT의 방향으로 강한 전력으로 통지 정보를 송신할 수 있다. BS는 다운링크로 송신 가중치 wn DL에 기초해서 n번째의 통지 정보를 송신한다.
각 MT는 통지 슬롯이 도착하면, 상술한 실시예 9와 같은 수법으로, UL 제어 정보마다의 고정 파일럿 신호 패턴에 따라서 적합한 수신빔을 형성한다. 구체적으로는 수신빔 출력에 있어서, MT는 우선 통지 정보의 단말 ID를 체크하고, 단말 ID가 자신의 단말 ID와 일치하지 않는 경우에는 다른(패킷의) 통지 정보의 체크로 옮긴다. 단말 ID가 자신의 단말 ID와 일치한 경우에는 BS로부터의 업링크에 있어서의 송신 지시를 인식하여, 고유 파일럿 신호 패턴으로부터 UL 통지 정보 번호 n을 확인한 후, MCS 정보를 읽는다. 또한, 송신 가중치 vUL,k를 UL 통지 정보에 포함되는 빔 번호 또는 UL 통지 정보 내에 포함되는 파일럿 신호와 실시예 1로 나타낸 식 (6)을 이용해서 산출한다.
이어서, MT는 BS로부터 지시된 MCS에 따라서 데이터 신호를 생성하여, UL 통지 정보 번호 n에 대응한 고유 파일럿 패턴을 부가한다. 또한, MT는 패킷을 상기 산출한 송신 가중치 vUL,k로 송신한다. 이 때, 업링크에 있어서 다른 패킷의 고유 파일럿 패턴은 시간적으로 직교 관계를 갖는다. 한편, 상술한 바와 같이, MT가 송출하는 패킷은 도 9에 나타낸 「Data packet」의 구성이 된다. 또한, 도 10에 MT가 업링크로 패킷을 공간 다중 전송하는 모양의 일례를 나타낸다.
BS는 파일럿 패턴에 기초해서 적합한 수신빔을 형성하여 패킷을 수신한다. 한편, 패킷에 단말 ID가 포함되어 있지 않는 경우에도, BS는 파일럿 패턴으로부터 n번째의 공간 다중 신호라는 것을 인식하여, BS가 지시한 송신 MT와 MCS를 특정할 수 있다.
이와 같이, UL 제어 정보와 업링크 패킷이 일대일로 대응하는 파일럿 신호를 갖는 경우에는 업링크 패킷에 있어서 단말 ID 및 MCS 정보의 전송을 행하지 않아도, BS는 단말 ID와 MCS를 인식할 수 있다. 그 결과, 업링크 패킷에 포함되는 제어 정보량을 삭감할 수 있어서, 전송 효율을 향상할 수 있다.
한편, 여기서는 파일럿 신호가 일대일로 대응하는 구성을 나타내었지만, 그대신, UL 제어 정보와 업링크 패킷에 일대일로 대응하는 식별 번호 n을 더해도 상관없다. 이 경우에도, BS는 식별 번호 n로부터 업링크 패킷의 단말 ID 및 MCS를 식별할 수 있고, 파일럿 신호가 일대일로 대응하는 경우와 같이 업링크 패킷에 있어서 단말 ID 및 MCS 정보의 제어 정보를 삭제할 수 있어서, 전송 효율을 향상할 수 있다.
또한, 다운링크로 전송하는 제어 정보와 업링크로 전송하는 패킷의 파일럿 패턴을 일대일로 대응시킴으로써 업링크로 각 MT가 패킷 전송할 때에, 서로 직교하는 파일럿 패턴을 이용할 수 있다. 그 결과, BS는 각 패킷에 포함되는 직교 파일럿 신호를 이용해서, 공간 다중 패킷을 분리 수신하기 위한 수신 가중치를 고정밀도로 산출할 수 있다. 일례로서, 기지국이 MMSE 합성 가중치를 이용하는 경우, 기지국은 위 식 (27)과 동등한 처리에 따라서 공간 다중 신호의 파일럿 신호를 이용하여 MMSE 합성 수신 가중치를 산출한다. 이 때, 공간 다중 신호가 직교하는 파일럿 신호를 가지는 경우에는 보다 정밀도가 높은 수신 가중치를 적은 파일럿 심볼수로 산출할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 따라서, 업링크에 있어서 직교 파일럿 심볼을 이용해서 데이터 패킷을 공간 다중 전송함으로써 보다 효율이 좋은 신호 전송을 실현할 수 있다.
(실시예 11)
이어서, 실시예 11에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 실시예 1에 있어서 나타낸 "스텝 #6A"에서 실시하는 다운링크의 수신 패킷에 관한 업링크에서의 ACK 송신 동작의 세부 사항에 대해서 설명한다.
상술한 실시예 1의 "스텝 #6A"에서는 「DL 패킷에 포함되는 파일럿 F에 기초해서 희망 패킷의 Zero-Forcing 가중치를 산출하고, 그 가중치를 송신 가중치로서 Ack 신호를 송신하는」 구성을 나타내었다. 이것은 예컨대, 아래와 같이 기능한다는 것을 나타낼 수 있다.
BS가 다운링크에 있어서, 공간 다중 신호 1,…,n을 각각 송신 가중치 w1,…,wn로 송신한다고 한다. 이 때, BS가 Zero-Forcing 가중치를 이용해서 공간 다중 송신하는 것이면, 상술한 실시예 5에 나타낸 식 (15)를 사용해서 송신 가중치를 산출할 수 있다. 한편, 실시예 5에서 나타낸 바와 같이, vn은 BS가 상정하는 n번째의 공간 다중 신호의 수신 벡터로, MT#k의 빔 mk가 수신하는 경우에는 vn=vk,m이다. 또한, 이 때 위의 식 (15)로부터 식 (16)이 유도된다.
이 때, MT#k(n)가 공간 다중 신호 n을 수신하는 경우에 착안하면, 이하의 해석이 성립한다.
우선, MT#k(n)에 있어서의 DL 공간 다중 신호 1의 응답 벡터는 일반적으로 Hk(n)w1로 표시된다. 또한, MT#k(n)이 수신 가중치 vn을 이용하면, 식 (16)에 의해 신호 n을 제외한 모든 DL 공간 다중 신호 1의 합성 출력을 0으로 할 수 있다. 즉, 가중치 vn은 신호 n을 희망 신호로 했을 때의 MT#k(n)에 있어서의 Zero-Forcing 가중치로, 실시예 1의 스텝 #6A에서 나타낸 Ack 송신시 가중치에 상당한다.
또한, 업링크로 MT#k(n)가 송신 가중치 vn을 이용해서 Ack를 송신하면, BS에서의 응답 벡터는 Hk(n) Tvn으로 나타내여진다. BS는 수신 가중치 w1를 이용하면, 식 (16)으로부터 신호 1에 대한 Ack 신호 이외의 모든 Ack 신호의 응답 벡터 Hk(n) Tvn의 합성 출력을 0으로 할 수 있다. 즉, BS는 수신 가중치 w1을 이용해서 신호 1의 Ack만을 수신할 수 있다.
이와 같이, MT가 희망 DL 패킷의 Zero-Forcing 가중치를 산출하고, 그 가중치를 송신 가중치로서 Ack 신호를 송신하면, Ack 신호를 업링크로 공간 다중 전송해도 BS는 개개의 Ack 신호를 각각의 가중치 w1로 분리 수신할 수 있다. 그 결과, Ack 신호를 공간 다중 전송해도 Ack 신호의 충돌은 발생하지 않는다. 이 관계는 BS의 안테나수 N, MT의 안테나수 Mk에 관계없이 성립한다.
한편, 상기 설명에 있어서는 MT가 Zero-Forcing 가중치를 산출하는 경우를 예로 했지만, 이에 한하지 않고, MMSE 가중치를 이용하는 경우에도 상술한 Zero- Forcing 가중치에 유사한 특성을 갖기 때문에, 마찬가지로 업링크로 Ack의 공간 다중 전송을 행할 수 있다. 또한, 다소의 제어 오차가 있는 경우에도, BS는 Ack와 동시에 송신되는 파일럿 B를 이용해서 수신 가중치를 조정할 수 있고, 공간 다중된 Ack 신호로부터 원하는 Ack 신호를 효율적으로 추출할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 있어서는 업링크에서의 ACK 송신 동작의 세부 사항에 대해서 설명했다. 또한, ACK의 공간 다중 전송이 가능한 이유를 이론적으로 나타내었다.
(실시예 12)
이어서, 실시예 12에 대해서 설명한다. 본 실시예의 무선 통신 시스템, BS 및 MT의 구성은 상술한 실시예 1과 마찬가지다. 본 실시예에 있어서는 실시예 1에 있어서 나타낸 "스텝 #7"에서 실시하는 업링크의 수신 패킷에 대한 다운링크에서의 ACK 송신 동작의 세부 사항에 대해서 설명한다.
상술한 실시예 1의 "스텝 #7"에서는 「BS가 파일럿 G에 기초해서 각 UL 패킷에 대한 Zero-Forcing 가중치를 산출하고, 그 가중치를 송신 가중치로 해서 ACK 신호를 송신하는」 구성을 나타내었다. 이것은 상술한 실시예 11과 같이, 예컨대 이하와 같이 기능하는 것을 나타낼 수 있다.
우선, MT#k가 송신 가중치 vn을 이용해서 공간 다중 신호 n을 업링크로 송신하는 것으로 한다. 한편, BS는 업링크로 식 (15)을 만족시키는 Zero-Forcing 가중 치 w1를 수신시에 산출한다. 이 가중치 w1은 실시예 1의 스텝 #7에 나타낸 Ack용 송신 가중치(Ack 송신시 가중치)에 상당한다. 그리고, BS가 Zero-Forcing 가중치 w1를 이용해서, 다운링크로 Ack 신호를 공간 다중 송신하면, 식 (16)에 의해 MT#k는 업링크 신호 송신시와 같은 가중치 vn을 수신 가중치로서 이용함으로써 신호 n에 대한 Ack 신호만을 수신할 수 있다.
이와 같이, BS가 각 UL 패킷 수신시에 Zero-Forcing 가중치를 산출하고, 그 가중치를 송신 가중치로서 각 패킷의 Ack 신호를 송신하면, 다운링크로 Ack 신호를 공간 다중 전송해도 MT는 자신으로의 Ack 신호를 가중치 vn로 분리 수신할 수 있다. 그 결과, Ack를 공간 다중 전송해도 혼신은 발생하지 않는다.
한편, 상기 설명에 있어서는 BS가 Zero-Forcing 가중치를 산출하는 경우를 예로 했지만, 이에 한하지 않고, MMSE 가중치를 이용하는 경우에도 상술한 Zero-Forcing 가중치에 유사한 특성을 갖기 때문에, 마찬가지로 다운링크로 Ack의 공간 다중 전송을 행할 수 있다. 또한, 다소의 제어 오차가 있는 경우에도, Ack와 동시에 송신되는 파일럿 C를 이용해서 MT가 수신 가중치를 조정함으로써 효율적으로 Ack를 공간 다중할 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에서는 UL 패킷에 대한 다운링크에서의 ACK 공간 다중 전송의 세부 사항에 대해서 설명했다. 또한, 다운링크에서의 ACK의 공간 다중 전송이 가능하다는 것을 이론적으로 나타내었다.
(실시예 13)
실시예 1의 스텝 #5A, 5B에서는 TDD 방식에 있어서 MCS, 단말 ID 등의 제어 정보를 공간 다중 전송하는 구성을 나타내었다. 그러나, 본 발명의 하나인 「제어 정보의 공간 다중 전송」은 TDD 방식에 한정되는 것이 아니라, 실시예 1에 나타낸 스텝 #2부터 스텝 #5B까지를 이하의 구성으로 치환함으로써 FDD(Frequency Division Duplexing)에도 적용 가능하다.
우선, FDD 방식에서는 BS가 복수의 송신빔을 형성하고 다운링크로 파일럿 신호를 송신한다. 송신빔 형성 방법에는 여러가지의 방법이 있으며, 예컨대 이미 알려져 있는 방법으로서 유니터리 행렬을 이용해서 복수의 송신빔 형성을 행하는 방법 등을 들 수 있다. 파일럿 신호는 송신빔 형성마다 다른 패턴으로 송신된다.
MT에서는 BS의 복수 송신빔으로부터 송신된 각 파일럿 신호를 수신하여, 그 채널 품질을 측정한다. 또한, 각 MT는 양호한 품질을 가지는 파일럿 신호(BS의 송신빔에 일대일로 대응)의 번호와 그 채널 품질을 BS에 업링크로 통지한다. FDD 업링크에서는 제어 정보 비트로서 통지하는 것이 일반적이다.
BS는 업링크에서의 통지에 의해, MT에서의 다운링크에서의 채널 품질 정보에 적합한 송신빔을 파악할 수 있다. 따라서, MT가 양호한 채널 품질을 얻을 수 있는 하나의 송신빔을 선정하고 MT에 제어 정보를 통지함으로써 상기 MT에 양호한 품질로 제어 정보를 통지할 수 있다. 또한, BS는 복수의 송신빔 형성을 행하지만, 다른 MT로의 제어 정보를 개별 송신빔을 이용해서 동시에 송신할 수도 있다. 즉, BS는 복수의 MT에서의 채널 품질 정보에 기초해서 각 MT가 양호한 품질로 수신할 수 있는 송신빔을 형성하여 제어 정보를 공간 다중 전송할 수도 있다.
그 결과, 각 MT는 필요한 제어 정보를 BS로부터 다운링크로 수신할 수 있다. 한편, 현재까지의 무선 통신(종래의 무선 통신)에서는 제어 정보의 공간 다중 전송은 실시되지 않고, BS는 모든 MT가 에러없이 제어 정보를 수신할 수 있도록 구성되어 있다. 그러나, 본 실시예에서 설명한 바와 같이, 제어 정보를 공간 다중 전송함으로써 제어 정보의 전송에 필요하게 되는 무선 리소스를 저감할 수 있다.
이에 대해서, 본 발명의 하나인 제어 정보의 공간 다중 전송을 행한 경우에는 대상으로 하는 MT에서는 제어 정보를 수신할 수 있지만, 그 밖의 MT에서는 같은 제어 정보를 수신할 수 없을 가능성이 있다. 이것은 대상 MT에서는 양호한 수신 품질이 얻어진다는 것을 BS가 파악하고 있지만, 다른 MT에서의 수신 품질은 파악하지 않고 있기 때문이다. 그러나, 다운링크 스케쥴링에 있어서 패킷 수신에 필요하게 되는 제어 정보는 수신 대상이 되는 MT만이 정확하게 수신할 수 있으면 문제는 생기지 않는다. 즉, 다른 MT에 있어서 제어 정보를 정확히 파악할 수 없어도, 수신 에러를 검출하고, 그 제어 정보의 수신을 스킵하면 시스템 제어에는 전혀 문제가 생기지 않는다. 마찬가지로, 업링크 스케쥴링 제어 정보를 다운링크로 송신하는 경우에도, 업링크 패킷의 송신 대상이 되는 MT에 있어서 그 제어 정보를 정확히 수신할 수 있으면, 다른 MT에 있어서 그 제어 정보를 정확히 파악할 수 없어도 업링크 스케쥴링에는 영향을 주지 않는다. 이 특징을 이용해서, 대상 MT로 다운링크 및 업링크 패킷의 송신 제어 정보를 높은 통신 품질로 통지하여, 다른 MT에 있어서 제어 정보를 수신할 수 없어도 좋은 기준으로 설계함으로써, 제어 정보의 공간 다 중 전송이 가능해진다. 그 결과, 종래보다 적은 무선 리소스를 이용해서 고효율로 제어 정보를 전송하는 것이 가능해진다.
한편, 상술한 제어 정보는 주로 업다운 링크 패킷 전송에 관한 것이지만, 이와는 별도로 BS가 서포트하는 모든 MT에 통지하는 제어 정보도 있다. 이 경우에는 모든 MT에 통지하기 때문에, BS는 모든 방향 안테나를 이용해서 제어 정보를 송신해야 한다.
따라서, 본 발명에서는 대상 MT만이 수신을 필요로 하는 제어 정보는 BS가 송신빔을 이용해서 송신하고, BS가 서포트하는 많은 MT가 필요로 하는 제어 정보는 BS가 송신빔 형성을 행하지 않고 통지하는 구성도 가능하다. 이와 같이, 제어 정보의 종류에 따라, 송신빔 형성을 이용할지 여부를 구분해서 사용하는 구성도 본 발명에 포함된다. 한편, 이와 같이 송신빔 형성을 제어 정보의 종류에 따라 구분해서 사용할 때에는 공간 다중 전송을 행하지 않았다고 해도, 대상 MT에 있어서 제어 정보를 강한 전력으로 수신할 수 있다는 효과가 있다. 따라서, 제어 정보를 공간 다중 전송하지 않았다고 해도(하나의 송신빔 형성으로 하나의 MT에 통지했다고 해도) 모든 방향으로 제어 정보를 통지하는 경우보다 송신빔 이득을 얻을 수 있다. 이와 같이, 본 발명에서는 제어 정보의 종류에 따른 송신빔 형성 이용의 구분 사용, 제어 정보의 공간 다중 전송이라는 다른 2개의 아이디어가 포함된다. 이들 아이디어는 TDD, FDD 등의 방식에 관계없이 적용 가능하다.
또한, 실시예 1에서는 제어 정보로서, 단말 ID, MCS 등을 나타내었지만, 단말 ID 및 MCS가 명시적인 정보 비트로서 나타내어져 있지 않아도, 단말 ID 및 MCS 를 확인할 수 있는 제어 정보라면 상관없다. 최근의 무선 통신에서는 단말 ID에 따라 부호화의 에러 검출 비트의 구성을 결정함으로써 각 MT가 에러 검출 비트를 이용해서 제어 신호를 블라인드 수신하는 구성도 있지만, 이와 같이 간접적으로 단말 ID를 파악할 수 있는 제어 정보도 이에 포함된다. 또한, MCS에 관해서도 부호화율, 변조 방식의 정보 비트를 명시적으로 통지하는 것 이외에, 송신 패킷의 데이터 크기와 전송에 이용하는 심볼수를 통지하는 방법도 있다. 이 경우에도, 수취한 정보로부터 1심볼당 비트수를 환산할 수 있고, 그 환산 결과에 따라 MCS를 특정할 수 있기 때문에 MCS에 관련된 제어 정보로 간주할 수 있다. 이와 같이, 본 발명에 있어서의 제어 정보는 단말 ID 및 MCS를 확인할 수 있는 제어 정보라면 상관없어서, 단말 ID 및 MCS를 명시적으로 비트로서 표현하는 것이 아니여도 상관없다.
이상과 같이, 본 발명에 관한 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법은 무선 통신에 유용하며, 특히, TDD 방식의 무선 통신 시스템에서, 고효율의 공간 다중 전송을 행하는 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법에 적합하다.

Claims (37)

  1. 복수의 안테나를 구비한 기지국과 복수의 이동국으로 구성되며, 상기 기지국이 각 상기 이동국과의 데이터 통신을 TDD(Time Division Duplex)를 사용한 공간 다중 전송 방식으로 행하는 무선 통신 시스템으로서,
    상기 복수의 이동국은
    상기 기지국과의 사이의 전송로의 상태에 기초해서 송신 가중치(weight)를 산출하는 송신 가중치 산출 수단과,
    상기 송신 가중치를 사용해서 상기 기지국측에서 부분 공간 정보를 생성하기 위한 제 1 기지 신호(known signal)를 송신하는 기지 신호 송신 수단
    을 구비하고,
    상기 기지국은
    상기 복수의 이동국으로부터 수신한 제 1 기지 신호에 기초해서 각 상기 이동국과의 사이의 부분 공간 정보를 생성하고, 또한 각 상기 부분 공간 정보에 기초해서, 다운링크에 있어서 데이터의 동시 수신을 행하는 목적지 이동국 및 통신에 사용하는 송신빔을 결정하는 다운스트림 스케쥴링과, 업링크에 있어서 데이터의 동시 송신을 행하는 송신원 이동국 및 통신에 사용하는 송신빔을 결정하는 업스트림 스케쥴링을 행하는 스케쥴링 수단과,
    상기 업스트림 스케쥴링 결과와, 상기 송신원 이동국이 업스트림 스케쥴링 결과를 수신할 때에 사용하는 제 2 기지 신호를 포함한 패킷을 송신하는 스케쥴링 결과 송신 수단과,
    상기 제 1 기지 신호의 개수 및 제 1 기지 신호 각각의 패턴을 상기 복수의 이동국에 대해서 사전에 통지하는 기지 신호 정보 통지 수단
    을 구비하며,
    상기 송신원 이동국은 상기 패킷에 포함된 제 2 기지 신호에 기초해서 생성한 수신 가중치를 사용하여 상기 업스트림 스케쥴링 결과를 수신하고, 획득된 상기 업스트림 스케쥴링 결과에 따라서 데이터를 송신하고,
    상기 복수의 이동국에서는 각각, 상기 송신 가중치 산출 수단이, 상기 산출한 송신 가중치 중에서, 상기 기지 신호 정보 통지 수단에 의해 통지된 제 1 기지 신호의 개수만큼의, 조건이 좋은 송신 가중치를 선택하며,
    상기 기지 신호 송신 수단이, 상기 선택된 송신 가중치를 사용해서 상기 사전에 통지된 개수 및 패턴의 제 1 기지 신호를 송신하는 것
    을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 기지 신호 송신 수단은 상기 제 1 기지 신호를 공간 다중으로 동시 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 결과 송신 수단은 제 2 기지 신호를 포함한 상기 패킷을 공간 다중으로 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 공간 다중으로 송신하는 각 패킷에 포함시키는 상기 제 2 기지 신호 각 각의 패턴을 직교 부호(an orthogonal code)로 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 결과 송신 수단은 또한, 상기 제 1 기지 신호를 수신했을 때의 빔의 응답 벡터 및 상기 업스트림 스케쥴링 결과에 기초해서 송신 가중치를 생성하고, 생성한 송신 가중치를 사용해서 상기 패킷을 공간 다중 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  6. 삭제
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 기지 신호 각각의 패턴을 직교 부호로 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 가중치 산출 수단은 자국(自局)에 대한 간섭 신호를 억압하도록 송신 가중치를 산출하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 기지국은
    상기 다운스트림 스케쥴링 결과에 따라서, 유저 데이터 및 유저 데이터를 수신할 때에 사용하는 제 3 기지 신호를 포함한 다운스트림 데이터 패킷을 상기 목적지 이동국에 공간 다중으로 송신하는 DL 데이터 패킷 송신 수단
    을 더 구비하고,
    상기 복수의 이동국은
    상기 목적지 이동국으로서 상기 기지국으로부터 상기 다운스트림 데이터 패킷을 수신한 경우에, 다운스트림 데이터 패킷에 포함된 제 3 기지 신호에 기초해서 Ack 반송시에 사용하는 업스트림 Ack 송신 가중치를 산출하고, 산출한 상기 업스트림 Ack 송신 가중치를 사용해서, 상기 기지국이 Ack 정보를 수신할 때에 사용하는 제 4 기지 신호를 포함한 업스트림 Ack 패킷을 반송하는 업스트림 Ack 송신 수단
    을 더 구비하는 것
    을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 기지국으로부터 상기 다운스트림 데이터 패킷을 동시 수신한 목적지 이동국이 복수 존재하는 경우에는, 상기 각 목적지 이동국의 업스트림 Ack 송신 수단이 업스트림 Ack 패킷을 공간 다중으로 동시 반송하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 3 기지 신호와 상기 제 4 기지 신호는 서로 대응하는 관계에 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 이동국은
    유저 데이터, 및 상기 유저 데이터를 수신할 때에 사용하는 제 5 기지 신호를 포함한 업스트림 데이터 패킷을 송신하는 UL 데이터 패킷 송신 수단
    을 더 구비하고,
    상기 기지국은
    상기 송신원 이동국으로부터 수신한 업스트림 데이터 패킷에 포함된 제 5 기지 신호에 기초해서 Ack 반송시에 사용하는 다운스트림 Ack 송신 가중치를 산출하고, 산출한 상기 다운스트림 Ack 송신 가중치를 사용해서, 송신원 이동국이 Ack 정보를 수신할 때에 사용하는 제 6 기지 신호를 포함한 다운스트림 Ack 패킷을 회신하는 다운스트림 Ack 송신 수단
    을 더 구비하는 것
    을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 기지국이 상기 송신원 이동국으로부터 상기 업스트림 데이터 패킷을 동시에 수신한 경우, 상기 다운스트림 Ack 송신 수단은 동시에 수신한 업스트림 데이터 패킷에 대한 Ack 패킷을 공간 다중으로 동시 반송하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 5 기지 신호와 상기 제 6 기지 신호는 서로 대응하는 관계에 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 기지 신호와 상기 제 5 기지 신호는 서로 대응하는 관계에 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  16. 제 1, 2, 3, 4, 5, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 수단은, 시스템에 할당되어 있는 전체 대역을 전송로 상태가 같다고 간주할 수 있을 정도의 대역폭, 또는 이보다 좁은 대역폭의 서브밴드로 분할하고, 상기 복수의 이동국을, 서브밴드를 하나 이상 포함한 서브밴드 그룹 중 어느 하나에 할당하여, 서브밴드 그룹 단위로 스케쥴링을 행하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 수단은 상기 복수의 이동국 중 어느 하나로부터 서브밴드 그룹의 변경 요구를 수신한 경우, 상기 변경 요구의 내용에 기초해서 이동국에 할당하는 서브밴드 그룹을 변경하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 수단은 상기 복수의 이동국으로부터 수신한 제 1 기지 신호에 기초해서 각 빔의 응답 벡터를 산출하고, 산출한 각 응답 벡터 중에서 상관이 높은 응답 벡터에 대응하는 이동국 끼리를 다른 서브밴드 그룹에 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  19. 기지국과 복수의 이동국의 데이터 통신에 공간 다중 전송 방식을 채용하는 무선 통신 시스템으로서,
    상기 기지국은, 상기 기지국에서 채널 상태를 측정하기 위한 기지 신호의 개수 및 기지 신호 각각의 패턴을 상기 복수의 이동국에 대해서 사전에 통지하고,
    상기 복수의 이동국에서는 각각, 상기 기지국과의 사이의 전송로의 상태에 기초해서 송신 가중치를 산출하고, 상기 산출한 송신 가중치 중에서, 상기 사전에 통지된 기지 신호의 개수만큼의, 조건이 좋은 송신 가중치를 선택하며, 상기 선택된 송신 가중치를 사용해서 상기 사전에 통지된 개수 및 패턴의 기지 신호를 송신하며,
    상기 기지국은 상기 복수의 이동국으로부터 각각 수신한 기지 신호에 기초해서 각 이동국과의 사이의 채널 상태를 측정하고, 또한 각 채널 상태에 기초해서 공간 다중 통신에 있어서의 업링크 및 다운링크의 스케쥴링을 행하고,
    상기 기지국 및 상기 복수의 이동국은 상기 스케쥴링 결과에 따라서 데이터 통신을 행하는 것
    을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  20. 복수의 안테나를 구비한 기지국이 복수의 이동국과 TDD(Time Division Duplex) 방식을 사용해서 공간 다중 통신을 행하는 경우의 통신 제어 방법으로서,
    상기 기지국이, 상기 기지국측에서 부분 공간 정보를 생성하기 위한 제 1 기지 신호의 개수 및 상기 제 1 기지 신호 각각의 패턴을 상기 복수의 이동국에 대해 사전에 통지하는 기지 신호 정보 통지 단계와,
    상기 복수의 이동국이, 상기 기지국과의 사이의 전송로 상태에 기초해서 송신 가중치를 산출하고, 상기 산출한 송신 가중치 중에서, 상기 기지 신호 정보 통지 단계에서 통지된 제 1 기지 신호의 개수만큼의, 조건이 좋은 송신 가중치를 선택하는, 송신 가중치 산출 단계와,
    상기 복수의 이동국이, 상기 선택된 송신 가중치를 사용해서, 상기 사전에 통지된 개수 및 패턴의 제 1 기지 신호를 송신하는 기지 신호 송신 단계와,
    상기 기지국이, 상기 복수의 이동국으로부터 수신한 제 1 기지 신호에 기초해서 상기 각 이동국과의 사이의 부분 공간 정보를 생성하고, 또한 각 상기 부분 공간 정보에 기초해서, 다운링크에 있어서 데이터의 동시 수신을 행하는 목적지 이동국 및 통신에 사용하는 송신빔을 결정하는 다운스트림 스케쥴링과, 업링크에 있어서 데이터의 동시 송신을 행하는 송신원 이동국 및 통신에 사용하는 송신빔을 결정하는 업스트림 스케쥴링을 행하는 스케쥴링 단계와,
    상기 기지국이, 상기 업스트림 스케쥴링 결과와, 상기 송신원 이동국이 상기 업스트림 스케쥴링 결과를 수신할 때에 사용하는 제 2 기지 신호를 포함한 패킷을 송신하는 스케쥴링 결과 송신 단계와,
    상기 송신원 이동국이, 상기 패킷에 포함된 제 2 기지 신호에 기초해서 생성한 수신 가중치를 사용해서 상기 업스트림 스케쥴링 결과를 수신하고, 획득된 상기 업스트림 스케쥴링 결과에 따라서 데이터를 송신하는 UL 데이터 패킷 송신 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 기지 신호 송신 단계에서는 상기 제 1 기지 신호를 공간 다중으로 동시 송신하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 결과 송신 단계에서는 제 2 기지 신호를 포함한 상기 패킷을 공간 다중으로 송신하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 공간 다중으로 송신하는 각 패킷에 포함시키는 상기 제 2 기지 신호 각각의 패턴을 직교 부호로 하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 결과 송신 단계에서는 또한, 상기 제 1 기지 신호를 수신했을 때의 빔의 응답 벡터 및 상기 업스트림 스케쥴링 결과에 기초해서 송신 가중치를 생성하고, 상기 생성한 송신 가중치를 사용해서 상기 패킷을 공간 다중으로 송신하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  25. 삭제
  26. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 기지 신호 각각의 패턴을 직교 부호로 하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  27. 제 20 항에 있어서,
    상기 송신 가중치 산출 단계에서는 자국에 대한 간섭 신호를 억압하도록 송신 가중치를 산출하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  28. 제 20 항에 있어서,
    상기 기지국이, 상기 다운스트림 스케쥴링 결과에 따라서, 유저 데이터, 및 상기 유저 데이터를 수신할 때에 사용하는 제 3 기지 신호를 포함한 다운스트림 데이터 패킷을 상기 목적지 이동국에 공간 다중으로 송신하는 DL 데이터 패킷 송신 단계와,
    상기 목적지 이동국이, 상기 기지국으로부터 수신한 다운스트림 데이터 패킷에 포함된 제 3 기지 신호에 기초해서 Ack 반송시에 사용하는 업스트림 Ack 송신 가중치를 산출하고, 그 산출한 업스트림 Ack 송신 가중치를 사용해서 상기 기지국이 Ack 정보를 수신할 때에 사용하는 제 4 기지 신호를 포함하는 업스트림 Ack 패 킷을 반송하는 업스트림 Ack 송신 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 기지국으로부터 상기 다운스트림 데이터 패킷을 동시 수신한 목적지 이동국이 복수 존재하는 경우, 상기 업스트림 Ack 송신 단계에서는 업스트림 Ack 패킷을 공간 다중으로 동시 반송하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 제 3 기지 신호와 상기 제 4 기지 신호는 서로 대응하는 관계에 있는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  31. 제 20 항에 있어서,
    상기 복수의 이동국이, 유저 데이터, 및 상기 유저 데이터를 수신할 때에 사용하는 제 5 기지 신호를 포함한 업스트림 데이터 패킷을 송신하는 UL 데이터 패킷 송신 단계와,
    상기 기지국이, 상기 송신원 이동국으로부터 수신한 업스트림 데이터 패킷에 포함된 제 5 기지 신호에 기초해서 Ack 반송시에 사용하는 다운스트림 Ack 송신 가중치를 산출하고, 그 산출한 다운스트림 Ack 송신 가중치를 사용해서, 상기 송신원 이동국이 Ack 정보를 수신할 때에 사용하는 제 6 기지 신호를 포함한 다운스트림 Ack 패킷을 회신하는 다운스트림 Ack 송신 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 기지국이 상기 송신원 이동국으로부터 상기 업스트림 데이터 패킷을 동시에 수신한 경우, 상기 다운스트림 Ack 송신 단계에서는 동시에 수신한 업스트림 데이터 패킷에 대한 Ack 패킷을 공간 다중으로 동시 반송하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  33. 제 31 항에 있어서,
    상기 제 5 기지 신호와 상기 제 6 기지 신호는 서로 대응하는 관계에 있는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  34. 제 31 항에 있어서,
    상기 제 2 기지 신호와 상기 제 5 기지 신호는 서로 대응하는 관계에 있는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  35. 제 20, 21, 22, 23, 24, 26, 27, 28, 29, 30, 31, 32, 33, 34 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 단계에서는 시스템에 할당되어 있는 전체 대역을 전송로 상태가 같다고 간주할 수 있을 정도의 대역폭, 또는 이보다 좁은 대역폭의 서브밴드로 분할하고, 상기 복수의 이동국을 상기 서브밴드를 하나 이상 포함한 서브밴드 그룹 중 어느 하나에 할당하여, 서브밴드 그룹 단위로 스케쥴링을 행하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 단계에서는 상기 복수의 이동국 중 어느 하나로부터 서브밴드 그룹의 변경 요구를 수신한 경우, 상기 변경 요구의 내용에 기초해서 상기 이동국에 할당하는 서브밴드 그룹을 변경하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
  37. 제 35 항에 있어서,
    상기 스케쥴링 단계에서는 상기 복수의 이동국으로부터 수신한 제 1 기지 신 호에 기초해서 각 빔의 응답 벡터를 산출하고, 그 산출한 각 응답 벡터 중에서 상관이 높은 응답 벡터에 대응하는 이동국 끼리를 다른 서브밴드 그룹에 할당하는 것을 특징으로 하는 통신 제어 방법.
KR1020087031617A 2006-07-07 2007-07-05 무선 통신 시스템 및 통신 제어 방법 KR101065897B1 (ko)

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