KR101052638B1 - 컨버터의 스위칭 트랜지스터를 위한 보호회로를 가지는 전자식 안정기 - Google Patents

컨버터의 스위칭 트랜지스터를 위한 보호회로를 가지는 전자식 안정기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 스위칭 트랜지스터가 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)에 의해서 과도 외란으로부터 보호되는 컨버터를 가지는 램프들을 위한 전자식 안정기에 관한 것이다. 상기 경우에, 전압의 시간 도함수가 고려된다.

Description

컨버터의 스위칭 트랜지스터를 위한 보호회로를 가지는 전자식 안정기{ELECTRONIC BALLAST HAVING A PROTECTIVE CIRCUIT FOR A SWITCHING TRANSISTOR OF A CONVERTER}
도 1 은 본 발명에 제시된 검출 회로의 개략적인 회로 다이어그램을 도시한다.
도 2 는 본 발명에 따른 안정기의 개략적인 회로 다이어그램을 도시한다.
본 발명은 램프들 또는 다른 발광 물건들을 동작시키기 위한 전자식 안정기들에 관한 것이다.
적어도 하나의 스위칭 트랜지스터를 종종 포함하는 다양한 형태의 컨버터들이 전자식 안정기들에 사용된다.
본 발명은 스위칭 트랜지스터를 구비한 컨버터를 가지는 개선된 전자식 안정기를 특정하는 기술적인 문제점들에 기초한다.
본 발명은 컨버터를 가지는 전자식 안정기를 목적으로 하는데, 상기 컨버터는 전원으로부터 급전되고, 스위칭 트랜지스터 및 전원의 전압의 시간 도함수를 검출하기 위한 회로를 구비하며, 상기 회로는 컨버터의 스위칭 트랜지스터가 스위칭 동작에 의해서 검출된 시간 도함수에 응답하여 과부하되지 않도록 보호하기 위해 설계된다.
본 발명의 바람직한 세부내용은 종속항에서 특정되고 아래 설명된다. 본 발명은 또한 방법에 관한 것이고, 이어지는 설명은 장치의 특징 및 방법의 특징 둘 다를 참조하여 만들어진다.
본 발명의 발명자는 특정 전압 피크가 시스템 전원으로부터 도입될 때, 본 발명에 존재하는 안정기들에 손상의 위험이 있다는 것을 확인했다. 상기 방식에서, 컨버터들의 스위칭 트랜지스터들은 높은 에너지, 과도 외란들(예, EN 61547에 따라)의 경우에, 특히 또한 과전류의 결과로서, 트랜지스터들이 상기 방식에서 구동된다면 파괴될 수 있다. 따라서 본 발명은 스위칭 트랜지스터를 보호하기 위한 회로에 기초한다. 상기 경우에, 보호회로는 공급 전압을 모니터링하고, 필요하다면 보호될 스위칭 트랜지스터들을 분리한다.
보호될 스위칭 트랜지스터들을 분리하는 대신에, 스위칭 트랜지스터들이 회로 논리를 사용하여 위험한 지역으로부터 제거되거나 또는 상기 회로에 보호 소자, 예를 들면 보호 저항기를 추가하는 것이 또한 가능하다. 상기 조치들은 일반적으로 추가 스위칭 엘리먼트를 포함하고, 그 결과 스위칭 트랜지스터가 스위칭 동작에 의해서 보호되는 청구항에서 선택된 과정은 스위칭 트랜지스터의 스위칭 동작과 또 다른 스위칭 소자 둘 다에 관련될 수 있다. 바람직하고 더 단순한 선택은 물론 스위칭 트랜지스터 자체를 분리하는 것이다.
상기 과정에서, 본 발명의 발명자는 당업자에게 있어서 공급 전압 자체의 더 분명한 검출, 즉 진폭의 검출은, 한 편으로 여전히 허용 가능한 진폭들을 수용하도록 그리고 어쩌면 다른 한 편으로 더 이상 허용할 수 없는 진폭들이 존재할 때 충분히 빠르게 반응하기 위해서, 비교적 정확하게 설정되는 임계값을 먼저 요구한다. 임계 과도 외란들은 공급 전압의 시간 도함수를 사용해서 더 바람직한 방식으로 검출될 수 있다. 상기 경우에, 검출 회로의 반응 동작의 설정은 상기 경우에 덜 중요한데, 왜냐하면 상기 과도 외란들은 종종 가파른 상승 에지들을 가지기 때문이다. 또한, 시간 도함수의 검출은 또한 임계 전압값에 도달될 때만이 아니라 상승 에지만큼 일찍 더 이른 시점에서의 분리를 가능하게 한다.
본 발명은, 현재의 전자식 안정기들의 경우에, 램프에 전력을 공급하는 컨버터들의 업스트림에 종종 연결되는 소위 역률 보정 회로들(PEC 회로들)에 특히 유용하고, 이는 당업자들에게 공지되었고, 따라서 여기서 더 자세하게 설명될 필요는 없다. 상기 역률 보정 회로들은 스위칭 트랜지스터들에 부가하여 저장 인덕터를 가지는 컨버터들을 종종 포함한다. 상기 경우에, 스위칭 트랜지스터는 과도 외란들의 결과로서 저장 인덕터로부터의 포화 전류로부터 위험 상태에 있다.
상기 경우에, 특히 바람직한 응용예는 공급전압의 진폭보다 더 작은 전압을 만드는 소위 스텝-다운 컨버터들이다. 스텝-업 컨버터로서 및 스텝-다운 컨버터로서 양쪽 모두 기능할 수 있으며, 따라서 본 발명의 맥락에서 스텝-다운 컨버터로서 간주되는 특히 바람직한 예는 SEPIC 컨버터이다. SEPIC 컨버터의 원리는 여기서 자세히 설명되지 않는다. 대신에, 예를 들면 독일 특허출원 101 10 239.9호가 참조된다.
본 발명에 존재하는 검출 회로는 바람직하게도 , 스위칭 트랜지스터를 분리시키는 출력신호를 생성하기 위한 출력 트랜지스터를 포함한다. 특히, 출력 트랜지스터의 스위칭 경로는 예시적인 실시예에 도시된 바와 같이 스위칭 트랜지스터의 제어 전극을 구동할 수 있다. 상기 경우에, 출력 트랜지스터는, 예를 들면 스위칭 트랜지스터의 제어 전극에 대한 구동회로의 AND 게이트에 연결되고, 따라서 스위칭 트랜지스터 구동이 디스에이블되게 한다. 그러나, 원리적으로 구동회로와 스위칭 트랜지스터의 제어 전극 사이에 출력 트랜지스터의 스위칭 경로를 위치시키는 것이 또한 고려될 수 있고, 상기 연결부를 개방시키는 것이 고려될 수 있다.
검출 회로가 공급전압으로부터 DC-분리되도록 하는 시간 도함수를 검출하기 위한 DC 전압 분리 커패시터가 또한 검출 회로에서 바람직하게 사용된다. 따라서 검출 회로의 전압들 및 전위들 공급전압에 무관할 수 있다.
검출 회로의 또 다른 바람직한 특징은 용량성 분배회로이고, 상기 용량성 분배회로의 중심탭에서 시간 도함수를 나타내는 신호가 탭-오프(tap-off)된다. 언급된 DC 전압 분리 커패시터는 바람직하게 상기 용량성 분배회로의 일부분이다.
부가하여, 상기 검출 회로는 바람직하게 분리 프로세스를 트리거하기 위한 동작점을 설정하는 것을 가능하게 만드는 저항성 전압 분배회로를 가진다. 특히, 언급된 출력 트랜지스터의 제어전극은 상기 저항성 전압 분배회로의 중심탭에 연결될 수 있다.
전압 시간 도함수를 개별적으로 검출함으로써 분리 프로세스를 구동할 수 있도록 하기 위하여 타이밍 소자가 또한 제공될 수 있다. 원리적으로, 공급 전압 또는 공급 전압의 시간 도함수를 과도 외란의 끝이 검출되는 정도까지 모니터링하는 것이 또한 가능하다. 그러나, 예상되는 과도 외란에 대한 충분한 시간 기간을 규정하기 위해서 타이밍 소자를 사용하는 것이 더 바람직하다. 특히, 타이밍 소자는 RC 소자의 형태로 용량성 분배회로 및/또는 저항성 전압 분배회로와 결합될 수 있고, 상기 각각의 회로들로부터 캐패시터 및 저항기를 포함한다. 정류 다이오드는 RC 타이밍 소자가 바람직하지 않은 방식으로 방전되는 것을 방지하도록 제공될 수 있다. 여기서도, 설명의 목적으로 예시적인 실시예가 참조된다.
또한, 검출 회로는 검출된 시간 도함수에 관하여 응답 임계치를 규정하기 위해서 사용될 수 있는 제너 다이오드를 또한 가질 수 있다. 이는, 각각의 경우에 자체로 충분하지 않은 시간 도함수를 가지는 2이상의 연속적인 비교적 작은 외란이 타이밍 소자의 시퀀스의 의사-적분으로 누산적으로 측정되지 않는다는 장점을 가진다. 또한, 상기 경우에 제너 다이오드는 매우 작은 시간 도함수값들을 차단하고, 타이밍 소자에 의해서 한정된 시간 주기 내의 응답은, 제너 다이오드의 전압 임계치가 초과될 때만 허용된다.
부가의 세부사항들은 예시적인 실시예의 아래 설명에 주어지고, 상기 예시적 실시예의 특징들은 다른 조합들과 함께 본 발명에 필수적일 수 있다.
도 1 에서, SEPIC 컨버터(도 1 에 도시되지 않음)의 입력 전압(Ue)이 2개의 캐패시터들(C1,C2)로부터 형성된 용량성 분배회로에 인가된다. 2개의 저항기들(R1,R2)을 포함하는 저항성 전압 분배회로의 상부 단자가 캐패시터들(C1,C2)을 포함하는 분배회로의 중심탭에 연결되고, 2개의 분배회로들의 하부 단자들은 공통 기준전위(내부 접지)에 연결된다. 저항기들(R1,R2)을 포함하는 저항성 전압 분배회로의 중심탭은 바이폴라 출력 트랜지스터(T1)의 베이스를 구동하고, 도 2 의 아래 도시된 것처럼, 에미터 회로에서, 트랜지스터의 콜렉터 단자는 SEPIC 컨버터의 스위칭 트랜지스터(도시되지 않음)의 베이스 또는 게이트를 간접적으로 구동한다.
인커밍 과도 전압 피크가 캐패시터(C1), 정류 다이오드(D2)에 의해서 AC 전압으로서 도입되고, 상기 정류 다이오드(D2)는 캐패시터들(C1,C2)을 포함하는 용량성 분배회로의 중심탭과 내부 기준 전위 사이에 연결되어, 캐패시터(C1)가 후속하여 방전되는 것을 가능하게 만든다.
상기 내용에서, SEPIC 컨버터의 정류 업스트림 다음의 입력 전압(Ue)을 검출하고, 그 결과로 과도 외란들의 극성만 고려하면 된다는 사실이 참조된다.
AC 전압으로서 도입되는 과도 외란은 제너 다이오드(D3)를 통해서 저항성 전압 분배회로에 패스되고, 따라서 외란이 제너 다이오드에 의해서 특정된 전압 임계치를 초과할 때만 제너 다이오드를 넘게 된다.
이어, 저항기들(R1,R2)을 포함하는 저항성 전압 분배회로는 출력 트랜지스터(T1)의 베이스를 구동하기 위한 적당한 값들로 예상되는 전압 신호들을 분배함으로써 적당한 동작점을 설정한다.
용량성 분배회로의 내용에서 이미 언급된 캐패시터(C2)가 저항기들과 함께, 필수적으로 저항기(R1)와 함게, 타이밍 소자를 형성한다. 말하자면, 캐패시터(C2)가 제너 다이오드(D3)를 통과하는 전압 펄스에 의해서 충전된다면, 특정 시간 상수에서 저항기(R1) 및 출력 트랜지스터(T1)를 통해서 방전된다. 상기 시간 상수는 본질적으로 출력 트랜지스터가 구동되는 최소 시간을 정의한다.
상기 경우에 캐패시터들(C1,C2) 사이의 정류 다이오드(D1)는 캐패시터(C2)가 바람직하지 않은 방식으로 방전되는 것을 방지한다.
도 2 는 본 발명에 따른 전자식 안정기의 도 1의 검출 회로를 도시한다. 상기 안정기에서, AC 공급 전압, 일반적으로 종래의 하우스홀드 시스템 전압은 브릿지 정류기(B)를 통해서 정류된다. 도 2 에서, 상부 수평 전도성 가지상에 정류된 포지티브 전위가 있고, 상기 가지에 병렬인 하부 전도성 가지상에 일반적으로 기준 전위인 정류된 네가티브 전위가 있다. 상기 정류된 AC 전압은 인덕터들(L20,L21), 캐패시터(C20), 정류 다이오드(D20) 및 스위칭 트랜지스터(S20)를 가지는 SEPIC 컨버터의 입력을 형성하고, 구동회로(A)에 의해서 구동된다. 필터링 목적으로 사용되는 부가 인덕터(L10) 및 부가 캐패시터(C10)는 브릿지 정류기와 SEPIC 컨버터 사이에 연결된다. 상기 컴포넌트들은 전류 및 전압값이 초과되게 하고, 본 발명의 장점을 증가시킨다.
SEPIC 컨버터의 출력(우측에 도시됨), 즉 저장 캐패시터(C30)에 병렬로 부하(R31)가 연결되고, 상기 부하(R31)는 캐패시터(C30)에 의해서 이용 가능하게 되는 DC 전압을 공급받는다. 부하(R31)는 고주파 AC 전압을 생성하기 위해서 2개의 스위칭 트랜지스터들을 가지는 종래의 하프-브릿지 발진기이고, 그에 의해 저압 가스 방전 램프가 동작될 수 있다. 상기 회로들은 종래기술을 구성하고 일반적으로 공지되었기 때문에, 부하는 상기 경우에 단지 저항기로 나타내진다.
캐패시터(C30)는 저장 캐패시터로 동작하고, 정류된 AC 전압으로부터 가능한 한 일정한 DC 전압까지 SEPIC 컨버터에 의해서 충전되어야만 한다. 상기 경우에, 전원 시스템으로부터의 전력 소비는 가능한 한 외란이 거의 없는 시스템 전압의 정현파에 매칭되어야 한다.
스위칭 트랜지스터(S20)에 대해 교번적인 스위칭 동작을 사용해서, 스위칭 트랜지스터가 닫힐 때, 코일(L20)은 정류된 시스템 전압으로부터 특정 전류까지 충전되고, 스위칭 트랜지스터가 열릴 때, 상기 코일(L20)은 캐패시터(C20)로 방전된다. 유사한 방식으로, 코일(L20)은 스위칭 트랜지스터(S20)가 닫힐 때 충전되고, 스위칭 트랜지스터(S20)가 열릴 때 저장 캐패시터(C20)로 방전된다. 상기 경우에, 다이오드(D20)의 극성이 고려된다. 스위칭 트랜지스터(S20)가 개방되는 동안의 시간이 정류 다이오드(D20)의 전류가 0으로 감소되기에 충분히 길 때, 소위 간헐적인 동작이 발생한다. 상기 경우에, 평균적으로, 캐패시터(C20)는 상기 시간에 정류된 공급 전압값까지 본질적으로 충전된다. 이는, 스위칭 트랜지스터가 코일(L21)에 의해서 생성된 유도전압으로 개방될 때에만, 저장 캐패시터(C30)가 충전되게 한다. 따라서, 대응하는 클록비, 즉 스위칭 트랜지스터가 개폐되는 시간들 사이의 비율은, 캐패시터(C30)의 양단에 특히 시스템 전압의 진폭보다 더 적을 수 있는 필수적으로 바람직한 DC 전압을 설정하기 위해, 부하(R31)를 고려할 수 있도록 한다. 이어, SEPIC 컨버터는 스텝-다운 컨버터로서 기능한다. 캐패시터(C20)는 어느 정도까지 서로로부터 2개의 인덕터들(L20,L21)을 디커플링하여, 단순한 스텝-업 컨버터들과 비교할 때, 코일(L20)에 의해서 생성된 전압이 순시 시스템 전압에 더해지지 않게 한다.
스위칭 트랜지스터(S20)의 간헐적인 스위칭 동작은 구동회로(A)에 의해서 보장되고, 상기 구동회로는 마이크로컨트롤러 형태로 제공되고, 이미 언급된 출력 트랜지스터(T1)를 통해서 비활성화될 수 있다. 출력 트랜지스터(T1)는 저항기들(R1,R2)을 포함하는 저항성 전압 분배회로에서 전압 탭에 응답하여 2개의 상태들 사이에서 기본적으로 양자화한다. 이를 위해서, 출력 트랜지스터(T1)의 출력 신호는 구동회로(A)의 AND 게이트에 공급되고, 상기 구동회로(A)는 전술한 것처럼 스위칭 트랜지스터(S20)가 디스에이블되도록 구동을 야기한다.
도 1 의 기준전압(Ue)은 브릿지 정류기의 필터링된 출력에서 도 2 에 도시된 방식으로 탭 오프되지만, 그러나 또한 출력, 즉 필터의 업스트림에서 직접 탭 오프될 수도 있다. 상기 두 가능성들은 개개의 경우에, 필터링이 검출에 도움이 되는지 아닌지에 따라 가중되어야만 한다.
전술한 방식으로, SEPIC 컨버터의 스위칭 트랜지스터(S20)는 수 마이크로초내에 신뢰할 수 있게 분리될 수 있다. 이는 특히, SEPIC 컨버터의 저장 인덕터(L20)의 포화 때문에, 스위칭 트랜지스터(S20)가 상기 단계에서 연결될 때, 너무 높고 스위칭 트랜지스터(S20)에 대한 위험을 나타내는 전류를 야기시키는 과도 과전압을 방지한다. 특히, 특정 형태의 컨버터의 경우에, 특히 SEPIC 컨버터의 경우에, 전압 레벨이 초과될 수 있고, 시스템 필터에서 뿐 아니라, 컨버터에서의 LC 공진의 결과로서 과도 외란이 따르는 전술한 문제점을 악화시킨다.
그러나, 본 발명의 보호 기능은 상기 경우에 또한 전압들과 관련한다. 특히, SEPIC 컨버터의 경우에, 컨버터 클록킹 동안에, 입력 및 출력 전압이 더해지지만, 그러나, 클록킹이 없는 경우에는 입력 전압만이 여전히 스위칭 트랜지스터에 인가된다. 따라서 스위칭 트랜지스터는 여기서도 전압과 관련하여 위험 상태에 있을 수 있고, 분리됨으로써 보호된다.
따라서, 본 발명은 컨버터 및 그에 따라 전체 안정기를 과도 외란으로부터 보호하는 단순하고 유용하고 효과적인 방법을 전체적으로 제공한다. 또한, 본 발명은 다른 보호 조치들, 예를 들면 당업자에게 자명한 전압값 그 자체(즉, 진폭)에 응답하는 보호 조치들과 쉽게 조합될 수 있다.
본 발명에 따른 보호 회로를 포함한 전자식 안정기는 컨버터의 스위칭 트랜지스터가 스위칭 동작에 의해서 검출된 시간 도함수에 응답하여 과부하되는 것으로부터 보호될 수 있다.

Claims (12)

  1. 전자식 안정기로서,
    전원으로부터 급전되고, 스위칭 트랜지스터(S20)를 가지는 컨버터(L20, L21, C10, C30, S20, D20), 및
    상기 전원의 전압의 시간 도함수를 검출하기 위한 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)를 포함하고, 상기 회로는 상기 컨버터(L20, L21, C20, C30, S20, D20)의 상기 스위칭 트랜지스터(S20)가 스위칭 동작에 의해서 상기 검출된 시간 도함수에 응답하여 과부하되는 것을 방지하도록 설계되는,
    전자식 안정기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 컨버터(L20, L21, C20, C30, S20, D20)는 역률 보정 회로(power factor correction circuit)이고, 저장 인덕터(L20)를 포함하고,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는, 분리됨으로써 상기 저장 인덕터(L20)로부터의 포화 전류에 의하여 상기 스위칭 트랜지스터(S20)가 과부하되는 것을 방지하도록 설계되는,
    전자식 안정기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 컨버터(L20, L21, C20, C30, S20, D20)는 스텝-다운 컨버터인,
    전자식 안정기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 컨버터(L20, L21, C20, C30, S20, D20)는 SEPIC 컨버터인,
    전자식 안정기.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 상기 전압의 시간 도함수의 검출에 응답하여 상기 스위칭 트랜지스터(S20)가 분리되게 하는 출력 신호를 생성할 수 있는 출력 트랜지스터(T1)를 가지는,
    전자식 안정기.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 DC 전압 분리 캐패시터(C1)를 가지며, 상기 DC 전압 분리 캐패시터(C1)에 의해서 상기 시간 도함수가 검출되는,
    전자식 안정기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 상기 DC 전압 분리 캐패시터(C1)를 포함하는 용량성 분배회로(divider circuit)(C1,C2)를 가지는,
    전자식 안정기.
  8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 동작점을 설정하기 위해 저항성 전압 분배회로(R1,R2)를 가지는,
    전자식 안정기.
  9. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 상기 스위칭 트랜지스터(S20)가 분리되는 시간 기간을 결정하기 위해서 타이밍 소자(R1,C1)를 가지는,
    전자식 안정기.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 동작점을 설정하기 위해 저항성 전압 분배회로(R1,R2)를 가지고,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 상기 스위칭 트랜지스터(S20)가 분리되는 시간 기간을 결정하기 위해서 타이밍 소자(R1,C1)를 가지며,
    상기 타이밍 소자(R1,C1)는 상기 용량성 분배회로(C1,C2)로부터의 캐패시터(C1) 및 상기 전압 분배회로(R1,R2)로부터의 저항기(R1)를 포함하는,
    전자식 안정기.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 상기 전압의 시간 도함수를 검출할 때 응답 임계치를 결정하기 위해서 제너 다이오드(D3)를 가지는,
    전자식 안정기.
  12. 제 1 항 또는 제 2 항에 따른 전자식 안정기를 구비한 램프를 동작시키기 위한 방법으로서,
    상기 검출 회로(C1, C2, R1, R2, D1-3, T1)는 상기 전원의 상기 전압의 시간 도함수를 검출하고, 상기 검출된 시간 도함수에 응답하여 상기 스위칭 트랜지스터(S20)를 분리하는,
    램프를 동작시키기 위한 방법.
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