JPH09237685A

JPH09237685A - 照明装置

Info

Publication number: JPH09237685A
Application number: JP4361896A
Authority: JP
Inventors: Koji Fujimoto; 幸司藤本; Akio Okude; 章雄奥出; Shiyougo Ichimura; 省互一村; Yasuhiro Kudo; 康宏工藤; Yoshimitsu Hiratomo; 喜光平伴
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-02-29
Filing date: 1996-02-29
Publication date: 1997-09-09

Abstract

(57)【要約】【課題】接触不良などによるアーク放電が発生しても、
アーク放電が持続することのない照明装置を提供する。【解決手段】定電流高周波電源１は、交流電源ＡＣを電
源とし電流を一定とした高周波を出力する。負荷回路２
は出力線Ｗに接続された電流トランスＴｒを介してラン
プＬａに電力を供給する。出力線Ｗ上において接触不良
などによるアーク放電が生じると、位相検出回路３では
電圧位相と電流位相との位相差に基づいてアーク放電が
発生していることを検出し、定電流高周波電源１の出力
を停止させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、定電流高周波源の
出力により照明負荷を点灯させる照明装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来より、図１４に示すように、商用電
源のような交流電源ＡＣを電源とする定電流高周波電源
１から照明負荷である放電灯Ｌａを含む負荷回路２に電
力を供給することによって放電灯Ｌａを点灯させるよう
にした照明装置が提案されている（特開平６−２０３９
８２号公報）。

【０００３】負荷回路２は、定電流高周波電源１の出力
端子Ｘ，Ｙ間に接続される絶縁被覆電線である出力線Ｗ
と、環状コアに２次巻線ｎ₂を巻装した電流トランスＴ
ｒと、電流トランスＴｒの２次巻線ｎ₂の両端間に接続
された放電灯Ｌａとを備え、放電灯Ｌａとしてはフィラ
メントを備えるものを用い、予熱用のコンデンサＣ_pを
放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端間に接続してあ
る。出力線Ｗは電流トランスＴｒの環状コアに挿通され
ることにより電流トランスＴｒの１次巻線として機能す
る。この構成では、放電灯Ｌａが複数であっても放電灯
Ｌａの灯数に応じた個数の電流トランスＴｒを設け、各
電流トランスＴｒの２次巻線ｎ₂に放電灯Ｌａを接続す
るとともに出力線Ｗを電流トランスＴｒに挿通すればよ
いから、放電灯Ｌａの灯数にかかわらず施工が容易であ
るという利点を有している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した照
明装置では、出力端子Ｘ，Ｙへの出力線Ｗの接続が不完
全である場合（出力端子Ｘ，Ｙと出力線Ｗとの接触不
良、あるいは出力端子Ｘ，Ｙとして端子ねじを備えた端
子を用いるのであれば端子ねじに緩みがある場合など）
のように定電流高周波電源１の出力端子Ｘ，Ｙ間の電流
経路（厳密には出力線Ｗ以外に出力端子Ｘ，Ｙと出力線
Ｗとの接続部も含んでいるが、以下では出力線Ｗ上と述
べることにする）のいずれかの箇所でアーク放電が生じ
ることがある。アーク放電が生じると出力線Ｗの絶縁被
覆が過熱されて溶けたり燃えたりして発火あるいは発煙
し、場合によっては充電部である芯線が露出するなどの
問題が生じることがある。

【０００５】とくに、定電流高周波電源１から出力され
る高周波電流では電離したイオンが消滅する前に再び電
圧が印加されるから、商用電源周波数の電流に比べると
アーク放電が持続しやすく、しかも定電流高周波電源１
は出力電流を一定に保とうとするから、出力線Ｗ上のイ
ンピーダンスが増加すれば出力端子Ｘ，Ｙ間の電圧が上
昇することになり、アーク放電が持続されやすくなる。
このように、定電流高周波電源１を用いて照明負荷を点
灯させる照明装置では、出力線Ｗ上でアーク放電が生じ
るような状態になるとアーク放電が持続されやすいもの
である。

【０００６】定電流高周波電源１を用いて照明負荷を点
灯させる構成としては、図１５に示すように、複数ター
ンの１次巻線ｎ₁を備えた電流トランスＴｒを設けるも
のも考えられている。この照明装置では電流トランスＴ
ｒは端子台６を介して出力線Ｗに接続される。したがっ
て、出力線Ｗ上に多数の電気的接続部が存在しており、
接触不良の生じる箇所が一層多くなるから、出力線Ｗ上
でアーク放電がさらに生じやすいことになる。

【０００７】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、接触不良などによるアーク放電が発
生しても、アーク放電が持続することのない照明装置を
提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を電源とし電流を一定とした高周波を出力する定電
流高周波電源と、定電流高周波電源の出力端子間に接続
された照明負荷を含む負荷回路と、定電流高周波電源か
ら負荷回路への電流経路でのアーク放電の発生を検出す
る放電検出手段と、放電検出手段によるアーク放電の検
出時に定電流高周波電源から負荷回路への出力を制限す
る保護手段とを備えることを特徴とするものである。

【０００９】この構成によれば、定電流高周波電源の出
力端子間に接続されている負荷回路において接続不良な
どによってアーク放電が生じたときに、そのアーク放電
を検出して負荷回路への出力を制限するから、アーク放
電の持続を防止することができ、結果的にアーク放電か
ら発火や発煙などの危険な状態に陥ることを防止するこ
とができるのである。

【００１０】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、放電検出手段が定電流高周波電源の出力電圧と負荷
回路に流れる電流との位相差を検出する位相検出回路よ
りなり、位相検出回路は負荷回路に流れる電流が定電流
高周波電源の出力電圧に対して進相になるとアーク放電
が生じていると判定するものである。請求項３の発明
は、請求項１の発明において、放電検出手段が負荷回路
に流れる電流波形の対称性を検出する電流バランス検出
回路よりなり、負荷回路に流れる電流の大きさに向きに
よる差が生じるとアーク放電が生じていると判定するも
のである。

【００１１】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、放電検出手段が定電流高周波電源の出力端子間の電
圧波形の対称性を検出する電圧バランス検出回路よりな
り、電圧波形が非対称になるとアーク放電が生じている
と判定するものである。請求項５の発明は、請求項１な
いし請求項３の発明において、アーク放電が検出される
と保護手段が定電流高周波電源から負荷回路への出力を
停止するものである。

【００１２】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、アーク放電が検出されると保護手段
が定電流高周波電源から負荷回路に対して間欠的に出力
を供給するものである。請求項７の発明は、請求項１な
いし請求項３の発明において、アーク放電が検出される
と保護手段が定電流高周波電源から負荷回路への出力電
圧を低下させるものである。

【００１３】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
７の発明において、定電流高周波電源が、負荷回路との
間に挿入される誘導性インピーダンス素子と出力端子間
に接続される容量性インピーダンス素子との少なくとも
一方を備えるものである。この構成によれば、定電流高
周波電源に誘導性インピーダンス素子や容量性インピー
ダンス素子設けていることによって、負荷回路の誘導性
インピーダンスや容量性インピーダンスが多少変動して
も、その影響を受けることがない。

【００１４】本発明は以下の知見に基づくものである。
図１４、図１５などに示した従来構成の負荷回路２の等
価回路を考えると、図１６のように、容量性インピーダ
ンスＣ₀と抵抗成分Ｒ₀の並列回路に誘導性インピーダ
ンスＬ₀を直列接続したものになる。誘導性インピーダ
ンスＬ₀は主として出力線Ｗのインダクタンス成分であ
り、抵抗成分Ｒ₀は主としてランプＬａの抵抗成分であ
る。したがって、ランプＬａの点灯時にはこの等価回路
の振動周波数ｆ₁は数１で与えられる。

【００１５】

【数１】

【００１６】これは正常時であるが、出力線Ｗ上でアー
ク放電が生じているときには、放電の生じている箇所は
インピーダンスＺを持つから、出力線Ｗの浮遊容量Ｃ₁
が無視できなくなる。つまり、等価回路は図１７のよう
になる。この等価回路では容量性インピーダンスＣ₀に
浮遊容量Ｃ₁が直列接続されるから、等価回路の容量性
インピーダンスの総量は図１６に示した等価回路よりも
小さくなり、結果的にアーク放電が生じているときには
等価回路の振動周波数ｆ₂はアーク放電の生じていない
場合よりも高くなる（ｆ₁＜ｆ₂）。言い換えると、図
１６の等価回路に対して図１７の等価回路では浮遊容量
Ｃ₁が直列に挿入されることによって負荷回路２の両端
電圧の位相に対して負荷回路２を流れる電流の位相が進
んだ電流進相モードに近い動作になる。

【００１７】また、アーク放電が生じるときには、アー
ク放電が生じている箇所の両端の物質や放電の状態に応
じて、放電の生じやすい向きと放電の生じにくい向きと
ができるから、アーク放電が生じているときには負荷回
路２の両端間の電圧や負荷回路２に流れる電流の大きさ
や、負荷回路２に流れる電流の向きに応じて変化するこ
とになる。

【００１８】以上説明したように、出力線Ｗ上でアーク
放電が生じていることは、負荷回路２の電圧位相と電流
位相との差や、負荷回路２の両端電圧や負荷回路２に流
れる電流の正負両極性でのピーク値の差に基づいて検出
することができる。したがって、アーク放電の持続を防
止するには、上述の技術により出力線Ｗ上でのアーク放
電を検出し、アーク放電が生じたときにはアーク放電が
持続しなくなる方向に負荷回路２への電圧や電流を制御
すればよいのである。

【００１９】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）本実施形態は、図１に示すように、交流
電源ＡＣの入力により一定電流の高周波出力を得る定電
流高周波電源１を備え、負荷回路２は電流トランスＴｒ
と放電灯Ｌａと予熱用のコンデンサＣ_pとからなる。図
では放電灯Ｌａを複数灯点灯させる構成を示してあり、
各放電灯Ｌａごとに電流トランスＴｒおよび予熱コンデ
ンサＣ_pが接続されている。また、各電流トランスＴｒ
の１次巻線ｎ₁は互いに直列接続されている。この構成
は図１５に示した従来構成と同様であるが、本実施形態
では定電流高周波電源１と負荷回路２との間に放電検出
手段および保護手段としての位相検出回路３を挿入し、
負荷回路２を接続する出力端子Ｘ，Ｙ間の電圧の位相
と、負荷回路２に流れる電流の位相との位相差を検出す
るとともに、検出した位相差に基づいて定電流高周波電
源１の出力を制御するように構成してある。ここに、位
相検出回路３と出力端子Ｘ，Ｙとの間にはインダクタＬ
が挿入される。

【００２０】定電流高周波電源１は、図２に示すよう
に、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイ
オードブリッジよりなる全波整流器ＤＢと、全波整流器
ＤＢの出力を昇圧するとともに入力電流に休止期間が生
じないようにしながらも平滑された直流電圧を出力する
昇圧形のチョッパ回路１１と、チョッパ回路１１から出
力された直流電圧を高周波交流電圧に変換するフルブリ
ッジ形のインバータ回路１２とからなる。

【００２１】チョッパ回路１１は、周知のように、全波
整流器ＤＢの直流出力端間にインダクタＬ₁とスイッチ
ング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ₁との直列回路を接続し、
さらに、スイッチング素子Ｑ₁にダイオードＤ₁と平滑
コンデンサＣ_Bとの直列回路を並列接続したものであ
り、スイッチング素子Ｑ₁はチョッパ制御部１３によっ
て高周波でオン・オフするように制御される。また、平
滑コンデンサＣ_Bの両端電圧は抵抗Ｒ₁，Ｒ₂により分
圧され、チョッパ制御部１３は、抵抗Ｒ₂の両端電圧に
基づいて平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧がほぼ一定電圧
に保たれるようにスイッチング素子Ｑ₁のオン期間をＰ
ＷＭ制御する。

【００２２】チョッパ回路１１では、スイッチング素子
Ｑ₁のオン期間にインダクタＬ₁にエネルギが蓄積さ
れ、スイッチング素子Ｑ₁のオフ期間にインダクタＬ₁
からエネルギが放出されるときにインダクタＬ₁の両端
に生じる電圧と全波整流器ＤＢの出力電圧との加算電圧
がダイオードＤ₁を通して平滑コンデンサＣ_Bに印加さ
れることによって、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧を全
波整流器ＤＢの出力電圧よりも昇圧する。また、スイッ
チング素子Ｑ₁のオン期間にインダクタＬ₁に電流が流
れ、スイッチング素子Ｑ₁のオフ期間には平滑コンデン
サＣ_Bへの充電電流が流れるから、交流電源ＡＣの電圧
にかかわらず交流電源ＡＣから全波整流器ＤＢに対して
電流を流し続けることができ、チョッパ回路１１を用い
ずに全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ_Bとだけを用い
て直流電圧を得る場合よりも、入力電流歪を少なくする
ことができ、しかも力率を高くすることができる。

【００２３】上述したチョッパ制御部１３は、汎用のス
イッチング電源用集積回路を用いたものであり、たとえ
ば富士電機製ＦＡ５３３１やモトローラ製ＭＣ３３２６
１を用いることができる。インバータ回路１２は、チョ
ッパ回路１１の出力電圧すなわち平滑コンデンサＣ_Bの
両端電圧を電源とし高周波交流電圧を出力するものであ
り、ブリッジ接続された４個のスイッチング素子（ＭＯ
ＳＦＥＴ）Ｑ₂〜Ｑ₅を備える。スイッチング素子Ｑ₂
とスイッチング素子Ｑ₃とは直列接続されてブリッジ回
路の一方のアームを形成し、スイッチング素子Ｑ₄とス
イッチング素子Ｑ₅とは直列接続されてブリッジ回路の
他方のアームを形成するのであって、各アームは平滑コ
ンデンサＣ_Bに並列接続される。また、スイッチング素
子Ｑ₂とスイッチング素子Ｑ ₃との接続点はインダクタ
Ｌを介して出力端子Ｘに接続され、スイッチング素子Ｑ
₄とスイッチング素子Ｑ５との接続点は電流トランスＣ
Ｔ₁の第１巻線ｎ₁₁を介して出力端子Ｙに接続される。

【００２４】出力端子Ｘ，Ｙ間には負荷回路２が接続さ
れるから、スイッチング素子Ｑ₂とスイッチング素子Ｑ
₅とをオンにすれば、出力端子Ｘから出力端子Ｙに向か
う向きの電流が負荷回路２に流れ、スイッチング素子Ｑ
₃とスイッチング素子Ｑ₄とをオンにすれば、出力端子
Ｙから出力端子Ｘに向かう向きの電流が負荷回路２に流
れる。つまり、図３に示すように、平滑コンデンサＣ_B
の両端間に負荷回路２を挟んで直列に接続されたスイッ
チング素子Ｑ₂，Ｑ₅またはＱ₃，Ｑ₄が同時にオンに
なる期間を設けるとともに、平滑コンデンサＣ_Bの両端
間に負荷回路２を介さずに直列に接続されたスイッチン
グ素子Ｑ₂，Ｑ₃またはＱ₄，Ｑ₅が同時にオンになら
ないようにスイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅をオン・オフさ
せれば、負荷回路２に交流電圧が印加される。また、負
荷回路２に流れる電流が反転する過渡期間にすべてのス
イッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅がオフになる期間を設けてあ
り、ブリッジ回路の各アームで平滑コンデンサＣ_Bの両
端間を短絡する危険を回避するとともに負荷回路２に正
弦波状の電流を流すのである。

【００２５】電流トランスＣＴ₁は３個の巻線を備え、
第２巻線ｎ₁₂はセンタタップを有しており、第２巻線ｎ
₁₂に誘起された電流はダイオードＤ₂，Ｄ₃を用いて全
波整流される。また、第３巻線ｎ₁₃は整流されずに用い
られる。電流トランスＣＴ₁の１次巻線ｎ₁₁は上述のよ
うにインバータ回路１２と負荷回路２との間に直列に接
続されるから、電流トランスＣＴ₁の第２巻線ｎ₁₂およ
び第３巻線ｎ₁₃の出力に基づいて負荷回路２に流れる電
流を検出することができる。

【００２６】インバータ回路１２におけるスイッチング
素子Ｑ₂とスイッチング素子Ｑ₃との接続点にはダイオ
ードＤ₄と抵抗Ｒ₃との直列回路の一端が接続され、ダ
イオードＤ₄により半波整流された電圧を外部に取り出
すようにしてある。ところで、インバータ回路１２は定
電流高周波電源１の出力部であるからインバータ回路１
２の出力は定電流に保たれなければならない。そこで、
電流トランスＣＴ₁の第２巻線ｎ₁₂に誘起された電流を
全波整流した出力に基づいて、スイッチング素子Ｑ₂〜
Ｑ₅のオン・オフのタイミングが制御される。スイッチ
ング素子Ｑ₂〜Ｑ₅を制御するインバータ制御部１４は
図４のように構成される。ここに、図４における端子Ａ
〜Ｃ，Ｅ〜Ｇ、Ｊ，Ｋ，Ｐは図２の同符号を付した端子
に接続される。インバータ制御部１４では電流トランス
ＣＴ₁の第２巻線ｎ₁₂に誘起された電流が端子Ｋを通し
て検出用抵抗Ｒ₄に流されるから、検出用抵抗Ｒ₄の両
端電圧により負荷回路２に流れる電流の大きさを検出す
ることができる。検出用抵抗Ｒ₄にはコンデンサＣ₄が
並列接続さ検出用抵抗Ｒ₄の両端電圧が平滑される。そ
こで、検出用抵抗Ｒ₄の両端電圧を汎用のスイッチング
レギュレータ制御用の集積回路ＩＣ₁に入力することに
よって、検出用抵抗Ｒ₄の両端電圧がほぼ一定に保たれ
るようにスイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅のオン・オフのタ
イミングを制御する。スイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅の制
御方法としては、オン期間を制御するデューティ制御
と、スイッチング周波数を変化させる周波数制御とのい
ずれかを採用する。また、スイッチング周波数は放電灯
Ｌａの予熱、始動、定常点灯などの動作状態に応じて４
０〜１００ｋＨｚの範囲で選択される。

【００２７】集積回路ＩＣ₁としては、たとえばＮＥＣ
製のμＰＣ４９４を用いることができる。この集積回路
ＩＣ₁は、外付された抵抗Ｒ_t1，Ｒ_t2とコンデンサＣ_t
とにより周波数が決定される鋸歯状波を内部で発生し、
鋸歯状波を所定の閾値で２値化することによって図３に
示した２種類の矩形波を出力する。両矩形波は、それぞ
れドライバ用の集積回路ＩＣ₂，ＩＣ₃を介してスイッ
チング素子Ｑ₂〜Ｑ₅に与えられる。集積回路ＩＣ₂，
ＩＣ₃としてはＩＲ製のハーフブリッジ形インバータ用
のドライバに用いられるＩＲ２１１１を用いることがで
きる。

【００２８】位相検出回路３は、インバータ制御部１４
を制御するものであって、集積回路ＩＣ₁に対する直流
電源Ｅからの給電路に挿入されたｐｎｐ形のトランジス
タＱ ₁₀を備える。このトランジスタＱ₁₀のオン・オフは
トランジスタＱ₁₁を介してサイリスタＳＣＲ₁により制
御されている。すなわち、サイリスタＳＣＲ₁がオンの
ときにトランジスタＱ₁₀がオフになる関係に接続され
る。したがって、サイリスタＳＣＲ₁がオンであればト
ランジスタＱ₁₀，Ｑ₁₁はともにオフになり、集積回路Ｉ
Ｃ₁が発振動作を停止することによってインバータ回路
１２の動作も停止する。一方、サイリスタＳＣＲ₁がオ
フであればトランジスタＱ₁₀はオンになるから、インバ
ータ回路１２は上述の動作を行なう。

【００２９】このようにサイリスタＳＣＲ₁をオンにす
るかオフにするかによってインバータ回路１２から負荷
回路２に電力を供給するか電力の供給を停止するかが決
まることになる。本発明の目的は出力線Ｗ上でアーク放
電が生じたときにアーク放電が持続しないように制御す
ることであるから、アーク放電が検出されたときにサイ
リスタＳＣＲ₁をオンにしてインバータ回路１２の動作
を停止すればよいことになる。

【００３０】出力線Ｗ上でアーク放電が生じているか否
かは、位相検出回路３において検出される。位相検出回
路３には、負荷回路２に印加する電圧が端子Ｐに印加さ
れ、負荷回路２に流れる電流波形が端子Ｊを通して入力
される。すなわち、端子Ｐに印加される電圧はスイッチ
ング素子Ｑ₂，Ｑ₃の接続点の電圧を半波整流した電圧
であって図５（ｅ）のような矩形波状の電圧波形が得ら
れる。また、端子Ｊから入力される電流は電流トランス
ＣＴ₁の第３巻線ｎ₁₃に誘起された電流であって検出用
抵抗Ｒ₁₁に流され、検出用抵抗Ｒ₁₁の端子電圧は抵抗Ｒ
₁₂を介してコンパレータＣＰ₁の負入力端に印加され
る。コンパレータＣＰ₁の負入力端と直流電源Ｅの負極
との間にはダイオードＤ₁₂が挿入され、コンパレータＣ
Ｐ₁の負入力端の電位が直流電源Ｅの負極電位にクラン
プされている。したがって、コンパレータＣＰ₁の入力
電圧波形は図５（ｂ）のように、負荷回路２に流れる電
流が正極性である期間に正電位となり、負荷回路２に流
れる電流が負極性である期間は絶対値がダイオードＤ₁₂
の順方向電圧降下に相当する負電位になる。ただし、電
流トランスＣＴ₁の第３巻線ｎ₁₃の極性を逆にすれば負
荷回路２に流れる電流が負極性である期間にコンパレー
タＣＰ₁の入力電圧が正電位になる。ここに、図５
（ｂ）〜（ｉ）は図４にｂ〜ｉで示す各部位の信号波形
を示している。

【００３１】コンパレータＣＰ₁の正入力端は直流電源
Ｅの負極電位に設定されており、コンパレータＣＰ₁の
出力端にプルアップ抵抗Ｒ₁₃が接続されることによって
コンパレータＣＰ₁の出力は常時はＨレベルに設定され
ている。コンパレータＣＰ₁の負入力端への入力が正電
位である期間には、コンパレータＣＰ₁の出力はＬレベ
ルになるから、コンパレータＣＰ₁の出力は図５（ｃ）
のようになる。コンパレータＣＰ₁の出力は否定回路Ｎ
₁により反転されて図５（ｄ）のように負荷回路２に流
れる電流が正極性の期間にＨレベルになる矩形波とな
り、この矩形波はＤフリップフロップＦＦ₁のクロック
端子ＣＫに入力される。

【００３２】一方、端子Ｐに印加された電圧はダイオー
ドＤ₁₃によって直流電源Ｅの負極電位にクランプされ、
２個の否定回路と抵抗Ｒ₁₄およびコンデンサＣ₁₄よりな
る遅延回路を通してＤフリップフロップＦＦ₁のデータ
端子Ｄに入力される。したがって、端子Ｐに印加される
電圧にノイズが含まれていても遅延回路によって除去さ
れることになり、図５（ｅ）に示す入力電圧波形に対し
て図５（ｇ）に示すように遅延した矩形波が得られる。
図５（ｆ）は遅延回路におけるコンデンサＣ₁₄の端子電
圧を示す波形である。

【００３３】ＤフリップフロップＦＦ₁はクロック信号
となる否定回路Ｎ₁の出力の立ち上がり時点でデータ入
力である否定回路Ｎ₃の出力のレベルを非反転出力端よ
り出力する。しかして、正常時には電圧波形に対して電
流波形が遅相であるから、ＤフリップフロップＦＦ₁の
非反転出力は図５（ｈ）のようにＨレベルであって、反
転出力は図５（ｉ）のようにＬレベルになる。一方、出
力線Ｗ上でアーク放電が生じたときには、原理説明とし
て説明したように、電流波形は電圧波形に対し進相にな
る。つまり、図５の時刻ｔ_aにおいて放電アークが生じ
たとすると、時刻ｔ_aよりも右側のようにＤフリップフ
ロップＦＦ₁へのクロック信号の立ち上がり時点でデー
タ入力がＬレベルになり非反転出力がＬレベルになる。

【００３４】ＤフリップフロップＦＦ₁の非反転出力端
はダイオードＤ₁₅および抵抗Ｒ₁₅を介して抵抗Ｒ_t1，Ｒ
_t2の接続点に接続されており、ＤフリップフロップＦＦ
₁の非反転出力がＬレベルになると、抵抗Ｒ_t1，Ｒ_t2の
接続点の電位が直流電源Ｅの負極電位に引き下げられ
る。つまり、正常時にはスイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅の
スイッチング周波数を抵抗Ｒ_t1，Ｒ_t2の直列合成抵抗に
より決定していたのに対して、放電アークが生じること
によって抵抗Ｒ_t1のみによってスイッチング周波数が決
定されるから、スイッチング周波数が高周波側にシフト
することになる。また、ＤフリップフロップＦＦ₁の反
転出力端はダイオードＤ₁₆と抵抗Ｒ₁₆とコンデンサＣ₁₆
とを介して直流電源Ｅの負極に接続され、抵抗Ｒ₁₆とコ
ンデンサＣ ₁₆との接続点はツェナーダイオードＺＤ₁を
介してサイリスタＳＣＲ₁のゲートに接続されている。
また、ツェナーダイオードＺＤ₁はＤフリップフロップ
ＦＦ ₁の反転出力がＨレベルになり、コンデンサＣ₁₆の
両端電圧が所定値まで上昇すると導通してサイリスタＳ
ＣＲ₁をオンにすることができるように選択されてい
る。逆に言えば、ＤフリップフロップＦＦ₁の反転出力
が短時間だけＨレベルになっても抵抗Ｒ₁₆とコンデンサ
Ｃ₁₆とにより決められる時間内であればツェナーダイオ
ードＺＤ₁はオンにならないのである。

【００３５】しかして、まず正常な動作について説明す
ると、放電灯Ｌａを予熱する間には端子Ｐに印加される
電圧よりも端子Ｊに流れ込む電流のほうが遅相になって
おり、始動状態に移行させると遅相動作から進相動作に
近付いてくる。進相動作に近付くとＤフリップフロップ
ＦＦ₁の非反転出力はＬレベルになり、反転出力はＨレ
ベルになる。したがって、スイッチング周波数が高周波
側にシフトし、負荷回路２の共振周波数よりも高い周波
数に維持され、進相動作によってスイッチング素子Ｑ₂
〜Ｑ₅に過大なストレスがかからないように保護され
る。一方、ＤフリップフロップＦＦ₁の反転出力はＨレ
ベルになるが、正常に動作するときは、抵抗Ｒ₁₆とコン
デンサＣ₁₆とにより設定されている時間内に始動状態か
ら点灯状態に移行するから、ツェナーダイオードＺＤ₁
が導通するには至らず、点灯状態では遅相動作に戻って
ＤフリップフロップＦＦ₁の反転出力はＬレベルに戻
る。

【００３６】点灯状態になれば、図５における時刻ｔ_a
以前に示しているように遅相動作になるから、インバー
タ回路１２のスイッチング周波数は抵抗Ｒ_t1，Ｒ_t2の直
列合成抵抗によって決まる。出力線Ｗ上でアーク放電が
生じたときには、図５における時刻ｔ_a以後の動作にな
り、端子Ｐに印加されている電圧に対して端子Ｊに入力
されている電流が進相に近付く。したがって、Ｄフリッ
プフロップＦＦ₁の非反転出力がＬレベルになるから、
まずスイッチング周波数が高周波側にシフトすることに
よってスイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅に過大なストレスが
かかるのを防止しようとする。さらに、この状態が継続
するとコンデンサＣ₁₆の両端電圧が上昇することによっ
てツェナーダイオードＺＤ₁が導通し、サイリスタＳＣ
Ｒ₁をオンにする。その結果、トランジスタＱ₁₀がオン
になり、集積回路ＩＣ₁への給電が停止されてスイッチ
ング素子Ｑ₂〜Ｑ₅がすべてオフになる。つまり、イン
バータ回路１２が動作を停止し、負荷回路２への給電が
停止されるのである。以上のようにして、出力線Ｗ上で
アーク放電が生じたときにはアーク放電の持続が回避さ
れ、発煙や発火を防止することができる。

【００３７】なお、出力線Ｗの長さによって出力端子
Ｘ，Ｙ間のインダクタンス成分や浮遊容量が大きく変化
するから（たとえば、出力線Ｗが２０ｍの場合に振動周
波数が約１８０ｋＨｚになり、出力線Ｗが６０ｍの場合
に振動周波数が約１２０ｋＨｚになるという実験結果が
得られている）、出力線Ｗに直列に誘導性インピーダン
ス素子としてのインダクタＬを挿入することによって出
力線Ｗの長さの変化に対するインダクタンス成分の変化
の割合を小さくしてある。このようにインダクタＬを用
いることによって、出力線Ｗの長さ変化に対する振動周
波数の変化が小さくなり、出力線Ｗの長さの変化に対す
る進相電流の検出レベルの変化も小さくすることができ
る。その結果、アーク放電発生の検出レベルの変化が小
さくなるから、出力線Ｗの長さの変化に対する対応が容
易になる。また、出力端子Ｘ，Ｙ間に容量性インピーダ
ンス素子としてのコンデンサを接続すれば出力線Ｗの長
さ変化による浮遊容量の変化に対する影響を抑制するこ
とができる。

【００３８】（実施形態２）本実施形態は、位相検出回
路３によりインバータ制御部１４を制御する他の構成例
であって、図６において図４に示した回路と同符号であ
る要素は同機能を有している。本実施形態における実施
形態１との主な相違点は、実施形態１では出力線Ｗ上で
アーク放電が生じたときに集積回路ＩＣ₁の給電路に挿
入したトランジスタＱ₁₀を制御することによってインバ
ータ回路１２の動作を停止していたのに対して、本実施
形態ではアーク放電が生じたときに集積回路ＩＣ₁から
ドライバ用の集積回路ＩＣ₂，ＩＣ₃への信号が無効に
なる期間を設けることにより、インバータ回路１２を間
欠動作させて負荷回路２への供給電力を低減させるよう
にしている。

【００３９】すなわち、集積回路ＩＣ₁の２つの出力端
と直流電源Ｅの負極との間にそれぞれｎｐｎ形のトラン
ジスタＱ₁₂，Ｑ₁₃のコレクタ−エミッタ間を挿入し、両
トランジスタＱ₁₂，Ｑ₁₃のベースをｐｎｐ形のトランジ
スタＱ₁₄のコレクタと直流電源Ｅの負極との間で直列接
続した抵抗Ｒ₁₇，Ｒ₁₈の接続点に接続してある。さら
に、トランジスタＱ₁₄はｎｐｎ形のトランジスタＱ₁₅に
よりオン・オフが制御され、トランジスタＱ₁₅のオン時
にトランジスタＱ₁₄もオンになるように接続される。ト
ランジスタＱ₁₅のベースはツェナーダイオードＺＤ₂を
介して抵抗Ｒ₁₆とコンデンサＣ₁₆との接続点に接続して
あり、コンデンサＣ₁₆の両端電圧が上昇してツェナーダ
イオードＺＤ₂がオンになれば、トランジスタＱ₁₂，Ｑ
₁₃がオンになってスイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅の動作を
停止させるのである。トランジスタＱ₁₄のコレクタと直
流電源Ｅの負極との間には抵抗Ｒ₁₉とコンデンサＣ₁₉と
の直列回路も接続してあり、抵抗Ｒ₁₉とコンデンサＣ₁₉
との接続点にはツェナーダイオードＺＤ₃を介してトラ
ンジスタＱ₁₆のベースが接続される。このトランジスタ
Ｑ₁₆のコレクタ−エミッタ間はコンデンサＣ₁₆に並列接
続されている。

【００４０】正常時には、位相検出回路３は集積回路Ｉ
Ｃ₁〜ＩＣ₃の動作に影響しないから、実施形態１と同
様に動作する。一方、出力線Ｗ上でアーク放電が生じた
ときには、実施形態１と同様に、ＤフリップフロップＦ
Ｆ₁の非反転出力がＬレベルになり反転出力がＨレベル
になる。したがって、まず抵抗Ｒ_t1，Ｒ_t2の接続点が直
流電源Ｅの負極電位になり、スイッチング周波数が高周
波側にシフトする。その後、抵抗Ｒ₁₆とコンデンサＣ₁₆
とにより決められた時間が経過すると、ツェナーダイオ
ードＺＤ₂が導通し、結果的にトランジスタＱ₁₂，Ｑ₁₃
がオンになる。つまり、ドライバ用の集積回路ＩＣ₂，
ＩＣ₃には集積回路ＩＣ₁からの信号が入力されなくな
り、インバータ回路１２のスイッチング素子Ｑ₂〜Ｑ₅
がオン・オフされなくなってインバータ回路１２の動作
が停止する。

【００４１】ところで、トランジスタＱ₁₄のコレクタに
は抵抗Ｒ₁₉とコンデンサＣ₁₉との直列回路が接続されて
いるから、トランジスタＱ₁₂，Ｑ₁₃のオン後に抵抗Ｒ₁₉
とコンデンサＣ₁₉とにより決まる時間が経過するとツェ
ナーダイオードＺＤ₃が導通してトランジスタＱ₁₅がオ
ンになる。すなわち、トランジスタＱ₁₄はオフになり、
インバータ回路１２は動作を再開する。トランジスタＱ
₁₄がオフになればコンデンサＣ₁₉は抵抗Ｒ₁₇〜Ｒ₁₉を通
して放電し、トランジスタＱ₁₅が再びオフになってイン
バータ回路１２を停止させる。

【００４２】以上の動作を繰り返すことによって、イン
バータ回路１２は間欠的に動作するのであって出力線Ｗ
に供給されるエネルギが低減され、結果的にアーク放電
が持続できなくなる。また、インバータ回路１２が間欠
動作すればランプＬａは点滅するから、間欠動作の周期
をランプＬａの点滅が知覚できる程度に設定しておくこ
とにより、ランプＬａの点滅によって使用者に異常を報
知することができるのである。他の構成および動作は実
施形態１と同様である。

【００４３】（実施形態３）本実施形態は、図７に示す
ように、基本的な構成は図２と同様であるが、チョッパ
回路１１を制御するチョッパ制御部１３を図８のように
構成してある。また、実施形態１、２では位相検出回路
３がインバータ制御部１４を制御する構成であったが、
本実施形態では位相検出回路３がチョッパ制御部１３を
制御するように構成される。さらに、本実施形態では交
流電源ＡＣと全波整流器ＤＢとの間にラインフィルタＬ
Ｆを挿入してある。ただし、ラインフィルタＬＦは実施
形態１、２にも設けるのが望ましい。

【００４４】チョッパ回路１１は、図２に示した回路構
成と同様の出力電圧を分圧する抵抗Ｒ₁，Ｒ₂に加えて
出力電圧を分圧する抵抗Ｒ₅，Ｒ₆をもう一組備え、さ
らにチョッパ回路１１への入力電圧を分圧する抵抗
Ｒ₇，Ｒ₈も付加されている。また、全波整流器ＤＢの
負極の出力端とスイッチング素子Ｑ₁のソースとの間に
検出用抵抗Ｒ_sを挿入してある。この検出用抵抗Ｒ_sの
両端電圧はチョッパ回路１１に流れる電流に比例する。

【００４５】一方、チョッパ制御部１３は、図８に示す
ように位相検出回路３により制御される。ここに、図７
と図８とにおける各端子Ｊ１〜Ｊ４および端子Ｊ，Ｐは
互いに接続される。チョッパ制御部１３は実施形態１で
説明したように、スイッチング電源用の集積回路ＩＣ₄
（ここでは富士電機製のＦＡ５３３１）に外付部品を付
加して構成される。位相検出回路３は、基本的には実施
形態１に示したものと同様の構成を有している。すなわ
ち、ＤフリップフロップＦＦ₁を用い、端子Ｊ，Ｐから
の入力を受けてチョッパ制御部１３を制御する。ここ
で、ＤフリップフロップＦＦ₁の入力側の構成について
は実施形態１と同様の構成を有している。一方、Ｄフリ
ップフロップＦＦ₁の出力は反転出力のみを用いてお
り、ＤフリップフロップＦＦ₁の反転出力端には抵抗Ｒ
₂₀とコンデンサＣ₂₀とツェナーダイオードＺＤ₄とから
なる遅延回路を介して、トランジスタＱ₂₁のベースが接
続されている。このトランジスタＱ₂₁はトランジスタＱ
₂₂を介してトランジスタＱ₂₃のオン・オフを制御してお
り、トランジスタＱ₂₃は集積回路ＩＣ₄の給電経路に挿
入されている。ここに、トランジスタＱ₂₁〜Ｑ₂₃はトラ
ンジスタＱ₂₁がオンになればトランジスタＱ₂₃がオフに
なるように接続されており、ＤフリップフロップＦＦ₁
の反転出力がＨレベルになってから抵抗Ｒ₂₀およびコン
デンサＣ₂₀により設定された時間が経過すると、ツェナ
ーダイオードＺＤ₄が導通してトランジスタＱ₂₁をオン
にし、結果的に集積回路ＩＣ₄への給電を停止させて、
チョッパ回路１１のスイッチング素子Ｑ₁の制御を停止
させるようになっている。チョッパ回路１１は、全波整
流器ＤＢの出力端にインダクタＬ₁およびダイオードＤ
₁を介して平滑コンデンサＣ_Bを接続しているから、ス
イッチング素子Ｑ ₁がオフであっても平滑コンデンサＣ
_Bの両端に電圧が生じるが、昇圧機能は動作しないか
ら、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧が正常時よりも低下
することになる。つまり、定電流高周波電源１からの出
力電圧が低下することになる。

【００４６】しかして、正常時には端子Ｐに印加される
電圧波形に対して端子Ｊから流れ込む電流波形の位相の
ほうが遅相になっているから、ＤフリップフロップＦＦ
₁の反転出力はＬレベルであって、チョッパ制御部１３
は通常の動作を行なう。このとき、チョッパ制御部１３
は出力電圧を検出して出力電圧を一定に保つだけではな
く（たとえば平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧は３５０Ｖ
に維持される）、チョッパ回路１１の入力電圧、出力電
圧、回路電流の位相に基づいて力率を高く保つように制
御する。

【００４７】一方、出力線Ｗ上で放電アークが生じる
と、実施形態１と同様にＤフリップフロップＦＦ₁の反
転出力がＨレベルになるから、上述のように抵抗Ｒ₂₀と
コンデンサＣ₂₇とにより決まる時間の経過後にチョッパ
制御部１３の動作が停止する。つまり、スイッチング素
子Ｑ₁はオフに保たれ、平滑コンデンサＣ_Bの両端電圧
は全波整流器ＤＢの出力電圧まで低下する（たとえば、
交流電源ＡＣの電圧が２００Ｖとすれば、平滑コンデン
サＣ_Bの両端電圧は２８２Ｖになる）。このように、出
力線Ｗ上でのアーク放電の発生に伴って出力電圧が低下
し、アーク放電のエネルギが抑制されるから、アーク放
電の持続が防止される。他の構成および動作は実施形態
１と同様である。

【００４８】（実施形態４）本実施形態では、負荷回路
２の両端電圧および負荷回路２に流れる電流の位相を定
電流高周波電源１から検出するのではなく、図９および
図１０に示すように、定電流高周波電源１の出力端子Ｔ
と負荷回路２を接続する出力端子Ｙとの間に電流トラン
スＣＴ₂の１次巻線ｎ₂₁を挿入することによって負荷回
路２に流れる電流のみを検出する構成としてある。電流
トランスＣＴ₂の２次巻線ｎ₂₂はタップ付きであってタ
ップは直流電源Ｃ（図示せず）の負極に接続される。し
たがって、２次巻線ｎ₂₂の各端には１次巻線ｎ₂₁に流れ
る電流の向きに対応した電流が誘起される。本実施形態
は、放電検出手段および保護手段として機能する電流バ
ランス検出回路４を用いて負荷回路２に流れる電流の向
きによる電流の大きさのアンバランス（電流波形の非対
称性）を検出することによって出力線Ｗ上のアーク放電
の発生を検出するものである。

【００４９】しかして、２次巻線ｎ₂₂の一端と直流電源
Ｅの負極との間にはダイオードＤ₂₁と２個の抵抗Ｒ₂₁，
Ｒ₂₂との直列回路が接続され、２次巻線ｎ₂₂の他端と直
流電源Ｅの負極との間にはダイオードＤ₂₂と抵抗Ｒ₂₃，
Ｒ₂₄との直列回路が接続される。また、抵抗Ｒ₂₂および
抵抗Ｒ₂₄にはそれぞれコンデンサＣ₂₂，Ｃ₂₄が並列接続
される。抵抗Ｒ₂₁〜Ｒ₂₄の各接続点は差入力検出回路Ｕ
Ｓの両入力端にそれぞれ接続される。ここに、電流トラ
ンスＣＴ₂のタップはセンタタップであって、Ｒ₂₁：Ｒ
₂₂＝Ｒ₂₃：Ｒ₂₄に設定されているものとする。

【００５０】差入力検出回路ＵＳは、両入力端に電位差
が生じたときに出力に電流を流す回路であって、ｐｎｐ
形の一対のトランジスタＱ₂₇，Ｑ₂₈を備え、両トランジ
スタＱ₂₇，Ｑ₂₈のベース間に抵抗Ｒ₂₆が挿入されるとと
もに、両トランジスタＱ₂₇，Ｑ₂₈のベースとエミッタと
が互いに接続され、さらにコレクタを共通接続して出力
端としてある。また、上記抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₄およびコンデ
ンサＣ₂₂，Ｃ₂₄を備える。したがって、両入力端（つま
り、抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂の接続点と抵抗Ｒ₂₃，Ｒ₂₄の接続
点）との電位に差が生じると、電位の高いほうにエミッ
タが接続されているトランジスタＱ₂₇，Ｑ₂₈がオンにな
り、出力に電流を流すのである。

【００５１】差入力検出回路ＵＳの出力端は抵抗Ｒ₂₅と
コンデンサＣ₂₅とからなる時定数回路を介してコンパレ
ータＣＰ₂の正入力端に接続される。コンパレータＣＰ
₂の負入力端には基準電圧が印加され、正入力端に入力
される信号が基準電圧以上になるとコンパレータＣＰ₂
の出力がＨレベルになる。コンパレータＣＰ₂の出力端
は、出力がＨレベルのときにサイリスタＳＣＲ₂をオン
にするように接続され、このサイリスタＳＣＲ₂はトラ
ンジスタＱ₂₅のベース−エミッタ間に接続される。この
トランジスタＱ₂₅は、インバータ制御部１４を構成する
集積回路ＩＣ₁の給電路に挿入されたトランジスタＱ₂₆
をオン・オフさせるのであって、サイリスタＳＣＲ₂と
トランジスタＱ₂₅，Ｑ₂₆とは、サイリスタＳＣＲ₂がオ
ンになるとトランジスタＱ₂₆がオフになるように接続さ
れている。

【００５２】いま、負荷回路２に流れる電流、すなわ
ち、電流トランスＣＴ₂の１次巻線ｎ ₂₁に流れる電流に
ついて考察すると、図１１の左部に示すように、正常時
には電流の向きによらずピーク値はほぼ等しくなる。こ
のとき、コンデンサＣ₂₂，Ｃ₂₄の端子電圧がほぼ等しく
なるから、差入力検出回路ＵＳは動作せず、コンデンサ
Ｃ₂₅の端子電圧はコンパレータＣＰ₂の基準電圧よりも
低い状態に保たれる。その結果、コンパレータＣＰ₂の
出力はＬレベルに保たれ、サイリスタＳＣＲ₂はオンに
ならず、インバータ制御部１４は正常に動作する。

【００５３】一方、出力線Ｗ上でアーク放電が生じたと
すると、アーク放電の両端の物質や放電の状態によって
放電のしやすい向きとしにくい向きとが生じるから、図
１１の右部に示すように、負荷回路２に流れる電流の向
きに応じてピーク値が変化する。つまり、負荷回路２は
図１２のように整流用のダイオードＤ_a，Ｄ_bとにそれ
ぞれインピーダンスＺ₁，Ｚ₂を直列接続し、両直列回
路をダイオードＤ_a，Ｄ_bの極性が逆向きになるように
並列接続したものと等価になる。電流の向きによる電流
の大きさの大小関係が図１１のようであるとき（つま
り、Ｚ₁＜Ｚ₂）、抵抗Ｒ₂₁と抵抗Ｒ₂₂との接続点の電
位よりも抵抗Ｒ₂₃と抵抗Ｒ₂₄との接続点の電位のほうが
高くなる。つまり差入力検出回路ＵＳから出力された電
流により抵抗Ｒ₂₅を介してコンデンサＣ₂₅が充電され、
コンデンサＣ₂₅の端子電圧が基準電圧以上になるとコン
パレータＣＰ₂の出力がＨレベルになるのである。その
結果、上述したようにトランジスタＱ₂₆がオフになり、
インバータ制御部１３の動作が停止してインバータ回路
１２の動作も停止する。

【００５４】このようにして出力線Ｗ上でアーク放電が
生じたことを検出し、インバータ回路１２の出力を停止
することができるのである。他の構成および動作は実施
形態１と同様である。（実施形態５）本実施形態は、図１３に示すように、実
施形態４とほぼ同様の構成であるが、実施形態４におい
ては負荷回路２に流れる電流を検出していたのに対し
て、本実施形態では放電検出手段および保護手段として
機能する電圧バランス検出回路５を用いて負荷回路２の
両端電圧のアンバランス（電圧波形の非対称性）を検出
する点が相違する。したがって、電流トランスＣＴ₂を
設けず、差入力検出回路ＵＳの各端を出力端子Ｘ，Ｙに
それぞれ接続してある。また、ダイオードＤ₂₁，Ｄ ₂₂お
よび差入力検出回路ＵＳにおけるコンデンサＣ₂₂，Ｃ₂₄
を省略してある。他の構成は実施形態４と同様である。

【００５５】しかして、出力線Ｗ上でアーク放電が生じ
たときには電流の向きによって電流のピーク値が異なる
のであるから、出力端子Ｘ，Ｙ間の電位の平均値が０Ｖ
ではなくなる。その結果、抵抗Ｒ₂₅を介してコンデンサ
Ｃ₂₅が充電されることになり、コンデンサＣ₂₅の端子電
圧がコンパレータＣＰ₂に設定されている基準電圧以上
になると、コンパレータＣＰ₂の出力がＨレベルになっ
てインバータ制御部１４の動作を停止させるのである。
他の構成および動作は実施形態４と同様であるから説明
を省略する。

【００５６】上記実施形態においては、インバータ回路
１２にフルブリッジ形のものを用いているが、他の構成
のインバータ回路１２であっても本発明の技術思想を適
用することができるのはいうまでもない。

【００５７】

【発明の効果】本発明は、交流電源を電源とし電流を一
定とした高周波を出力する定電流高周波電源と、定電流
高周波電源の出力端子間に接続された照明負荷を含む負
荷回路と、定電流高周波電源から負荷回路への電流経路
でのアーク放電の発生を検出する放電検出手段と、放電
検出手段によるアーク放電の検出時に定電流高周波電源
から負荷回路への出力を制限する保護手段とを備えるも
のであり、定電流高周波電源の出力端子間に接続されて
いる負荷回路において接続不良などによってアーク放電
が生じたときに、そのアーク放電を検出して負荷回路へ
の出力を制限するから、アーク放電の持続を防止するこ
とができ、結果的にアーク放電から発火や発煙などの危
険な状態に陥ることを防止することができるという利点
がある。

【００５８】また、定電流高周波電源が、負荷回路との
間に挿入される誘導性インピーダンス素子と出力端子間
に接続される容量性インピーダンス素子との少なくとも
一方を備えるものでは、負荷回路の誘導性インピーダン
スや容量性インピーダンスが多少変動しても、その影響
を受けることがないという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示すブロック図である。

【図２】実施形態１の要部回路図である。

【図３】実施形態１に用いるインバータ回路の動作説明
図である。

【図４】実施形態１の要部回路図である。

【図５】図４に示した回路の動作説明図である。

【図６】実施形態２の要部回路図である。

【図７】実施形態３の要部回路図である。

【図８】実施形態３の要部回路図である。

【図９】実施形態４の要部回路図である。

【図１０】実施形態４の要部回路図である。

【図１１】実施形態４の動作説明図である。

【図１２】実施形態４の動作状態を示す等価回路図であ
る。

【図１３】実施形態５の要部回路図である。

【図１４】従来例を示す回路図である。

【図１５】他の従来例を示す回路図である。

【図１６】負荷回路の等価回路図である。

【図１７】アーク放電が生じているときの負荷回路の等
価回路図である。

【符号の説明】

１定電流高周波電源２負荷回路３位相検出回路４電流バランス検出回路５電圧バランス検出回路ＡＣ交流電源ＬインダクタＬａランプＴｒ電流トランスＷ出力線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者工藤康宏大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者平伴喜光大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を電源とし電流を一定とした高
周波を出力する定電流高周波電源と、定電流高周波電源
の出力端子間に接続された照明負荷を含む負荷回路と、
定電流高周波電源から負荷回路への電流経路でのアーク
放電の発生を検出する放電検出手段と、放電検出手段に
よるアーク放電の検出時に定電流高周波電源から負荷回
路への出力を制限する保護手段とを備えることを特徴と
する照明装置。
【請求項２】放電検出手段は定電流高周波電源の出力
電圧と負荷回路に流れる電流との位相差を検出する位相
検出回路よりなり、位相検出回路は負荷回路に流れる電
流が定電流高周波電源の出力電圧に対して進相になると
アーク放電が生じていると判定することを特徴とする請
求項１記載の照明装置。
【請求項３】放電検出手段は負荷回路に流れる電流波
形の対称性を検出する電流バランス検出回路よりなり、
負荷回路に流れる電流の大きさに向きによる差が生じる
とアーク放電が生じていると判定することを特徴とする
請求項１記載の照明装置。
【請求項４】放電検出手段は定電流高周波電源の出力
端子間の電圧波形の対称性を検出する電圧バランス検出
回路よりなり、電圧波形が非対称になるとアーク放電が
生じていると判定することを特徴とする請求項１記載の
照明装置。
【請求項５】保護手段は、アーク放電が検出されると
定電流高周波電源から負荷回路への出力を停止すること
を特徴とする請求項１ないし請求項３記載の照明装置。
【請求項６】保護手段は、アーク放電が検出されると
定電流高周波電源から負荷回路に対して間欠的に出力を
供給することを特徴とする請求項１ないし請求項３記載
の照明装置。
【請求項７】保護手段は、アーク放電が検出されると
定電流高周波電源から負荷回路への出力電圧を低下させ
ることを特徴とする請求項１ないし請求項３記載の照明
装置。
【請求項８】定電流高周波電源は、負荷回路との間に
挿入される誘導性インピーダンス素子と出力端子間に接
続される容量性インピーダンス素子との少なくとも一方
を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項７記載
の照明装置。