KR101039906B1 - 어댑티브 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 ｐｆｍ 벅 변환기 - Google Patents

어댑티브 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 ｐｆｍ 벅 변환기 Download PDF

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Abstract

PFM 벅 변환기에 이용되는 어댑티브 온 타임 컨트롤러가 개시된다. 외부 LC 출력단과 연결되어 구성된 PFM 벅 변환기의 온 타임을 조정하기 위한 어댑티브 온 타임 컨트롤러에 있어서, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차가 커지면 상기 온 타임을 감소시키고, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차가 작아지면, 상기 온 타임을 증가시키도록 제어하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 온 타임 컨트롤러로 구성한다. 상기와 같은 어댑티브 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 PFM 벅 변환기에 의하면, PFM 벅 변환기의 온 타임이 조절되도록 함으로써, 고정된 출력전압뿐만 아니라 다양한 출력전압에서도 높은 효율을 가지고 작은 출력전압 리플을 갖도록 하는 효과가 있다.
어댑티브, 온 타임, PFM, 벅 컨버터, 컨트롤러

Description

어댑티브 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 ＰＦＭ 벅 변환기{ADAPTIVE ON-TIME CONTROLLER AND PULSE FREQUENCY MODULATION BUCK CONVERTER USING THE SAME}
본 발명은 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 PFM 벅 변환기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 어댑티브 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 PFM 벅 변환기에 관한 것이다.
이동통신 단말기나 PDA(personal digital assistant)와 같은 휴대용 단말기는 대부분의 시간을 대기 상태(idle state)로 유지한다. 전력 소모는 대기 상태에서도 지속되기 때문에, 대기 상태의 전력 손실을 줄이는 것이 관건이 되고 있다.
대기 상태에서 손실되는 전력은 대부분 스위치 변환기의 파워 트랜지스터를 구동하기 위한 스위칭 손실인데, PWM 벅 변환기(pulse width modulation buck converter)를 이용하는 경우에는 그 손실이 매우 크다. 이에, 이러한 손실을 막기 위해서 기존의 PWM 벅 변환기 대신 PFM 벅 변환기(pulse frequency modulation buck converter)가 주로 이용되고 있다.
이러한 PFM 벅 변환기는 크게 두 가지 구조로 나눌 수 있다. 먼저 인덕터 전류를 감지하는 PFM 방식과 인덕터 전류를 감지하지 않고 고정된 시간동안 전력을 시스템에 공급하는 PFM 방식으로 나눌 수 있다. 인덕터 전류를 감지하는 PFM 방식의 경우 복잡한 인덕터 전류 감지 회로 및 고성능의 비교기가 요구된다. 반면 고정된 시간동안 전력을 시스템에 공급하는 PFM 방식의 경우 복잡한 인덕터 전류 감지 회로가 필요 없지만, 공급전압과 출력전압의 변화에 따라 인덕터 전류값의 기울기가 변해 시스템에 일정하지 않는 전력을 공급하며 출력전압의 리플 또한 크게 변해 전체 시스템 성능을 저하시킨다. 이러한 문제점을 해결하기 위해 공급전압 및 출력전압이 변하더라도 어댑티브 온 타임 조절을 통해 일정한 인덕터 전류를 공급하여 성능을 향상 시키는 방식이 연구되고 있다.
그 일 예가 논문 An Accurate, Low-Voltage, CMOS Switching Power Supply With Adaptive On-Time Pulse-Frequency Modulation(PFM) Control(Biranchinath Sahu and Gabriel A. Rincon-Mora, IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS I: REGULAR PAPAERS, VOL. 54, NO.2, February 2007)에 개시되어 있다. 그러나, 위 논문에서 제안한 방식의 경우, 공급전압의 변화에 대해서만 온 타임이 조절된다.
도 1의 (a)는 종래 기술에 따른 PFM 벅 변환기의 개략적인 구성을 나타내는 회로도이고, 도 1의 (b)는 상기 PFM 벅 변환기의 타이밍도이다.
도 1을 참조하면, 트랜지스터 MP1이 턴온되는 온 타임 동안 공급전압 VIN을 통해 전력이 공급되며 이때, 인덕터 전류는 일정한 기울기를 가지고 증가한다. 그리고 트랜지스터 MP1이 턴오프되고 트랜지스터 MN1이 턴온되면 그라운드 VSS를 통 해 전력이 공급되며 이때, 인덕터 전류는 일정한 기울기를 가지고 감소하게 된다. 이러한 동작을 통해 에너지가 커패시터에 충전되며 피드백 루프를 통해 일정한 전압을 유지할 수 있다. 한편, 앞서 언급한 도 1의 PMOS 트랜지스터 MP1의 온 타임 TPMOS는 인덕터의 전류 및 전압 공식으로부터 다음 수학식 1과 같이 표현될 수 있음을 알 수 있다.
Figure 112009014981129-pat00001
여기서, IL_PEAK는 인덕터 L의 피크 전류값, VIN은 공급전압, VOUT은 출력전압이다.
그리고 IL_PEAK는 다음 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009014981129-pat00002
여기서, C는 커패시턴스이고, ΔV는 출력 리플 전압이다.
앞서 살펴본 바와 같이, 고정적 온 타임 PFM 컨트롤러의 경우에는 넓은 범위의 입력 전압 하에서 다양한 인덕터 전류를 생성하고 이는 결국 다양한 출력 리플 전압을 만들어 낸다.
따라서 작은 리플 전압을 만들기 위해서는, PFM 벅 변환기의 온 타임이 적응 적으로 변화될 필요가 있다. 이러한 온 타임은 다음 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009014981129-pat00003
다음으로, 도 2의 (a)는 종래 기술에 따른 어댑티브 온 타임 PFM 컨트롤러의 개략적인 구성을 나타내는 회로도이고, 도 2의 (b)는 상기 어댑티브 온 타임 PFM 컨트롤러의 타이밍도이다.
도 2를 참조하면, IVAR는 공급전압 VIN 및 출력전압 VOUT에 종속적이고, VCONST(상기 예에서 VCONST는 게이트-소스 전압)는 전류원 IVAR에 의해 커패시터 C에 충전되는 전압이다. 그러므로, 상기 VCONST가 NMOS트랜지스터를 턴온시키기 위한 소모 시간 TCHARGE는 IVAR에만 비례하며, 이는 TCHARGE 즉, TON이 출력전압 VOUT 및 공급전압 VIN에 의해서만 달라질 수 있다는 것을 의미한다. 상기한 PFM 벅 변환기의 온 타임은 다음 수학식 4와 같다.
Figure 112009014981129-pat00004
여기서, 저항 R은 전류의 크기를 정하는데 이용된다.
이처럼, 인덕터 L에 일정한 피크 전류를 유지하기 위해서는, 공급전압과 무 관하게 PFM 벅 변환기의 온 타임이 커패시터 C의 충전 시간에 일치해야 한다. 그러므로, PFM 벅 변환기의 온 타임 TON은 다음 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009014981129-pat00005
수학식 5에서 알 수 있듯이, PFM 벅 변환기의 온 타임은 VCONST, 저항 R, 커패시턴스 C, 공급전압 VIN과 출력전압 VOUT의 차이값에 의해 결정됨을 알 수 있다. 그러나, 종래의 어댑티브 온 타임 PFM 벅 컨버터의 경우, 출력전압이 고정되어 있어 다양한 출력전압을 요구하는 휴대용 단말기 등에서 활용도가 떨어지며, 공급 전압이 변할 경우 출력전압의 리플이 변해 전체 시스템 성능에 영향을 미치게 된다. 또한 출력전압이 트랜지스터의 문턱 전압과 비슷하다고 가정하고 있으므로, 트랜지스터의 문턱 전압이 공정 및 온도에 따라 변하는 경우 정확한 온 타임을 조절할 수 없다는 문제점도 있다.
본 발명의 목적은, 어댑티브 온 타임 컨트롤러를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 어댑티브 온 타임 컨트롤러를 이용한 PFM 벅 변환기를 제공하는 것이다.
상술한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 어댑티브 온 타임 컨트롤러는, 외부 LC 출력단과 연결되어 구성된 PFM 벅 변환기의 온 타임을 조정하기 위한 어댑티브 온 타임 컨트롤러에 있어서, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차가 커지면 상기 온 타임을 감소시키고, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차가 작아지면, 상기 온 타임을 증가시키도록 제어하도록 구성될 수 있다.
여기에서, 상기 어댑티브 온 타임 컨트롤러는, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 상기 공급전원의 차에 비례하는 전류 I_adp를 생성하는 어댑티브 전류 생성부와, 상기 어댑티브 전류 생성부에서 생성된 전류 I_adp를 미러 복사하는 전류 미러부와, 상기 전류 미러부에서 미러 복사된 전류에 의해 생성된 어댑티브 전압 Vramp를 기준전압 Vref1과 비교하여 출력하는 비교 출력부를 포함하도록 구성될 수 있다.
한편, 상기 다른 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일측면은, 외부 LC 출력단 과 연결된 PFM 벅 변환기에 있어서, 기준전압을 생성하는 기준전압 발생부와, 상기 기준전압 발생부에서 생성된 기준전압과 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압을 비교하여 결과값을 출력하는 비교부와, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차에 따라 온 타임을 조절하는 어댑티브 온 타임 컨트롤러와, 상기 비교부에서 출력된 결과값과 상기 어댑티브 온 타임 컨트롤러에서 출력된 결과값을 입력받는 SR 래치부와, 상기 SR 래치부의 출력값에 따라 컨버팅 동작을 수행하는 온 타임 TR부를 포함하도록 구성될 수 있다.
여기에서, 상기 어댑티브 온 타임 컨트롤러는, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차가 커지면 상기 온 타임을 감소시키고, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차가 작아지면, 상기 온 타임을 증가시키도록 제어하는 것으로 구성될 수 있다.
이때, 상기 어댑티브 온 타임 컨트롤러는, 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 상기 공급전원의 차에 비례하는 전류 I_adp를 생성하는 어댑티브 전류 생성부와, 상기 어댑티브 전류 생성부에서 생성된 전류 I_adp를 미러 복사하는 전류 미러부와, 상기 전류 미러부에서 미러 복사된 전류에 의해 생성된 어댑티브 전압 Vramp를 상기 기준전압 발생부에서 생성된 기준전압 Vref1과 비교하여 출력하는 비교 출력부를 포함하도록 구성될 수 있다.
한편, 상기 기준전압 발생부는, 상기 기준전압 Vref1의 크기를 조절하여 상기 온 타임을 조절하도록 구성될 수 있다.
이때, 상기 기준전압 발생부는, 상기 기준전압이 오프 칩 구성인 저항 R_off에 따라 변경하여 생성하도록 구성될 수 있다.
한편, 도 3을 참조하면, 상기 외부 LC 출력단의 출력전압 Vbuck이 상기 기준전압 Vref_adp보다 작은 경우에, 상기 온 타임 TR부의 출력 트랜지스터 QP1을 턴온시키고, 상기 외부 LC 출력단의 출력전압 Vbuck이 상기 기준전압 Vref_adp보다 큰 경우에, 상기 온 타임 TR부의 출력 트랜지스터 QP1을 턴오프시키도록 구성될 수 있다.
상기와 같은 어댑티브 온 타임 컨트롤러 및 이를 이용한 PFM 벅 변환기에 따르면, PFM 벅 변환기의 온 타임이 조절되도록 함으로써, 고정된 출력전압뿐만 아니라 다양한 출력전압에서도 높은 효율을 가지고 작은 출력전압 리플을 갖도록 하는 효과가 있다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기의 개략적인 구성을 나타낸 블록도이다.
먼저, 도 3을 참조하여 본 발명의 개략적인 구성을 설명한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 PFM 벅 변환기(100) 는 주된 구성 요소로서, 기준전압 발생부(110), 비교부(120), 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130), SR 래치부(140), 온 타임 TR부(150)를 포함하여 구성될 수 있다.
한편, PFM 벅 변환기(100)의 오프 칩 구성부(200)는 온 타임 TR부(150)의 출력단에 연결된 외부 LC 출력단과 기준전압 발생부(110)에 연결된 저항 R_off를 포함하여 구성될 수 있다. 또한, PFM 벅 변환기(100)의 출력전압 Vbuck은 외부 LC 출력단을 통해 출력된다.
먼저, 상기 기준전압 발생부(110)는 기준전압을 생성하기 위한 구성이다. 기준전압 발생부(110)는 어댑티브 기준전압 Vref_adp를 생성하여 비교기(121)로 입력하고, 비교기준전압 Vref1을 생성하여 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)에 입력한다.
대개의 경우 출력전압을 조절하기 위해 출력전압을 감지하기 위한 저항들을 조절하지만, 본 발명에서는 한 개의 R_off 저항을 이용해 기준 전압을 변경함으로써, 출력전압을 조절하였다. 이로 인해 외부 부품수를 줄일 수 있어 경박단소화를 요구하는 휴대기기에 적합한 구조이다.
기준전압 발생부(110)는 오프 칩 구성부(200)의 저항 R_off와 연결되도록 구성되는데, 사용자는 저항 R_off만을 변경시킴으로 원하는 기준 전압을 생성할 수 있다.
비교부(120)는 기준전압 발생부(110)에서 생성된 기준전압과 다른 대상전압을 비교하여 결과값을 출력하기 위한 구성이다. 비교부(120)는 제1 비교기(121)와 제2 비교기(122)로 구성될 수 있다.
먼저, 제1 비교기(121)는 기준전압 발생부(110)에서 생성된 어댑티브 기준전압 Vref_adp와 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압 Vbuck을 비교하여 결과값을 출력한다.
다음으로, 제2 비교기(122)는 접지전압과 온 타임 TR부(150)의 출력전압 SW를 비교하여 출력한다. 이는, 후술할 역전류(reverse current)의 발생을 방지하기 위한 구성이다.
어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)는 출력전압 Vbuck과 공급전압 VDD의 차를 고 려하여, 온 타임을 조절하는 구성이다. 여기서, 온 타임은 출력전압 Vbuck과 공급전압 VDD의 차에 반비례하여 조절되도록 구성된다. 이러한 온 타임 조절에 의해 외부 LC 출력단에 흐르는 인덕터 전류 iL의 양은 일정하게 유지될 수 있으며, 본 발명의 가장 큰 특징이 되는 구성이다.
다음으로, SR 래치부(140)는 비교부(120)에서 출력된 결과값과 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)에서 출력된 결과값을 입력받아 온 타임 TR부(150)에 전달한다. SR 래치부(140)는 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)에서 조절된 온 타임에 따라 온 타임 TR부(150)의 트랜지스터가 온 타임을 동작하도록 한다. SR 래치부(140)는 NOR 게이트로 구성될 수 있다.
마지막으로, 온 타임 TR부(150)는 SR 래치부(140)의 출력값에 따라 트랜지스터를 턴온 또는 턴오프시켜 컨버팅을 수행하기 위한 구성이다. 이때, SR 래치부(140)의 출력값은 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)에서 조절된 온 타임에 따라 출력됨은 물론이다.
이하에서는, 도 3 내지 도 6을 참조하여 PFM 벅 변환기(100)의 동작을 좀 더 상세하게 설명한다.
먼저, 도 3에서 본 발명의 동작 개시 시에 출력전압 Vbuck이 어댑티브 기준전압 Vref_adp 보다 낮다고 가정한다. 출력전압 Vbuck이 제1 비교기(121)에 입력되면, 제1 비교기(121)는 기준전압 발생부(110)에서 이미 생성된 어댑티브 기준전압 Vref_adp와 출력전압 Vbuck을 비교하여 결과값을 출력한다.
여기서, 도 6을 참조하면, 기준전압 발생부(110)는 앞서 언급한 바와 같이, 오프 칩 구성부(200)의 저항 R_off를 이용하여 어댑티브 기준전압 Vref_adp를 생성할 수 있다.
다시 제1 비교기(121)의 동작 설명에서, 동작 개시시 외부 LC 출력단의 출력전압 Vbuck이 어댑티브 기준전압 Vref_adp보다 낮을 경우 제1 비교기(121)의 출력값은 '하이(high)'가 된다. '하이' 출력값은 SR_래치(141)를 구동하게 되고, S 단자에 '하이' 신호가 입력되면, Qb의 출력값은 '로우'가 된다. '로우' 출력값은 온 타임 TR부(150)의 PMOS 드라이버(151)를 거쳐 트랜지스터 QP1을 턴온시킨다. 트랜지스터 QP1은 공급전압 VDD에 연결되어 SW 단자의 출력값은 VDD까지 상승하게 된다. 이때부터 온 타임이 시작된다.
여기서, SW 단자와 외부 LC 출력단 Vbuck간에 존재하는 인덕터 L로 전류가 계속 흐르면서 커패시터 C가 충전된다. 일정한 시간 뒤 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)의 출력 단자(CNT)의 출력전압이 '하이'가 되며, 이 신호는 SR_래치(141)의 Qb를 '하이'로 만들어 PMOS 드라이버(151)를 거쳐 트랜지스터 QP1을 턴오프시킨다.
다음으로, 변경된 출력전압 Vbuck이 어댑티브 기준전압 Vref_adp보다 크게 제1 비교기(121)로 입력되고, 어댑티브 기준전압 Vref_adp를 상회하는 레벨을 가지는 경우, 제1 비교기(121)는 이전과 반대로 '로우'값을 출력하게 된다.
한편, 출력전압 Vbuck은 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)로 입력되는데, 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)는 입력된 Vbuck과 공급전압 VDD의 차를 고려하여 온 타임을 조절한 후, 해당 결과값을 CNT 단자로 출력한다.
도 4 및 도 5를 참조하여 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)를 살펴보면 다음과 같다.
어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)는 어댑티브 전류 생성부(131), 전류 미러부(132) 및 비교 출력부(133)를 포함하여 구성될 수 있다.
어댑티브 전류 생성부(131)는 연산 증폭기(operational amplifier), 저항 R1, 커패시터 C2, 트랜지스터 MN1 등으로 구성될 수 있다.
연산 증폭기(operational amplifier)의 반전 단자를 통해 출력전압 Vbuck을 입력받는다. 연산 증폭기의 특성상 입력 단자들 사이의 가상 단락 현상으로 인해 출력전압 Vbuck은 다음 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112009014981129-pat00006
또한, I_adp는 다음 수학식 7과 같이 표현된다.
Figure 112009014981129-pat00007
연산 증폭기에 의해 증폭된 신호는 트랜지스터들 MN1 및 MN2를 포화영역에서 동작시키기 위한 게이트 전압으로 사용된다. 특히, I_adp는 트랜지스터들 MN1 및 MN2를 통해 전류 미러부(132)에 카피된다. 따라서 전류미러를 구성하는 MP1 및 MP2는 I_adp의 전류를 생성한다. 트랜지스터 MP2를 통해 공급되는 전류 I_adp는 커패시터 C1 또는 트랜지스터 MN3로 공급된다. 만일, '하이' 신호가 PDRIVE에 입력되는 경우, 트랜지스터 MN3는 턴온되고, 전류 I_adp는 트랜지스터 MN3을 통해 접지로 흐른다.
반면, 로우레벨의 PDRIVE가 공급되는 경우, 트랜지스터 MN3는 오프되고, 전류 I_adp는 커패시터 C1으로 흐르고, 커패시터 C1의 전압 Vramp는 상승한다.
한편, 상기 전류 I_adp는 소정시간 TON동안 커패시터 C1에 공급되고, 다음 수학식 8에 따른 전압상승분 Vramp(t)를 형성한다.
Figure 112009014981129-pat00008
이러한 전압상승분 Vramp(t)의 형성은 PDRIVE의 신호가 '로우'일 때 트랜지스터 QP1이 턴온되면서부터 시작된다. 또한, 상기 도 4 및 수학식 8에서 TON 이전 시간에 커패시터 C1의 전압레벨을 0V로 가정한다면, 전압상승분은 Vramp(TON)이 된다. 이하, 설명의 편의를 위해 전압 Vramp(TON)이 전압상승분이라는 것을 가정하여 설명을 진행한다.
도 4에서처럼 PDRIVE가 트랜지스터 MN3를 턴오프시킴으로써, 커패시터 C1에 전압 Vramp(TON)이 형성되기 시작하는 것이다. 이는 도 5의 타이밍도에서 전압 Vramp(TON)이 형성되는 것을 보여준다.
이러한 전압 Vramp(TON)은 비교 출력부(133)에서 비교기준전압 Vref1과 비교하여 비교기준전압 Vref1보다 커지면서, 온 타임이 종료된다. 좀 더 상세하게는, 전압 Vramp(TON)의 크기가 기준전압 Vref1보다 커지면서, CNT 단자의 전압이 '하이'가 되고, SR_래치_P(141)의 Qb 역시 '하이' 신호가 되고, PMOS 드라이버(151)에 입력된다. 상기 PMOS 드라이버(151)는 수신되는 신호레벨을 이후의 구동트랜지스터의 동작에 적합한 전압으로 변환한다. PMOS 드라이버(151)에 입력된 하이 레벨의 신호는 결국 트랜지스터 QP1을 턴오프시킨다.
이와 동시에 어댑티브 온타임 컨트롤러의 출력신호 CNT는 SR_래치(142)를 통해 Q 신호를 '하이' 신호로 변경하고, NMOS 드라이버를 통해 트랜지스터 QN1을 턴온시킨다.
여기서, 앞서 언급한 수학식 7 및 수학식 8을 이용하여 온 타임 TON은 다음 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112009014981129-pat00009
여기에서, 온 타임 TON은 공급전압과 출력전압의 차이인 VDD-Vbuck에 따라 달라지게 됨을 알 수 있다.
여기서, 도 4의 회로 동작의 의미를 좀 더 상세하게 설명하면 다음과 같다.
수학식 7에서 Vbuck이 빠르게 감소하는 경우에는, 전류 I_adp가 가파르게 상승하게 된다. 이에, 수학식 8에서 전압 Vramp(t) 역시 빠르게 상승하게 되고, 이는 전압 Vramp(t)가 비교기준전압 Vref1을 상회할 때까지 걸리는 시간이 짧아짐을 의미한다. 여기서, 상기 전압 Vramp(t)가 비교기준전압 Vref1을 상회하면 단자 CNT에서 '하이' 신호가 출력되므로, 상기 시간은 온 타임 TON을 의미한다. 즉, 수학식 9에서와 같이, 출력전압 Vbuck이 감소하면, 온 타임 TON이 짧아지게 된다.
한편, 인덕터 L의 전류를 살펴보면, 인덕터의 전압 전류 관계식에 따라 다음 수학식 10과 같이 표현될 수 있음을 알 수 있다.
Figure 112009014981129-pat00010
수학식 10을 살펴보면, 인덕터 전류 ΔiL은 공급전압과 외부 LC 출력단의 출력전압간의 차인 VDD-Vbuck에 따라 크기가 변한다.
여기서, 공급전압 VDD나 외부 LC 출력단의 출력전압 Vbuck의 변화에 무관하게 일정한 인덕터 전류 ΔiL의 피크를 유지하며 안정적으로 파워를 부하에 전달하기 위해서는, 상기 VDD-Vbuck에 따라 온 타임 TON이 변경되어야 한다.
즉, 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)는 상기 VDD-Vbuck이 증가하면 온 타임 TON을 감소시키고, 상기 VDD-Vbuck이 감소하면, 온 타임 TON을 증가시킨다. 이로써, 인덕터 전류 ΔiL의 피크가 일정하게 유지된다.
본 발명에서는 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)가 온 타임 TON을 변경시키는 방법으로서, 기준전압 발생부(110)가 비교기준전압 Vref1을 조절하여 결국 온 타임 TON이 변경되도록 구성될 수 있다.
실제적으로는, 어댑티브 온 타임 컨트롤러(130)의 구성인 저항 R1 및 커패시터 C1과 기준전압 발생부(110)에서 생성되는 비교기준전압 Vref1을 조정함으로써, 원하는 온 타임 TON을 얻을 수 있다. 이는 본 발명이 공급전압 VDD뿐만 아니라 출력전압 Vbuck가 변하더라도, 출력단에서 일정한 전력을 유지하도록 할 수 있음을 의미한다.
다른 한편, 앞서 언급한 SW 단자에서 트랜지스터 QN1이 장시간 턴온되어 있 을 때에는 역전류(reverse current)가 발생된다. 이러한 역전류는 SW 단자의 전압이 VSS(0 V)보다 높을 때에 발생한다.
그리하여, 이러한 역전류의 발생을 방지하기 위해, 역전류의 발생 가능성을 감지하기 위한 제2 비교기(122)를 추가적으로 구비한다. 이에, 제2 비교기(122)에서는 SW 단자의 전압이 '하이' 신호가 될 때, 제2 비교기(122)의 출력이 '하이'가 되고, 이어서 SR_래치(142)의 Q가 '로우'신호가 되도록 한다.
결국, NMOS 드라이버(152)를 거쳐 트랜지스터 QN1을 턴오프시키도록 한다. 트랜지스터 QN1이 턴오프되면, SW 단자는 플로우팅(floating)되고 SW 단자의 전압은 LC 진동(LC oscillation)하게 되고 역전류는 발생하지 않는다.
이하에서는, 도 7 내지 도 8을 참조하여 본 발명의 어댑티브 온 타임 PFM 벅 컨버터(100)를 시뮬레이션 결과를 설명한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기에서 공급 전압 변화에 대응한 (a) 출력전압과 (b) 인덕터 전류를 나타내는 파형도이다.
도 7에서 보듯이, 공급전압 VDD가 변화함에도 불구하고 출력전압 Vbuck의 리플 전압 크기와 인덕터 전류의 피크값이 일정하게 유지됨을 알 수 있다.
다음으로, 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기에서 출력전압 변화에 대응한 (a) 및 (b) 출력전압과 (c) 인덕터 전류를 나타내는 파형도이다.
도 8을 참조하면, 출력전압 Vbuck이 변하는 경우에, 인덕터 전류의 피크값이 일정하게 유지됨은 물론, 출력전압 Vbuck의 리플 전압 크기가 작게 유지됨을 알 수 있다.
도 9의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기와 종래의 고정된 온 타임 PFM 벅 변환기에 있어서, 공급 전압 변화에 대응한 (a) 출력전압의 리플 크기와 (b) 인덕터 피크 전류를 각각 비교한 도면이다.
도 9는 고정된 온 타임 PFM 벅 변환기의 경우에는 출력전압의 리플이나 인덕터 전류가 공급전압 VDD에 따라서 매우 크게 변화하지만, 제안된 PFM 벅 변환기의 경우에는 출력전압의 리플이나 인덕터 전류가 공급전압 VDD에 따라 미미하게 변화되고 있음을 보여준다.
다음으로, 도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기와 종래의 고정된 온 타임 PFM 벅 변환기에 있어서, 출력전압 변화에 대응한 (a) 출력전압의 리플 크기와 (b) 인덕터 피크 전류 값을 비교한 도면이다.
도 10 역시, 고정된 온 타임 PFM 벅 변환기의 경우에는 출력전압의 리플이나 인덕터 전류가 출력전압 Vbuck에 따라서 매우 크게 변화하지만, 제안된 PFM 벅 변환기의 경우에는 출력전압의 리플이나 인덕터 전류가 출력전압 Vbuck에 따라 거의 변화되는 양이 없다.
이상 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
도 1의 (a)는 종래 기술에 따른 PFM 벅 변환기의 개략적인 구성을 나타내는 회로도이고, 도 1의 (b)는 종래 기술에 따른 PFM 벅 변환기의 타이밍도이다.
도 2의 (a)는 종래 기술에 따른 어댑티브 온 타임 PFM 컨트롤러의 개략적인 구성을 나타내는 회로도이고, 도 2의 (b)는 종래 기술에 다른 어댑티브 온 타임 PFM 컨트롤러의 타이밍도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 어댑티브 온 타임 컨트롤러의 회로도이다.
도 5는 본 발명읠 일 실시예에 따른 어댑티브 온 타임 컨트롤러의 타이밍도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 기준전압 발생부의 회로도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기에서 공급 전압 변화에 대응한 (a) 출력전압과 (b) 인덕터 전류를 나타내는 파형도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기에서 출력전압 변화에 대응한 (a) 및 (b) 출력전압과 (c) 인덕터 전류를 나타내는 파형도이다.
도 9의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기와 종래의 고정된 온 타임 PFM 벅 변환기에 있어서, 공급 전압 변화에 대응한 (a) 출력전압의 리플 크기와 (b) 인덕터 피크 전류를 각각 비교한 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 PFM 벅 변환기와 종래의 고정된 온 타임 PFM 벅 변환기에 있어서, 출력전압 변화에 대응한 (a) 출력전압의 리플 크기와 (b) 인덕터 피크 전류 값을 비교한 도면이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
100: PFM 벅 변환기 200: 오프 칩 구성부
110: 기준전압 발생부 120: 비교부
121: 제1 비교기 122: 제2 비교기
130: 어댑티브 온 타임 컨트롤러 131: 입력부
132: 전류 미러부 133: 출력부
140: SR 래치부 141: 제1 래치
142: 제2 래치 150: 온 타임 TR부
151: PMOS 드라이버 152: NMOS 드라이버

Claims (8)

  1. 외부 LC 출력단과 연결되어 구성된 PFM 벅 변환기의 온 타임을 조정하기 위한 어댑티브 온 타임 컨트롤러에 있어서,
    상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 공급전압의 차에 비례하는 전류 I_adp를 생성하는 어댑티브 전류 생성부;
    상기 어댑티브 전류 생성부에서 생성된 전류 I_adp를 미러 복사하는 전류 미러부;
    상기 전류 미러부에서 미러 복사된 전류에 의해 생성된 어댑티브 전압 Vramp를 비교기준전압 Vref1과 비교하여 출력하는 비교 출력부를 포함하고,
    상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 상기 출력전압과 상기 공급전압의 차가 커지면 상기 온 타임을 감소시키고,
    상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 상기 출력전압과 상기 공급전압의 차가 작아지면, 상기 온 타임을 증가시키도록 제어하는 것을 특징으로 하는 어댑티브 온 타임 컨트롤러.
  2. 삭제
  3. 외부 LC 출력단과 연결된 PFM 벅 변환기에 있어서,
    비교기준전압 Vref1 및 어댑티브 기준전압 Vref_adp을 생성하는 기준전압 발생부;
    상기 기준전압 발생부에서 생성된 상기 어댑티브 기준전압 Vref_adp과 상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압을 비교하여 결과값을 출력하는 비교부;
    상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 상기 출력전압과 공급전압의 차에 따라 온 타임을 조절하는 어댑티브 온 타임 컨트롤러;
    상기 비교부에서 출력된 결과값과 상기 어댑티브 온 타임 컨트롤러에서 출력된 결과값을 입력받는 SR 래치부; 및
    상기 SR 래치부의 출력값에 따라 컨버팅 동작을 수행하는 온 타임 TR부를 포함하고,
    상기 어댑티브 온 타임 컨트롤러는,
    상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 상기 공급전압의 차에 비례하는 전류 I_adp를 생성하는 어댑티브 전류 생성부;
    상기 어댑티브 전류 생성부에서 생성된 전류 I_adp를 미러 복사하는 전류 미러부; 및
    상기 전류 미러부에서 미러 복사된 전류에 의해 생성된 어댑티브 전압 Vramp를 상기 기준전압 발생부에서 생성된 상기 비교기준전압 Vref1과 비교하여 출력하는 비교 출력부를 포함하는 것을 특징으로 하는 PFM 벅 변환기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 어댑티브 온 타임 컨트롤러는,
    상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 상기 공급전압의 차가 커지면 상기 온 타임을 감소시키고,
    상기 외부 LC 출력단으로부터 피드백된 출력전압과 상기 공급전압의 차가 작아지면, 상기 온 타임을 증가시키도록 제어하는 것을 특징으로 하는 PFM 벅 변환기.
  5. 삭제
  6. 제3항에 있어서, 상기 기준전압 발생부는,
    상기 비교기준전압 Vref1의 크기를 조절하여 상기 온 타임을 조절하는 것을 특징으로 하는 PFM 벅 변환기.
  7. 제6항에 있어서, 상기 기준전압 발생부는,
    상기 비교기준전압 Vref1이 오프 칩 구성인 저항 R_off에 따라 변경하여 생성되는 것을 특징으로 하는 PFM 벅 변환기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 SR 래치부는,
    상기 어댑티브 전압 Vramp가 상기 기준전압 발생부에서 생성된 상기 비교기준전압 Vref1보다 작고, 상기 외부 LC 출력단의 상기 출력전압이 상기 어댑티브 기준전압 Vref_adp보다 작은 경우에, 상기 온 타임 TR부의 출력 트랜지스터 QP1을 턴온시키고,
    상기 어댑티브 전압 Vramp가 상기 비교기준전압 Vref1보다 크고, 상기 외부 LC 출력단의 출력전압이 상기 어댑티브 기준전압 Vref_adp보다 큰 경우에, 상기 온 타임 TR부의 출력 트랜지스터 QP1을 턴오프시키는 것을 특징으로 하는 PFM 벅 변환기.
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