KR100820171B1

KR100820171B1 - 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치

Info

Publication number: KR100820171B1
Application number: KR1020060107571A
Authority: KR
Inventors: 류홍제; 김종수; 임근희; 구세프 구에나디
Original assignee: 한국전기연구원
Priority date: 2006-11-02
Filing date: 2006-11-02
Publication date: 2008-04-07
Also published as: JP4594918B2; US7843087B2; US20080106151A1; JP2008118837A

Abstract

본 발명은 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치에 관한 것으로서, 수명이 크게 향상될 수 있고, 소형화가 가능하며, 최종 출력되는 고전압 펄스의 다양한 제어가 가능한 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 서로 직렬로 연결된 반도체 스위치 및 충전 커패시터, 상기 반도체 스위치의 구동을 위한 파워 스위치 드라이버, 상기 반도체 스위치의 양단에 연결된 바이패스 다이오드 및 상기 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드를 가지는 복수개의 파워 셀이 상기 반도체 스위치 간 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지와; 상기 커패시터 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터와; 고압 절연 케이블로서 상기 파워 인버터로부터 상기 각 파워 스테이지의 각 파워 셀 내 정류 다이오드에 변압기를 통해 상기 전원이 공급되도록 하는 파워 루프와; 상기 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터와; 고압 절연 케이블로서 상기 컨트롤 인버터로부터 상기 각 파워 스테이지의 각 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버에 변압기를 통해 상기 제어신호가 공급되도록 하는 컨트롤 루프;를 포함하여 구성되고, 전체 반도체 스위치가 직렬로 연결되도록 파워 스테이지 간에도 직렬로 연결되는 펄스전원장치를 제공한다.

펄스전원장치, 반도체 스위치, IGBT, 게이트 구동회로, 인버터, 배치 최적화, 고효율, 소형화

Description

반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치 {PULSE POWER GENERATOR USING SEMICONDUCTOR SWITCH}

도 1은 종래의 스파크 갭을 이용한 막스 펄스발생기를 도시한 구성도,

도 2는 변압기와 반도체 소자를 사용하는 종래의 전원발생장치를 도시한 구성도,

도 3은 본 발명에 따른 반도체를 이용한 펄스전원장치의 구성을 도시한 구성도,

도 4는 본 발명에서 직렬공진형 인버터에 의한 충전 전류의 파형을 나타낸 도면,

도 5는 본 발명에 따른 게이트 구동회로를 도시한 구성도,

도 6 내지 도 8은 본 발명에 따른 게이트 구동회로의 각 동작모드를 설명하기 위한 도면,

도 9는 본 발명에서 컨트롤 인버터에 의해 조절되는 게이트 펄스의 타이밍도,

도 10은 반도체 스위치의 컨트롤 펄스와 게이트 신호의 시뮬레이션 결과(a)와 실험 결과(b)의 파형을 나타낸 도면,

도 11은 본 발명의 펄스전원장치에서 각 파워 스테이지 단 내 구성부의 배치구조를 나타낸 평면도,

도 12는 도 11에 도시된 평면 배치구조의 파워 스테이지가 다단으로 적층 배치되어서 구성된 본 발명의 펄스전원장치를 나타낸 도면,

도 13은 본 발명의 펄스전원장치에서 보상권선이 설치된 상태를 도시한 도면,

도 14는 저항부하에 의한 60kV 인가 실험 파형을 나타낸 도면,

도 15는 아크가 발생한 경우 보호 동작시에 출력전압 및 출력전류의 파형과 일반 정상 동작시에 출력전압 및 출력전류의 파형을 나타낸 도면,

도 16은 플라즈마 발생조건에서의 실험 파형을 나타낸 도면.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

100 : 펄스전원장치 110 : 파워 스테이지

111 : 파워 셀 112 : 반도체 스위치

113 : 충전 커패시터 116 : 파워 스위치 드라이버

117 : 반도체 스위치 모듈 118 : 스토리지 커패시터

119 : 방열판 120 : 파워 인버터

130 : 파워 루프 131 : 파워 변압기

132 : 보상권선 140 : 컨트롤 인버터

150 : 컨트롤 루프 151 : 컨트롤 변압기

본 발명은 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 수명이 크게 향상될 수 있고, 소형화가 가능하며, 최종 출력되는 고전압 펄스의 다양한 제어가 가능한 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치에 관한 것이다.

일반적으로 고전압 펄스발생회로는 각종 시험장비와 플라즈마 발생장치(PSII 등)를 부하로 사용하고 있는데, 종래의 고전압 펄스발생회로는 장치의 수명 문제, 펄스 폭 가변, 동작 주파수의 증대, 펄스 전압의 조절, 직류 고전압 전원의 필요성 등의 측면에 있어서 많은 문제점이 발견되고 있다.

예컨대, 종래의 펄스발생회로는 스파크 갭(spark gap)을 이용한 막스 펄스발생기를 이용하는 방식과 진공관 스위치를 이용하는 방식, 그리고 단순히 펄스변압기를 이용하여 저압 펄스를 고압으로 승압하는 방식 등이 있는데, 상기한 스파크 갭을 이용하거나 진공관 스위치를 이용하는 종래의 방식은 장치의 수명이 짧으며, 펄스 폭의 조절이 불가능하고, 또한 펄스 반복율을 높이는데 한계가 있으며, 직류 고전압 전원 회로를 필요로 하는 등의 단점을 가진다. 펄스변압기를 이용하는 방식은 변압기의 인덕턴스로 인해 펄스의 빠른 상승시간을 얻는 데에 여려움이 있고, 변압기의 자기포화로 인해 리셋 회로 등이 추가되어야 하므로 회로가 복잡해지며, 소음이 발생한다는 것과 펄스 폭을 늘리기 어렵다는 등의 단점이 있다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 종래기술에 대하여 좀더 상세히 설명하면 다음과 같다.

첨부한 도 1은 미국특허 제4900947호에 개시되어 있는 스파크 갭을 이용한 막스 펄스발생기(Marx generator)를 도시한 구성도로서, 이는 대전력 분야에 주로 사용되고 있으며, 가장 일반적으로 사용되고 있는 형태이다.

주지된 바와 같이, 펄스발생회로에서는 고전압 펄스 발생 및 출력을 위하여 직류 전원을 입력받아 이를 병렬로 충전하고 특정 시점에서 커패시터 전압을 직렬로 연결하여 방전시켜 최종 출력단에 인가하는 것이 필요하다. 이에 막스 펄스발생기에서는 도 1에 도시된 바와 같이 복수개의 커패시터와 복수개의 스파크 갭 스위치를 사용하여 입력단으로 직류 전원이 입력되면 이를 커패시터를 이용해 충전한 뒤 특정 시점에서 스파크 갭 스위치를 동작시켜 충전된 전압을 직렬로 연결하여 방전시키도록 구성된다.

즉, 고전압 직류 전원에 대하여 복수개의 커패시터들을 저항을 통해 병렬로 연결하여 뱅크를 형성하고, 각 커패시터의 (+)단과 다음 커패시터의 (-)단 사이에는 스파크 캡 스위치를 설치하여, 입력단으로 고전압 직류 전원이 인가되면, 인가된 전원이 저항을 통해 연결되어 있는 각 커패시터에 병렬 충전된다. 그리고, 원하는 특정 시점에서 스파크 갭 스위치를 온(on) 시켜 스파크 갭 스위치가 방전과 동시에 통전되면, 각 커패시터에 충전된 직류 전원이 순간적으로 동시 방전되면서 직렬로 더해진 최종의 고전압 직류 전원이 최종 출력단을 통해 인가되게 된다.

그러나, 기본적으로 스파크 갭의 동작을 위하여 입력단에 직류 고전압 전원 이 반드시 필요하며, 펄스 전압 발생 시점을 정확히 맞추기 위한 특수한 트리거 회로가 요구된다. 특히, 막스 펄스발생기에서는 펄스 반복율(주파수)을 높일 수 없고, 펄스 폭을 원하는 대로 조절하는 것이 불가능하며, 스파크 갭 스위치가 기계적인 방전 스위치이므로 스파크가 발생할 때마다 마모가 발생하여 수명이 매우 제한적이라는 단점을 가진다. 또한 부하에 단락이 일어날 경우 발생하는 단락 전류를 제한하지 못한다는 단점을 가진다. 또한 연결하는 단의 수가 적을수록 각 단에서 감당해야 하는 전압이 올라가게 되면서 스위치의 내전압도 올라가며, 반대로 각 단의 내전압을 낮게 하면 필요한 전압을 얻기 위해서는 많은 단을 연결해야 하는 단점이 있다.

한편, 도 1에 도시한 막스 펄스발생기에서 스파크 갭 스위치 대신 반도체 스위치인 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor; 이하 IGBT로 약칭함)를 사용하고자 하는 노력이 있어 왔다. IGBT는 수명이 영구적이고, 이를 사용할 경우 펄스 반복율 및 펄스 폭 제어가 가능해지는 등 종래 막스 펄스발생기에서 사용된 기계적인 스위치의 단점이 극복될 수 있다. 그러나, 동시에 스위치를 구동하는 문제, 균등 전압 분배 등의 동작에 대한 제약조건이 까다로워 제품의 신뢰성에 문제를 일으킬 수 있는 소지를 안고 있다. 그리고, 고압으로 올라갈수록 단 수가 많아지게 되므로 시스템이 커지는 단점도 있다.

반도체 스위치로서 IGBT를 이용한 펄스발생기에서 가장 핵심 기술은 반도체 스위치의 전압, 전류 정격을 극복하는 것이다. IGBT는 기존의 가스 방전 스위치와 달리 작은 전압, 전류 정격을 갖고 있다. 이에 하나의 스파크 갭 스위치 대신 하나 의 IGBT를 사용하는 것이 아니라 전압 정격에 견딜 수 있도록 원하는 만큼의 복수개 IGBT들을 직렬로 연결하여 이들을 동시에 턴 온/오프하는 방법이 사용될 수 있으나, 이 경우 IGBT들이 온(on)이나 오프(off)될 때 구동 타이밍 차이로 전압 불균형이 발생하기 쉬우며, 이때 전압 불균형으로 인해 전압 정격을 넘으면 IGBT는 즉시 파손된다. 실제로 게이트 신호를 완전히 동기화시켜 인가하더라도 개별 소자 특성(저항이나 인덕턴스)의 오차로 인하여 IGBT가 동시에 온/오프되기는 불가능하다. 이에 하나의 IGBT라도 온/오프가 동기화되지 못한다면, 예를 들어 구동신호의 동기가 맞지 않아 하나의 구동신호가 먼저 꺼진다면, 하나의 IGBT에 전체 전압이 걸려 IGBT가 파괴되고, 그 특정 IGBT의 파손으로 인해 나머지 IGBT들도 연쇄적으로 파손이 발생하게 된다. 또한 상기 IGBT가 직렬로 구동될 때 각 스위치는 독립 구동 전원이 필요한데, 이때 직렬 스위치 구성의 윗부분으로 갈수록 독립 구동 전원의 절연의 강도가 더욱 커져야 한다. 따라서, 고압 구동에 있어서 가장 어려운 기술 중의 하나가 구동 전원의 절연기술로 알려져 있다.

그리고, 당 기술분야에서 IGBT를 이용하는 기술로서, 첨부한 도 2에는 미국특허 제5905646호에 개시되어 있는 전원발생장치가 도시되어 있다. 이는 IGBT와 트랜지스터(이하, TR이라 약칭함)를 함께 사용하는 것으로, 여기서는 변압기 1차측의 전압을 변압기를 통해 증폭하는 방식을 사용한다.

한편, 전술한 막스 펄스발생기와 도 2에 도시된 바와 같은 IGBT 및 TR을 이용하는 전원발생장치 모두 SCR 제어 방식이 적용되는 고압충전기가 사용되고 있는데, 지금까지 사용되고 있는 고압충전기는 그 전체 크기가 매우 크다는 문제점을 가지고 있는 바, 고압충전기의 개선 또한 요구되고 있는 것이 현실이다.

이와 함께 게이트 전원을 위하여 게이트 전원 발생장치에 고압절연(이중절연) 방식이 적용되고, 게이트 신호로는 광 구동 게이트 회로를 이용한 광신호가 사용되고 있기도 하는데, 지금까지 개발된 게이트 전원 발생장치의 경우에 고압의 절연을 위하여 다단의 변압 과정을 거치게 되는 등 고압절연을 달성하기 위한 구조가 매우 복잡하다. 또한 게이트 전원과 게이트 신호를 각각 별도 구성에 의해 발생시키므로 전체적인 구성이 복잡해지는 문제가 있으며, 이에 게이트 전원 및 게이트 신호 발생과 관련한 개선이 요구되고 있다.

그 밖에, 도 1의 막스 펄스발생기와 도 2의 전원발생장치에 대해 지금까지 알려져 있는 문제점을 추가로 지적하면, 두 방식 모두 펄스 폭에 제약(<10㎲)이 있으며, 특히 TR을 사용한 방식에서는 누설 전류로 인한 펄스 상승/하강시간에 큰 제약이 있다. 그리고, 장치 전체 크기가 크고 효율이 낮은 문제가 있는 바, 이에 대한 개선이 필요하다. 또한 IGBT 및 TR을 이용한 방식에서는 아크 발생 보호는 가능하나 복잡한 회로가 문제로 지적되고 있다.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 발명한 것으로서, 수명이 영구적인 반도체 스위치를 사용하면서도 동기화 문제를 해결하여 소자 및 장치 전체의 수명이 향상될 수 있고, 소형화가 가능하며, 최종 출력되는 고전압 펄스의 다양한 제어가 가능한 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치를 제공하는데 그 목적이 있다.

특히, 반도체 스위치의 직렬 구동에 따른 어려움, 즉 구동 전원의 절연, 동기화 등의 문제가 해결되고, 아크 및 단락 발생시에 대응이 가능한 회로가 구비되어 소자 보호 성능 및 안정성이 크게 향상되는 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치를 제공하는데 그 목적이 있다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명하면 다음과 같다.

상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은, 서로 직렬로 연결된 반도체 스위치 및 충전 커패시터, 상기 반도체 스위치의 구동을 위한 파워 스위치 드라이버, 상기 반도체 스위치의 양단에 연결된 바이패스 다이오드 및 상기 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드를 가지는 파워 셀들이 상기 반도체 스위치 간 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지와;

상기 커패시터 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터와;

고압 절연 케이블로서 상기 파워 인버터로부터 상기 각 파워 스테이지의 각 파워 셀 내 정류 다이오드에 전원이 공급되도록 하는 파워 루프와;

상기 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터와;

고압 절연 케이블로서 상기 컨트롤 인버터로부터 상기 각 파워 스테이지의 각 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버에 제어신호가 공급되도록 하는 컨트롤 루프;

를 포함하여 구성되고, 전체 반도체 스위치가 직렬로 연결되도록 파워 스테이지 간에도 직렬로 연결되는 펄스전원장치를 제공한다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 대해 더욱 상세히 설명하면 다음과 같다.

본 발명의 펄스전원장치는 모든 반도체 스위치들을 직렬로 연결하되, 각 반도체 스위치가 부담하게 되는 전압을 반도체 스위치 하나가 견딜 수 있는 수준으로 낮추어 준다면 게이트 신호가 동기화되지 않을 경우에 반도체 스위치들이 연쇄적으로 파손되는 심각한 문제를 극복할 수 있다는 점에서 착안하여 구성한 것이다.

첨부한 도 3은 본 발명에 따른 반도체를 이용한 펄스전원장치의 구성을 도시한 구성도이다.

이에 도시된 바와 같이, 본 발명의 펄스전원장치(100)는, 각각 반도체 스위치(112) 및 충전 커패시터(113)를 가지는 파워 셀(111)들이 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지(110)와, 상기 커패시터 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터(120)와, 고압 절연 케이블로서 상기 파워 인버터(120)로부터 각 파워 셀(111) 사이에 전원이 공급되도록 연결되는 파워 루프(130)와, 상기 반도체 스위치(112)의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터(140)와, 고압 절연 케이블로서 상기 컨트롤 인버터(140)로부터 각 파워 셀(111) 사이에 제어신호가 공급되도록 연결되는 컨트롤 루프(150)를 포함하여 구성된다.

이하, 각 구성요소 별로 더욱 상세히 설명하면, 우선 본 발명의 펄스전원장 치(100)는 도면상의 상하로 배치되어 전체가 직렬로 연결된 복수개의 파워 스테이지(110)를 포함하며, 여기서 각각의 파워 스테이지(110)는 복수개의 파워 셀(111)이 연결되어서 구성된다. 각 파워 스테이지(110)를 구성하는 파워 셀(111)들은 반도체 스위치(112), 예컨대 IGBT와 이에 직렬로 연결된 충전 커패시터(113)를 가지는 바, 복수개의 파워 셀(111)들이 직렬로 연결되어 구성된 파워 스테이지(110)에서 파워 셀 내 전체 반도체 스위치(112) 및 충전 커패시터(113)가 모두 직렬로 연결된다. 이와 같이 본 발명의 펄스전원장치(100)에서는 파워 셀(111)의 반도체 스위치(112)와 충전 커패시터(113)를 모두 직렬로 연결하여 하나의 파워 스테이지(110)를 구성하고, 나아가 이렇게 구성된 복수개의 파워 스테이지(110) 간에도 전체 파워 셀 내 반도체 스위치(112)와 충전 커패시터(113)가 모두 직렬로 연결되도록 구성한다.

도 3을 참조하면, 하나의 파워 스테이지(110)가 복수개의 파워 셀(111)들이 직렬로 연결되어 구성되는 동시에 복수개의 파워 스테이지(110)가 모두 직렬로 연결되어 구성됨을 볼 수 있고(전체 반도체 스위치와 충전 커패시터가 모두 직렬로 연결됨), 파워 스테이지(110)에서 직렬로 연결된 파워 셀(111)들은 동일 구성으로 되어 있는 바, 도 3에서는 하나의 파워 셀(Power cell 1)에 대해서만 그 구성회로를 도시하였다.

도시된 바와 같이, 상기 파워 셀(111)은 메인 스위치로서 반도체 스위치(112)와, 이 반도체 스위치(112)에 직렬로 연결된 충전 커패시터(113)와, 상기 반도체 스위치(112)의 양단에 연결된 바이패스 다이오드(114) 및 상기 충전 커패시 터(113)의 양단에 연결된 정류 다이오드(115)와, 상기 반도체 스위치(112)의 구동을 위한 것으로서 단일 턴의 컨트롤 루프(150)에서 절연된 게이트 전원(이는 곧 컨트롤 인버터(140)가 인가하는 제어신호임)을 인가받아 반도체 스위치(112)의 구동을 위한 게이트 신호 및 구동 전원을 인가하는 파워 스위치 드라이버(게이트 구동회로)(116)를 포함하여 구성된다.

여기서, 반도체 스위치는 IGBT 또는 MOSFET일 수 있다.

그리고, 상기 바이패스 다이오드(114)는 파워 셀(111)의 반도체 스위치(112)가 열린 경우에 다른 파워 셀(111)로부터 전류를 흐르게 하며, 반도체 스위치(112) 사이의 스파이크를 방지하는 스너버(snubber) 다이오드의 역할을 수행한다. 따라서, 별도의 감쇄(damping) 구성요소를 필요로 하지 아니하며, 바이패스 경로를 통해 반도체 스위치의 동기화 문제가 해결될 수 있게 된다.

또한 상기 정류 다이오드(115)는 파워 변압기(131)의 권선(PW1 ~ PW8)에 연결되는 것으로, 풀브릿지 정류 다이오드가 사용된다.

각 파워 셀(111) 내에서 파워 스위치 드라이버(116)는 해당 파워 셀(111) 내 반도체 스위치(112)의 게이트, 콜렉터, 에미터에 연결되어, 상기 컨트롤 인버터(140)가 제공하는 제어신호를 컨트롤 루프(150) 및 권선(CW1 ~ CW8)이 구성하는 컨트롤 변압기(151)를 통해 인가받아 그로부터 반도체 스위치(112)의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원을 동시에 출력하도록 구성된다. 즉, 2차측 권선(CW1 ~ CW8)을 통해 컨트롤 변압기(151)의 1차측 권선, 즉 단일 턴 컨트롤 루프(150)로부터 컨트롤 인버터(140)의 제어신호(이는 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 절연 전원을 위해서도 제공되는 것임)를 인가받아 반도체 스위치(112)에 대해 게이트 신호와 게이트 전원(구동 전원)을 동시에 공급하며, 특히 후술하는 바와 같이 컨트롤 변압기(151)를 통해 인가되는 제어신호, 즉 턴 온 신호 및 턴 오프 신호에 따라 펄스 폭이 조절될 수 있도록 하면서 파워 스테이지(110) 내 반도체 스위치(112)들이 동시 온/오프될 수 있도록 구성된다.

상기 파워 스위치 드라이버(게이트 구동회로)(116)의 회로 구성 및 원리에 대해서는 도 5에 도시하였으며, 도시된 바와 같이 각 파워 셀(111)의 파워 스위치 드라이버(116)는 1차측이 단일 턴으로 구성된 컨트롤 변압기(151)를 통해 컨트롤 인버터(140)에서 인가된 제어신호(절연된 게이트 전원)를 인가받도록 되어 있으며, 이러한 제어신호를 인가받게 되면 반도체 스위치(112)의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원(게이트 전원)을 동시에 출력하도록 구성된다.

그 구성으로는, 상기 컨트롤 변압기(컨트롤 루프)(151)를 통해 인가되는 컨트롤 인버터(140)의 턴 온 신호와 턴 오프 신호에 의해 충전되어 충전된 전원을 상기 반도체 스위치(112)의 콜렉터에 구동 전원으로서 제공하게 되는 커패시터(C1)와; 상기 반도체 스위치(112)의 게이트에 연결되어 컨트롤 변압기(151)를 통해 인가되는 컨트롤 인버터(140)의 턴 온 신호에 의해 온(on) 되어서 상기 반도체 스위치(112)를 온 시키기 위한 게이트 신호를 인가하게 되는 스위칭 소자(Q3)와; 상기 커패시터(C1)와 스위칭 소자(Q3) 사이, 상기 스위칭 소자(Q3)와 반도체 스위치(112)의 게이트, 콜렉터 및 에미터로 연결되는 연결단 사이에 각각 구성되어, 컨트롤 루프(150)를 통해 턴 온 신호가 인가될 때 상기 스위칭 소자(Q3)를 온 시킴과 동시에 상기 커패시터(C1)에 충전된 전원이 상기 반도체 스위치(112)의 콜렉터에 인가되도록 하고, 상기 컨트롤 루프(150)를 통해 이후 턴 오프 신호가 인가될 때나 반도체 스위치(112)의 양단에 단락 발생시에 온 상태로 유지되는 스위칭 소자(Q3)를 오프시켜 반도체 스위치(112)가 오프되도록 하는 다수개의 다이오드(D1 ~ D9), 그리고 스위칭 소자(Q1,Q2,Q4,Q5) 및 저항(R1 ~ R8)을 포함한다.

도시한 바의 게이트 구동회로는 컨트롤 인버터(140)가 제공하는 제어신호, 즉 양의 극성을 갖는 턴 온 신호와 음의 극성을 갖는 턴 오프 신호에 의해 구동되며, 이러한 턴 온 신호와 턴 오프 신호를 컨트롤 변압기(151)를 통해 인가받게 된다. 본 발명의 게이트 구동회로에서 컨트롤 변압기(151)를 통해 인가되는 각각의 신호는 인가와 동시에 다이오드(D4)를 통해 구동 전원을 공급하기 위한 커패시터(C1)를 충전하고, 이에 커패시터(C1)가 절연된 전원의 역할을 수행하게 된다. 이와 같이 도시된 바의 게이트 구동회로는 컨트롤 변압기(151)를 통해 인가되는 제어신호에 의해 구동 전원이 커패시터(C1)에 충전되도록 구성되어 있다.

각 동작주기는 도 5에 나타낸 바와 같이 커패시터(C1)를 미리 충전시키기 위해 인가되는 턴 오프 신호와 함께 동작주기가 시작된다. 그리고, Td 시간(예, 100㎲) 지연 후에 턴 온 신호가 인가되면 반도체 스위치(112)에 연결된 스위칭 소자(Q3)가 온 되고, 이에 반도체 스위치(112)의 게이트에 양의 전압이 인가됨과 동시에 커패시터(C1)에 충전된 구동 전원이 반도체 스위치(112)의 콜렉터로 인가되면서 반도체 스위치(112)가 온 된다.

이와 같이 반도체 스위치(112)가 온 된 후에는 턴 온 신호가 소멸되더라도 턴 오프 신호가 인가될 때까지 스위칭 소자(Q3)는 계속해서 온 상태가 유지되며, 이는 포워드 바이어스 다이오드(D1)가 스위칭 소자(Q3)의 게이트를 막아버려 자기 토글 래치(self toggle latch)처럼 되어버리기 때문이다.

그리고, 상기 턴 온 신호 인가 후 Tw 시간 지연 뒤 턴 오프 신호가 인가되면 게이트 구동회로의 동작이 비활성화되고, 이때 반도체 스위치(112) 또한 오프된다. 결국, 턴 온 신호가 인가될 때 반도체 스위치(112)가 온 되고 턴 오프 신호가 인가될 때 반도체 스위치(112)가 오프되므로, 턴 온 신호와 턴 오프 신호의 제어에 의해 반도체 스위치(112)의 온/오프 시점을 자유로이 제어할 수 있고, 이에 펄스 반복율을 자유로이 조절할 수 있음은 물론, 반도체 스위치(112)의 온 시간을 제어하여 펄스 폭(턴 온 신호가 인가되서 턴 오프 신호가 인가될 때까지 펄스 폭 유지)을 자유로이 조절할 수 있게 된다.

또한 본 발명의 게이트 구동회로에서는 단락 또는 아크 발생시에 반도체 스위치(112)의 콜렉터와 에미터 사이의 전류 증가에 따라 전압이 증가하게 되면 자연스럽게 게이트 회로가 차단되고, 스위치가 오픈되도록 하여 소자를 보호하게 구성된다. 이와 같이 일단 턴 온이 되면 턴 온 상태를 유지하고 있다가 아크가 발생한 경우 바로 감지(detection)가 가능하기 때문에 아크가 발생한 경우 펄스전원장치(100)의 신뢰성을 보장하게 된다.

전류가 누설되는 경우 상기 턴 온 신호가 없다면 반도체 스위치(112)는 수렴되지 아니하고, 스위칭 소자(Q3)는 오프된다. 동일하게 저항(R8)을 통하여 게이트 커패시턴스가 느리게 방전됨에 따라서 반도체 스위치(112)는 천천히(smoothly) 오 프된다.

반도체 스위치(112)가 턴 온 됨과 동시에 반도체 스위치(112)는 턴 온 신호가 소멸되더라도 계속해서 턴 온 상태를 유지한다. 이후 턴 오프 신호가 파워 스위치 드라이버(116)의 동작을 비활성화시키고, 이때 반도체 스위치(112) 또한 오프된다.

첨부한 6 내지 도 8은 게이트 구동회로의 동작원리를 좀더 상세히 설명하기 위한 도면으로서, 이를 참조하여 앞에서 설명한 게이트 구동회로의 동작상태를 각 동작모드 별로 좀더 상세히 설명하기로 한다.

프리 차징 (Pre-charging) 모드

도 5에 나타낸 바와 같이 컨트롤 루프를 통해 공급되는 양방향의 극성을 갖는 턴 온 펄스와 턴 오프 펄스는 각각 게이트 전원으로 사용되는 커패시터 C1의 양단 전압을 충전하며, 안전한 동작을 위해 반도체 스위치(Sw)를 오프 상태로 유지하면서 게이트 전원에 해당하는 커패시터 C1의 전압만을 충전하기 위해 턴 오프 펄스를 연속적으로 인가하는 프리 차징 루틴을 수행한다. 이때의 전류 흐름은 도 8에 나타낸 바와 같다.

턴 온 펄스 인가 모드

커패시터 C1)가 만충된 상태에서 턴 온 펄스가 인가되면, 도 6에 나타낸 바와 같이 컨트롤 변압기(control transformer)의 하단에 "+" 극성의 펄스가 인가되어 다이오드 D4를 통해 커패시터 C1이 충전되며, 제어다이오드 D7이 도통하여 스위칭 소자 Q4가 온 된다. 상기 스위칭 소자 Q4가 온 됨에 따라 커패시터 C1의 전압이 저항 R4와 다이오드 D6을 통해 GND로 전류를 공급하게 되고, 이에 따라 저항 R4 양단의 전압에 의해 스위칭 소자 Q3가 온 되며, 마찬가지로 커패시터 C1에 충전된 게이트 전원이 스위칭 소자 Q3와 저항 R6 및 R8을 통해 GND로 흐르게 된다. 최종적으로 저항 R8 양단의 전압이 반도체 스위치(Sw)를 온 시키고, 반도체 스위치(Sw)는 턴 온 상태가 된다.

턴 온 유지 모드

일단, 스위칭 소자 Q3가 도통되고 반도체 스위치(Sw)가 온 상태가 되면, 반도체 스위치(Sw)의 드레인, 소스 간 도전저항은 아주 작은 값이 되고, 턴 온 펄스가 사라지더라도 게이트 전원은 도 7에 나타낸 바와 같이 저항 R4, R5, 다이오드 D1, 그리고 반도체 스위치(Sw)를 통해 GND로의 경로(path)가 형성되므로, 스위칭 소자 Q3는 계속해서 도통 상태를 유지하게 된다. 이에 따라 반도체 스위치(Sw)도 저항 R8 양단의 전압에 의해 턴 오프 펄스가 인가되기 전까지 온 상태로 유지된다.

만약, 이때 부하단의 아크가 발생하여 반도체 스위치(Sw)에 단락전류가 흐르게 되면, 반도체 스위치(Sw)의 내부저항이 적은 값이라 할지라도 높은 단락전류로 반도체 스위치(Sw) 양단의 전압강하가 증가하게 되고, 이로 인해 다이오드 D1이 역바이어스되어 스위칭 소자 Q3가 턴 오프된다. 결과적으로 반도체 스위치(Sw) 소자가 턴 오프되면서 단락전류로부터 소자를 보호하게 된다.

턴 오프 모드

턴 온 유지기간 중 턴 오프 펄스가 인가되면, 컨트롤 변압기 2차측 상단에 양의 극성의 펄스가 인가되며, 이 펄스는 계속해서 커패시터 C1을 충전하는 한편 다이오드 D5와 저항 R1을 통해 GND로 전류를 흘려 스위칭 소자 Q2를 턴 온시킨다. 이에 따라 스위칭 소자 Q1과 Q5가 순차적으로 턴 온되어 반도체 스위치의 게이트 단을 GND로 풀-다운(pull-down)하게 되며, 이에 의해 반도체 스위치가 턴 오프되고 스위칭 소자 Q3도 턴 오프되어 다음 턴 온 펄스 인가시까지 스위치는 오프 상태를 유지하게 된다.

이와 같이 하여, 상기와 같은 게이트 구동회로에 따르면, 턴 온 펄스와 턴 오프 펄스 사이의 인가 시간을 조절하게 되면 자유로운 펄스 폭 조절이 가능해지게 된다.

이상으로 파워 셀의 각 구성요소에 대해 상술하였으며, 도 3의 예는 60kV의 펄스 출력을 위해 8개의 파워 셀(111)이 직렬로 연결되어 하나의 파워 스테이지(110)를 구성하고, 이러한 파워 스테이지(110) 9개가 직렬로 연결되어 구성된 예이다. 이러한 예에서 반도체 스위치(112)로 1200V/200A의 고속 IGBT(112) 72개(8개의 파워 셀로 구성된 파워 스테이지가 9개이므로)가 사용되었으며, 하나의 파워 스테이지(110)가 총 8개의 파워 셀(111)로 6.4kV, 200A의 출력을 내도록 설계되었다. 결국, 각 파워 스테이지(110) 내의 반도체 스위치(112), 즉 IGBT들이 동시에 온 구동될 때 파워 스테이지(110)에서 출력되는 전압 6.8kV가 9개 파워 스테이지(110)에서 모두 직렬로 더해져서 최종 출력단으로 펄스전압 60kV가 출력되게 된다. 물론, 파워 스테이지(110)의 개수 및 파워 스테이지(110)를 구성하는 파워 셀(111)의 개수는 필요에 따라 적절히 설계 변경될 수 있다.

한편, 파워 스테이지(110)의 파워 셀(111)들은 파워 인버터(120)로부터 연결 된 파워 루프(130)를 통해 커패시터(113) 충전을 위한 전원을 공급받고, 이와 더불어 컨트롤 인버터(140)로부터 연결된 컨트롤 루프(150)를 통해 제어신호를 공급받는다. 파워 스테이지(110) 간에, 그리고 파워 스테이지(110)를 구성하는 파워 셀(111) 간에 있어서 이들은 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)를 통해 공급되는 전원에 대해서는 병렬 배치되는 형태로 되어 있다. 즉, 도 3을 참조하면, 장치 내 전체 파워 스테이지(110)의 파워 셀(111)들이 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)에 의해 병렬로 연결되고 있음을 볼 수 있다.

각 파워 스테이지(110)는 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)가 구성하는 변압기(131,151)를 가지는데, 각 파워 스테이지(110) 내에서 파워 루프(130)의 1차측 권선과 파워 셀(111)의 정류 다이오드(115)에 연결된 2차측 권선(PW1 ~ PW8)들이 파워 변압기(131)를 구성하며, 컨트롤 루프(150)의 1차측 권선과 파워 셀(111)의 파워 스위치 드라이버(116)에 연결된 권선(CW1 ~ CW8)들이 컨트롤 변압기(151)를 구성하게 된다. 이에 따라 파워 인버터(120)가 파워 루프(130)를 통해 고전압 직류 전원을 공급하면 파워 변압기(131)를 통해 정조된 전압이 각 파워 셀(111)로 제공되어 커패시터(113)에 충전되고, 컨트롤 인버터(140)가 컨트롤 루프(150)를 통해 인가하는 제어신호는 컨트롤 변압기(151)를 통해 게이트 구동회로가 구성된 파워 스위치 드라이버(116)로 인가되어 반도체 스위치(112)의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원이 출력되도록 한다.

본 발명의 펄스전원장치(100)에서 커패시터(113)의 충전과 반도체 스위치(112)의 구동을 위한 전원 및 제어신호가 공급되는 파워 루프(130)와 컨트롤 루 프(150)는 각 변압기(131,151)의 1차측 권선으로 단일 턴(one turn)이 적용되며, 이에 전체 사이즈와 중량이 크게 감소될 수 있게 된다. 즉, 1차측으로서 단일 턴으로 구성된 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)가 사용되는 바, 파워 루프(130)가 각 파워 스테이지(110) 내에서 이를 구성하는 파워 셀(111)들의 2차측 권선들(파워 셀의 정류 다이오드에 연결된 권선들)(PW1 ~ PW8)에 대해 단일 턴으로 파워 변압기(131)를 구성하며, 컨트롤 루프(150) 역시 각 파워 스테이지(110) 내에서 파워 셀(111)들의 2차측 권선들(파워 셀의 파워 스위치 드라이버에 연결된 권선들)(CW1 ~ CW8)에 대해 단일 턴으로 컨트롤 변압기(151)를 구성하게 된다.

상기 파워 루프(130)는 내권선과 충분한 절연거리를 갖는 고압케이블(약, 2.6μH 인덕턴스)이 사용되는데, 150kV의 절연을 보장할 수 있는 절연케이블이 사용된다. 2차측 권선들(PW1 ~ PW8)의 회전수는 파워 루프(130)를 통해 공급되는 파워 인버터(120)의 임피던스에 정합시킴과 동시에 변압기의 코어 포화(core saturation)를 방지하기 위해 적절히 선택될 수 있다.

상기 컨트롤 루프(150)는 역시 고압 절연 케이블(약, 약, 4μH)로 구성되며, 2차측 권선들(CW1 ~ CW8)이 감겨진 컨트롤 변압기(151)의 코어 중심을 관통하는 형태로 단일 턴의 1차측이 구성되며, 지름은 파워 루프(130)에 비하여 더 작다.

도 3을 참조하면, 각 파워 스테이지(110) 내에서, 1개의 파워 변압기(131)와 2개의 컨트롤 변압기(151)가 구성되어 있는 바, 파워 변압기(131)는 누설 인덕턴스를 등화(equalizing)시키기 위해 도면상 중앙 쪽 PW1 ~ PW8의 분리된 권선을 구비하며, 여기서 분리된 각 권선(PW1 ~ PW8)들이 각 파워 셀(111)의 정류 다이오 드(115)에 연결되어 있음을 볼 수 있다. 각 파워 스테이지(110)에서 파워 변압기(131)에는 8개의 파워 셀(111)이 연결되어 있고, 파워 변압기(131)를 통해 인가되는 전원이 8개의 커패시터(113)에 충전되도록 되어 있다. 또한 각 파워 스테이지(110) 내에서 파워 셀(111) 내 반도체 스위치(112)의 게이트 신호와 게이트 전원을 생성하기 위해 도면상 양 측면 쪽에서 각각 컨트롤 루프(150)의 단일 턴 1차측과 분리된 4개씩의 2차측 권선(CW1 ~ CW8)들에 의해 2개의 컨트롤 변압기(151)가 구성됨을 볼 수 있으며, 여기서 분리된 각 권선(CW1 ~ CW8)들은 각 파워 셀(111)의 파워 스위치 드라이버(116)에 연결되어 있다.

한편, 파워 인버터(120)는 직렬공진 인버터 방식을 채용한 고압충전기로서, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 직류 전원으로 변환하여 그로부터 상기 파워 루프(130)를 통해 각 파워 스테이지(110)의 파워 셀(111)에 커패시터 충전 전원을 공급하는 구성부이다.
파워 셀(111)의 커패시터(113)는 파워 인버터(120)의 직류 전원을 파워 변압기(131)를 통해 공급받아 충전되며, 커패시터(113)에 충전되는 에너지는 파워 인버터(120)의 동작 주파수의 변화에 의하여 제어된다.
커패시터 충전을 위한 직렬공진형 인버터는, 도 3에 나타낸 바와 같이, 교류 전원에 연결되며 4개의 스위칭 소자로 이루어진 전형적인 인버터인 풀브릿지 인버터로 구성되되, 공진커패시터(Cr), 공진인덕터(Lr), 인버터 컨트롤러(Resonant power inverter controller), 드라이버(Dr)를 매개로 상기 인버터 컨트롤러에 의해 구동되는 4개의 스위칭 소자(Q1 ~ Q4) 및 상기 스위칭 소자와 역병렬로 연결되어 스위칭 소자의 오프 상태에서 인덕턴스에 흐르는 전류가 환류될 수 있도록 하는 다이오드를 포함하여 구성된다.
또한, 인버터 컨트롤러는 동작시에 각 파워 셀(111)의 충전 커패시터(113) 양단에 연결된 전압센서(Voltage sensor)로부터 전압값을 피드백 받도록 되어 있다.
이러한 인버터는 일 예로 공진 주파수가 100kHz, 인버터 구동 주파수는 최대 50kHz, 최대 출력은 10kW로 설계될 수 있다.

도 4는 직렬공진형 인버터에 의한 충전 전류의 예를 나타낸 도면으로, 충전장치의 동작시 실측 전류파형을 나타낸 것이다.

그리고, 컨트롤 인버터(140)는 교류 전원으로 입력되는 교류 전압을 직류 전원으로 변환하여 그로부터 파워 셀 내 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 컨트롤 루프(150)를 통해 제공하는 구성부이다.
컨트롤 인버터(140)에서는 파워 루프(파워 변압기)(130)를 통해 파워 셀(111)의 파워 스위치 드라이버(116)로 도 5의 'A'에 나타낸 것과 같은 턴 온 신호와 턴 오프 신호를 반복해서 제공한다.
컨트롤 인버터(140)는 파워 인버터(120)와 유사한 구성으로 되어 있는 바, 도 3에 나타낸 바와 같이, 교류 전원에 연결되며 4개의 스위칭 소자로 이루어진 전형적인 컨버터인 풀브릿지 인버터로 구성되되, 타이밍 컨트롤러(Timing controller), 턴 온 신호와 턴 오프 신호가 생성되도록 드라이버(Dr)를 매개로 상기 타이밍 컨트롤러에 의해 구동되는 4개의 스위칭 소자(Q1 ~ Q4) 및 상기 스위칭 소자와 역병렬로 연결되어 스위칭 소자의 오프 상태에서 인덕턴스에 흐르는 전류가 환류될 수 있도록 하는 다이오드를 포함하여 구성된다.
여기서, 상기 타이밍 컨트롤러의 구동 제어하에 컨트롤 인버터(140)에서 제어신호가 발생한다.
상기 타이밍 컨트롤러에는 펄스전원장치(100)의 접지단에 설치된 전류센서(fault sensor)가 연결되어 그로부터 타이밍 컨트롤러가 전류신호를 입력받도록 되어 있는 바, 과전류 발생시에 타이밍 컨트롤러가 전류센서의 전류신호로부터 과전류 발생을 판단하여 동작을 중지하도록 구성되어 있다.

첨부한 도 9는 컨트롤 인버터에 의해 조절되는 게이트 펄스의 타이밍도이다. 도 9을 참조하면, 컨트롤 루프(150)를 통한 전류 흐름은 삼각형 모양을 형성하는 것을 알 수 있다. 양의 턴 온 펄스는 반도체 스위치(112)의 게이트 펄스 상승 에지(rising edge)를 결정하고, 음의 턴 오프 펄스는 반도체 스위치(112)의 게이트 펄스 하강 에지(falling edge)를 결정한다.

첨부한 도 10은 반도체 스위치(112)의 컨트롤 펄스와 게이트 신호의 시뮬레이션 결과(a)와 실험 결과(b)이다. 컨트롤 변압기를 통해 전달되는 양 극성의 턴 온 펄스와 턴 오프 펄스 및 이에 의해 생성되는 반도체 스위치의 게이트 펄스의 실험 파형이다. 도 10에 보이는 바와 같이 양 극성의 전류 펄스는 대칭적이고 파워 스위치 드라이버(116)에 동일한 에너지를 공급한다는 것을 알 수 있다. 턴 온 펄스와 턴 오프 펄스 사이의 인가 시간을 조절하게 되면 자유로운 펄스 폭 조절이 가능해지게 된다.

한편, 도 11은 본 발명의 펄스전원장치에서 각 파워 스테이지 단 내 구성부의 배치구조를 나타낸 평면도이고, 도 12는 도 11에 도시된 평면 배치구조의 파워 스테이지가 다단으로 적층 배치되어서 구성된 본 발명의 펄스전원장치를 나타낸 도면이다.

본 발명에 따른 펄스전원장치(100)에서는 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)의 간섭을 최소화하면서 장치의 전체 크기를 최소화할 수 있는 스태킹 구조 및 배치구조가 적용된다. 우선, 도시된 바와 같이 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)는 장치 중앙 상단부에서 루프 간 노이즈 발생 문제를 해결하기 위하여 90°각도로 교차(cross)되도록 배치된다. 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)가 나란 한 방향으로 배치되면 파워 루프(130)에 전원이 공급될 때 컨트롤 루프(150)에 전류가 유기되면서 장치 내 반도체 스위치(112)들이 게이트 신호가 없더라도 자동으로 트리거되는 문제가 발생될 수 있다. 따라서, 노이즈를 최소화하고 자속상의 문제가 해결될 수 있도록 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)는 90°로 배치되어야 한다. 또한 도 12에 나타낸 바와 같이 파워 루프(130)와 컨트롤 루프(150)는 각각 장치의 상측, 보다 명확히는 최상단 파워 스테이지(110)의 상측에서 'U'자 형태로 벤딩된 뒤 그 아래 두 부분이 장치 상하방향으로 삽입된 형태로 배치되는데, 이때 컨트롤 루프(150)는 파워 루프(130)에 비해 나란한 두 부분 사이의 거리가 상대적으로 멀리 떨어지도록 설치된다.

또한 본 발명에서는 펄스전원장치(100)의 크기를 최소화하기 위해 각 파워 스테이지(110) 단에서 그 구성부의 배치상태를 최적화한다. 후술하는 본 발명의 배치상태 최적화에 의해 본 발명의 발명자는 실제로 60kV 구성의 경우 도 3의 구성을 가지는 1.1m×0.6m×0.5m 크기의 펄스전원장치(100)를 제작할 수 있었다(도 12 참조). 우선, 서로 직렬로 연결된 복수개의 파워 스테이지(110)가 상하로 적층 배치되어서 다단으로 설치된다. 도 12를 참조하면, 각각 동일한 구성이면서 상하 단이 서로 직렬로 연결된 9단의 파워 스테이지(110)가 상하로 적층 배치된다.

그리고, 본 발명에서는 크기를 최소화하고 반도체 스위치(112) 발열문제를 효과적으로 해결하기 위해 각 단의 파워 스테이지(110)에서 그 구성부가 평면상의 사각공간 내에 배치되되, 구성부의 평면 배치구조를 도 11에 나타낸 바와 같이 최적화하는 바, 우선 각 파워 스테이지(110) 단에서 파워 셀 내에 포함된 동수의 반 도체 스위치(IGBT)를 각각 나누어 수용하고 있는 복수개의 반도체 스위치 모듈(IGBT 모듈)(8개의 파워 셀인 경우 반도체 스위치 2개씩을 수용하여 4개의 반도체 스위치 모듈이 설치됨)(117)을 코너 인근의 외곽에 위치되도록 전후(도면상 상하임) 및 좌우(도면상 좌우임)로 소정 간격을 두고 분산 배치한다(4개의 반도체 스위치 모듈이 전후 및 좌우로 4곳에 분산 배치됨). 그리고, 각 파워 스테이지(110) 단에서 각각 파워 셀의 커패시터 및 정류 다이오드를 수용하고 있는 복수개의 스토리지 커패시터(118)를 반도체 스위치 모듈(117) 사이의 공간에 외곽 쪽으로 배치한다. 도면상에는 좌측과 우측에 각각 4개씩의 스토리지 커패시터(118)가 배치되고 있다(각 파워 스테이지가 8개의 파워 셀로 구성된 경우).

또한 중앙부에는 파워 루프(130) 및 컨트롤 루프(150)와 권선들이 구성하는 파워 변압기(131)와 컨트롤 변압기(151)를 배치한다. 이때, 각 파워 스테이지(110) 단에 구성된 1개의 파워 변압기(131)는 파워 루프(130)와 스토리지 커패시터(118)의 정류 다이오드(115)에 연결된 권선(PW1 ~ PW8)들로 구성하여 정중앙에 배치하고, 그 양 측방으로는 각 파워 스테이지(110) 단에 2개씩 구성된 컨트롤 변압기(151)를 컨트롤 루프(150)와 파워 스위치 드라이브에 연결된 권선(CW1 ~ CW8)들로 구성하여 배치시킨다. 이와 같이 1개의 파워 변압기(131)는 중앙에, 2개의 컨트롤 변압기(151)는 거리를 두어 그 양 측방에 배치하게 된다.

그리고, 파워 스위치 드라이버(116)를 반도체 스위치 모듈(117) 사이의 공간에 외곽 쪽으로 도면상의 상하 4개씩 나누어 배치한다. 이와 바와 같이 스토리지 커패시터(118)를 도면상의 좌우측에 동수로 나누어 분산 배치할 경우에 상기 파워 스위치 드라이버(116)는 도면상의 상하측에 동수로 나누어 분산 배치하는 것이 바람직하다.

요컨대, 각 파워 스테이지(110) 단에서 각각 게이트 구동회로가 구성된 복수개의 파워 스위치 드라이버(116)는 평면상의 사각공간 내에서 좌우(도면상의 좌우)로 배치된 반도체 스위치 모듈(117) 사이 공간에 상기 파워 변압기(131)와 컨트롤 변압기(151)의 외곽 쪽으로 설치되고, 각각 파워 셀의 커패시터 및 정류 다이오드를 포함하는 복수개의 스토리지 커패시터(118)가 평면상의 사각공간 내에서 전후로 배치된 상기 반도체 스위치 모듈(117) 사이 공간에 상기 파워 변압기(131)와 컨트롤 변압기(151)의 외곽 쪽으로 설치되는 것이다.

이와 더불어, 발열 소자인 반도체 스위치(112)의 방열 문제를 해결하기 위하여, 반도체 스위치 모듈(117)의 외측면에 접촉되도록 방열판(119)을 설치하며, 이 방열판(119)은 기본적으로 반도체 스위치 모듈(117)의 열을 전달받아 외부로 방출하게 된다. 바람직하게는 방열판(119)을 각 파워 스테이지(110) 단 외곽에 배치하여 방열 역할 외에 차폐판 및 케이싱 역할을 함께 수행하도록 한다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 방열판(119)은 'ㄱ'자 구조로 제작되어 반도체 스위치 모듈(117)에 접촉되도록 각 파워 스테이지(110) 단 외곽에 고정 설치되는 바, 차폐판 및 케이싱 역할을 수행하도록 4개의 방열판(119)을 각 파워 스테이지 단 코너부분을 포함한 외곽부분 전체를 둘러싸도록 배치하여 고정한다. 상기 방열판(119)은 방열 특성이 우수한 알루미늄을 재질로 하여 제작하는 것이 바람직하다.

다음으로, 본 발명의 펄스전원장치(100)에는 복수개의 충전 커패시터(113)가 직렬로 연결되어 설치되고 있는데, 파워 인버터(120)로부터 파워 루프(130)를 통해 전류가 흐른 뒤 각 파워 셀(111) 내의 충전 커패시터(113)가 충전되는 과정에서 같은 시간 동안 전원을 인가하더라도 커패시터(113)마다 충전되는 전압에 차이가 크게 발생하는 문제가 있다. 예컨대, 850V까지 충전되는 커패시터(113)라면 일부는 750V, 일부는 900V까지 장치 내 충전 커패시터(113)마다 충전 전압에 큰 차이가 발생하고 있다. 특히, 파워 스테이지(110) 사이의 커패시터(113) 충전 전압에 차이가 있는 경우 더 큰 문제가 된다. 이러한 커패시터(113) 소자의 충전 전압 차이는 전류가 파워 루프(130)를 따라 흐르는 동안 파워 스테이지(110)의 변압기에서 발생하는 누설 인덕턴스가 주된 원인이다.

이에 따른 문제점을 해결하고 충전 전압 차이를 보상하기 위한 것으로, 본 발명에서는 도면상의 상, 하단 파워 스테이지(110)의 파워 변압기(131) 간에 연결되는 보상권선(132)을 감극성이 되도록 삽입하여 설치한다. 즉, 상, 하에 위치한 파워 변압기(131)들 간에 보상권선(132)을 서로 감극성이 되도록 감아주는 것이다.

첨부한 도 13은 본 발명의 펄스전원장치에서 보상권선이 설치된 상태를 도시한 도면으로서, 이에 나타낸 바와 같이 각 파워 루프(130)가 구성하는 파워 변압기(131)에 보상권선(132)을 감극성의 형태로 삽입하며, 이때 보상권선(132)은 발생하는 상, 하 변압기(131) 간의 자속이 별도의 보상제어 없이 평형상태를 유지할 수 있도록 별도의 제어회로 없이 자동적으로 조절하게 된다. 보상권선(132)이 설치되는 경우 자속이 큰 쪽에서 자속이 작은 쪽으로 전류가 흐르게 되면서 자속 평형상 태가 된다. 이와 같이 자속을 보상하는 방식으로 변압기에서 발생한 누설 인덕턴스에 의한 충전 커패시터(113) 간 충전 전압 차이의 문제를 간단히 해결할 수 있게 된다.

본 발명의 발명자는 도시한 바와 같은 보상권선(132)을 각 파워 변압기(131)에서 권선수 3회로 하여 설치하는 경우에 DC 전압불평형을 5%로 유지할 수 있음을 확인하였다. 만약, 보상권선(132)을 사용하지 아니하는 경우에는 각 파워 스테이지(110)의 파워 셀(111) 내 전압 센서(Voltage sensor)가 균등하지 아니한 전압값을 계산하기 때문에 DC 전압불평형이 20 ~ 30%로 증가하게 된다.

결국, 본 발명의 펄스전원장치(100)에서는 보상권선(132)을 설치함으로써 복수개의 충전 커패시터(113)에 충전되는 전압을 균등하게 자동적으로 조절할 수 있게 된다.

이하에서는 본 발명에 따른 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치에서 저항부하를 이용하고, 이를 PSII(Plasma Source Ion Implantation)에 적용하여 실험한 결과를 살펴본다.

도 14는 저항부하에 의한 60kV 인가 실험 파형이며, 고압펄스의 발생을 위하여 변압기 등과 같은 회로를 사용하지 않아 작은 인덕턴스를 가지므로 상승시간은 약 300ns 정도로 매우 빠른 특성을 가짐을 알 수 있다.

도 15는 아크가 발생한 경우 보호 동작시에 출력전압 및 출력전류의 파형과 일반 정상 동작시에 출력전압 및 출력전류의 파형이다. 본 발명에 따른 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치가 아크 발생시에 우수한 보호 동작 특성을 가짐을 알 수 있다.

도 16은 플라즈마 발생조건에서의 실험 파형이다. 본 발명에 따른 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치가 비선형 특성을 가지는 플라즈마 부하에 효과적으로 사용될 수 있음을 알 수 있다.

이상으로 본 발명을 바람직한 실시예를 사용하여 설명하였지만 본 발명의 범위는 전형적인 바람직한 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지로 개량, 변경, 대체 또는 부가하여 실시할 수 있음은 당해 기술분야에 통상의 지식을 가진 자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다. 이러한 개량, 변경, 대체 또는 부가에 의한 실시가 이하의 첨부된 특허청구범위의 범주에 속하는 것이라면 그 기술사상 역시 본 발명에 속하는 것으로 보아야 한다.

이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 반도체 스위치를 이용한 펄스전원장치에 의하면, 다음과 같은 효과가 있다.

1) 아크 발생 등에 따른 마모 등으로 인하여 수명에 제한이 있던 스파크 갭 스위치 대신, 수명이 영구적인 반도체 스위치를 직렬로 연결하여 사용하되, 반도체 스위치의 구동시에 동기화되지 않는 경우 소자가 소손되는 문제를 해결함으로써, 사용되는 소자들을 포함하여 펄스전원장치의 전체 수명이 크게 향상될 수 있게 된다.

2) 게이트 신호와 게이트 전원을 동시에 공급하면서 종래에 비해 단순하면서 도 신뢰성 높은 게이트 구동회로를 제공하는 바, 이를 사용할 경우 크기 축소 및 제작비용 절감 등의 효과가 있게 된다.

3) 특히, 반도체 스위치의 직렬 구동에 따른 어려움, 즉 구동 전원의 절연, 동기화 등의 문제가 해결되고, 아크 및 단락 발생시에 대응이 가능한 회로가 구비되어 소자 보호 성능 및 펄스전원장치의 안정성이 크게 향상될 수 있다.

4) 그리고, 상기 게이트 구동회로에 의하면, 최종 출력되는 고전압 펄스의 다양한 제어가 가능해진다. 컨트롤 인버터에 의해 출력되는 제어신호, 즉 턴 온 신호 및 턴 오프 신호를 적절히 제어하여 줄 경우, 펄스 폭을 자유로이 조절할 수 있고, 펄스 반복율(펄스 주파수)을 제약 없이 높일 수 있고, 펄스 폭을 자유로이 조절할 수 있다. 그리고, 펄스의 빠른 상승/하강시간을 구현할 수 있으며, 속응성 및 펄스 모양(rectangular)에 대한 다양한 제어가 가능해진다.

5) 파워 루프와 컨트롤 루프의 간섭 최소화하는 스태킹 구조 및 배치 등 각 구성부의 배치구조를 최적화하여 전체 크기를 대폭 축소할 수 있고, 결국 소형화 및 경량화, 제작비용의 절감이 가능해지는 고효율의 펄스전원장치가 제공될 수 있게 된다.

6) 상기한 배치구조의 최적화와 더불어 발열소자(IGBT)의 방열에 효과적인 대응이 가능한 최적의 냉각구조를 채용함으로써, 펄스전원장치의 안정성을 더욱 보장할 수 있게 된다.

7) 상, 하단 파워 스테이지의 파워 변압기간에 보상권선을 삽입하는 간단한 방법으로 별도의 보상제어 없이 커패시터의 충전 전압 불균형 문제를 해결할 수 있 다.

8) 이러한 본 발명의 펄스전원장치는 각종 시험장치 및 E 빔 장치, PSII, 살균 및 환경분야 등의 펄스전원장치로 널리 적용이 가능하다.

Claims

서로 직렬로 연결된 반도체 스위치 및 충전 커패시터, 상기 반도체 스위치의 구동을 위한 파워 스위치 드라이버, 상기 반도체 스위치의 양단에 연결된 바이패스 다이오드 및 상기 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드를 가지는 파워 셀들이 상기 반도체 스위치 간 직렬로 연결되어 이루어진 복수개의 파워 스테이지와;

상기 충전 커패시터의 충전을 위한 전원을 공급하는 파워 인버터와;

고압 절연 케이블로서 상기 파워 인버터로부터 상기 각 파워 스테이지의 각 파워 셀 내 정류 다이오드에 전원이 공급되도록 하는 파워 루프와;

상기 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 제공하는 컨트롤 인버터와;

고압 절연 케이블로서 상기 컨트롤 인버터로부터 상기 각 파워 스테이지의 각 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버에 제어신호가 공급되도록 하는 컨트롤 루프;

를 포함하여 구성되고, 전체 반도체 스위치가 직렬로 연결되도록 파워 스테이지 간에도 직렬로 연결되는 펄스전원장치.
청구항 1에 있어서,

상기 반도체 스위치는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT)인 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 1에 있어서,

상기 파워 스위치 드라이버는 상기 반도체 스위치의 게이트, 콜렉터, 에미터에 각각 연결되어, 상기 컨트롤 인버터가 제공하는 제어신호를 상기 컨트롤 루프를 통해 인가받아 그로부터 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원을 동시에 출력하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 3에 있어서,

상기 파워 스위치 드라이버는,

상기 컨트롤 루프를 통해 인가되는 컨트롤 인버터의 제어신호에 의해 충전되어, 그 충전된 전원을 반도체 스위치의 콜렉터에 구동 전원으로 제공하게 되는 커패시터와;

상기 반도체 스위치의 게이트에 연결되어 컨트롤 루프를 통해 인가되는 컨트롤 인버터의 제어신호에 의해 온 되어서 상기 반도체 스위치를 온 시키기 위한 게이트 신호를 인가하게 되는 스위칭 소자와;

상기 커패시터와 스위칭 소자 사이, 상기 스위칭 소자와 반도체 스위치의 게이트, 콜렉터 및 에미터로 연결되는 연결단 사이에 설치되어, 상기 제어신호에 따라 상기 스위칭 소자를 온 시킴과 동시에 상기 커패시터에 충전된 전원이 반도체 스위치의 콜렉터에 인가되도록 하고, 온 상태로 유지되는 상기 스위칭 소자를 제어신호에 따라 오프시켜 반도체 스위치가 오프되도록 하며, 반도체 스위치의 양단에 단락 발생시에 상기 스위칭 소자가 오프되도록 하기 위한 다수개의 다이오드, 스위칭 소자 및 저항;

을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 1에 있어서,

상기 파워 인버터는, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 직류 전원으로 변환한 뒤 그로부터 상기 충전 커패시터의 충전을 위한 전원을 공급하는 것으로, 상기 교류 전원에 연결되며 4개의 스위칭 소자로 이루어진 전형적인 인버터인 풀브릿지 인버터로 구성되되, 공진커패시터, 공진인덕터, 인버터 컨트롤러, 드라이버를 매개로 상기 인버터 컨트롤러에 의해 구동되는 4개의 스위칭 소자 및 상기 스위칭 소자와 역병렬로 연결되어 스위칭 소자의 오프상태에서 인덕턴스에 흐르는 전류가 환류할 수 있도록 하는 다이오드를 포함하여 구성되는 직렬공진형 인버터인 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 1 또는 청구항 4에 있어서,

상기 컨트롤 인버터는, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 직류 전원으로 변환한 뒤 그로부터 각 파워 스위치 드라이버에 인가하기 위한 제어신호를 생성하는 것으로, 상기 교류 전원이 연결되며 4개의 스위칭 소자로 이루어진 전형적인 인버터인 풀브릿지 인버터로 구성되되, 타이밍 컨트롤러, 상기 제어신호가 생성되도록 드라이버를 매개로 상기 타이밍 컨트롤러에 의해 구동되는 4개의 스위칭 소자 및 상기 스위칭 소자와 역병렬로 연결되어 스위칭 소자의 오프상태에서 인덕턴스에 흐르는 전류가 환류할 수 있도록 하는 다이오드를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 6에 있어서,

상기 컨트롤 인버터는 상기 각 파워 스위치 드라이버에 인가되는 제어신호로서 양의 극성을 갖는 턴 온 신호와 음의 극성을 갖는 턴 오프 신호가 반복되는 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 7에 있어서,

상기 컨트롤 인버터는 파워 스위치 드라이버에 구성된 커패시터를 미리 충전하기 위한 턴 오프 신호와, 상기 파워 스위치 드라이버에서 반도체 스위치의 게이트에 연결된 스위칭 소자를 온 시키기 위한 턴 온 신호와, 상기 스위칭 소자를 오프시키기 위한 턴 오프 신호가 반복되는 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 7에 있어서,

상기 컨트롤 인버터는 타이밍 컨트롤러에 의해 상기 턴 온 신호와 턴 오프 신호의 출력을 제어할 수 있도록 구성된 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 4에 있어서,

상기 파워 스위치 드라이버는,

컨트롤 인버터가 출력하는 턴 온 신호를 입력받게 되면 반도체 스위치의 게이트에 연결된 상기 스위칭 소자가 온 되고, 컨트롤 인버터가 출력하는 턴 오프 신호를 입력받게 되면 상기 스위칭 소자가 오프되며, 상기 턴 온 신호 입력 후 스위칭 소자의 온 상태에서 상기 턴 오프 신호 입력시까지는 상기 스위칭 소자가 계속해서 온 상태를 유지하도록 구성된 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 10에 있어서,

상기 파워 스위치 드라이버는,

상기 스위칭 소자와 반도체 스위치의 콜렉터로 연결되는 연결단 사이에 설치되어, 상기 스위칭 소자 및 반도체 스위치가 상기 턴 오프 신호 입력시까지 계속해서 온 상태를 유지하도록 하면서, 상기 반도체 스위치에 단락전류가 흐르게 될 경우 반도체 스위치의 양단 전압강하 증가에 의해 역바이어스되어서 상기 스위칭 소자 및 반도체 스위치가 오프되도록 하는 다이오드가 설치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 1에 있어서,

서로 직렬로 연결된 상기 복수개의 파워 스테이지가 상하로 적층 배치되어 다단으로 설치되고, 각 파워 스테이지 단에서, 상기 파워 셀 내에 포함된 동수의 반도체 스위치를 각각 나누어 수용하고 있는 복수개의 반도체 스위치 모듈과, 상기 파워 셀 내에 포함된 파워 스위치 드라이브들과, 상기 파워 셀 내에 포함되면서 상기 반도체 스위치에 직렬로 연결된 충전 커패시터 및 상기 충전 커패시터의 양단에 연결된 정류 다이오드를 수용하고 있는 복수개의 스토리지 커패시터가 평면상의 사각공간 내에 배치되되, 상기 복수개의 반도체 스위치 모듈이 상기 평면상의 사각공간 내에서 코너 인근의 외곽에 위치되도록 전후 및 좌우로 소정 간격을 두고 분산 배치되고, 그 중앙부에 상기 파워 루프와 컨트롤 루프가 각각 구성하는 파워 변압기와 컨트롤 변압기가 배치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 1 또는 청구항 12에 있어서,

상기 파워 루프는 각 파워 스테이지에서 이를 구성하는 복수개의 파워 셀 내 정류 다이오드에 각각 연결된 권선들과 파워 변압기를 구성하고, 상기 파워 변압기를 통해 공급되는 파워 인버터의 전원에 의해 각 파워 스테이지의 파워 셀 내 충전 커패시터들이 병렬로 충전되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 13에 있어서,

상기 파워 루프는 각 파워 스테이지에서 상기 복수개의 파워 셀 내 정류 다이오드에 각각 연결된 권선들과 단일 턴으로 상기 파워 변압기를 구성하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 1 또는 청구항 12에 있어서,

상기 컨트롤 루프는 각 파워 스테이지에서 이를 구성하는 복수개의 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버에 각각 연결된 권선들과 컨트롤 변압기를 구성하고, 상기 파워 스위치 드라이버가, 파워 스테이지의 각 파워 셀 내에 인가되는 게이트 절연 전원으로서, 상기 컨트롤 변압기를 통해 공급되는 컨트롤 인버터의 제어신호를 인가받도록 된 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 15에 있어서,

상기 컨트롤 루프는 각 파워 스테이지에서 상기 복수개의 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버에 각각 연결된 권선들과 단일 턴으로 상기 컨트롤 변압기를 구성하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 16에 있어서,

상기 컨트롤 변압기는 각 파워 스테이지에서 상기 복수개의 파워 셀 내 파워 스위치 드라이버의 권선들이 감겨진 코어의 중심을 고압 절연 케이블로 구성된 컨트롤 루프가 단일 턴으로 관통하는 구조로 구성된 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 12에 있어서,

상기 각 파워 스테이지 단에서 상기 복수개의 파워 스위치 드라이브가, 상기 평면상의 사각공간 내에서 좌우로 배치된 상기 반도체 스위치 모듈 사이 공간에, 상기 파워 루프가 구성하는 파워 변압기와 상기 컨트롤 루프가 구성하는 컨트롤 변압기의 외곽 쪽으로 설치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 12에 있어서,

상기 각 파워 스테이지 단에서 상기 복수개의 스토리지 커패시터가, 상기 평면상의 사각공간 내에서 전후로 배치된 상기 반도체 스위치 모듈 사이 공간에, 상기 파워 루프가 구성하는 파워 변압기와 상기 컨트롤 변압기가 구성하는 컨트롤 변압기의 외곽 쪽으로 설치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 12, 청구항 18 및 청구항 19 중 어느 한 항에 있어서,

상기 파워 루프와 상기 컨트롤 루프는 각각 최상단 파워 스테이지의 상측에서 'U'자 형태로 벤딩되어 그 아래 나란한 두 부분이 상하 적층 배치된 복수개의 파워 스테이지 단을 차례로 통과하면서, 상기 컨트롤 루프의 상기 나란한 두 부분과 파워 스위치 드라이버에 연결된 권선들은 상기 컨트롤 변압기를 구성하고, 상기 파워 루프의 상기 나란한 두 부분과 스토리지 커패시터의 정류 다이오드에 연결된 권선들은 상기 파워 변압기를 구성하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 20에 있어서,

상기 파워 루프와 상기 컨트롤 루프는 루프 간 노이즈 발생 및 자속상 문제를 해결하기 위하여 90°각도로 교차되도록 배치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 20에 있어서,

상기 컨트롤 루프는 나란한 두 부분 사이의 거리가 상기 파워 루프의 나란한 두 부분 사이의 거리에 비해 상대적으로 멀리 떨어지도록 설치되고, 각 파워 스테이지 단에서 상기 컨트롤 루프의 나란한 두 부분이 구성하는 상기 컨트롤 변압기가 평면상의 정중앙에, 상기 파워 루프의 나란한 두 부분이 구성하는 상기 파워 변압기가 상기 컨트롤 변압기의 양 측방으로는 배치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 12에 있어서,

상기 반도체 스위치 모듈의 외측면에 접촉되도록 방열판이 설치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 23에 있어서,

상기 방열판은 'ㄱ'자 구조로 제작되고, 이러한 'ㄱ'자 구조의 방열판 4개가 차폐판 및 케이싱 역할을 함께 수행할 수 있도록 각 파워 스테이지의 코너부분을 포함한 외곽부분 전체를 둘러싸도록 횡 설치되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 23 또는 청구항 24에 있어서,

상기 방열판은 방열 특성이 우수한 알루미늄을 재질로 하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.
청구항 12에 있어서,

상하로 적층 배치된 상기 복수개의 파워 스테이지에서 상기 파워 루프가 구성하는 상, 하단 파워 스테이지의 파워 변압기 간에는 보상권선을 감극성이 되도록 연결하여 설치하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치.