KR100810875B1 - 무선 송신 전력 제어 회로 및 무선 송신 전력 제어 방법 - Google Patents

무선 송신 전력 제어 회로 및 무선 송신 전력 제어 방법 Download PDF

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아나로그 디바이시즈 인코포레이티드
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Abstract

무선 송신 전력 제어 회로가, 무선 송신기의 송신 신호에 기초한 제1 다운 컨버터 입력과 로컬 오실레이터 신호에 기초한 제2 다운 컨버터 입력 간의 주파수 차이에 동일한 주파수를 갖는 다운컨버터 출력을 발생하는 무선 주파수(rf) 다운컨버터를 포함한다. 수신기 기저대역 회로는 상기 다운 컨버터 출력을 처리하여 상기 송신 신호를 나타내는 전력 신호를 산출한다. 피드백 제어 회로는 송신기 이득 제어 신호를 발생하여 상기 전력 신호와 전력 기준 신호 간의 차이를 최소화하도록 송신되는 신호 전력을 제어한다.
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무선 송신 전력 제어, 다운컨버터, 피드백 제어, 수신기 기저대역, 주파수 차이

Description

무선 송신 전력 제어 회로 및 무선 송신 전력 제어 방법{RADIO TRANSMISSION POWER CONTROL CIRCUIT AND METHOD FOR CONTROLLING RADIO TRANSMISSION POWER}
본 발명은 일반적으로 무선 송신기들에 관한 것인데, 더 특정하게는 무선 송신기들의 브로드캐스트 전력(broadcast power)의 정확한 제어에 관한 것이다.
무선에 의해 송신되는 전력의 정확한 제어는 이하의 여러 이유로 인해 중요하다.
·FCC와 같은 감독 기관들은 무선 송신의 최대 전력을 제한한다.
·송신된 출력 전력 레벨은 폐루프(closed loop) 제어가 없을 때 10㏈ 정도의 불확실성을 가질 수 있다.
·무선 링크 범위는, 더 높은 전력이 더 장거리에 걸쳐서 유지될 수 있는 링크를 낳게 되는 식으로, 송신 전력의 함수이다.
·링크를 유지하는 데에 필요한 최소값에 송신되는 전력을 정확히 제어하는 것은 그 밖의 무선 신호들과의 간섭을 최소화하고 전력 소모를 최소화한다.
대부분의 무선 송신기들은 출력 전력을 제어하기 위해 도1에 도시한 몇몇 형태의 폐루프 제어를 사용한다. 이 송신기는 변조된 무선 주파수 신호를 출력하는 변조기(10)로서 나타내어진다. 변조기(10)의 출력은 전형적으로는, 다수의 단을 거쳐서 증폭되는데, 이 단 중의 적어도 하나는 가변 이득 RF 증폭기(VGA)(11)이고, 이 단 중의 또 다른 하나는 전력 증폭기(PA)(12)이다. PA(12)의 출력은 안테나(13)를 통해서 송신된다. PA(12)의 출력 쪽에 있는 방향성 결합기(14)는 안테나(13)에 의해 송신되는 전력에 비례하는 전력 감지 신호를 발생한다. 전력 감지 신호는 전력 검출기(15)에 의해 검출되고, 전력 검출기는 그 입력에서의 전력 감지 신호에 비례하는 dc 전압을 발생시킨다. 전력 검출기(15)의 출력은 피드백 증폭기(16)로 입력되고, 이 피드백 증폭기(16)는 VGA(11)의 이득을 제어하여 전력 검출기(15)의 출력과 피드백 증폭기(16)에 대한 기준 전압 입력(Ref) 간의 차이를 최소화한다. 도1에 도시된 회로는 송신기 및 수신기가 동일 시간에 둘 모두가 온(on) 상태에 있지 않는 식으로 이들이 번갈아가면서 사이클링하는 반양방향(half-duplex) 송수신기의 일부분일 수 있다.
전력 검출기(15)는 전형적으로는 다이오드 검출기이거나 대수 증폭기(logarithmic amplifier)이다. 다이오드 검출기는 저렴하나 제한된 동적 범위(~20㏈)를 갖고 온도 의존성 때문에 불리하다. 대수 증폭기는 매우 정확할 수 있으나, 이들의 주파수 범위는 제한적이다. 현재의 기술 수준을 갖는 대수 전력 증폭기들은 2.5㎓ 정도의 최대 주파수를 갖는다. 이 주파수는 증가될 수 있으나, 전력 소모가 증가하는 대가를 치러야 한다.
또한, 도1에 도시된 아날로그 폐루프 시스템은, 만일 변조기(10)로부터의 무선 주파수(rf) 출력이 가변 변조 엔벌로프(varying modulation envelope)를 포함한다면, 루프가 가변하는 엔벌로프를 조정하려고 시도할 것이기 때문에, 더욱 복잡해 진다. 이런 면은 전력 증폭기(15)의 출력을 디지털화하는 부분 디지털 루프를 사용함으로써 다뤄질 수 있다.
[발명의 요약]
본 발명의 대표적 실시예는, 무선 송신 전력 제어 회로를 포함하는데, 이 무선 송신 전력 제어 회로 내의 무선 주파수 다운컨버터는, 무선 송신기의 송신 신호에 기초한 제1 다운컨버터 입력과 로컬 오실레이터 신호에 기초한 제2 다운컨버터 입력 간의 주파수 차이에 동일한 주파수를 갖는 다운컨버터 출력을 산출한다. 수신기 기저대역 회로는 상기 다운컨버터 출력을 처리하여 상기 송신된 신호를 나타내는 전력 신호를 산출한다. 피드백 제어 회로는 송신기 이득 제어 신호를 산출하여 상기 전력 신호와 전력 기준 신호 간의 차이를 최소화하도록 송신된 신호 전력을 제어한다.
추가 실시예에서, 회로는, 수신기 기저대역 회로가 무선 송신기가 비활동 상태일 때 수신기에 의해 사용되는 식의 수신기 회로를 또한 갖는 반양방향(half-duplex) 무선 송수신기의 일부가 되고, 로컬 오실레이터 신호는 송신된 신호가 로컬 오실레이터 신호에 의해 결정된 주파수를 갖도록 무선 송신기에 의해 사용된다.
실시예는, 피드백 제어 회로가 디지털 전력 신호와 전력 기준 신호 간의 차이를 최소화하기 위해서 송신기 이득 제어 신호를 산출하도록 전력 신호를 대표 디지털 전력 신호로 변환하는 아날로그 대 디지털 변환기를 또한 포함할 수 있다.
그 밖의 실시예들에서, 제1 다운컨버터 입력은 송신된 신호를 감지하는 방향성 결합기에 의해 디벨롭(develop)될 수 있다. 무선 송신기는 무선 근거리 통신망 송수신기의 일부일 수 있다. 부가적으로 또는 대안으로, 무선 송수신기는 시분할 양방향 시스템의 일부일 수 있다.
본 발명의 실시예들은, 무선 송신 전력을 제어하는 방법을 또한 포함한다. 무선 송신기의 송신 신호에 기초한 제1 다운컨버터 입력과 로컬 오실레이터 신호에 기초한 제2 다운컨버터 입력 간의 주파수 차이에 동일한 주파수를 갖는 무선 주파수(rf) 다운컨버터 출력이 산출된다. 수신기 기저대역 회로로 다운컨버터 출력을 처리하여 송신된 신호를 나타내는 전력 신호를 산출한다. 송신기 이득 제어 신호를 산출하여 전력 신호와 전력 기준 신호 간의 차이를 최소화하도록 송신된 신호 전력을 제어한다.
무선 송신기는, 수신기 기저대역 회로가 무선 송신기가 비활동 상태일 때 수신기 회로에 의해 사용되는 식의 수신기 회로를 또한 갖는 반양방향 무선 송수신기의 일부이고, 로컬 오실레이터 신호는 송신된 신호가 로컬 오실레이터 신호에 의해 결정된 주파수를 갖도록 무선 송신기에 의해 사용될 수 있다.
본 방법은, 디지털 전력 신호와 전력 기준 신호 간의 차이를 최소화하기 위해 송신기 이득 제어 신호가 산출되는 식으로 전력 신호를 대표 디지털 전력 신호로 변환하는 단계를 더 포함할 수 있다.
임의의 이런 방법에서, 제1 다운컨버터 입력은 송신된 신호를 감지하는 방향성 결합기에 의해 디벨롭될 수 있다. 무선 송신기는 무선 근거리 통신망 송수신기 및/또는 시분할 양방향 시스템의 일부일 수 있다.
본 발명은 첨부 도면들과 함께 제시된 이하의 상세한 설명을 참조하면 더 쉽게 이해될 것이다.
도1은 폐루프 피드백 제어를 갖는 전형적인 무선 주파수 송신기를 도시한 도면.
도2는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 시스템의 기능 블록들을 도시한 도면.
도3은 제어 루프 이득 제어 및 제어 블록들의 하나의 특정 실시예의 고 레벨 기능 블록도를 도시한 도면.
도4는 도3의 전력 제어 루프 구조 내의 기능 블록들을 도시한 도면.
도5는 도4의 송신 전력 제어와 관련된 신호들 중의 몇몇의 상대적 타이밍을 도시한 도면.
도6은 일 실시예에서 출력 전력과 비교하여, 검출된 전력의 신호 대 잡음비와 검출 경로 이득을 모눈종이 위에 그린 도면.
도7은 일 실시예에서 출력 전력 및 희망 전력 대 송신 버스트 번호 관계를 도시한 도면.
도8은 0.25 ㏈ rssi 해상도와 0.125 ㏈ 이득 스텝들을 갖는 실시예에서의 출력 전력의 히스토그램을 도시한 도면.
본 발명의 실시예들은 무선 송신기 전력의 정확한 제어를 하기 위한 기술을 지향하고 있다. 몇몇 무선 시스템들, 예를 들어 802.11(a)(b)(g) 무선 근거리 통신망(WLAN)과 같은 시분할 양방향(TDD) 시스템들은 송신 및 수신을 하기 위해서 동일한 주파수를 사용한다. 이런 시스템들에서, 수신기 및 송신기는 동시에 사용될 수 없다. 본 발명의 실시예들은, 매우 정확한 이득을 구비한 RF 다운컨버터와 디지털 제어 블록과 함께, 송신 동안에 아이들(idle) 상태인 수신기 기저대역 부분을 활용함으로써, 송신되는 전력의 매우 정확한 제어를 제공한다. 이런 접근책은 저렴한 비용으로 훨씬 정확한 전력 레벨 제어를 제공해 준다. 그 결과, 무선 링크 범위의 증가, 또는 더 낮은 전력 소모, 또는 둘 모두를 얻게 된다.
특정 경우인 802.11(a)(b)(g) WLAN 에서, 4.9 내지 5.9 ㎓ 의 a-대역 주파수 범위는 실제의 대수 증폭기에 쓰기에는 너무 높다. 또한, 45 ㏈의 전력 제어 범위는 다이오드 검출기에서 쓰기에는 너무 넓다. 802.11 표준이 시분할 양방향(TDD) 시스템이기 때문에, 동일한 주파수 채널을 사용하는 수신기 및 송신기는 동시에 사용되지 않는다. 따라서, 송신 로컬 오실레이터(LO)가 반송파 주파수에 있는 직접 변환 송신기(direct-conversion transmitter)는 송신 사이클 동안에 수신기의 기저 대역 경로를 사용할 수 있다.
도2는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 시스템의 블록도를 도시하였다. 전과 같이, 본 경우에, 변조기(10)는 변조된 rf 신호를 이단(two-stage)의 가변 이득 증폭기(VGA)(11)에게 출력한다. VGA(11)의 출력은 송신 대역 통과 필터(21)를 통해서 전력 증폭기(PA)(12)로 제공되고, 이곳으로부터 송신 출력 필터(22)를 경유해 안테나(13)를 통해 출력된다.
송신된 rf 출력 전력은 방향성 결합기(14)에 의해 검출되는데, 이는 다운컨버터 입력 증폭기(23)와 전력 검출 다운컨버터(24)로 구성되는 전력 검출 다운컨버터 단을 구동한다. 원리상으로는 수신기의 다운 컨버터가 사용될 수 있으나, 실제상으로는 수신기에 대한 요구 조건 -저잡음, 높은 선형성 및 고 이득- 이 온도 및 주파수에 독립적인 이득을 갖는 전력 검출기에 대한 요구 조건과 양립되지 않기 때문에 이렇게 하는 것은 바람지하지 않다. 최근의 RF IC의 에어리어는 인덕터에 의해 좌우되는 경향이 있음을 주목하게 된다. 수신기 및 송신기 회로 에어리어와 비교하여, 전력 검출기 다운컨버터 단의 에어리어는 미미한 편이다.
전력 검출 다운컨버터(24)의 출력은 수신기의 기저대역 경로들 중의 하나에게 공급되는데, 여기서 이 출력은 기저대역 필터(25)에 의해 필터링되고 기저대역 VGA(26)에 의해 증폭된다. 기저대역 VGA(26)의 출력은 제어 루프 ADC(27)에 의해 디지털화된다. ADC(27)의 디지털 출력은 제어 블록(28)으로 제공되고, 이는 이득 제어(20)와 함께 송신기 VGA(11) 용의 제어 신호를 발생시켜서 제어 루프 ADC(27)로부터의 디지털 전력 검출 신호와 제어 블록(28)으로의 기준 cal 신호 입력 간의 차이를 최소화한다.
방향성 결합기(14)로부터 다운컨버터 입력 증폭기(23)로의 전력 검출 신호는, 특정의 일 실시예에서, 최대 출력 전력에 있어서 -15㏈ 정도로 비교적 큰 데, 따라서 다운컨버터 단은 이득을 필요로 하지 않는다. 특정의 일 실시예에서, 다운컨버터 입력 증폭기(24)의 이득은 -6 ㏈이고, 다운 컨버터(23)의 변환 이득은 -10㏈이다. 다운컨버터 입력 증폭기(23)가 손실을 가질 수 있기 때문에, 대역폭이 아주 넓게 되도록 매우 작은 저항값을 갖는 저항 로드가 사용될 수 있다. 이 접근법은 다운컨버터 단의 주파수 의존성이 매우 높은 주파수에서도 매우 작다는 것을 의미한다. 또한, 두 개의 저항의 비의 함수가 되는 이득을 갖는, 저항들로 로드된 회로들이 설계될 수 있다. 그 결과 아주 일정하고 예측가능한 이득을 얻게 되는데, 이는 캘리브레이션 요구를 최소화하거나 없앨 수 있다.
특정의 일 실시예에서, 다운컨버터(24)는 3.2 milliSiemens 의 트랜스컨덕턴스(transconductance)를 갖는데, 이는 가변 트랜스임피던스 기저 대역 VGA(26)에 의해 로드되었을 때 19.7 ㏈의 최대 이득을 낳는다. 수신기 기저대역 이득은, 제어 루프 ADC(27)가 최대 입력 레벨 조건들에 고정되지 않도록 및 적합한 신호 대 잡음비(SNR)가 모든 송신 출력 전력 범위에 걸쳐서 유지되도록 설정되어야 한다. 다운컨버터 입력 증폭기(23)로의 입력의 최대 입력 레벨은 -15 ㏈m 가 되도록 설계되었다. 추가의 16㏈의 여유가 부가된다(피크 대 평균을 대비한 10㏈, 검출기 경로 이득의 불확실성을 대비한 3㏈, 결합기 손실의 불확실성을 대비한 3㏈). 따라서, 수신기 기저대역 이득은 제어 루프 ADC(27)로의 입력이 -15㏈ 입력 전력으로 고정(clipping) 레벨 이하로 16㏈이 되도록 설정된다. 이 조건은 -9㏈에 설정된 수신기 기저대역 이득으로 충족된다. 작동은 최대 이득 이하의 약 30㏈ 에서 희망하는 이득에 근접하게 된다.
출력 전력이 감소함에 따라, 검출된 전력의 SNR는 마찬가지로 감소한다. 송신 전력의 정확한 측정을 보장하기 위해서, NSR은 공칭값으로 약 20㏈ 이상에 유지되어야 한다. 특정의 일 실시예에서의 SNR 및 검출기 경로 이득 대 출력 경로의 플롯이 도6에 도시되었다. 출력 전력이 15㏈ 만큼 감소할 때마다 수신기 기저대역 이득은 적합한 SNR을 유지하기 위해서 15㏈ 씩 증가한다. 도6에 도시한 이득 제어를 구현하기 위해서, 전력 제어 루프는 송신 버스트(transmit burst) 동안에 수신기 기저 대역 이득을 제어할 필요가 있다. 특정의 일 실시예에서 계산해 보면, 수신기 기저대역 이득에 대한 최적의 초기 설정은 최대치 이하로 30㏈ 임을 시사한다. 초기 수신기 기저대역 송신 버스트의 이득 설정을 시스템을 켰을 때 회로 레지스터에 기입될 변수로 만드는 것이 바람직할 수 있다.
이상 설명한 대로, 이득 제어(20)는 송신 출력 전력 레벨을 결정한다. 이득 제어(20)는 초과함이 없이 희망 출력 전력에 최대한 가깝게 송신 전력을 설정할 수 있다. FCC 한계들을 초과하지 않는 최대 출력 전력으로 송신하는 것은 링크 범위를 최대화한다. 이득 제어(20)가 자신의 일부가 되는 전력 검출 제어 루프는 최대한 신속하게 최종 출력 전력에 수렴해야만 한다. 특정의 일 실시예에서, 두개의 송신 버스트 내에 수렴하는 것이 획득될 수 있다. 제2의 송신 버스트 후에, 매우 높은 정확도로 송신 전력 레벨을 변화시키는 것이 가능하다.
특정의 일 실시예에서의 제어 루프 이득 제어(20) 및 제어 블록(28)의 하이 레벨 기능 블록도가 도3에 도시되었다. 제어 블록(28)은 무선(radio)을 제어하는 데에 사용되는 소프트웨어 및 하드웨어의 몇몇 조합을 나타낸다.
제어 블록(28)은 기준 입력 신호들 TxCal 및 PDCal 을 수신한다. 송신 기준 신호 TxCal은 송신기의 이득을 캘리브레이팅하는 데에 사용되는 7 비트 일정 신호이다. 특정의 일 실시예에서, TxCal의 최하위 비트(LSB)는 0.25㏈ 일 수 있고, 그 범위는 32㏈ 일 수 있다. 전력 검출 기준 신호 PDCal은 전력 검출기를 캘리브레이팅하는 데에 사용되는 8 비트 일정 신호이다. 특정의 일 실시예에서, PDCal의 LSB는 0.25㏈ 일 수 있고, 그 범위는 64㏈ 일 수 있다. 다른 TxCal 및 PDCal 워드들이 각각의 다른 송신 주파수 대역에 대해 필요할 수 있다. 예를 들어, 다른 TxCal 및 PDCal 워드들이 ISM 대역에 대해서 및 UNII 대역에 대해서 사용될 수 있다. 이런 일정 신호들은 플래시 메모리와 같은 메모리에 저장될 수 있고 시스템이 기동될 때 로드될 수 있다.
제어 블록(28)으로부터 이득 제어(20)로의 TxAtten 출력은 요구되는 감쇠 희망량을 나타낸다. 예를 들어, 만일 어떤 대역에서 허용되는 최대 출력 전력이 요구된다면, TxAtten은 0㏈ 일 것이다. 특정의 일 실시예에서, 출력 전력은 0.5㏈ 의 분해능으로 56.5 ㏈ 범위에 걸쳐서 프로그램 가능하고, 그래서 TxAtten은 7 비트의 워드이다. 제어 블록(28)은 또한 이득 제어(20)에게 전력 제어 루프 기준 pdref를 출력하는데, 이 prdef는 전형적으로는 PDCal 및 TxAtten의 함수힌 8 비트 워드(LSB=0.25㏈) 이다. 수신된 신호 강도 표시기 신호 rssi는 전형적으로는 송신된 전력의 8 비트 (LSB=0.25㏈) 척도(measure)이다. 전력 제어 루프는 일반적으로, 및 이득 제어(20)는 특정적으로, pdref와 rssi 간의 차이를 최소화한다.
이득 제어(20)는 리셋 신호, reset 에 의해 초기화된다. 전력 검출 인에이블 신호, pdet는 이득 제어(20) 내의 전력 검출 회로를 인에이블한다. 송신 인에이블 신호, Tx는 송신기를 인에이블하고 이득 제어 회로(20)를 클록킹한다.
이득 제어(20)는 두개의 출력, Atten 및 Rx_gain을 산출한다. Atten은 전력 제어 루프, 즉 송신 VGA(11)용의 이득 제어에 의해 설정된 송신 경로 감쇠이다. 예를 들어, 특정의 일 실시예에서, Atten은 LSB 가 0.138㏈ 인 10 비트 워드이다. Rx_gain은, 제어 루프(27)가 고정되는 것을 방지하면서 검출기 경로의 SNR을 최대화하기 위해 기저대역 VGA(26)의 이득을 최적화하는데에 사용되는 수신 경로 이득 신호이다.
일부 실시예들에서, 전력 제어 루프를 위한 공장 차원의 캘리브레이션이 요구될 수 있다. 이 캘리브레이션은, OFDM 프리앰블(preamble) 또는 단일 톤인 신호를 송신하고 전력을 측정함으로써 실행될 수 있다. 송신 기준 TxCal은,
Figure 112006008162366-pct00001
에 의해 결정된다. 여기서, P cal 은 측정된 전력이고 P desired 는 희망 전력이다. FudgeFactor 는, 캘리브레이션 모드 동안에 사용된 주파수 및 온도가 최고의 가능한 출력 전력을 낳지는 않을 것이기 때문에, 첫번째 버스트의 출력 전력이 FCC 한계를 초과하지 않을 것을 보장한다. 전력 검출 기준 PDCal은
Figure 112006008162366-pct00002
에 의해 결정되는데, 여기서, rssi cal 은 캘리브레이션 테스트 동안의 rssi 값이다. 송신 경로가 선형인 것을 보장해 주기 위해서 0㏈ 감쇠 이외의 것으로 캘리브레이션을 실행하는 것이 바람직할 수 있다. 이 경우에, TxAtten은 PDCal 에 가산되어야 한다. 이는 테스트 소프트웨어에서 이뤄질 수 있다.
도4는 도3의 전력 제어 루프 구조 내의 기능 블록들을 도시하였다. 처음에는, 상부를 따른 경로를 무시하고, 버스트 번호 n 동안에 이하와 같이 이득 제어(20)로부터 감쇠 출력을 결정한다:
Figure 112006008162366-pct00003
여기서, pdref는 전력 제어 루프 기준인데, 이는 희망하는 감쇠 설정을 위해 조정된 타깃 rssi이다. 예를 들어, 만일 버스트 (n-1) 동안의 송신 전력이 2dB 로 너무 낮으면, rssi(n-1) - pdref = -2㏈ 이 된다. 따라서, 버스트 n에 대한 Atten 신호는 2㏈ 만큼 감소할 것이다. 만일 Atten을 위한 감쇠 스텝들이 정확하다면, 전력 레벨은 두번째 송신 버스트일 때 (양자화 에러 내의) 희망 레벨이 될 것이다.
희망하는 송신 전력이 하나의 버스트에서 다음 버스트로 옮겨가는 것이 가능하다. 일단 루프가 안정화되었다면(즉, 첫번째 버스트 후에), 송신기는, 만일 TxAtten이 변하면 pdref가 변하기 때문에, 희망하는 전력 레벨이 변화한다 하더라도 정확한 전력으로 송신할 것이다. 예를 들어, 만일 TxAtten이 0㏈ 이나 송신 버스트의 종료 후에 3㏈ 로 변화한다면, 이후 pdref는 3㏈ 만큼 떨어질 것이고, 따라서 rssi-pdref는 3㏈ 이 될 것이고 감쇠는 3㏈ 만큼 증가할 것이다.
첫번째 송신 버스트(TxAtten0)를 위한 감쇠 설정 Atten은 차순의 버스트들과는 다르게 계산되는데, 이는 에러를 측정하는 데에 사용될 수 있는 어떤 이전의 버스트도 없기 때문이다. 따라서, 도4의 상부 로우를 따라 도시되었듯이, 첫번째 버스트 감쇠 설정은 TxAtten+TxCal 이다. 이득 제어(20)의 출력에서의 멀티플렉서 MUX는 첫번째 버스트에 대한 감쇠의 개루프 계산과 차순의 버스트들에 대한 폐루프 제어 사이에서 선택한다. 특정의 일 실시예에서, 가산기들 A1, A2, 및 A3는 8비트의 폭을 갖고, A4는 10 비트 가산기이다.
도4의 송신 전력 제어용의 제어 신호들 중의 몇몇의 타이밍이 도5에 도시되었다. 로드 합성기 신호 reset는 새로운 주파수 채널이 선택되었을 때 어써트된다. 새로운 채널 상의 첫번째 버스트는 피드포워드(feedforward) 경로에 의해 계산되고 로우(low)로 낮아진 mux _ sel 에 의해 선택된 Tx 감쇠 설정을 사용할 것이다. mux _ sel 은 reset 의 상승 에지 후에 Tx의 첫번째 하강 에지에서 하이로 된다. mux _ sel 이 하이일 때 폐루프 전력 제어가 선택된다. pdet는 수신기 기저 대역 채널들 중의 하나와 전력 검출 회로들을 인에이블한다. pdet 가 안정된 rssi 값을 얻기에 충분할 만큼 오래 어써트되기만 하면 된다. 특정의 일 실시예에서, rssi 평균이 안착하는 데에 약 1μsec 가 걸릴 것이고, 수신기 필터가 안착하는 데에 또 다른 1μsec 가 걸릴 것이다.
이상 설명한 기본 접근법은 단순 매트랩(matlab) 프로그램에 의해 검증가능하다. 도7은 출력 전력 및 희망 전력 대 송신 버스트 번호의 관계를 도시한 도면이다. 0.25 ㏈ rssi 분해능과 0.125 ㏈ 이득 스텝들을 갖는 실시예에서의 출력 전력의 히스트그램이 도8에 도시되었다. 희망 전력은 처음의 다섯 버스트에 대해서는 16㏈m 이고 다음의 다섯 버스트에 대해서는 10㏈m이다. 캘리브레이션이 온도 및 주파수 의존성을 해결할 수 없기 때문에 첫번째 버스트 동안에 상당한 에러가 발생한다. 첫번째 버스트 후에는, 희망하는 출력 전력이 변하더라도 에러는 매우 작다(이득 및 rssi 양자화에 의해 제한됨).
이하의 표는 특정의 일 실시예에 대한 송신 전력 제어 기능의 블록 사양을 제공한다.
Figure 112006008162366-pct00004
본 발명의 여러 예시적 실시예들이 개시되었지만, 당업자에게는 본 발명의 진정한 범위를 벗어나지 않고서 본 발명의 몇몇 이점들을 획득할 수 있는 여러 변화 및 변경들이 이뤄질 수 있음이 명백할 것이다.

Claims (12)

  1. 무선 송신 전력 제어 회로로서,
    무선 송신기의 송신 신호에 기초한 제1 다운컨버터 입력과 로컬 오실레이터 신호에 기초한 제2 다운컨버터 입력 간의 주파수 차이와 동일한 주파수를 갖는 다운컨버터 출력을 발생하는 무선 주파수(rf) 다운컨버터와,
    무선 신호를 교대로 송신 및 수신하는 반양방향 무선 송수신기의 수신기 기저대역 회로와 - 상기 수신기 기저대역 회로는 상기 수신 시에는 수신되는 무선 신호를 처리하고, 상기 송신 시에는 상기 다운컨버터 출력을 처리하여 송신되는 신호를 나타내는 전력 신호를 생성하도록 동작함 -,
    상기 전력 신호와 전력 기준 신호 간의 차이를 최소화하기 위해 송신기 이득 제어 신호를 발생하여 송신 신호 전력을 제어하는 피드백 제어 회로
    를 포함하는 무선 송신 전력 제어 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 로컬 오실레이터 신호는, 상기 송신되는 신호가 상기 로컬 오실레이터 신호에 의해 결정되는 주파수를 갖도록, 상기 무선 송신기에 의해 사용되는 무선 송신 전력 제어 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전력 신호를 대표 디지털 전력 신호(representative digital power signal)로 변환하는 아날로그 대 디지털 변환기를 더 포함하고,
    상기 피드백 제어 회로는 상기 디지털 전력 신호와 상기 전력 기준 신호 간의 상기 차이를 최소화하기 위해서 상기 송신기 이득 제어 신호를 발생하는
    무선 송신 전력 제어 회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제1 다운컨버터 입력은 상기 송신 신호를 감지하는 방향성 결합기에 의해 디벨롭(develop)되는
    무선 송신 전력 제어 회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 무선 송신기는 무선 근거리 통신망(wireless local area network) 송수신기의 일부인
    무선 송신 전력 제어 회로.
  6. 제1항에 있어서, 상기 무선 송신기는 시분할 양방향 시스템(time-division duplex system)의 일부인
    무선 송신 전력 제어 회로.
  7. 무선 송신 전력을 제어하는 방법으로서,
    무선 송신기의 송신 신호에 기초한 제1 다운컨버터 입력과 로컬 오실레이터 신호에 기초한 제2 다운컨버터 입력 간의 주파수 차이와 동일한 주파수를 갖는 다운컨버터 출력을 무선 주파수(rf) 다운컨버터로 발생하는 단계와,
    무선 신호를 교대로 송신 및 수신하는 반양방향 무선 송수신기의 수신기 기저대역 회로로 상기 다운컨버터 출력을 처리하는 단계와 - 상기 수신기 기저대역 회로는 상기 수신 시에는 수신되는 무선 신호를 처리하고, 상기 송신 시에는 송신되는 신호를 나타내는 전력 신호를 처리하도록 동작함 -,
    상기 전력 신호와 전력 기준 신호 간의 차이를 최소화하기 위해 송신기 이득 제어 신호를 발생하여 송신 신호 전력을 제어하는 단계
    를 포함하는 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 로컬 오실레이터 신호는, 상기 송신 신호가 상기 로컬 오실레이터 신호에 의해 결정된 주파수를 갖도록, 상기 무선 송신기에 의해 사용되는
    방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 전력 신호를 대표 디지털 전력 신호로 변환하는 단계
    를 더 포함하고,
    상기 디지털 전력 신호와 상기 전력 기준 신호 간의 상기 차이를 최소화하기 위해 상기 송신기 이득 제어 신호가 발생되는
    방법.
  10. 제7항에 있어서, 상기 제1 다운컨버터 입력은 상기 송신 신호를 감지하는 방향성 결합기에 의해 디벨롭되는
    방법.
  11. 제7항에 있어서, 상기 무선 송신기는 무선 근거리 통신망 송수신기의 일부인
    방법.
  12. 제7항에 있어서, 상기 무선 송신기는 시분할 양방향 시스템의 일부인
    방법.
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