KR100810802B1 - 타임 시프트형 신호의 발생 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 샘플링 레이트가 적어도 데이터 메시지 비트 레이트의 2배인, 데이터 메시지의 비트를 기술하는 일련의 샘플(A 내지 K)을 포함하는 기준 신호(SPS)로부터 타임 시프트형 복제 신호(SLS)를 발생시키는 방법에 관한 것이다. 이 방법은 기준 신호(SPS)의 데이터 메시지 비트의 가상 에포크(41)에 대하여 기준 신호 샘플의 위상을 결정하는 단계와, 기준 신호 샘플로부터 기준 신호 샘플의 위상의 함수로서 타임 시프트형 복제 신호(SLS)를 구성하는 단계를 포함한다. 또한, 본 발명은 기준 신호 샘플(A 내지 K)로부터 타임 시프트형 복제 신호를 구성하는 단계를 포함하는 방법에 관한 것으로, 복제 신호(SLS)의 샘플링 레이트는 기준 신호(SPS)의 샘플링 레이트와 동일하며, 적어도 하나의 기준 신호 샘플(A 내지 K)은 타임 시프트형 복제 신호(SLS) 내에 존재하지 않는다.

Description

타임 시프트형 신호의 발생 방법{A METHOD OF GENERATING A TIME SHIFTED SIGNAL}
본 발명은 데이터 메시지 비트(data message bits)를 기술하는 일련의 샘플을 포함하는 기준 신호로부터 타임 시프트형 복제 신호(a time shifted replica signal)를 발생시키는 방법 및 이러한 신호 발생기에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 이러한 신호 발생기를 포함하는 확산 스펙트럼 신호 수신기(a spread spectrum signal receiver),특히 GPS 수신기에 관한 것이다.
디지털 영역에서 기준 신호로부터 타임 시프트형 복제 신호를 발생시키는 방법은 공지되어 있으며, 그 예로서, 2개의 방법이 기술될 것이다. 먼저, 매우 간단한 방법은 기준 신호를 복제하고, 이 복제 신호를 고정된 수의 샘플만큼 타임 시프트하는 것이다. 그러나, 샘플링 레이트가 높지 않다면 이러한 방법은 작은 타임 시프트는 수용하지 않을 것이며, 높은 샘플링 레이트(sampling rate)는 전형적으로 고전력 소비를 가지는 복잡한 신호 처리 회로를 필요로 한다.
GPS 원리 및 응용(편저자, 캐플란) ISBN 0-89006-793-7 아텍 하우스(GPS Principles and Applications(Editor, Kaplan) ISBN 0-89006-793-7 Artech House)의 제 5 장(GPS 위성 신호 획득 및 트랙킹)에서, GPS 확산 스펙트럼 신호를 역확산(despreading)하기 위한 얼리 및 레잇 복제 PRN 코드 신호(early and late replica PRN)를 발생시키는 방법과 관련한 제 2 방법이 개시된다. 프롬프트 PRN 코드(prompt PRN code)가 GPS 수신기의 코드 발생기에서 발생되어 타임 시프트되고, 이로부터 얼리 및 레잇 복제 코드가 발생된다. 이것은 시프트 레지스터(a shift register) 내에 프롬프트 코드의 이전, 현재 및 다음 샘플을 저장함으로써 실시간으로 이루어지며, 샘플링 레이트의 절반과 동일한 지연(delay)을 발생시키기 위하여, 샘플링 레이트의 2배에서 클럭 신호를 발생시키는 데에 수치 제어 발진기(a numerically-controlled oscillator(NCO))로부터의 잔여 코드 위상 측정값이 이용되며, 이 클럭 신호는 이후에 시프트 레지스터를 클럭킹하는 데에 이용된다. 시프트 레지스터의 컨텐츠(contents) 내로 탭(tap)함으로써 2개의 신호를 발생시킬 수 있는데, 즉, 얼리 신호(an early signal)는 프롬프트 신호에 대하여 칩 주기(a chip period)의 반만큼 지연되며, 레잇 신호(a late signal)는 프롬프트 신호에 대하여 칩 주기의 반만큼 앞선다. 보다 작은 지연이 요구되는 경우에는, 보다 높은 클럭 레이트 및 보다 긴 시프트 레지스터가 요구될 것이다.
발명의 개요
본 발명의 목적은 샘플링 레이트가 데이터 메시지 비트 레이트 보다 큰, 데이터 메시지의 비트들을 기술하는 일련의 샘플들을 포함하는 기준 신호로부터 타임 시프트형 복제 신호를 발생시키는 방법 및 그러한 신호 발생기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 의사 랜덤 노이즈(a pseudorandom noise) 코드(PRN code)를 포함하는 타겟 확산 스펙트럼 신호(a target spread spectrum signal)를 역확산(despreading)하는 방법 및 이러한 확산 스펙트럼 신호 수신기, 특히 GPS 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명의 제 1 측면에 따르면, 타임 시프트형 복제 신호를 발생시키는 방법 및 그 신호 발생기가 제공되는데, 상기 방법은 기준 신호의 데이터 메시지 비트의 가상 에포크(virtual epochs)에 대하여 기준 신호 샘플들의 위상을 결정하는 단계- 복제 신호의 샘플링 레이트는 바람직하게는 기준 신호의 샘플링 레이트와 동일함 -와, 기준 신호 샘플로부터의 타임 시프트형 복제 신호를 기준 신호 샘플의 위상의 함수로서 구성하는 단계를 포함한다.
이러한 방법은 높은 샘플링 또는 클럭킹 레이트를 요구하지 않고서, 인접 샘플들 간의 시간 주기의 정수배와 동일하지 않으며 인접 샘플들 간의 시간 주기 보다 작은 양을 포함하는 단지 작은 양만큼 타임 시프트된 타임 시프트형 신호를 발생시키고 있다.
데이터 메시지 비트의 "가상(virtual)" 에포크는, 데이터 메시지가 부정의(infinite) 샘플링 레이트를 가지는 샘플 스트림(a sample stream) 또는 등가의 아날로그 신호에 의해 기술된 경우에 존재할 수도 있는 데이터 메시지 비트의 에포크를 일컫는 말이다. 즉, 예를 들어 도 4의 피쳐(feature)(41)에 의해서 나타난 바와 같이 샘플링 불연속 부분이 아닌 경우에 신호의 에포크가 존재할 것이다. 이러한 가상 에포크는 일련의 샘플링된 비트 에포크의 위치를 평균화함으로써 설정될 수 있다. 또한, "샘플"이라는 용어는 아날로그 신호로부터 취해진 순시값에 한정되지 않고, 신호를 구성하는 데에 이용되는 디지털 방식으로 발생된 값들을 포함한다.
바람직하게는, 기준 신호 샘플의 위상은, 예를 들면 적어도 하나의 기준 신호 샘플이 타임 시프트형 복제 신호 내에 존재하지 않도록, 타임 시프트형 복제 신호를 구성하는 데에 어느 신호 샘플이 사용될지를 결정하는 데에 이용될 수 있다.
본 발명의 제 2 측면에 따르면, 기준 신호 샘플로부터 타임 시프트형 복제 신호를 구성하는 단계를 포함하는 다른 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법이 제공되는데, 복제 신호의 샘플링 레이트는 기준 신호의 샘플링 레이트와 동일하며, 적어도 하나의 기준 신호 샘플이 타임 시프트형 복제 신호 내에는 존재하지 않는다.
본 발명의 제 1 측면에 따른 방법에 관하여, 이러한 방법은 인접 샘플들 간의 시간 주기의 정수배와 동일하지 않는 양과, 인접하는 샘플들 간의 시간 주기보다 작은 양만큼 타임 시프트된 타임 시프트형 신호가 발생되는 것을 가능하게 한다.
본 발명의 제 1 측면 및 제 2 측면 모두에 따른 방법에서, 적어도 하나의 기준 신호 샘플이 타임 시프트형 복제 신호 내에서 연속하여 2번 복제될 수 있다. 이러한 복제는 기준 신호 내에 상응하는 샘플이 존재하지 않는 복제 신호 내에 추가적인 샘플을 삽입하는 것이 필요한 경우에 이용될 수 있다.
또한, 타임 시프트형 복제 신호 내의 가상 데이터 비트 에포크의 양측에 위치한 적어도 한 쌍의 인접 복제 신호 샘플은 기준 신호 내의 가상 데이터 비트 에포크의 양측에 위치한 한 쌍의 인접하지 않는 기준 신호 샘플에 상응할 것이다. 이것은 복제 인접 데이터 비트 에포크 내에 추가 샘플이 삽입되는 경우에 발생할 수 있다.
이상적으로는, 데이터 메시지 비트 레이트를 분자로서 가지고 샘플링 레이트를 분모로서 가지는 분수는 최대 정수가 각기 12, 26 또는 26 이하인 연분수 전개에 의해서 95%까지, 95%, 및 99%의 정확도로 표현될 수 있다.
물론, 기준 신호 샘플들은 의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드를 동일하게 기술할 수 있어서 데이터 메시지 비트가 PRN 코드 칩에 상응한다.
본 발명의 제 3 측면에 따르면, 의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드를 포함하는 타겟 확산 스펙트럼 신호(a target spread spectrum signal)를 역확산하는 방법 및 그 확산 스펙트럼 신호 수신기가 제공된다. 상기 방법은 타겟 신호 내에 포함되는 것에 상응하는 PRN 코드를 나타내는 일련의 샘플들- 샘플링 레이트는 적어도 PRN 코드 칩핑 레이트(PRN code chipping rate)의 2배임 -을 포함하는 기준 신호를 발생시키는 단계와, 본 발명의 제 1 및 제 2 측면에 따른 방법에 의해서 기준 신호로부터 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 발생시키는 단계와, 타겟 신호와 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 상관시키는(correlating) 단계를 포함한다. 이것은, 소위 얼리 마이너스 레잇 상관 구조(an early-minus-late correlation archietecture)를 이용하여 PRN 코드가 획득되었는지를 판정하기 위한 것, 또는 트랙킹 루프(a tracking loop) 내에 코드 위상 에러를 설정하기 위한 것이다.
또한, 이러한 타겟 확산 스펙트럼 신호의 코드 위상 측정값은 각각의 이상적인 얼리 및 레잇 복제 신호들과 비교하여 발생된 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호 내의 에러를 보상하기 위하여 조절되는 것이 바람직하다.
본 발명의 제 4 측면에 따르면, 의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드를 포함하는 타겟 확산 스펙트럼 신호를 수신하는 수신기를 포함하는 확산 스펙트럼 신호를 역확산하는 확산 스펙트럼 신호 수신기와, 타겟 신호 내에 포함된 것에 상응하는 PRN 코드를 나타내는 일련의 샘플들- 샘플링 레이트는 적어도 PRN 코드 칩핑 레이트의 2배임 -을 포함하는 기준 신호를 발생시키며, 본 발명의 제 1 및 제 2 측면에 따른 방법에 의해서 기준 신호로부터 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호들을 발생시키는 신호 발생기와, 타겟 신호를 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 상관시키는 상관 프로세서(a correlation processor)가 제공된다.
상기 기술된 특징 및 다른 특징과 본 발명의 장점은 아래의 도면을 참조하여 예로서 나타낸 본 발명에 따른 GPS 수신기의 실시예의 상세한 설명으로부터 자명해 질 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 GPS 수신기를 도식적으로 도시하는 도면,
도 2는 도 1의 GPS 수신기의 수신기 프로세서와 함께 동작하는 수신기 채널(a receiver channel)을 도식적으로 도시하는 도면,
도 3은 도 2의 수신기 채널의 복제 코드 발생기를 보다 상세하게 도식적으로 도시하는 도면,
도 4는 도 2 및 도 3에 도시된 복제 코드 발생기에서 사용되는 얼리 및 레잇 복제 PRN 코드 발생 방법을 나타내는 도면,
도 5는 신호의 데이터 메시지 비트 레이트를 분자로 가지고, 신호의 샘플링 레이트를 분모로 가지는 분수의 연분수 전개에서 최대 정수와 신호 내의 데이터 메시지 비트를 기술하는 샘플의 분포 사이의 관계를 나타내는 도면.
도 1은 본 발명에 따른 GPS 수신기(1)의 구조를 도식적으로 도시한다. 동작 시에, GPS 수신기는 안테나(10)를 통하여 NAVSTAR GPS 신호를 수신하고, 전형적으로 대역외 RF 간섭을 최소화하기 위한 수동 대역 통과 필터링, 전치 증폭(preamplification), 중간 주파수(IF)로의 다운 변환(down conversion) 및 아날로그-디지털 변환에 의해서 이들을 RF 신호 전치 프로세서(pre-processor)(11)에서 전처리한다. 결과적으로 디지털화된 IF 신호는 변조된 상태로 남으며, 이용가능한 위성으로부터 모든 정보를 여전히 포함하며, 선입선출(FIFO) 메모리(12)에 공급된다. 메모리로부터, 샘플들은 후에 각각의 일련의 병렬 수신기 채널(13) 내로 공급될 수 있다. 의사 거리 정보(pseudorange information)를 획득하기 위하여 수신기 프로세서(14)와 함께 동작하여 각각의 디지털 수신기 채널 내에서 위성 신호가 획득되어 트랙킹(tracking)된다. 획득 및 트랙킹을 위한 이러한 방법은 잘 알려져 있으며, 예를 들어 Kaplan의 같은 책 제 4 장 GPS 위성 신호 특성 및 제 5 장 GPS 위성 신호 획득 및 트랙킹을 참조하라. 획득된 의사 거리 정보를 이용하여, 네비게이션 프로세서(navigation processor)(15)는 통상적인 알고리즘을 사용하여 수신기의 위치를 계산하며, 이 위치는 유저에게 디스플레이(16)를 통해 표시된다.
도 2는 수신기 프로세서와 함께 동작하는 수신기 채널을 보다 상세하게 도식적으로 도시한다. 메모리(12) 내에 저장된 신호 샘플들로부터 의사 거리 정보를 인출하기 위하여, 캐리어파(a carrier wave)가 제거되어야 하며, 이것은 캐리어파 발생기(21)를 이용하여 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 복제 캐리어파 신호를 발생시키는 수신기에 의해서 수행된다. 수신된 캐리어파의 주파수를 정교하게 복제하는 데에 캐리어파 위상 동기 루프(PLL)가 통상적으로 이용되며, 이로 인하여 상관 프로세서(24)는 캐리어 위상 동기(carrier phase lock)를 유지하기 위하여 캐리어파 발생기에 각각의 클럭 싸이클에 대한 캐리어 위상 증분 조정(carrier phase incremental adjustments)을 제공한다. PRN 코드를 획득하기 위하여, 복제 코드 발생기(22)에 의해서 유입 PRN 코드의 얼리(E), 프롬프트(P) 및 레잇(L) 복제가 연속적으로 발생된다. 그런 다음, 전형적으로 실질적으로 전체 PRN 코드에 대한 적분기(23)에서의 적분에 의해서 복제 코드는 I 및 Q 신호와 상관되어 3개의 동위상 상관 성분(IE, IL, IP) 및 3개의 직교 위상 상관 성분(QE, Q L, QP)을 생성한다. 상관 프로세서(24)에서, 코드 위상 분별기(a code phase discriminator)가 상관 성분의 함수로서 계산되며, 임계값 테스트 신호가 코드 위상 분별기에 인가된다. 코드 위 상 분별기가 하이(high) 상태인 경우에는 위상 정합이 선언되며, 코드 위상 분별기가 하이 상태가 아닌 경우에는 코드 발생기는 위상 시프트를 통해 다음의 일련의 복제를 생성한다. 선형 위상 스윕(linear phase sweep)은 결국 유입 PRN 코드가 국부적으로 발생된 복제의 PRN 코드와 동위상이 되도록 하여 코드를 획득할 것이다.
도 3에 코드 NCO(32)와, 코드 발생기(31)와, 각기 코드 발생기에 의해서 출력되는 얼리 및 프롬프트, 그리고 프롬프트와 레잇 신호들을 처리하기 위한 얼리 및 레잇 처리 유닛(33,34)을 포함하는 복제 코드 발생기(22)가 보다 상세하게 도시되어 있다. 코드 NCO에는 복제 코드 발생기 외부로부터 발생되는 입력 신호가 코드 발생기의 NCO의 주파수를 조정하는 데에 이용되는 상관 프로세서(24)로부터의 클럭 싸이클 당 코드 위상 증분 신호 ΔCP의 형태로 제공되어 생성된 역확산 코드의 칩핑 레이트를 제어한다. 코드 발생기(31)를 데이터 메시지 비트 레이트로 클럭킹하기 위한 클럭 신호 CS1과, 얼리 및 레잇 처리 유닛에 대한 NCO 내의 잔여 코드 위상 RCP 측정값(residual code phase RCP measurement)을 나타내는 신호가 코드 NCO로부터 코드 발생기로 출력된다. 프롬프트 확산 코드는 코드 발생기(31)의 프롬프트 출력으로부터 직접적으로 제공되며, 얼리 및 레잇 확산 코드는 얼리 및 레잇 처리 유닛(33,34) 각각의 출력이 된다. 얼리 및 레잇 처리 유닛(33,34)은 얼리 및 프롬프트, 프롬프트 및 레잇 신호를 코드 발생기로부터 각기 수신하며, NCO의 잔여 코드 위상 RCP 측정값의 함수로서 얼리 및 레잇 확산 코드를 제각기 구성하는 데에 어느 얼리 또는 프롬프트, 프롬프트 또는 레잇 신호 샘플이 이용될 지를 결정한다.
예를 통해서, NCO의 잔여 코드 위상 RCP 측정값의 함수로서 1/2 칩 레잇 확산 코드를 구성하는 데에 어느 프롬프트 또는 레잇 샘플이 이용될 지에 관한 결정이 도 4에 상세히 나타나 있다. NCO 내의 잔여 코드 위상 RCP 측정값이 PS로 표시된 프롬프트 신호에 대한 관계와 함께 도시되어 있는데, 여기서 0에서 1로의 잔여 코드 위상의 변경은 프롬프트 신호의 에포크에 상응한다. 샘플링된 바와 같이, SPS로 표시된 샘플링된 프롬프트 신호는 점(dot)으로 표시된 샘플링 순간의 불연속성에 기인하여 칩의 에포크를 정확하게 규정하지 않는다.
SLS로 표시된 신호에 의해서 나타나는 샘플링된 1/2 칩 레잇 확산 코드를 구성하기 위하여, 소정의 프롬프트/현재 코드 칩 값에 대하여, 코드 발생기는 얼리/이전 및 레잇/다음 코드 칩 값을 제공한다. SPS 신호 내의 A 내지 K의 샘플에 대하여, 레잇 신호 샘플 A' 내지 K'로의 전위(transposition)가 아래의 표 1에 나타나 있다.
Figure 112002015548571-pct00001
예를 들면, 샘플링 순간 C에서, 현재 코드 칩 값은 1이며, 이전 코드 칩 값은 0 이었다, 따라서, 잔여 코드 위상은 0.5(1/2 칩에 상응함)보다 작으며, 이전 코드 칩의 값이 레잇 신호 샘플 C'에 이용된다. 이와 유사하게, 샘플링 순간 D에서, 잔여 코드 위상은 0.5보다 크며, 따라서 프롬프트 코드 칩의 값이 레잇 신호 샘플 D'에 이용된다.
코드 위상과 샘플링 주파수 사이의 관계에 따라 칩 당 3개 또는 4개의 샘플이 존재할 수 있으며, SPS 신호 샘플들 F 내지 I 중 하나가 H' 내지 J'를 포함하는 SLS 신호 내에 상응하는 낮은 칩으로부터 빠졌다는 사실은 주목할 만하다. 다른 얼리-레잇 스페이싱(early-late spacings)이 잔여 코드 위상의 임계치를 변경함으로써 실시될 수 있다.
단지 매우 작은 타임 시프트를 가지는 얼리 또는 레잇 확산 코드 중 하나를 발생시키기 위하여, 결과적인 타임 시프트 신호를 최적화하기 위한 칩핑 레이트의 함수로서 샘플링 레이트가 선택된다. 특히, 샘플링 레이트는 연분수 전개에 큰 정수가 발생하지 않도록, 칩핑 레이트 k를 분자로 가지고, 샘플링 레이트 2B를 분모로 가지는 분수 θ의 연분수 전개에 근거하여 선택된다.
Figure 112002015548571-pct00002
여기서, k는 NCO가 샘플 클럭에 의해서 클럭킹될 때마다 추가되는 합워드(sum word)이며, B는 비트로 나타난 NCO의 해상도이다. 아래의 분석을 위하여, 분자 n을 가지고 분모 d를 가지는 소정의 분수의 연분수 전개는 아래와 같다.
Figure 112002015548571-pct00003
샘플 스트림의 잔여 코드 위상 측정값의 시퀀스는 칩핑 레이트와 샘플링 레이트의 비(ratio), 즉 θ에 관련되어 있다. 예를 들어, θ = 5/8인 경우에, 잔여 코드 위상은 시퀀스 0, 5/8, 2/8, 7/8, 4/8, 1/8, 6/8, 3/8, 0 ...,를 따른다. 즉 8개의 싸이클로 반복된다. 따라서, 프롬프트 신호로부터 타임 시프트형 신호를 발생시키는 경우에, 시퀀스 내의 소정의 시간에 0 내지 1/2 미만의 범위 및 1/2 내지 1 미만의 시퀀스에 대략적으로 동일한 수의 분수 부분이 존재하는 것이 바람직하다. 상기 예에서, NCO가 5회 클럭킹된 후에, 2개의 분수 부분(1/8 및 2/8)이 제 1 범위 내에 놓이며, 3개의 분수 부분(4/8, 5/8, 7/8)이 제 2 영역 내에 놓인다. 따라서, 5개의 샘플 후의 바이어스(bias)의 절대값은 3 - 2 = 1이다. 큰 바이어스 값은 얼리 및 레잇 신호 모두가 일관되게 동일한 양만큼 (포워드 또는 백워드 중 하나로) 타임 시프트되도록 하며, 위치 결정 시스템의 경우에는 거리 에러를 야기할 것이다.
분수 부분의 전체 시퀀스가 2B 싸이클로 반복되므로, 시퀀스의 f개의 제 1 멤버(first f members of the sequence)에 대한 바이어스의 최대 절대값에만 관심을 기울이면 된다. 여기서 1 ≤f ≤2B이다. 이러한 최대값은 M(B, k)으로 규정될 수 있다. L(B, k)은 θ= k/2B의 연분수 전개에서의 최대 정수로 규정될 수 있는데, 예를 들면 L(11, 6) = 5인데, 이는 11/64의 확장에서의 최대 정수는 5이기 때문이다. 각기 k에 대하여 도시된 M(14, k) 및 L(14, k)을 나타내는 도 5의 곡선 51 및 52를 참조하면, θ의 연분수 전개에서의 최대 정수는 바이어스의 최대 절대값과 일치함을 알 수 있다.
문제의 원인이 연분수 전개에서의 큰 정수값임을 확립하였으므로, 이들을 방지하는 것이 가능하다. 예를 들면, 수신된 코드와의 상관을 위하여 역확산 코드를 발생시키는 경우와 마찬가지로 칩핑 레이트가 프론트 엔드 고려(front-end considerations)에 의해서 고정되어 설정되면, B의 값, 즉 샘플링 레이트는 L(B, k)이 최소화되도록 변화한다. 이와 유사하게, 한편으로 칩핑 레이트가, 예를 들어 수신된 신호에서 관찰되는 가능한 도플러 시프트(Doppler shift)를 고려하는 수신된 칩핑 레이트의 예상 영역에 상응하는 주파수 영역에서만 특정된다면, B의 값은 연속적인 범위의 k 값에 대하여, L(B, k)이 사전 결정된 임계값보다 작도록 선택될 수 있다.
상관 동안에 바이어스의 큰 최대값을 방지하는 것에 추가하여, 누적 바이어 스(cumulative bias)를 방지하는 것 또한 바람직할 것이다. 이론적으로, 이것은 2B 샘플의 정수배(B는 NCO 해상도)에 대하여 상관시킴으로써 수행될 수 있지만, 적절한 코드 위상 해상도를 획득하기 위하여 B는 전형적으로 25를 초과하여야 한다. 이것은 분 단위는 아니더라도, 적어도 수초의 바람직하지 않게 긴 주기에 대한 상관을 필요로 한다.
대안으로서, 누적 바이어스를 측정하여 이를 보상하기 위하여 코드 위상 측정값을 조정하는 것이 가능하다. 예를 들면, 4.8 MHz의 샘플링 레이트에서 1 밀리초에 대한 상관을 고려하자. 얼리 및 레잇 복제 신호의 1/2 칩 변위를 생성하고자 한다면(즉, 코드 발생기(31)의 얼리 및 레잇 출력의 시프트 시간의 반), 얼리 및 레잇 신호가 각각의 코드 발생기에 의해서 출력되는 2400개의 각각의 얼리 및 프롬프트와, 프롬프트 및 레잇 신호 샘플로 구성되는 것을 기대할 것이다. 바이어스 계수기는 샘플링 레이트와 칩핑 레이트 사이의 상호작용에 의해서 야기되는 이로부터의 편차를 계수한다. 가령 칩핑 레이트가 0.96MHz(즉, 4.8MHz의 1/5th)라고 한다면, 코드 발생기(32)의 각각의 얼리 및 프롬프트 출력으로부터 발생되는 얼리 신호의 비는 2/5ths와 3/5ths 사이의 영역에 속함을 알 것이다. 1/10th 칩 에러의 나쁜 경우에, 480(3/5*4800-2/5*4800)(또는 변위의 방향에 따라 -480)의 바이어스 계수기 값을 알 것이다. 반대로, 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 코드에 대한 공지된 바이어스 값으로, 이들로부터 유도된 코드 위상 측정값이 조정될 수 있다.
상기 기술된 실시예를 나타내는 도 2 및 도 3을 참조하여, 이러한 바이어스 측정값은 코드 위상 측정값을 조정하기 위하여 바이어스 계수기 BC 신호를 수신기 프로세서에 사용되는 수신기 프로세서(14)에 출력하는 복제 코드 발생기(22)의 얼리 처리 유닛(33)에 의해서 수행된다. 얼리 및 레잇 복제 코드를 동일한 코드 발생기로부터 탭하는 경우에 바이어스가 얼리 및 레잇 복제 신호 모두에 존재하여, 얼리 및 레잇 복제 신호 모두의 바이어스 값을 획득하기 위하여 단지 얼리 또는 레잇 처리 유닛 중 하나만을 모니터링할 수 있다는 사실은 주목할 만하다.
도 1 및 도 2에 도시된 타입의 GPS 수신기에서, 전치 프로세서(11)는 전형적으로 디지털 수신기 채널(13)을 가지는 프론트 엔드 아날로그 회로의 형태로 실시될 것이며, 수신기 프로세서(14) 및 네비게이션 프로세서(15)는 범용 마이크로프로세서 또는 GPS 응용 주문형 회로(ASIC)에 내장된 마이크로프로세서의 형태로 실시될 것이다. 상기 기술된 예를 포함하는 본 발명에 따른 방법의 실시는 적절한 아날로그 회로 설계 및/또는 마이크로프로세서 프로그래밍에 의해서 수행될 것이다. 물론, 이러한 설계 및 프로그래밍은 GPS 및 CDMA 통신의 당업자에게 잘 알려져 있으며, 당업자에 의해서 과도한 부담없이 실시될 수 있을 것이다.
또한, 현재 GPS는 시간 및 거리 네비게이션 시스템(NAVSTAR(Navigation System with Time and Ranging)) GPS과 관련되어 있어서, 모든 날씨, 공간 기반 네비게이션 시스템은 미국 국방부에 의해서 개발되어 동작되고 있다. 그러나, GPS의 기반이 되는 전반적인 원리는 범용적이며, NAVSTAR에 한정되지 않는다. 따라서, 아래에서 글로벌 위치 결정 시스템이라고 불리는 GPS는 상이한 위치에서의 다수의 CDMA 무선 송신기 및 무선 송신기의 송신의 도달 시간에 근거하여 그 위치를 결정 하는 수신기를 포함한다. 더욱이, 본 발명의 제 3 측면은 GPS 분야에 특히 유용하지만, 이러한 참조는 본 발명의 범위를 단순히 GPS에 한정하는 것으로 해석되어서는 안된다. 예를 들면, 본 발명의 이러한 측면은 이동 셀룰러 전화와 관련 네트워크 사이의 CDMA 통신에 동일하게 응용가능하다.
본 발명으로부터, 본 기술 분야의 당업자에게는 다른 변형이 명백할 것이며, GPS의 설계와, 제조와 이용 및 다른 확산 스펙트럼 신호 수신기 및 그 구성 요소 부분에 있어서 이미 공지된 다른 특징들을 포함할 수 있을 것이며, 여기에서 이미 기술된 특징에 추가하거나, 혹은 이를 대신하여 이용될 수 있을 것이다. 비록 청구항이 본 출원의 특징의 특정한 결합으로 정형화되었지만, 본 출원의 개시 범위는 현재 청구된 본 발명과 관련되는지, 혹은 본 발명에서 다루는 문제점과 동일한 문제점을 다루는지 여부에 관계없이 본 명세서에 기술된 신규한 특징 또한 신규한 특징의 결합 또한 포함함을 이해하여야 한다. 본 출원인은 본 출원 또는 이로부터 유도되는 추가적인 출원의 출원 절차에서 이러한 특징 또는 이러한 특징의 결합으로 새로운 청구항이 정형화될 수 있음을 알리는 바이다.

Claims (25)

  1. 데이터 메시지 비트를 기술하는 일련의 샘플을 포함하는 기준 신호로부터 타임 시프트형 복제 신호(a time shifted replica signal)를 발생시키는 방법에 있어서, 샘플링 레이트가 데이터 메시지 비트 레이트보다 크며,
    상기 기준 신호의 상기 데이터 메시지 비트의 가상 에포크(virtual epoch)에 대한 상기 기준 신호 샘플의 위상을 결정하는 단계와,
    상기 기준 신호 샘플의 위상의 함수로서 상기 기준 신호 샘플로부터 상기 타임 시프트형 복제 신호를 구성하는 단계
    를 포함하는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 기준 신호 샘플의 위상은 상기 타임 시프트형 복제 신호를 구성하는 데에 어느 신호 샘플이 이용될 지를 결정하는 데에 이용되는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 기준 신호 샘플의 위상은 수치 제어 발진기를 이용하여 결정되는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 복제 신호의 샘플링 레이트는 상기 기준 신호의 샘플링 레이트와 동일한 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    적어도 하나의 기준 신호 샘플은 상기 타임 시프트형 복제 신호 내에 존재하지 않는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  6. 데이터 메시지의 비트를 기술하는 일련의 샘플을 포함하는 기준 신호로부터 타임 시프트형 복제 신호(a time shifted replica signal)를 발생시키는 방법에 있어서, 샘플링 레이트가 데이터 메시지 비트 레이트보다 크며,
    상기 기준 신호 샘플로부터 상기 타임 시프트형 복제 신호를 구성하는 단계를 포함하되, 상기 복제 신호의 샘플링 레이트는 상기 기준 신호의 샘플링 레이트와 동일하며, 적어도 하나의 기준 신호 샘플이 상기 타임 시프트형 복제 신호 내에 존재하지 않는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  7. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    적어도 하나의 기준 신호 샘플이 상기 타임 시프트형 복제 신호 내에서 연속하여 2회 복제되는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  8. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    타임 시프트형 복제 신호 내의 가상 데이터 비트 에포크의 양측에 위치한 적어도 한 쌍의 인접 복제 신호 샘플은 상기 기준 신호 내의 상기 가상 데이터 비트 에포크의 양측에 위치하는 한 쌍의 인접하지 않는 기준 신호 샘플에 상응하는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  9. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 타임 시프트형 복제 신호는 상기 기준 신호로부터 인접 샘플들 간의 시간 주기의 정수배와 동일하지 않은 양만큼 타임 시프트되는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 타임 시프트형 복제 신호는 인접 샘플들 간의 시간 주기보다 짧은 시간만큼 타임 시프트되는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  11. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    분자가 데이터 메시지 비트 레이트이고 분모가 샘플링 레이트인 분수(a fraction)가, 최대 정수가 12 이하인 연분수 전개(a continued fraction expansion)에 의해서 95% 정확도까지 표현될 수 있는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  12. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    분자가 데이터 메시지 비트 레이트이고 분모가 샘플링 레이트인 분수가, 최대 정수가 26 이하인 연분수 전개로 95% 정확도까지 표현될 수 있는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  13. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    분자가 데이터 메시지 비트 레이트이고 분모가 샘플링 레이트인 분수가, 최대 정수가 26 이하인 연분수 전개로 99% 정확도까지 표현될 수 있는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  14. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 기준 신호 샘플은 의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드(a pseudorandom noise(PRN) code)를 나타내며, 상기 데이터 메시지 비트는 상기 PRN 코드 칩에 상응하는 타임 시프트형 복제 신호 발생 방법.
  15. 삭제
  16. 제 1 항, 제 2 항 또는 제 6 항 중 어느 한 항에 따른 방법에 의해서 기준 신호로부터 타임 시프트형 복제 신호를 발생시키는 신호 발생기.
  17. 의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드를 포함하는 타겟 확산 스펙트럼 신호(a target spread spectrum signal)를 역확산(despreading)하는 방법에 있어서,
    상기 타겟 신호 내에 포함된 PRN 코드에 상응하는 PRN 코드를 나타내며 그 샘플링 레이트는 적어도 상기 PRN 코드 칩핑 레이트(chipping rate)의 2배인 일련의 샘플을 포함하는 기준 신호를 발생시키는 단계와,
    청구항 14에 따른 방법에 의해서 상기 기준 신호로부터 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호(early and late replica signals)를 발생시키는 단계와,
    상기 타겟 신호를 상기 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호와 상관시키는 단계
    를 포함하는 역확산 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 발생된 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 이용하여 획득된 상기 타겟 확산 스펙트럼 신호의 코드 위상을 측정하는 단계와,
    각각의 이상적인 얼리 및 레잇 복제 신호와 비교하여 상기 발생된 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호 내의 에러를 보상하기 위하여 상기 코드 위상 측정값을 조정하는 단계
    를 더 포함하는 역확산 방법.
  19. 삭제
  20. 청구항 17에 따른 방법에 의해서 의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드를 포함하는 타겟 확산 스펙트럼 신호를 역확산하는 확산 스펙트럼 신호 수신기.
  21. 확산 스펙트럼 신호를 역확산하는 확산 스펙트럼 신호 수신기에 있어서,
    의사 랜덤 노이즈(PRN) 코드를 포함하는 타겟 확산 스펙트럼 신호를 수신하는 수신기와,
    상기 타겟 신호 내에 포함되는 PRN 코드에 상응하는 PRN 코드를 나타내며 그 샘플링 레이트가 적어도 상기 PRN 코드 칩핑 레이트의 2배인 일련의 샘플을 포함하는 기준 신호를 발생시키며, 청구항 14에 따른 방법에 의해서 상기 기준 신호로부터 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 발생시키는 신호 발생기와,
    상기 타겟 신호를 상기 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호와 상관시키는 상관 프로세서(a correlation processor)
    를 포함하는 확산 스펙트럼 신호 수신기.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 상관 프로세서는 상기 발생된 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 이용하여 획득된 경우에 상기 타겟 확산 스펙트럼 신호의 코드 위상을 측정하며, 또한 각각의 이상적인 얼리 및 레잇 복제 신호와 비교하여 상기 발생된 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호 내의 에러를 보상하기 위하여 상기 코드 위상 측정값을 조정하는 확산 스펙트럼 신호 수신기.
  23. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 신호 발생기는 코드 NCO와, 상기 기준 신호를 발생시키는 코드 발생기와, 상기 코드 발생기에 의해 출력되었을 때, 상기 기준 신호로부터 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 발생시키는 얼리 및 레잇 처리 유닛을 포함하되,
    상기 얼리 및 레잇 처리 유닛은 상기 코드 발생기로부터 각기 얼리 및 프롬프트(early and prompt), 프롬프트 및 레잇 신호(prompt and late signal)를 수신하며, 상기 얼리 또는 프롬프트와, 프롬프트 또는 레잇 신호 샘플들 중 어느 것이 NCO의 잔여 코드 위상 측정값(residual code phase measurement)의 함수로서 상기 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 코드를 각기 발생시키는 데에 이용되는지를 결정하는 확산 스펙트럼 신호 수신기.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 상관 프로세서는 상기 발생된 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호를 이용하여 획득된 경우에 상기 타겟 확산 스펙트럼 신호의 코드 위상을 측정하며, 또한 각각의 이상적인 얼리 및 레잇 복제 신호와 비교하여 상기 발생된 타임 시프트형 얼리 및 레잇 복제 신호 내의 에러를 보상하기 위하여 상기 얼리 및 레잇 처리 유닛 중 적어도 하나로부터의 출력을 이용하여 상기 코드 위상 측정값을 조정하는 확산 스펙트럼 신호 수신기.
  25. 삭제
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