KR100791988B1

KR100791988B1 - Ｓａｉｃｇｓｍ／ｅｄｇｅ 수신기를 위한 저복잡도 등화및 간섭 억제를 제공하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100791988B1
Application number: KR1020067003124A
Authority: KR
Inventors: 키라우 쿠마르 쿠치; 지안 파올로 마트텔리니
Original assignee: 노키아 코포레이션
Priority date: 2003-08-15
Filing date: 2004-08-11
Publication date: 2008-01-04
Also published as: US20050036575A1; WO2005018213A2; CN1868129A; KR20060054440A; WO2005018213A3; EP1661383A2

Abstract

실수부 신호 성분 및 허수부 신호 성분을 포함하는 신호열 상의 심볼간 간섭(ISI) 및 동일-채널 간섭(CCI)을 실질적으로 동시에 억제하기 위한 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화를 수행하기 위한 기저대역 회로를 포함하는 무선 주파수(RF) 수신기가 개시된다. 바람직한 실시예에서, 수신기는 단일 수신 안테나를 포함하며, 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 수신기로서 동작한다. 기저대역 회로는 심볼간 간섭(ISI) 억제 및 동일-채널 간섭(CCI) 억제를 수행하는데 사용되는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 벡터 가중치들의 집합을 결정하도록 작동한다. 해당 수신기를 작동하기 위한 방법도 개시된다.

Description

ＳＡＩＣＧＳＭ／ＥＤＧＥ 수신기를 위한 저복잡도 등화 및 간섭 억제를 제공하기 위한 방법 및 장치{Method and apparatus providing low complexity equalization and interference suppression for SAIC GSM/EDGE receiver}

본 발명은 단일 수신기 안테나를 사용하여 GSM 시스템과 같은 무선 통신 시스템에서 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC, single/multi antenna interference cancellation)하는데 관련된다.

네트워크 운용자들이 간섭 레벨이 높고 어떤 기지국을 위한 대역폭 사용량이 포화 레벨에 근접하는 지점들을 경험하는 것은 전형적이다. 비록 트래픽의 대부분이 현재는 통상적인 음성 통화를 포함하지만, GPRS 및 EDGE를 통한 데이터 서비스의 허용에 힘입어 간섭 및 대역폭 사용에 수반된 문제점이 증가될 것으로 기대된다.

사용하는 네트워크의 음성 용량(voice capacity)을 극대화하기 위하여, GSM 운용자들은 그들의 무선 주파수(RF) 스펙트럼을 가능한 한 효율적으로 사용하여야 한다. 이러한 목적을 달성하기 위하여, GSM 표준은 주파수-분할 다중 접속 기법을 시간-분할 다중 접속(TDMA)과 결합시킴으로써 1MHz의 대역폭 및 8개의 타임 슬롯(time slot) 마다 다섯 개의 통신 채널을 제공한다.

이상적으로는, 운용자들은1:1의 셀룰러-주파수 재사용 효율을 획득하고자 한다. 이러한 스킴(scheme)은 북미에서 채택되는데, 여기서는 네트워크 내의 모든 셀이 모든 사용 가능한 주파수 채널 상에서 송신을 수행할 수 있다. 그러나, 이러한 스킴을 실무에 구현하는 것은 어려운데, 그 이유는 기지국으로부터의 신호들이 셀 경계(cell boundary)를 지나쳐서 너무 잘 진행(propagate)하기 때문에 동일-채널 간섭을 야기하기 때문이다. 이러한 현상은 한 셀 내의 핸드셋이 동일한 채널 상에서 동일한 시간-분할 다중 접속(TDMA) 타임 슬롯 내에 브로드캐스트되지만 다른 핸드셋을 목적지로 삼는 신호를 수신하는 경우에 발생한다. 만일 간섭 신호의 강도가 로컬 신호의 강도보다 충분히 낮지 않으면, 핸드셋은 음성 품질이 열화된 것을 경험하거나 심지어는 통화가 종료될 수도 있다.

동일-채널 간섭은 GSM 네트워크의 많은 부분에 영향을 끼칠 수 있는데, 그 이유는 셀의 비정규적 포지셔닝(irregular positioning) 및 무선-파의 진행에 대해서 지형적 요인이 가끔 심각한 레벨의 간섭을 야기하기 때문이다. 이러한 현상은 주파수들이 두개 또는 그 이상의 셀들에 의하여 분리된 셀들 내에서만 재사용되는 경우에도 발생될 수 있다. 그 결과로서, 동일-채널 간섭은 거의 모든 무선 네트워크에 영향을 끼치며 네트워크 용량을 최대화 하기 위하여 주파수 재사용률을 높이려고 하는 네트워크 운용자들에게는 중대한 도전이 된다.

복수 개의 상이한 기술들을 이용함으로써, 동일-채널 간섭을 감소시킬 수 있다. 이러한 기술들에는 모든 단일 채널 상에서 동일-채널 간섭이 경험되는 시간 기간(period of time)을 감소시키는 주파수 호핑(frequency hopping)이 포함된다. 주파수 호핑을 이용하면 에러-정정 기술을 이용함으로써 간섭에 관련된 문제점들을 극복할 수 있다. 다른 스킴에는 계층화 시스템(layered system)이 포함되는데, 여기서는 1:1 채널 재사용이 오직 기지국에 근접한 영역에서만 이루어지도록 한정되며, 또는 기지국 및 핸드셋 송신 전력 레벨들을 최저의 허용 가능한 레벨에 유지시키는 동적 전력 제어 기법이 포함된다. 또한, 사용자들이 실질적으로 통화하고 있지 않은 동안에는 송신이 이루어지지 않도록 방해하는 불연속 송신 기술도 포함될 수 있다.

좀더 최근 기술은 적응형-다중 레이트 음성 코덱(adaptive-multirate voice codec)을 이용하는 기술을 포함하는데, 이 기술은 한 채널의 전체 데이터-송신 레이트가 22.8kbit/s 인 것을 동적으로 실제 음성 데이터 레이트 및 에러-정정 데이터 레이트 사이에서 분리하도록 허용한다. 이러한 기술은 각 셀 내의 간섭 조건을 연속적으로 분석하는데 응답하여 무선 채널의 동적 할당을 수행함으로써 열악한 신호 조건들 하에서 통화를 유지할 수 있다.

전술된 기술들은 전형적으로 개별적으로는 사용되지 않으며, 그 대신에 다양한 방법으로 조합되어 사용됨으로써, 여전히 이론적인 1:1의 재사용률 최대치보다는 낮은 음성 용량을 보여준다. 일반적으로, 이러한 기술들은 음성 용량을 최대값에 근접하도록 확장하기 위하여는 사용될 수 없는데, 그 이유는 이러한 기술들이 동일-채널 간섭을 관리하는 대신에 동일-채널 간섭을 제거하거나 평균화하여 제거(average-out)하려 시도하기 때문이다.

안테나 다양성(antenna diversity)을 통하여 핸드셋의 수신기 성능을 향상시 킴으로써 동일-채널 간섭을 다루기 위한 다른 기술들이 시도되어 왔다. 이러한 기술들은 하나 이상의 안테나를 사용함으로써, 신호 조건이 전자파의 위치 및 극성에 대하여 변동될 수 있다는 사실을 이용(exploit)한다. 그러나, 핸드셋 내에서 안테나 다양성을 이용하면 안테나의 구조가 더 복잡해지고 추가적인 무선 주파수(RF) 성분들이 필요하기 때문에 핸드셋의 비용, 복잡도(complexity), 및 전력 소비량이 증가된다.

이러한 문제점들에 응답하여, 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 기술이 개발되어왔으며, 핸드셋 사이즈, 비용, 또는 전력 소모량을 불필요하게 증가시키지 않으면서 시스템 성능을 현저히 향상시켜 왔다. 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 기술은 단일 안테나 무선 주파수(RF) 회로를 사용하여, 동일-채널 간섭에 대한 핸드셋의 면역력을 현저히 향상시킨다. 이러한 목적은 핸드셋의 디지털 신호 프로세서(DSP)에 의하여 실행되는 알고리즘을 이용함으로써 달성된다.l 동일-채널 간섭을 캔슬하는데 덧붙여, 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 기술은 인접하는 주파수 채널들의 의도하지 않은 스펙트럼 오버랩에 의하여 야기되는 인접-채널 간섭(adjacent-channel interference)에 대해서도 다룬다.

그러나, 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 기술을 채택할 경우 다른 문제점이 발생하는데, 이것은 고성능 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 수신기의 적합한 디자인은 복잡도가 증가된다는 점이다. 통상적인 GSM 수신기들은 트렐리스 시퀀스 예측기(trellis sequence estimator)에 의하여 제공되는 거의 최적의 링크 성능을 낼 수 있도록 최적화되었다. 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 알고리즘이 소개 됨으로써, 낮은 복잡도를 가지는 고성능의 GSM 수신기 알고리즘을 개발하는 데에 대한 흥미가 더욱 발생되었다. 목표는 상당한 레벨의 연산 복잡성(computational complexity) 및 성능을 가지는 방대한 범위의 알고리즘 선택들을 제공하는 것인데, 그 이유는 낮은 복잡도(complexity) 기저대역 알고리즘들을 이용하면 저비용 GSM 핸드셋들을 구현할 수 있을 것으로 기대되기 때문이다. 더 나아가, 사용 가능한 연산력(즉, DSP MIPS)은 저복잡도 기저대역 알고리즘 및 다른 바람직한 기능들 사이에 할당되는 것이 바람직할 텐데, 이러한 바람직한 기능들에는 비디오 게임 및 음악 성능등과 같은 연산이 많이 요구되는 피쳐(feature)들을 제공하는 기능 등이 포함된다. 또한, 필요할 경우, 고복잡도의 기저대역 알고리즘을 이용함으로써, 충분한 연산 능력을 사용할 수 있을 때, 커버리지(coverage)/데이터 레이트/용량을 향상시킬 수 있다.

다수의 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 기법들이 문헌으로 발표되어 왔다. 그 예를 들면, 저자가 Ottersen, Kristensson, Astely인 "수신기(A receiver)", 국제 공개번호 WO 01/93439호; 저자가 Arslan, Khayrallah인 "공간-시간적 백색화를 이용하여 수신 시스템 내의 동일-채널 간섭을 캔슬하기 위한 방법 및 장치(Method and Apparatus for Canceling Co-Channel Interference in a Receiving System Using Spatio-Temporal Whitening)", 국제 공개번호 WO 03/030478 A1; 저자가 Meyer, Schober, Gerstacker인, "TDMA 및/또는 FDMA 송신을 위한 간섭 억제 방법(Method for Interference Suppression for TDMA and/or FDMA Transmission)" 으로서 2001년 12월 19일 출원된 문서가 있다. 또한, 관심을 끄는 문헌들은 B.Picinbono 및 P. Chevalier, "복소 데이터의 광대역 선형 예측(Widely Linear Estimation with Complex Data", IEEE Trans. On. Signal Proc, vol. 43, pp. 2030-2033, Aug, 1995; W. H. Gerstacker 등, "광대역 선형 필터링을 이용한 등화(Equalization with Widely Linear Filtering)", ISIT2001; G. Gelli 등, "광대역 선형 다중 사용자의 블라인드 검출(Blind Widely Linear Multiuser Detection)", IEEE Comm Letters, June 2000; W. A. Gardner, S.V. Schell, "통신 용량 및 품질 향상을 위한 GMSK 신호 프로세서(GMSK Signal Processors for Improved Communications Capacity and Quality), U.S. Patent No: 5,878,105, Dec, 8 1998; 및 W. H. Gerstacker 등의, " 광대역 선형 최소 출력 에너지 블라인드 알고리즘(A Blind Widely Linear Minimum Output Energy Algorithm)", WCNC 2003 등이 있다.

국제 공개 번호 WO 01/93439호에 개시된 수신기는, 만일 (동일-채널) 간섭이 색상 잡음(colored noise)인 것으로 생각되고, 해당 잡음이 백색화되면, 신호 이득이 향상될 수 있다는 사실을 이용한다. 국제 공개 번호 WO 01/93439호는 수신 신호의 실수 성분 및 허수 성분(즉, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 성분)들을 분리하는 데에서 기인한 추가적인 자유도(degree of freedom)을 이용함으로써 효과적인 백색화를 수행하는 필터를 사용하는 기술을 개시한다. 국제 공개 번호 WO 03/030478 A1호에 개시된 내용은 동일-채널 간섭을 억제한다는 측면에서는 국제 공개 번호 WO 01/93439호에 개시된 내용과 유사하다.

국제 공개 번호 WO 01/93439호에서는, 간섭 성분은 K의 차원을 가진 무한 임 펄스 응답(IIR, infinite impulse response) 프로세스로서 모델링되고, 백색화 동작은 K 개(또는 K+1 개)의 필터 탭을 가지는 (다차원) 유한 임펄스 응답(FIR)에 의하여 수행된다. 백색화 동작이 수행된 이후에, 원하는 신호의 임펄스 응답은 물론 수정된다. 특히, 백색화 필터와 함께 콘볼루션되기 때문에, 국제 공개 번호 WO 01/93439호에 개시된 백색화 동작은 증가된 채널 길이(increased channel length)라고 불릴 수 있는 원하는 신호의 임펄스 응답이 더 길어지는 현상을 나타내고, 따라서 더 복잡한 등화기 또는 적어도 증가된 채널 길이를 고려할 수 있는 메커니즘을 포함하는 수정된 등화기를 요구하게 된다. 증가된 채널 길이는, 수신기의 등화기로 하여금 수신기에 의하여 국제 공개 번호 WO 01/93439호에 의한 백색화 동작이 구현되려면 수정될 것을 요구한다.

또한, 국제 공개 번호 WO 01/93439호에 의한 백색화 동작을 이용하여서 달성할 수 있는 성능 이득은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터의 탭의 수를 나타내는 모델 파라미터인 K에 의하여 변경된다. 일반적으로, K 값이 커질수록 이득도 커지는데, 만일 K 가 특정한 문턱치(문턱치는 억제되는 특정 간섭에 따라 변경되며 일반적으로는 사전에 공지되지 않는다)보다 커지면, 유한 임펄스 응답(FIR) 필터 계수들을 찾아내는 작업은 매우 열악해질 것이며, 즉, 적합한 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 찾아낼 수 없을 것이다.

그러므로, 잡음 백색에 기반하여 동일-채널 간섭을 억제하기 위한 복잡도가 낮고 더욱 견실하며, GSM/EDGE(Global System for Mobile Communications/Enhanced Data Rates for GSM revolution) 수신기와 같은 현존하는 수신기들에 집적하기가 용이한 방법이 요구된다.

공동 위임되는 미국특허 출원번호 10/__________호로서, ___________에 출원되고, Mattellini, Kuchi, 및 Ranta 등이 발명한 "수신기 내의 동일-채널 간섭을 억제하기 위한 방법 및 장치(Method and Apparatus for Suppressing Co-Channel Interference in a Receiver)"는 이와 같은 필요성에 다루며, 소위 "트렁케이트된 I-Q 백색(truncated I-Q whitening)"이라고 불리는 단순하고 효율적인 I-Q 백색화 방법에 대해서 기술한다. 이러한 방법에서, 백색화 동작은 단일 심볼 내에서 수행된다.

전술된 바와 같이 공동 위임된 미국 특허 출원에 개시된 수신기 구조가 요구되는 어플리케이션에 매우 적합한 반면에, 더 고성능을 보이면서 복잡도는 더 낮은 수신기 구조들을 제공하는 것이 바람직하다.

전술된 바와 같은 문제점들 및 다른 문제점들은 본 명세서에 의하여 제공되는 바람직한 실시예들 및 이들의 교시에 따라서 극복되고, 다른 장점들도 실현된다.

본 발명은 완전(full) 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 수신 신호 시간적 백색화(temporal whitening)를 이용함으로써 성능을 개선하며, 동시에 다수의 수신기 디자인의 복잡도가 감소되는데, 예를 들어, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 선형 등화기가 제공된다. 또한, 본 발명은 협대역 또는 광대역 수신기 필터와 함께 사용될 경우 인접 채널 간섭 제거 기능을 향상시킨다. 뿐만 아니라, 본 발명은 수신 신호의 오버-샘플링을 요구하지 않아도 간섭을 억제한다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 종래 기술과 달리 필터들은 무한 임펄스 응답(IIR) 필터의 인버스(inverse)로서 연산되지 않으며, 백색화 동작은 하나 이상의 수신 심볼들 상으로 확장된다.

실수 신호 성분 및 복소 신호 성분을 포함하는 신호열 상의 심볼간 간섭(ISI) 및 동일-채널 간섭(CCI)을 실질적으로 동시에 억제하기 위한 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화를 수행하기 위한 기저대역 회로를 포함하는 무선 주파수(RF) 수신기가 개시된다. 본 발명의 다른 실시예에서는, 후속 등화 또는 검출 동작에 의하여 동일-채널 간섭(CCI)을 억제하고 심볼간 간섭(ISI)을 감소시키기 위한 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화를 수행하기 위한 기저대역 회로를 포함하는 무선 주파수(RF) 수신기가 개시된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 수신기는 단일 수신 안테나를 포함하며, 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 수신기로서 동작한다. 본 발명의 다른 실시예에서, 수신기는 복합 수신 안테나를 포함하며 복합 안테나 간섭 캔슬러(multi antenna interference canceller)로서 동작한다. 기저대역 회로는 심볼간 간섭(ISI) 억제 및 동일-채널 간섭(CCI) 억제 동작을 수행하는데 사용되는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 벡터 가중치들의 집합을 결정하도록 동작한다. 이러한 수신기를 작동시키는 방법도 개시된다.

전술된 바와 같은 교시들 및 이러한 교시들의 다른 측면들은 발명의 상세한 설명을 첨부된 도면들과 함께 파악함으로써 명백해질 것이다.

도 1은 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 다중-채널 정합 필터(I-Q multi-channel matched filter) 및 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 필터를 포함하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기의 제1 실시예의 간략화된 블록도이다.

도 2a는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터(I-Q whitened matched filter) 및 백색 잡음을 위하여 설계된 스칼라 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기를 포함하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기의 제2 실시예의 간략화된 블록도이다.

도 2b는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터 및 정합 필터 메트릭(웅거뵉)을 포함하는 MAP 시퀀스 예측기를 포함하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기의 제2 실시예의 간략화된 블록도이다.

도 2c는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터, 최소 위상 채널을 생성하는 안티쿠절 필터(anticusal filter), 및 유클리디언 필터 메트릭(Forney), 감소 상태 신호 예측기(RSSE), 또는 결정 피드백 등화기(DFE)를 가지는 MAP 시퀀스 예측기일 수 있는 검출기를 포함하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기의 다른 실시예의 간략화된 블록도이다.

도 3a는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기(I-Q pre-whitener) 및 백색 잡음에 최적화된 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기를 포함하는 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기의 제3 실시예의 간략화된 블록도이다.

도 3b는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기(I-Q pre-whitener) 및 MAP 시퀀스 예측기를 포함하는 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기의 제3 실시예의 간략화된 블록도이다.

도 4는 유클리디언 필터 메트릭(Forney), 감소 상태 신호 예측기(RSSE), 또는 결정 피드백 등화기(DFE)를 가지는 MAP 시퀀스 예측기와 같은 검출기에 적합한 신호를 출력하는 백색 I-Q MMSE-DFE 사전-필터(whitening I-Q MMSE-DFE pre-filter)를 포함하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q)-최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기의 간략화된 블록도이다.

설명을 시작하면서, 종래 기술에 의한 수신 신호 등화기들은 전형적으로 기저대역 복소 신호들에 대하여 작동한다는 점에 주의하여야 한다. 본 발명의 일 측면은 수신 신호 실제 콘스텔레이션의 실수부 및 허수부 상에 직접 등화 및 간섭 억제를 수행하는 방법에 관한 것이다. 이와 같이 동작함으로써, 등화기는 원하는 시퀀스 및 필터링된 시퀀스 간의 더 낮은 평균 제곱 오차 또는 감소된 잡음 확장량(amount of noise enhancement)을 야기하며, 간섭 억제 성능을 향상시키는데, 이러한 성능은 발명자들에게 공지된 다른 기술들과 비교할 때 명백하다.

일반적으로, 본 발명은 실수 및 허수 신호열 상에 심볼간 간섭(ISI) 억제 및 간섭 억제 동작을 통합(joint)하여 구현하기 위하여 최적화된 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 기법을 채택하는 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 수신기를 구현한다. 본 발명은 신규한 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 설계 기준(design criterion) 및 정-위상 및 직교 위상(I-Q) MMSE-결정 피드백 등화기 (DFE) 설계 기준을 채택한다.

본 발명을 이용하면 단일 공정에서 심볼간 간섭(ISI) 억제 및 동일-채널 간섭(CCI) 억제 기능을 수행하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 벡터 가중치들의 일 집합을 제공한다. 신호 및 간섭 상관 메트릭스(signal and interference correlation matrices)들은 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 계수들을 연산하는데 사용된다. 가중치들은 유한 임펄스 응답(FIR) 연산 또는 주파수 도메인(예를 들어 FFT) 연산을 이용함으로써 합성될 수 있다. 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 벡터를 수신된 벡터와 승산함으로써, 수신기는 원하는 신호에 대한 비트/소프트 결정(bit/soft decisions)을 수행할 수 있는데, 즉, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 필터링된 출력에 대한 소프트 비트 결정을 수행하는 감소 상태 시퀀스 예측기를 이용함으로써 수행할 수 있다.

또한, 본 발명을 이용하면 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기 또는 백색 정합 필터(I-Q whitened matched filter)를 제공한다. I-Q 사전-백색화기/WMF 메트릭스 계수들은 유한 임펄스 응답(FIR) 또는 FFT 기술을 이용한 주파수 도메인에서 연산되는 것이 바람직하다. I-Q 사전-백색화기/WMF 신호열들은 유클리디언 메트릭스 또는 웅거뵉 메트릭스(Ungerboeck metrics)를 이용함으로써 브랜치 메트릭 내에서 결합된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 브랜치들과 함께 동작하는 시퀀스 예측기에 의하여 더욱 처리되는 것이 바람직하다.

제1 실시예인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 실시예에서, 원하는 사용자들 및 동일-채널 사용자들은 실제 변조 알파벳(real modulation alphabet)(즉, 1차원 변조 알파벳)만을 이용하는 것으로 가정됨으로써 편리한 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 처리를 할 수 있다. 신호 모델은 (a) l 이라는 인자에 의하여 오버-샘플링(다중 수신 안테나들은 추가적인 오버-샘플들로서 처리될 수 있다), (b) 동일-채널 또는 인접 채널 간섭(M-1)의 임의적 개수, 및 (c) 추가적 열잡음을 포함한다.

더 나아가, 후술되는 상세한 설명은 단일 안테나 수신기를 가정하여 이루어질 수도 있는데, 이러한 경우는 본 발명을 적용하는데 특히 유용한 상황이다. 하지만, 본 발명은 하나 이상의 수신 안테나들을 포함하도록 용이하게 확장될 수 있으며, 복수 개의 안테나들로부터 수신된 샘플들은 부분적 샘플들(fractional samples)과 동일하도록 처리될 수 있다. 더 나아가, 본 발명은 이진 펄스폭 변조(PAM, Pulse Amplitude Modulation)에 대하여 설명되었으므로, 심볼들인 x가 (-1,1)의 구간에 한정되지만, 본 발명은 이러한 이진 펄스폭 변조(PAM)에 한정되는 것은 아니며, 그 이유는 본 발명이 모든 종류의 이진 변조 기법 또는 다중 레벨 펄스폭 변조(PAM) 기술이 채택될 수 있는 시스템에 적용될 수 있는 가능성을 가지기 때문이다. 이진 변조 기법에는 이진 위상 천이 키잉(BPSK, binary phase shift keying) 및 최소 천이 키잉(MSK, minimum shift keying)이 포함된다. 또한, 본 발명은 이진 오프셋 QAM 및 사분-오프셋 QAM(quaternary-offset QAM)과 같은 오프셋-QAM 변조 기술에도 적용될 수 있는데, 그 이유는 이러한 기술이 각 심볼당 적합한 회전을 가함으로써 이진 또는 사분 펄스폭 변조(PAM) 신호들인 것처럼 간주될 수 있기 때문이다. 특히, 본 발명은 GSM 및 블루투스내에서 가우시안 최소 천이 키잉(GMSK) 변조기법에 적합한데, 이것은 GMSK가 이진 변조기법에 매우 근접하게 근사화될 수 있다는 것이 알려져 있기 때문이다.

도 1을 참조하면, 무선 주파수(RF) 전단부(12, front end)는 수신기 동작을 위하여 필요한 다양한 상이한 기능들을 표시하는데, 이러한 기능에는 예를 들어 채널 예측을 위한 수단, 주파수 오프셋 예측 수단, DC 오프셋 보정을 위한 수단, 신호 반-회전(signal de-rotation)을 위한 수단등과 같이, 본 발명에 의하여 제공되는 기능들과 분리될 수 있는 기능들을 포함한다. i ^-k 라는 인수에 의한 신호 반-회전 동작이 GMSK 변조 기술에서는 적용되는데, 여기서

이다. 도 1에 표시된 바와 같이, 기본적으로 무선 주파수(RF) 전단부(12)는 수신 신호의 기저대역 샘플들 y(k)를 출력으로 제공하는데, 여기서 수학식 1이 만족된다.

도시된 실시예에서, 우선 시간 도메인 수신 신호를 열 벡터 내에 스태킹(stack)하는 것이 바람직하며, 수신 신호의 주파수 도메인에서의 표현식은 수학식 2와 같다.

여기서, 수학식 3의 관계가 만족된다.

여기서, T는 메트릭스 전치 연산(transpose operation)을 나타내며, g는 다음 수학식 4 및 5과 같은 채널 임펄스 응답의 실수부 및 허수부의 이산 푸리에 변환(DFT)에 의하여 정의된다.

여기서, h _p,q ^(j) 는 j 번째 사용자의 p 번째 채널 탭의 임펄스 응답이며, p는 0 내지 v 까지 변화하고, 0≤p≤v 가 만족되며, v는 채널 임펄스 응답 길이보다 하나 작은 값과 동일하다.

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 스플릿 수신기 신호(split receiver signal)는 수학식 6에 의하여 표시된다.

여기서, 수학식 7의 관계가 만족된다.

실제 바람직한 심볼 시퀀스의 DFT는 수학식 8과 같이 정의된다.

그리고, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 스플릿 잡음(split noise)은 수학식 9와 같이 정의된다.

그러면, 수학식 10에 의하여 정의되는 평균 제곱 오차항을 최소화하는 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 필터 w(f)를 정한다.

정-위상 및 직교 위상(I-Q) MMSE 의 다이렉트 폼

예를 들어, Sirikiat Lek Arijavisitakul, J.H. Winters 의 "Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference: Unified Analysis and Required Filter Span", IEEE Trans on Comm, July 1999, 및 J. Cioffi, "Class Notes EE 379A Stanford University" http://www.stanford.edu/class/ee379a/,를 따르면, 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치는 다이렉트 폼으로 다음 수학식 11에서와 같이 주어진다.

여기서, R_ss(f)=h₁(f)h₁ ^*(f) 는 원하는 신호를 위한 원하는 자기-상관값이며, R_ii(f)=E[i(f)i^*(f)]는 간섭 더하기 잡음 자기-상관값이다. * 표시는 켤레 복소수 연산자이다. 다음 수학식 12가 만족된다는 점을 참고한다.

여기서 I는 적합한 차원을 가지는 단위 메트릭스(identity matrix)이다.

다시 도 1을 참조하면, 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기(10)는 안테나(12A)에 연결된 무선 주파수(RF) 전단부(12), 적합한 신호에 정합된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 다중-채널 정합 필터(14), 및 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 및 시간적 차원 모두에 대한 간섭 더하기 잡음 통계를 고려하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 등화기(16)를 포함한다.

전술된 바에 기초하여, 다수 개의 상이한 설계 대안들에 따라서 효율적인 GSM 수신기가 설계될 수 있다는 점이 증명되었다. 예를 들어, GSM 수신기는 저가의 IQ-최소 평균-제곱 오차(MMSE) 선형 등화기 수신기(16)로서 설계될 수 있다. 이러한 실시예에서, 채널 출력은 채널 예측 블록에 인가되고, 채널 예측 블록은 I 및 Q 샘플들을 IQ-MMSE 선형 등화기(16)로 출력하고, IQ-MMSE 선형 등화기(16)는 소프트 비트 예측치를 출력한다.

주파수 도메인 구현

주파수 도메인 공식들을 이용하면 실제 구현하기에 편리한 알고리즘을 유도할 수 있다. 우선, 등화기 가중치 벡터w(f)를 한정된 길이를 가지는 것으로 한정하고, 등화기 세팅들을 연산하기 위하여 연산량에 있어서 효율적인 고속 푸리에 변환(FFT) 알고리즘을 사용하는 것이 바람직하다. 고속 푸리에 변환(FFT) 기법의 특성에 의하여, 등화기 세팅값들은 시간 및 주파수 도메인 모두에 있어서 유한한 값으로 한정된다. 고속 푸리에 변환(FFT) 길이는 설계 파라미터이며, 이것은 성능 및 복잡도 간의 적절한 타협점을 찾는 것에 의하여 선택된다. 고속 푸리에 변환(FFT) 솔루션은 고속 푸리에 변환(FFT) 길이가 무한대에 가까워질 때 한정 조건을 포함하는 정확한 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 솔루션에 근접한다. 바람직한 고속 푸리에 변환(FFT) 알고리즘은 다음과 같이 요약될 수 있다.

(A) N _f 포인트 고속 푸리에 변환(point FFT)을 수행하여 2lx1의 차원을 가지는 h₁(f _n )을 구성한다. 여기서, 이산 주파수 변수 f _n 은 N _f 개의 값들을 가지는데, 이것은 -1/2+1/(N _f ^*T)..., -2/(N _f ^*T), -1/(N _f ^*T), 0, 1/(N _f ^*T), 2/(N _f ^*T)..., 1/2-1/(N _f ^*T) 이다.

(B) 시간 도메인 간섭 자기상관 열 각각에 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행함으로써 R_ii(f _n )을 구성한다.

(C) 각 주파수 빈(frequency bin) 마다 2lx2l의 차원을 가지는 [h₁(f _n )h₁ ^*(f _n ) + R_ii(f _n )] 의 역행렬을 수행한다.

(D) 1x2l 의 차원을 가지는 w(f _n )을 연산하고, 각 열에 IFFT를 수행함으로써 시간 도메인 등화기 세팅값을 획득한다.

I-Q 백색 정합 필터(I-Q WMF) 표현식

최소 평균-제곱 오차(MMSE)의 다이렉트 폼은

와 같았다는 것을 회상할 수 있다.

그러면, 다음 수학식 13과 같이 주어지는 메트릭스의 역행렬 공식을 적용함으로써,

최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기(10)를 다음 수학식 14와 같은 다른 형태로 표현하는 것도 가능하다.

도 2a를 참조하면, 수학식 14는 수학식 2a에서 I-Q 백색 정합 필터(20)인 것으로 표시된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터인

에, 백색 잡음을 위하여 설계된 스칼라 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기(22)가 연결된 것처럼 해석될 수 있다. 스칼라 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기(22)는 실제 구현하기에 매우 매력적인데, 그 이유는 백색 잡음이 존재하는 경우에 메트릭스 역행렬을 이용할 필요가 없기 때문이다. 도 2b에 도시된 바에 따르면, I-Q 백색 정합 필터(20) 이후에 심볼간 간섭(ISI)을 간섭하기 위한 최적의 수신기로서의 스칼라 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기(22) 대신에 선택적 웅거뵉 MAP 시퀀스 예측기(24)가 사용될 수 있다. 예를 들어, W. Kock 및 A.Bair, "Optimum and Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-Varying InterSymbol Interference", Proc. GLOBCOM'90, pp. 1679-1684, December 1990)를 참조한다. I-Q 백색 정합 필터(20)의 출력에 대한 채널 임펄스 응답은 다음 수학식 15인 것으로 제공된다.

FFT 기반 알고리즘은 다음과 같이 요약된다.

(A) 각 행 채널 임펄스 응답에 N _f 포인트 고속 푸리에 변환(point FFT)을 수행하여 2lx1의 차원을 가지는 h₁(f _n )을 구성한다.

(C) 1x2l 차원의 백색 MF 행 벡터

를 구성하고, 각 열에 IFFT를 수행하여 시간 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) WMF 세팅을 획득한다.

(D) h _IQWMF (f _n )=h₁ ^*(f _n )R_ii ^-1(f _n )h₁(f _n )의 IFFT를 취함으로써 시간 도메인 I-Q WMF 임펄스 응답을 획득한다.

I-Q WMF 응답을 IFFT를 수행하기 이전에

에 의하여 스케일링함으로써, WMF 및 MMSE 모두가 함께 구현될 수 있다는 점에 주의하여야 한다.

I-Q 사전-백색화 해석II-Q Pre-Whitening Interpretation)

우선, 다음 수학식 16과 같은 R_ii(f)에 대한 메트릭스 정방 루트 인수화(square root factorization)를 정의할 수 있다.

최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치들은 수학식 17과 같이 재정렬될 수 있다.

전술된 바에 기반하여 도 3a를 참조하면, 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기(10)는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기인 L _ii ^-1 (f), 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 시간 차원 상의 동일-채널 간섭의 백색화하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) PW(30) 에 백색 잡음에 대하여 최적화된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기(32)가 연결되는 것으로 해석할 수 있다. 도 3b의 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기(32)에 대한 대안으로 도 2b에 대하여 전술된 바와 같이, MAP 시퀀스 예측기(24)(유클리디언 브랜치 메트릭스에 기반한 등화기)는 심볼간 간섭(ISI) 억제를 위한 최적화된 등화기로서 사용될 수 있다. FFT에 기반한 사전-백색화기는 다음과 같은 알고리즘에 의하여 구현될 수 있다.

(C) 각 주파수 빈에 대한 2lx2l 차원의 메트릭스 R_ii(f _n ) 의 촐레스키 인수(Choleski factor)로서

을 연산한다.

(D)

의 IFFT를 연산하여 시간 도메인 사전-백색기 세팅들을 획득한다.

(E) L_ii ^-1(f _n )h₁(f _n )의 IFFT를 연산함으로써 시간 도메인 I-Q 사전-백색화 임펄스 응답을 획득한다.

IFFT를 수행하기 이전에

에 의하여 사전-백색화기(30)를 스케일링함으로써, WMF 및 MMSE 모두가 함께 구현될 수 있다는 점에 주의하여야 한다.

도 2c는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터(20) 및 최소 위상 채널 을 생성하는 안티쿠절 필터(anticusal filter, 26)를 포함하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기(10)의 다른 실시예에 대한 간략화된 블록도이다. 안티쿠절 필터(26)는 유클리디언 필터 메트릭(Forney)/감소 상태 신호 예측기(RSSE)(28), 또는 결정 피드백 등화기(DFE)를 포함하는 MAP 시퀀스 예측기와 함께 사용될 수 있다.

I-Q MMSE-DFE

Sirikiat L다 Ariyavisitakul, J. H. Winters의 "Optimum Space-Time Processors with Dispersive Interference: Unified Analysis and Required Filter Span", IEEE Trans on Comm, July 1999, J. Cioffi 등의 "MMSE Decision Feedback Equalizers and Coding Part-I", IEEE trans on Comm., Oct 1995, 및 J. Cioffi, "Class Notes EE 379A Stanford University"로부터 획득된 결과를 확장하면, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) MMSE-결정 피드백 등화기(DFE)의 주파수 도메인 폼은 다음 수학식 18과 같이 표시된다.

여기서 [1+b(f)]는 피드백 필터이다. 또는, w(f)는 다음 수학식 19와 같은 폼으로 표시될 수도 있다.

여기서 R_ii(f)=L _ii (f)L _ii ^* (f) 이며,

이다.

위와 같은 수학식에 의하면, 색상 잡음을 포함하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) MMSE-결정 피드백 등화기(DFE)는 세 개의 스테이지로 표시될 수 있다는 것을 알 수 있는데, 여기서 첫 번째 스테이지는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기이며, 두 번째 스테이지는 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 등화기이고, 세 번째 스테이지는 예측 에러 필터(prediction error filter)인 [1+b(f)]이다. b(f)=0인 조건이 도 3a 및 3b에 도시된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE)에 상응하는 점에 주의한다. [1+b(f)]는 피드백 필터로서, [1+h₁ ^*(f)R_ii ^-1(f)h₁(f)]에 해당하는 캐노니컬 인수(canonical factor)로서 선택되며, 즉, 다음 수학식 20과 같이 표시된다.

[1+h₁ ^*(f)R_ii ^-1(f)h₁(f)]=S₀g(f)g^*(f)

여기서,

[1+b(f)]=g(f) 이다.

결정 피드백 등화기(DFE)를 위한 최소 MSE는 다음 수학식 21에 의하여 제공된다.

피드백 필터 세팅들은 셉트럼-기반 방법(Cepstrum-based methods)를 통하여 획득될 수 있다. 이에 대해서는 예를 들어, Oppenheim, Schafer, "Digital Signal Processing", Prentice-Hall을 참조한다. Inkyu Lee 및 J. Cioffi 의 공개 문서인 "A Fast Computation Algorithm for Decision Feedback Equalizer", IEEE Trans on Comm, November 1995 에 따르면, MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 세팅들의 유한 임펄스 응답(FIR) 근사화가 고속 푸리에 변환(FFT)을 이용함으로써 획득되었다. 심한 심볼간 간섭(ISI) 채널에서는, 결정 피드백 등화기(DFE)를 감소 상태 신호 예측기(RSSE)로 대체하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 이에 대한 참조 문헌은 M. Eyuboglu 및 S. Quereshi의 "Reduced State Sequence Estimation with Set Partitioning and Decision Feedback", IEEE Trans. Comm, vol. 36, pp. 12-20, January 1988을 참조한다.

전술된 바와 관련하여 다음과 같은 사항들이 지적되어야 한다.

백색 잡음의 경우, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 사전-필터는 사전-필터링 동작 이후에 트렐리스 검출기가 사용된다면 추가적 인 효과를 제공하지 않는다. 이것은, 통상적인 MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 피드-포워드 필터는 스스로 다른 MAP 시퀀스 예측을 위한 캐노니컬 구조라는 사실에 기인한 결과이다. 이에 대해서는 J. Cioffi 등의 "MMSE Decision Feedback Equalizers and Coding Part-I", IEEE trans on Comm., Oct 1995를 참조한다. 반면에, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-필터 이후에 감소 상태 신호 예측기(RSSE) 구조가 사용된다면, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 피드-포워드 필터는 추가적인 이득을 가질 수 있다. 이득은 심볼간 간섭(ISI) 채널에 얼마나 간섭이 많은지에 대하여 의존한다.

동일-채널 간섭(CCI)의 경우에, 후속 시퀀스 예측 단계에서 사용되는 상태들의 개수에 관계없이, 동일-채널 간섭(CCI)을 억제하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터로서 정-위상 및 직교 위상(I-Q) MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 사전-필터는 동작한다.

FIR 구현

FIR I-O MMSE

주파수 도메인 공식은 무한 길이 필터를 가정한 것이다. 그러나, DSP 및 ASIC의 경우, 최소 평균-제곱 오차(MMSE)의 설계는 전형적으로 유한 임펄스 응답(FIR) 필터들을 이용하여 시간 도메인에서 수행되는데, 그 이유는 주로 수치적인 고려에 의한 것이다. 유한 임펄스 응답(FIR) 최적화 동작은 그 정밀도에도 불구하고 많은 메트릭스 연산을 요구하며, 이러한 것은 레빈손 리커전(Levinson recursion)을 통한 퇴플리츠 상관 메트릭스(Toeplitz correlation matrix)의 역행 렬을 취하는데 사용될 수 있다.

이하, 유한 임펄스 응답(FIR) 솔루션을 정확한 폼으로 공식화하기 위한 기술에 대하여 설명한다.

우선, 다음 수학식 22에서와 같이 N _f 개의 샘플들을 스태킹하는 데서 출발한다.

그러면, 샘플들의 실수부 및 허수부는 다음 수학식 23에서와 같이 스태킹된다.

콤팩트한 메트릭스 표현식인 수학식 24를 사용하면,

여기서,

는 전체 간섭 더하기 잡음 항이며, H ₁ 는 차원 2lN _f x 2l( N _f +v)을 가지는 블록 퇴플리츠 채널 메트릭스이고, X _k ^(l) 및 N _k 은 데이터 및 잡음 벡터들이다. 그러면, z_k=wY_k 및 x _k _-△ 간의 평균 제곱 오차를 최소화하는 1x2lN _f 행 벡터 w 는 다음 수학식 25에서와 같이 정의된다.

여기서, 1 _△ 는 1이 △+1 번째 위치에 존재하며, 0으로 이루어진 (N _f +v) 벡터이고, △는 적합하게 선택된 등화기 지연으로서, 충분한 길이 N _f 를 가지는 피드-포워드 필터(feed-forward filters)들에 대해서는 (N _f +v)/2 로서 선택될 수 있는 값이다. 등화기 지연은 변수일 수도 있다. 간섭 더하기 잡음 자기 상관 함수는 R_ii=E[I_kI_k ^*] 로서 정의된다. 또한, 피드-포워드 필터는 메트릭스 반전 공식(inversion formula)에 다음 수학식 26과 같은 형태로 표현될 수도 있다.

유한 임펄스 응답(FIR) 및 주파수 도메인 구조 간의 연결은 블록 퇴플리츠 메트릭스들을 서큐레이트 메트릭스(circulate matrices)들로 근사화하고, DFT 메트릭스들을 이용하여 써큘런트 메트릭스(circulant matrices)들을 대각 연산(diagonalizes)함으로써 형성될 수 있다. 이러한 관점에 대한 참조 문헌은, Inkyu Lee 및 J. Cioffi 의 "A Fast Computation Algorithm for Decision Feedback Equalizer", IEEE Trans on Comm, November 1995 가 있다.

간섭 더하기 잡음 상관 메트릭스 예측(Interference plus Noise Correlation Matrix Estimation)

GSM 송신과 같은 버스트 모드(burst mode) 송신에서는, 채널 응답 및 간섭 상관 메트릭스 모두가 버스트의 트레이닝부(training portion)로부터 직접 예측된다. 전형적으로, 최소제곱 방법(least squares method)이 채널 예측을 위하여 사용된다. 이러한 경우, 상관 메트릭스 예측은 다음 수학식 27에 의하여 예측된다.

기대값 연산은 트레이닝 영역(training span) 상의 시간 평균인 것으로 수행될 수 있다. 일반적으로, 단거리 트레이닝 영역(예를 들어 26개의 심볼 길이에 해당하는 영역) 때문에 상관 메트릭스 예측 동작은 매우 잡음이 많으며, 그 결과 BER 성능이 열화된다.

그러나, 실험적 윈도우 함수(empirical window function)와 사전-승산함으로써, 윈도윙(windowing)이 자기 상관 예측치의 변화량을 감소시키기 때문에 상관 메트릭스 예측은 개선된다. 예를 들어, 우리는 다음과 수학식 28과 같은 윈도윙들 중 하나를 적용하도록 선택할 수 있다. 이에 대해서는 Oppenheim, Schafer, "Digital Signal Processing", Prentice-Hall을 참조한다. 몇 개의 예시적 윈도우 함수들은 수학식 28에 의하여 제공된다.

첫 번째 함수는 Blackman, 두 번째 함수는 Hanning, 세 번째 함수는 Hamming 이라고 불린다.

또는, 더 긴 데이터 관찰 윈도우(data observation window)에 기반하여 간섭 상관 메트릭스를 연산할 수 있는데, 이러한 데이터 관찰 윈도우는 수학식 29에 의 하여 표시된다.

은 긴 관찰 윈도우 상에서 연산될 수 있으므로(데이터의 전체 버스트가 사용될 수 있으므로), 개선된 상관 메트릭스 예측치를 기대할 수 있다.

FIR I-Q MMSE-DFE

J. Cioffi, "Class Notes EE 379A Stanford University" 에 표시된 표기법에 따르면, 유한 임펄스 응답(FIR) 폼으로 표시된 MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 피드-포워드 및 피드백 필터들은 다음 수학식 30에 의하여 표시된다.

여기서,

가 만족된다.

MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 솔루션은 다른 폼을 가지고 있으며, 이러한 솔루션들에 관련된 고속 알고리즘들을 가지고 있다는 점에 주의하여야 한다. 예를 들어, 다음과 같은 문헌들에 기재된 방법들은 MMSE-결정 피드백 등화기(DFE) 최적 화 동작이 실수 및 허수 스트림 상에서 수행될 경우 채택될 수 있다. 문헌들은 Al-Dhahir, "A Computationally Efficient FIR MMSE-DFE for CCI impaired Dispersive Channels", IEEE Trans on Signal Processing, Jan 1997, N. Al-Dhahir 및 J.Cioffi, "MMSE Decision-Feedback Equalizers; Finite Length Results", IEEE Trans on Information Theory, July 1995, 및 Inkyu Lee 및 J. Cioffi, "A Fast Computation Algorithm for Decision Feedback Equalizer", IEEE Trans on Comm, November 1995.

다른 GSM 무선 주파수(RF) 수신기는 도 4에 도시되는데, 이 수신기(40)는 채널 예측치를 출력하는 채널 예측 블록(42) 및 이에 후속하는 전대역 백색 I-Q MMSE-DFE 사전-필터(44), 및 이에 후속하는 감소 상태 신호 예측기(RSSE)(46)를 포함한다. 이러한 수신기 실시예는 색상 잡음에 특히 유용하며, 전체 트렐리스 등화기를 요구하지 않는다. 전대역 백색 I-Q MMSE-DFE 사전-필터(44)는 유한 임펄스 응답(FIR) 또는 주파수 도메인 기술에 기반할 수 있다. 전대역 백색 I-Q MMSE-DFE 사전-필터(44)는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 시간 공간을 통한 간섭을 백색화할 뿐만 아니라, 감소 상태 신호 예측기(RSSE)(46)에 의하여 수행되는 감소 상태 신호 예측기(RSSE)에 더욱 적합한 최소 위상 채널 출력을 제공한다. 1-상태 까지(예를 들어, DFE의 경우) 상태를 감소시키는 동작은 성능을 현저히 열화시키지 않은 채 행할 수 있다.

시스템 설계자는 주어진 어플리케이션의 성능 요구치 및 연산 요구치에 기반하여 주어진 바에 따라 특정한 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차 (MMSE) 백색화 실시예를 선택할 수 있다.

전술된 발명의 상세한 설명은 예시적인 목적으로 제공된 것이며 본 발명의 실시하는데 있어서 발명자에 의하여 현재 고안된 바와 같은 최적의 방법 및 장치에 대한 전체적인 정보를 제공하기 위한 것이 아니다. 오히려, 첨부된 도면 및 첨부된 청구의 범위와 함께 전술된 상세한 설명에 기반하여 관련 기술들의 당업자들에게 다양한 수정 또는 변형을 수행하는 것은 명백할 것이다.

몇 가지 예시들에 대하여, 본 발명을 사용하는 것은 GSM 또는 GSM/EDGE 시스템들과 같은 버스트-타입 시스템들에 한정되는 것으로 설명되었으나, 본 발명은 CDMA(WCDMA) 시스템들과 같은 광대역 시스템을 포함하는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템에도 적용될 수 있다. 본 발명의 교시 사항은 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 수신기들에만 사용되도록 한정되는 것이 아니며, 그 이유는 수신기 시스템들의 다른 타입들도 본 발명에 의하여 사용될 경우 효과가 있기 때문이다. 또한, 본 발명은 실질적으로 하드웨어적으로만 구현되어 실시될 수도 있고, 소프트웨어적으로 구현되어 실시될 수도 있으며, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로서 구현될 수도 있음이 이해되어야 하는데, 예를 들어, 전술된 바와 같은 기능들을 수행하기 위한 ASIC을 설계하는 하드웨어적 측면, 및 적합하게 프로그램된 DSP와 같은 형태로도 구현될 수 있다. 그러나, 본 발명의 교시 사항에 대한 이와 같은 수정 및 유사한 수정 사항들은 본 발명의 기술적 사상에 포함된다. 더 나아가, 본 명세서에 설명된 방법 및 장치는 어느 정도의 명확성(specificity)을 가지지만, 본 발명은 이보다 높거나 낮은 명확성으로도 구현될 수 있으며, 이것은 사용자의 필요 성에 달려있는 것이다. 더 나아가, 본 발명의 특징들 중 몇 가지는 다른 특징들의 바람직하게 사용하지 않은 채로 사용될 수도 있다. 따라서, 전술된 상세한 설명은 본 발명의 기술적 사상을 예시하기 위한 목적으로 제공된 것일 뿐이며, 한정되는 것은 아니고, 본 발명은 첨부된 청구의 범위에 의하여 정의된다는 점이 이해되어야 한다.

Claims

무선 주파수(RF, Radio Frequency) 수신기에 있어서,

실수부 및 허수부 신호 성분들을 포함하는 신호열 상에, 심볼간 간섭(ISI, inter-symbol interference) 및 동일-채널 간섭(CCI, co-channel interference)을 실질적으로 동시에 억제하기 위한 최소 평균-제곱 오차(MMSE, Minimum Mean-Square Error) 최적화를 수행하기 위한 기저대역 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서, 상기 수신기는,

단일 수신 안테나(single receive antenna)를 포함하며,

단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC, single/multi antenna interference cancellation) 수신기로서 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

심볼간 간섭(ISI) 억제 및 동일-채널 간섭(CCI) 억제를 수행하는데 사용되는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 벡터 가중치들의 집합을 결정하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 계수들을 연산할 때 신호 간섭 상관 메트릭스(signal interference correlation matrices)들이 사용되고,

상기 벡터 가중치들은 유한 임펄스 응답(FIR finite impulse response) 연산에 의하여 합성되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 계수들을 연산할 때 신호 간섭 상관 메트릭스들이 사용되고,

상기 벡터 가중치들은 주파수 도메인 연산을 이용하여 합성되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제5항에 있어서,

상기 주파수 도메인 연산은 고속 푸리에 변환(FFT) 연산을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

결정된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치 벡터들의 집합에 수신 신호 벡터를 승산하기 위한 승산기를 포함하고, 상기 무선 주파수(RF) 수신기는,

상기 기저대역 수단의 출력에 연결되어, 상기 기저대역 수단으로부터 출력되는 신호 상에서 비트 소프트 결정(bit soft decision)을 행하기 위한 결정 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제7항에 있어서, 상기 결정 수단은,

감소 상태 시퀀스 예측기(RSSE, reduced state sequence estimator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제7항에 있어서, 상기 결정 수단은,

유클리디언 메트릭스들을 이용하는 트렐리스 검출기(trellis detector)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제7항에 있어서, 상기 결정 수단은,

웅거뵉 메트릭스(Ungerboeck metrics)들을 이용하는 트렐리스 검출기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

결정된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치 벡터들의 집합에 수신 신호 벡터를 승산하기 위한 승산기를 포함하고,

승산 결과에 기반하여 비트 소프트 결정들을 출력하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서, 상기 기저대역은,

상기 수신 신호의 샘플들 y(k)를 출력하며, y(k)는

로서 표시되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제12항에 있어서,

시간 도메인 수신 신호의 실수부 및 허수부는 열 벡터 내에 스태킹되고(stacked), 상기 주파수 도메인에서 상기 수신 신호는

로서 표시되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제13항에 있어서,

상기 평균 제곱 오차항을 최소화하는 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 필터 w(f)는

으로서 정의되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제14항에 있어서,

상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치들은

에 의하여 다이렉트 폼(direct form)으로 주어지는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제12항에 있어서, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터(I-Q whitened matched filter)의 일 실시예를 위한 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 수신기는,

로서 표시되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서, 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화(I-Q pre-whitening)의 일 실시예를 위한 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치들은,

에 의하여 구현되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스를 이용하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기(I-Q pre-whitener)로서 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스를 이용하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터로서 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스를 이용하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기로서 동작하며, 사전-백색 신호열을 출력하고, 상기 무선 주파수(RF) 수신기는,

유클리디언 메트릭스 및 웅거뵉 메트릭스 중 하나를 이용하여, 상기 사전-백색 신호열(pre-whitened signal stream)을 브랜치 메트릭(branch metric) 내의 조합된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 브랜치들(combined I-Q branches)로써 처리하는 시퀀스 예측기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스를 이용하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색화 정합 필터(I-Q whitener matched filter)로서 동작하며, 백색 신호열을 출력하고, 상기 무선 주파수(RF) 수신기는,

유클리디언 메트릭스 및 웅거뵉 메트릭스 중 하나를 이용하여, 상기 백색 신호열(whitened signal stream)을 브랜치 메트릭 내의 조합된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 브랜치들로써 처리하는 시퀀스 예측기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제3항에 있어서, 상기 기저대역 수단은,

사전-필터링된 신호열을 출력하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 결정 피드백 등화기(DFE, Decision Feedback Equalizer)로서 동작하며, 사전-필터링된 신호열을 출력하고, 상기 무선 주파수(RF) 수신기는,

상기 사전-필터링된 신호열을 처리하는 감소 상태 신호 예측기(RSSE)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서,

상기 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 결정 피드백 등화기(DFE)는 주파수 도메인에서,

및

중 하나에 의하여 표현되고,

여기서 [1+b(f)]는 피드백 필터인 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서,

정확한 폼(exact form)의 유한 임펄스 응답(FIR) 솔루션을 위하여,

N _f 개의 샘플들은 열 벡터 내에

에 의하여 스태킹되고,

상기 샘플들의 실수부 및 허수부들은

에 의하여 스태킹되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제24항에 있어서,

z _k = wY _k 및 x _k _-△ 사이에서 최소 제곱 오차를 최소화하는 1x2lN _f 행 벡터 w는

에 의하여 표시되고,

여기서 1 _△ 는 1이 △+1 번째 위치에 존재하며, 0으로 이루어진 (N _f +v) 벡터이고,

△는, 변수이거나 길이 N _f 인 피드-포워드 필터(feed-forward filters)들에 대해서는 (N _f +v)/2 로서 선택되는 등화기 지연(equalizer delay)인 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제24항에 있어서, 피드-포워드 필터는

과 같은 메트릭스 반전 공식(inversion formula)에 의하여 표시되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
제1항에 있어서,

유한 임펄스 응답(FIR) 폼으로 나타나는, 최소 평균-제곱 오차(MMSE)-결정 피드백 등화기(DFE) 피드-포워드 및 피드백 필터들은,

및

에 의하여 제공되며,

여기서,
인 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기.
무선 주파수(RF, Radio Frequency) 수신기의 작동 방법에 있어서,

실수부 및 허수부 신호 성분들을 포함하는 신호를 수신하는 단계; 및

상기 수신 신호 상에, 심볼간 간섭(ISI) 및 동일-채널 간섭(CCI)을 실질적으로 동시에 억제하기 위한 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제28항에 있어서,

상기 신호는 단일 수신 안테나를 통하여 수신되고,

상기 무선 주파수(RF) 수신기는 단일/다중 안테나 간섭 제거(SAIC) 수신기로서 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제28항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

심볼간 간섭(ISI) 억제 및 동일-채널 간섭(CCI) 억제를 수행하는데 사용되는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 벡터 가중치들의 집합을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제30항에 있어서,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 계수들을 연산할 때 신호 간섭 상관 메트릭스들을 사용하는 단계 및

상기 벡터 가중치들을 유한 임펄스 응답(FIR) 연산을 이용하여 합성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제30항에 있어서,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 계수들을 연산할 때 신호 간섭 상관 메트릭스들을 사용하는 단계 및

상기 벡터 가중치들을 주파수 도메인 연산을 이용하여 합성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제32항에 있어서,

상기 주파수 도메인 연산은 고속 푸리에 변환(FFT) 연산을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제28항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

결정된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치 벡터들의 집합에 수신 신호 벡터를 승산하여 결과 신호(result signal)를 생성하는 단계를 포함하고, 상기 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법은,

상기 결과 신호 상에 비트 소프트 결정(bit soft decision)을 수행하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제34항에 있어서, 상기 비트 소프트 결정 수행 단계는,

감소 상태 신호 예측기(RSSE)를 이용하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제34항에 있어서, 상기 비트 소프트 결정 수행 단계는,

유클리디언 메트릭스들을 이용하는 트렐리스 검출기를 이용하는 것을 특징으 로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제34항에 있어서, 상기 비트 소프트 결정 수행 단계는,

웅거뵉 메트릭스(Ungerboeck metrics)들을 이용하는 트렐리스 검출기를 이용하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제28항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

결정된 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 가중치 벡터들의 집합에 수신 신호 벡터를 승산하는 단계 및

승산 결과에 기반하여 비트 소프트 결정들을 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제30항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스를 이용하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기(I-Q pre-whitener)를 작동시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제30항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스 를 이용하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색 정합 필터(whitened matched filter)를 작동시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제30항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스를 이용하고 사전-백색 신호열을 출력하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 사전-백색화기를 작동시키는 단계를 포함하고, 상기 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법은,

브랜치 메트릭 내의 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 브랜치들을 조합하고, 유클리디언 메트릭스 및 웅거뵉 메트릭스 중 하나를 이용하는 시퀀스 검출기로써 상기 사전-백색 신호열(pre-whitened signal stream)을 처리하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제30항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

정-위상 및 직교 위상(I-Q) 간섭 상관 메트릭스에 기반하여 합성된 메트릭스를 이용하고 백색 신호열(whitened signal stream)을 출력하는 주파수 도메인 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 백색화 정합 필터(I-Q whitener matched filter)를 작동시키는 단계를 포함하고, 상기 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법은,

브랜치 메트릭 내의 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 브랜치들을 조합하고, 유클 리디언 메트릭스 및 웅거뵉 메트릭스 중 하나를 이용하는 시퀀스 검출기로써 상기 백색 신호열을 처리하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.
제30항에 있어서, 상기 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 최적화 수행 단계는,

사전-필터링된 신호열을 출력하는 정-위상 및 직교 위상(I-Q) 최소 평균-제곱 오차(MMSE) 결정 피드백 등화기(DFE)를 작동시키는 단계를 포함하며, 상기 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법은,

상기 사전-필터링된 신호열을 처리하는 감소 상태 신호 예측기(RSSE)를 작동시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 수신기의 작동 방법.