KR100767763B1

KR100767763B1 - 폴라 송신기내에 사용되는 하이브리드 스위치드 모드/선형 전력 증폭기 전력 공급원을 구비한 무선 주파수 송신기

Info

Publication number: KR100767763B1
Application number: KR1020067005237A
Authority: KR
Inventors: 블라드 쥐. 그리고레
Original assignee: 노키아 코포레이션
Priority date: 2003-09-16
Filing date: 2004-09-16
Publication date: 2007-10-17
Also published as: KR100822360B1; EP1671197A4; HK1096463A1; US7653366B2; WO2005027297A3; US20050064830A1; KR20070086673A; EP1671197A2; EP1671197B1; WO2005027297A8; KR20060037466A; US7058373B2; US20060250825A1; WO2005027297A2

Abstract

본 발명의 일 측면에 따르면, DC-DC 컨버터로서, DC 소스 및 부하를 연결하는 스위치 모드부(switch mode part)로서, 출력 전력량 x를 제공하는 스위치 모드부 및 DC 소스 및 상기 부하 간에, 상기 스위치 모드부와 병렬로 연결된 선형 모드부로서, 출력 전력량 y를 제공하는 선형 모드부를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공된다. 본 발명의 바람직한 x는 y보다 크며, y에 대한 x의 비는 특정 어플리케이션 한정치(constraints)에 대하여 최적화될 수 있다. 다른 측면에 따르면, 안테나에의 연결을 위한 송신기(TX)로서, 전력 증폭기(PA)의 전력 공급원에 연결된 폴라 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 전력 증폭기(PA)의 입력에 연결된 위상 변조(PM) 경로를 포함한다. 전력 공급원은, 배터리 및 전력 증폭기(PA) 간의 연결을 위한 스위치 모드부로서, 출력 전력량 x를 제공하는 스위치 모드부 및 상기 배터리 및 상기 전력 증폭기(PA) 간에, 상기 스위치 모드부와 병렬로 연결된 선형 모드부를 포함한다.

Description

폴라 송신기내에 사용되는 하이브리드 스위치드 모드/선형 전력 증폭기 전력 공급원을 구비한 무선 주파수 송신기{A Radio frequency transmitter with hybrid switched mode/linear power amplifier power supply for use in polar transmitter}

본 발명은 일반적으로 DC-DC 컨버터 전력 공급원에 관한 것이고, 특히, 셀룰러 이동국용 무선 주파수(RF) 송신기와 같은 무선 주파수(RF) 송신기 내에 사용되기에 적합한 스위치드 모드 전력 공급원(SMPS, switched mode power supplies)에 관한 것이며, 이러한 무선 주파수(RF) 송신기들은 폴라 송신기(polar transmitter)라고도 불리는 포락선 복원형(ER, envelope restoration) 무선 주파수(RF) 송신기로서, 복소 정위상/직교 위상(I/Q) 성분들 대신에 위상 및 진폭 성분을 이용하여 심볼이 표현되는 무선 주파수(RF) 송신기의 형태로 구현된다.

도 1a는 포락선 복원형(ER) 송신기(TX)(1) 아키텍처의 단순화된 블록도로서, 진폭 변조(AM) 체인 및 위상 변조(PM) 체인을 포함한다. 송신될 비트들은 전달 지연(PD)(3)을 통하여, 진폭 신호를 출력하는 폴라 컨버터(2)의 비트들로서 입력되어, 진폭 변조기(AM, 4)로 전달된다. 진폭 변조기(AM)(4)는 (D-A 컨버팅 이후에) 제어가능한 전력 공급원(5)을 이용함으로써 송신기(TX) 전력 증폭기(PA)(6)의 출력 레벨을 제어하기 위한 신호를 제공한다. 폴라 컨버터(2)로의 비트들은 또한 전달 지연(3)을 거쳐 위상 신호를 주파수 변조기(FM)(7)로 출력하는데, 그러면 주파수 변조기(FM)(7)는 위상 잠금 루프(PLL)(8)를 거쳐 전력 증폭기(PA)(6)의 입력으로 신호를 출력한다. 그러므로, 안테나(9)에 도달한 송신 신호는 위상 및 진폭 성분들 모두를 동시에 이용함으로써 생성된다. 포락선 복원형(ER) 송신기(TX)를 이용함으로써 얻어지는 장점들에는 크기의 소형화 및 효율 개선 등이 있다.

이해될 수 있는 바와 같이, 전력 증폭기(PA)(6)의 공급 전압은 고효율 및 넓은 대역폭으로써 진폭 변조되어야 한다.

전력 공급원(5) 및 전력 증폭기(PA)(6)를 더욱 상세히 설명하면, 폴라 루프 변조 송신기(TX)와 같은 고효율 송신기(TX) 아키텍쳐들은 전형적으로 클래스 E SMPA와 같은 스위치 모드 전력 증폭기(SMPA, switch mode power amplifiers)와 같은, 고효율이지만 비선형인 전력 증폭기들에 의존하거나, 또는 클래스 B 전력 증폭기와 같이 포화 영역으로 진입하는 선형 전력 증폭기들에 의존하는 것이 일반적이다. 이러한 아키텍쳐에서, 진폭 정보는 DC 서플라이 또는 전력원(전형적으로는 배터리) 및 전력 증폭기(PA)(6) 간에 연결된 전력 조절기(power regulator)를 이용함으로써 전력 증폭기(PA)(6)의 공급 전압을 변조함으로써 제공되는데, 이는 도 1b에 더욱 상세히 도시된다.

도 1b에서, 전력 공급원(5)의 출력인 V_pa는 고속으로 변화되는 기준 전압 V_m을 추적할 수 있어야 한다. 따라서, 전력 공급원(5)은 특정한 대역폭 사양(bandwidth specifications)을 만족해야 한다. 요구되는 대역폭은 송신기(1)가 사 용되는 시스템에 의하여 변화된다. 예를 들어, EDGE 시스템(8PSK 변조)의 경우에는 요구되는 대역폭은 1MHz를 초과하며(주어진 전력 레벨에서 다이내믹 레인지는 ~17dB), WCDMA(wideband code division multiple access) 시스템에서는 대역폭은 15MHz를 초과한다(주어진 전력 레벨에서 다이내믹 레인지는 ~47dB). 이해될 수 있는 바와 같이, 이들은 매우 달성하기 어려운 사양들이다. 추적될 수 있는 전형적인 파형은(EDGE 시스템의 RF 포락선)은 도 2에 도시되는데, 여기서 변조 전압(V_m)은 최소 및 피크 값들 사이에서 변화되는 것으로 도시된다(전형적인 rms 값 및 평균값들이 도시된다).

GSM 시스템에서는 변조방법은 GMSK 라는 점에 주의해야 하는데, 이것은 일정한 무선 주파수(RF) 포락선을 가지기 때문에 주어진 전력 레벨에 대해서는 전력 공급원(5)의 대역폭의 관점에 특정 한정치를 부가하지 않는다.

일반적으로, 전력 공급원(5)을 구현하기 위한 주된 기술에는 두 가지가 있다. 도 3에 도시된 제1 기술에서는, 합산 정션(10), 드라이버(12) 및 전력 장치(14)를 이용하여 구현된 선형 조절기가 이용된다. 높은 대역폭이 획득될 수 있지만, 전력 장치(14) 양단의 전압 강하(V_drop) 때문에 효율은 낮다.

도 4에 도시된 제2 기술은 스위치 모드 조절기(switch mode regulator)를 이용하는 것이다. 제2 기술은 폴라 또는 포락선 복원형(ER) 송신기(TX) 내에서는 사전에 사용되도록 허용되지 못했는데, 이러한 제2 기술에서는 강압 스위칭 조절기(16, step-down switching regulator)는 벅-타입(Buck-type) 또는 이와 유사한 컨 버터(18) 및 전압-모드 제어 회로(20)가 포함된다. 전력 증폭기(PA)(6)는 등가 저항 R_pa로써 표시되는 것으로 도시된다. 강압 스위칭 조절기(16)의 효율은 매우 높을 수 있으나, 요구되는 대역폭을 얻는 것은 매우 난해하거나 불가능하다. 더 상세하게 설명하면, 강압 스위칭 조절기(16)를 이용하고자 한다면 스위칭 주파수 매우 높아야 한다(예를 들어, 요구되는 대역폭에 비하여 최소한 5배 이상이어야 하고, EDGE 에서는 5-10MHz 이상이고, WCDMA는 80MHz 이상이어야 한다). 만일 5-10MHz의 스위칭 주파수를 얻는 것이 기술적으로 매우 난해하다면(전형적인 상용 DC-DC 컨버터는 약 1-2MHz의 범위 내의 최대 스위칭 주파수로써 동작한다), 100MHz의 스위칭 주파수를 가지는 DC-DC 컨버터는 사용할 수 없으며, 특히, 셀룰러 전화기 및 개인용 통신 단말기들과 같이 저가이며 대량 생산되는 장치들 용으로는 사용되기에 실용적이지 못하다.

미국 특허 번호 제 6,377,784 B2 호로서, 발명의 명칭은 "High-Efficiency Modulation RF Amplifier" 이고, Earl McCune(Tropian, Inc.) 에 의한 특허를 보면, 원하는 변조 효과를 얻기 위한 방식으로 고효율(예를 들어 하드-리미팅 또는 스위치-모드) 전력 증폭기의 고효율 전력 제어 방법이 개시된다. 해당 발명의 일 실시예에서, 원하는 변조의 최대 주파수 및 스위치-모드 DC-DC 컨버터의 동작 주파수 간의 확산(spread)은 능동 선형 조절기를 포함하는 후술하는 스위치-모드 컨버터에 의하여 감소된다고 기술된다. 선형 조절기는 충분한 대역폭을 가지고 전력 증폭기의 동작 전압을 제어하기 위하여 설계됨으로써 원하는 진폭 변조 파형을 충 실하게 재생하는 것으로 기술된다. 해당 선형 변조기는 또한 인가된 제어 신호에 응답하여 출력 전압이 변화하는 동안에도 입력 전압의 변화를 억제하도록 설계되는 것으로 기술된다. 이러한 억제 효과는 입력 전압의 변화량의 주파수가 제어된 출력 변화량의 주파수에 비례하거나, 심지어는 이보다 더 낮을 경우에도 나타난다고 기술된다. 진폭 변조는 전력 증폭기(PA)의 동작 전압을 직접적으로 또는 효과적으로 변화시키면서, 이와 동시에 1차 DC 전력을 진폭 변조된 출력 신호로 변환하는 동작의 효율을 높임으로써 달성될 수 있는 것으로 기술된다. 고효율은 스위치-모드 DC-DC 컨버터로 하여금 자신의 출력 전압도 변화시키도록 허용함으로써, 선형 조절기 양단의 전압 강하가 낮은 값으로 유지되거나 상대적으로 일정한 레벨로 유지되도록 함에 의하여 향상될 수 있는 것으로 기술된다. 시분할 다중 액세스(TDMA) 버스팅 기능이 효과적인 진폭 변조와 결합될 수 있으며, 이러한 결합 기능들을 제어하고, 통신 시스템으로부터의 명령에 따라 평균 출력 전력 레벨을 변화시키는 동작이 모두 동일한 구조 내에서 이루어질 수 있는 것으로 언급된다.

본 발명의 바람직한 실시예의 교시 내용에 따르면, 이와 같은 문제점들 및 다른 문제점들은 극복됨과 동시에 다른 장점들을 얻을 수 있다.

본 발명의 일 측면에 따르면, DC-DC 컨버터로서, DC 소스 및 부하를 연결하는 스위치 모드부(switch mode part)로서, 출력 전력량 x를 제공하는 스위치 모드부 및 DC 소스 및 상기 부하 간에, 상기 스위치 모드부와 병렬로 연결된 선형 모드부로서, 출력 전력량 y를 제공하는 선형 모드부를 포함하는 DC-DC 컨버터가 제공된다. 본 발명의 바람직한 x는 y보다 크며, y에 대한 x의 비는 특정 어플리케이션 한정치(constraints)에 대하여 최적화될 수 있다. 더 나아가, 선형 모드부는 출력 전압의 요구되는 변화에 대해 상기 스위치 모드부보다 빠른 응답 시간을 제공하는 것을 특징으로 한다. 본 발명의 일 실시예에서, 선형 모드부는 가변 전압원으로서 동작하는 전력 연산 증폭기(power operational amplifier)를 적어도 하나 포함하며, 본의 다른 실시예에서, 선형 모드부는 가변 전류원으로서 동작하는 전력 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(power operational transconductance amplifier)를 적어도 하나 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 안테나와의 연결을 위한 무선 주파수(RF) 송신기(TX)가 제공된다. 본 발명의 다른 측면에 따른 송신기(TX)는 전력 증폭기(PA, power amplifier)의 전력 공급원(power supply)에 연결된 진폭 변조(AM, amplitude modulation) 경로 및 상기 전력 증폭기(PA)의 입력에 연결된 위상 변조(PM, phase modulation) 경로를 포함한다. 전력 공급원은, 배터리 및 전력 증폭기(PA) 간의 연결을 위한 스위치 모드부로서, 출력 전력량 x를 제공하는 스위치 모드부 및 상기 배터리 및 상기 전력 증폭기(PA) 간에, 상기 스위치 모드부와 병렬로 연결된 선형 모드부를 포함한다. 선형 모드부는 출력 전력량 y를 제공하고, x는 바람직하게는 y보다 크며, y에 대한 x의 비는 특정 어플리케이션 한정치에 대하여 최적화될 수 있는 것을 특징으로 한다. 바람직하게는, 선형 모드부는 출력 전압의 요구되는 변화에 대해 상기 스위치 모드부보다 빠른 응답 시간을 제공하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 또다른 측면에 따르면, 안테나와의 연결을 위한 무선 주파수(RF) 송신기(TX)를 동작시키기 위한 방법으로서, 상기 송신기(TX)는 전력 증폭기(PA)의 전력 공급원에 연결된 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 전력 증폭기(PA)의 입력에 연결된 위상 변조(PM) 경로를 포함하는 폴라 구조체를 포함하는 방법이 제공되는데, 본 발명의 다른 측면에 따른 방법은 전력원 및 상기 전력 증폭기(PA) 간의 연결을 위한 스위치 모드부를 상기 전력 공급원에 제공하는 단계로서, 상기 스위치 모드부는 출력 전력량 x를 제공하는 단계 및 상기 전력원 및 상기 전력 증폭기(PA) 간에, 상기 스위치 모드부와 병렬로 선형 모드부를 연결하는 단계로서, 상기 선형 모드부는 출력 전력량 y를 제공하는 단계를 포함하며, x는 바람직하게는 y보다 크며, y에 대한 x의 비는 특정 어플리케이션 한정치에 대하여 최적화될 수 있고, 상기 선형 모드부는 출력 전압의 요구되는 변화에 대해 상기 스위치 모드부보다 빠른 응답 시간을 제공하는 것을 특징으로 한다.

동작되면, 전력 공급원은 순수 선형 전압 조절기-기반 전력 공급원에 비하여 더 높은 전력 변환 효율을 보임과 동시에, 순수 스위치 모드-기반 전력 공급원에 비하여 더 넓은 동작 대역폭을 제공한다.

본 발명의 전술된 교시 및 다른 측면들은 다음과 같은 상세한 설명을 첨부된 도면과 함께 파악함으로써 명백히 이해될 수 있다.

도 1a는 종래 기술에 의한 포락선 복원형(ER) 무선 주파수(RF) 송신기(TX)의 블록도이다.

도 1b는 전력 공급원에 의하여 진폭 변조 전압을 제공받는 종래 기술에 의한 SMPA의 블록도이다.

도 2는 도 1a 및 도 1b에 따른 전력 공급원에 의하여 추적되어야 하는 기준 전압 V_m의 전형적인 실시예를 도시하는 파형도이다.

도 3a 및 도 3b는 전력 증폭기(PA)에 전력을 공급하는 선형 전압 조절기의 종래 기술에 의한 예시를 도시하는 도면들이다.

도 4a 및 도 4b는 전력 증폭기(PA)에 전력을 공급하는 스위칭 조절기의 예시를 도시하는 도면들이다.

도 5는 본 발명에 따른 하이브리드 전압 조절기(hybrid voltage regulator)에 의하여 전력이 공급되는 전력 증폭기(PA)의 블록도로서, 하이브리드 전압 조절기의 선형부는 바람직하게는 요구되는 출력 전력의 작은 성분만을 처리하고, 필요한 대역폭을 제공하며, 스위치 모드부는 바람직하게는 고효율로써 출력 전력의 많은 양을 제공한다.

도 6a 내지 도 6f는 도 5에 도시된 하이브리드 전압 조절기의 실시예들에 대한 간략화된 개념도들을 예시한다.

도 7a 및 도 7b는 통합적으로 도 7이라고도 언급되는데, 도 6a에 도시된 회로에 관련되지만, 도 7a는 일반적인 회로 개념을 예시하고, 도 7b는 스위칭부를 더 상세히 도시한다.

도 8은 도 7에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 9도 도 7에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 10a 및 도 10b는 통합적으로 도 10이라고도 언급되는데, 도 6b에 도시된 회로에 관련되지만, 도 10a는 일반적인 회로 개념을 예시하고, 도 10b는 스위칭부를 더 상세히 도시한다.

도 11은 도 10에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 12도 도 10에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 13a 및 도 13b는 통합적으로 도 13이라고도 언급되는데, 도 6c 및 도 6d에 도시된 회로들에 관련되지만, 도 13a는 일반적인 회로 개념을 예시하고, 도 13b는 스위칭부를 더 상세히 도시한다.

도 14는 도 13에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 15도 도 13에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 16a 및 도 16b는 통합적으로 도 16이라고도 언급되는데, 도 6e 및 도 6f에 도시된 회로들에 관련되지만, 도 16a는 일반적인 회로 개념을 예시하고, 도 16b는 스위칭부를 더 상세히 도시한다.

도 17은 도 16에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 18도 도 16에 도시된 회로의 동작에 상응하는 파형을 도시한다.

도 19a 및 도 19b는 통합적으로 도 19라고도 언급되는데, 각각 전력 연산 증폭기(POA, Power Operational Amplifier)로서 구현된 전압 제어 전압원(VCVS) 및 VCVS 회로의 등가 회로도를 도시한다.

도 20a 및 도 20b는 통합적으로 도 20이라고도 언급되는데, 각각 연산 트랜 스컨덕턴스 증폭기(OTA, Operational Transconductance Amplifier)로서 구현된 전압 제어 전류원(VCCS) 및 VCCS 회로의 등가 회로도를 도시한다.

도 21은 제1 제어 구조(control configuration)로서, 스위칭부 및 선형부 모두가 폐루프 방식으로 동작하고, 기준으로서 변조 신호(V_m)를 가지는 제1 제어 구조를 예시한다.

도 22는 제2 제어 구조로서, 스위칭부 및 선형부 모두가 폐루프 방식으로 동작하고, 선형부는 기준으로서 변조 신호(V_m)를 가지고 스위칭부는 기준으로서 선형부의 출력을 가지는 제2 제어 구조를 예시한다.

도 23은 제3 제어 구조로서, 선형부만이 폐루프 방식으로 동작하고 기준으로서 변조 신호 V_m을 가지고, 스위칭부는 개루프 방식으로 동작하며, 변조 신호 V_m 정보만이 스위칭부의 듀티 사이클(duty cycle)을 생성하는데 이용되는 제3 제어 구조를 예시한다.

도 24는 본 발명의 실시예들에 따라, 보조 인덕터(L₁) 및 (선택적으로) 보조 커패시터(C₁)를 통하여 스위칭 조절기 및 선형 조절기를 병렬 연결하는 것을 도시한다.

도 25a 및 도 25b는 통합적으로 도 25라고도 언급되는데, 도 24에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 제어 블록도를 도시하지만, 도 25a에서는 스위칭 조절기 및 선형 조절기모두가 마스터(master)이지만, 도 25b에서는 선형 조절기는 마스터이고 스위칭 조절기는 슬레이브(slave)이다.

도 26a 및 도 26b는 통합적으로 도 26이라고도 언급되는데, 도 24에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 제1 다중-모드 (다중-PA) 제어 블록도로서, 모든 전력 증폭기(PA)들이 선형 조절기의 출력에서 동일한 전력선에 연결되어 있는 상태를 도시하며, 도 26a에서는 스위칭 조절기 및 선형 조절기모두가 마스터이지만, 도 26b에서는 선형 조절기는 마스터이고 스위칭 조절기는 슬레이브이다.

도 27a 및 도 27b는 통합적으로 도 27이라고도 언급되는데, 도 24에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 제2 다중-모드 (다중-PA) 제어 블록도로서, GSM/EDGE 전력 증폭기(PA)는 스위칭 조절기의 출력에 연결되고, WCDMA 전력 증폭기(PA)는 선형 조절기의 출력에 연결되며, 도 27a에서는 스위칭 조절기 및 선형 조절기모두가 마스터이지만, 도 27b에서는 선형 조절기는 마스터이고 스위칭 조절기는 슬레이브이다(WCDMA 모드에서만).

도 28은 SMPA를 예시하는데, (a)는 블록도를 나타내고, (b)는 등가 DC 저항 R_pa에 의하여 모델링되며, (c)는 전력 증폭기(PA)의 안정성을 확보하기 위하여 등가 DC 저항 R_pa이 커패시턴스 C_pa와 병렬 연결된다.

도 29a 및 도 29b는 통합적으로 도 29라고도 언급되는데, 도 24에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 제3 다중-모드 제어 블록도로서, GSM/EDGE 전력 증폭기(PA)는 스위칭 조절기의 출력에 연결되고, WCDMA 전력 증폭기(PA) 및 CDMA 전력 증폭기(PA)는 각각 독립적으로 두 개의 선형 조절기들로써 연결된 전력선들에 연결되며, 도 29a에서는 스위칭 조절기 및 선형 조절기들 각각이 마스터이지만, 도 29b에서는 선형 조절기는 각각 마스터이고 스위칭 조절기는 슬레이브이다(WCDMA 모드에서만).

도 30a 및 도 30b는 통합적으로 도 30이라고도 언급되는데, 도 24에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 제4 다중-모드 제어 블록도로서, GSM/EDGE 전력 증폭기(PA)는 스위칭 조절기의 출력에 연결되고, WCDMA 전력 증폭기(PA) 및 CDMA 전력 증폭기(PA)는 각각 독립적으로 두 개의 선형 조절기들로써 연결된 전력선들에 연결되며, 도 30a에서는 스위칭 조절기 및 선형 조절기들 각각이 마스터이지만, 도 30b에서는 선형 조절기들은 각각 마스터이고 스위칭 조절기는 슬레이브이다(WCDMA 및 CDMA 모드에서만).

도 5를 참조하면, 본 발명은 스위칭부(32)를 선형부(34)와 결합시키는 하이브리드 전압 조절기 또는 전력 공급원(30)을 제공하는데, 스위칭부(32)는 바람직하게는 고효율 및 낮은 대역폭으로 전력의 대부분을 처리하고, 선형부(34)는 바람직하게는 요구되는 전력을 낮은 효율 및 높은 대역폭으로 처리한다. 그 결과로서, 도 5에 도시된 전력 공급원은 순수 스위칭 전력 공급원의 효율에 비하여 다소 낮은 효율 및 요구되는 대역폭을 가지지만, 순수 선형 조절기의 효율보다는 여전히 현저히 높은 효율을 가진다. 결과적으로, 하이브리드 전력 공급원(30)은 개선된 출력 전압 품질을 제공하는데, 그 이유는 선형부(34)가 일반적으로 순수 스위칭 모드 전력 공급원과 관련되는 출력 전압 리플을 보상하는데 사용될 수 있기 때문이다. 이것은 매우 커다란 장점인데, 그 이유는 출력 전압 리플의 과도량은 전력 증폭기 (PA)(6)의 출력 스펙트럼에 좋지 않은 영향을 미칠 수 있기 때문이다.

이론적으로 스위칭부(32)에 의하여 처리되는 전력량(x)은 선형부(34)에 의하여 처리되는 전력량(y)보다 크다는 점에 주의한다. 이것은 일반적으로 바람직한 상황이며, 사실상 많은 실시예들에서 x는 y보다 현저히 크다. 그러나, 스위칭부(32) 및 선형부(34)에 의하여 처리되는 전력 간의 관계는 본 발명의 바람직한 실시예들을 한정하는 것으로 이해되어서는 안된다. 이론적으로, 전체 전력량에 대한 x의 비율을 최대화할 수 있다. 즉, 이 비율이 클수록, 효율이 높아진다. 그러나, 주어진 어플리케이션 내에서 구현될 수 있는 실제 비율은 다음과 같은 인자(factor)들 및 고려 사항들 중 하나 또는 그 이상에 대한 함수일 수 있다.

(a) 요구되는 어플리케이션(무선 주파수(RF) 포락선의 스펙트럼, 고주파 AC 성분의 진폭 등과 같은 무선 주파수(RF) 시스템 사양); 및

(b) 어느 정도까지의 전력량을 스위칭부(32)로써 처리하고 어느 정도를 선형부(34)로써 처리할 지를 결정할 수 있는 장치(implementation). 예를 들어, EDGE에서는, 6-7MHz의 스위칭 주파수를 이용하여 스위칭부(32)로써 전력의 거의 모두를 처리할 수 있으며, 또는 예를 들어 1MHz에서 동작하는 저속 스위칭 컨버터를 이용하여 더 적은 전력량을 처리할 수도 있다. 또한, 예를 들어 매우 낮은 전력과 같은 특정한 상황에서는 스위칭부(32)를 디스에이블한 후 선형부(34)만 이용할 수 있는데, 이러한 경우 x>y 라는 관계식은 아예 적용될 수 없다.

(c) 또한 효율 및 장치 복잡성(implementation complexity) 간의 트레이드-오프(trade-off) 역시 고려해야 하는데, 그 이유는 일반적으로 저속 스위칭 컨버터 를 구현하는 것이 더 용이하지만, 전력량의 많은 부분이 선형부(34)에 의하여 처리되어야 하기 때문에 효율은 감소되기 때문이다.

(d) 전체 효율을 최적화하기 위한 트레이드-오프 역시 고려되어야 한다. 예를 들어, 매우 높은 스위칭 주파수 및 높은 대역폭을 가지는 스위칭부(32)는 어플리케이션 내에 주어진 전력의 거의 대부분을 처리할 수 있으나(x가 y보다 훨씬 크다), 스위칭부(32)의 처리 능력은 매우 높은 스위칭 주파수 때문에 효율이 낮을 수 있다. 그러므로, 스위칭부(32) 내의 효율을 높이기 위하여 더 낮은 스위칭 주파수를 이용하는 것 및 스위칭부(32) 내에서 처리되는 에너지량을 줄이는 것 간의 트레이드-오프를 통하여 전체 효율을 최적화하도록 시도하는 것이 더욱 바람직하다.

그러므로, 일반적으로 스위칭부(32)에 의하여 처리되는 전략의 성분 x는 선형부(34)에 의하여 처리되는 전력의 성분인 y에 비하여 큰 것이 바람직하며, y에 대한 x의 비율은 주어진 어플리케이션에 의하여 부가되는 한정치들에 대하여 최적화되는 것이 바람직하며, 또한 특정 동작 모드(예를 들어 전술된 저전력 모드에서 모든 전력은 선형부(34)에서 처리될 수 있다)에 의하여 최적화되는 것이 바람직하다. 이들의 조합 역시 고려될 수 있으므로, x는 y와 큰 것이 바람직하고, y에 대한 x의 비율은 어플리케이션 한정치에 대하여 최적화될 수 있다.

실무상으로, 본 발명은 스위칭 컨버터(도 5에서는 스위칭부라고 불린다)의 토폴로지(topology)의 일부를 취하고, 이것을 전압원 또는 전류원(도 5에서는 선형부라고 불린다)과 병렬 연결함으로써 구현되는 것이 바람직하다. 도 4a에 도시된 벅(Buck)(감압) 컨버터(18)의 출력 커패시터(C)는 제거된다. 벅 컨버터(18)에서, 커패시터는 전압원으로서 동작하여 출력 전압을 일정하게 유지한다. 출력의 전압이 증가되어야 한다면, 인덕터(L)를 통하여 큰 전류가 제공됨으로써 부하의 증가된 요구치를 만족해야 하고, 커패시터(C)의 전하량을 신규하고 더 높은 전압 레벨로 변화시켜야 한다. 이러한 동작은 스위칭 조절기(16)를 저속으로 만들며, 대역폭을 한정한다. 그러나, 커패시터(C)가 전압원으로 대체되면, 증가된(또는 감소된) 전압 레벨이 선형부(34)의 병렬 연결된 전압원을 통하여 신속히 제공될 수 있으며, 저속의 스위칭부는 자신의 동작 포인트(operating point)를 재조절한다.

이제 다시 도 2를 참조하면, 스위칭부(32)는 평균 레벨 V_{m_av}를 제공하고, 선형부(34)는 평균 레벨에 중첩된 AC 성분을 제공한다.

동일한 기술적 사상에 기반한 다른 실시예는 선형부(34) 내의 전압원 대신에 전류원을 이용한다.

선형부(34)의 전압원은 전력 연산 증폭기(POA)를 이용하여 구현될 수 있고, 선형부(34)의 전류원은 전력 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)를 포함하여 구현될 수 있다. 선형부(34)의 연산 증폭기에는 도 5에 도시된 바와 같이 배터리 전압(V_bat)이 제공될 수 있다. 다른 실시예가 더욱 바람직한데(효율 측면에서 볼 때 바람직함) 선형부(34)의 연산 증폭기에는 도 2로부터의 전압 V_{m_pk}가 제공될 수 있고, 즉, 기준 신호의 진폭에 상응하는 전압이 제공될 수 있고, 여기서 V_{m_pk} 는 언제나 V_bat 보다 낮다. 실제로는, 선형부(34)의 연산 증폭기에 전압 V_{m_pk} 및 선형부의 정 확한 동작을 얻기 위하여 필요한 어느 정도의 마진(예를 들어, 0.2V)의 합이 제공되는 것이 바람직하다.

도 6a 내지 도 6f는 도 5에 도시된 하이브리드 전압 조절기(30)의 다양한 실시예들을 예시하는데, 도 6a, 6c, 및 6d는 가변 전압원(34A)(예를 들어 전술된 바와 같은 전력 연산 증폭기)을 사용하고, 도 6b, 6e, 및 도 6f는 가변 전류원(34B)(예를 들어 전술된 바와 같은 전력 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기)을 이용한다. 도 6c에서, 두 개의 전압원들(34A, 34A')이 사용되었으며, 도 6d에서는 두 개의 가변 전압원들(34A, 34A')이 C₁을 통하여 스위칭부(32)의 출력 전력 레일(output power rail)에 커패시터에 의하여 연결된다는 점에 주의한다. 또한, 도 6e에서 두 개의 전류원들(34B, 34B')이 사용되고, 도 6f에서는 두 개의 가변 전압원들(34B, 34B')이 C₁을 통하여 스위칭부(32)의 출력 전력 레일에 커패시터에 의하여 연결된다는 점에 주의한다.

전술된 바와 같이 기술된 바에 따르면, 본 발명을 이용함으로써 전력 증폭기(PA) 공급 전압이 진폭 변조되어야 하는 송신기(TX) 아키텍쳐를 위하여 효율적인 전력 증폭기(PA) 전압 조절기(30)를 구현하는 것이 가능하다. 현재로서는, 이러한 특징은 비효율적 선형 조절기(도 3a 및 도 3b 참조)를 이용함으로써 달성될 수 있는데, 그 이유는 현재까지 발명자에게는 원하는 대역폭을 제공하는 스위칭 조절기 중 상업적으로 이용 가능한 것이 없기 때문이다.

본 발명의 전술된 실시예들 및 다른 실시예들이 이제 더욱 상세히 후술된다.

도 7에 도시된 회로는 도 6a에 도시된 회로들에 관련되는데, 도 7a는 일반적인 회로 개념을 예시하고, 도 7b는 스위칭부(32)를 더 상세히 도시한다. 스위칭부(32)는 벅 컨버터(Buck converter)로부터 획득되며, 이것은 두 개의 스위칭 장치들 및 L-C 필터로 구성된 감압 스위칭 DC-DC 컨버터이다. 도 7b에 상보적 MOS 트랜지스터(PMOS/NMOS)로서 표시된 스위칭 장치들은 번갈아가며 듀티 사이클 d를 가지고 동작한다(d는 스위칭 주기 T_s에 대한 상부 스위치가 동작할 때의 시간 t_{no_PMOS} 의 비율이다). 듀티 사이클 d를 가지는 제어 신호는 아날로그 펄스폭 변조(PWM) 블록(32A)으로부터 획득되며, 펄스폭 변조(PWM) 블록(32A)은 제어 전압 V_{ctr_sw}을 주기 T_s를 가지는 톱니파 신호(sawtooth signal)와 비교함으로써 듀티 사이클 d를 가지는 PWM 신호로 변환한다. 트랜지스터 구동 스테이지(32B)로 전달되는 PWM 신호는 디지털 PWM 블록 내에서와 같이 다른 방법들을 이용하여 생성될 수도 있다.

종래의 벅 컨버터는 전형적으로 L-C 출력 필터를 포함하는데, 여기서 C는 충분히 크므로 벅 컨버터의 특성이 전압원의 특성을 가진다. 그러나, 본 발명에 의하여 제공된 실시예의 바람직한 예에서는 필터링 커패시터가 제거되거나, 최소한의 커패시턴스만 가지는 것으로 한정된다. 이러한 방식으로, 블록(32)은 본 발명에서 "스위칭부"라고 언급되며, 이는 "스위칭 컨버터"와는 다른 것이다. 실무에서, 물리적 회로는 어느 정도의 필터링 커패시턴스를 가지기 마련이며, 예를 들어 무선 주파수(RF) 전력 증폭기(PA)(6)의 안정성을 확보하기 위하여 필요한 만큼의 커패시턴스를 가지게 된다. 그러나, 본 발명의 목적을 위하여, 커패시턴스값(C)은 종래 의 벅 컨버터에서 발견되는 값보다 현저히 작은 값이며, 따라서 스위칭부(32)의 특성은 압도적으로 전류원의 성질을 가지며 전압원의 성질을 가지지 않는다는 것이 가정된다.

더 상세히 설명하면, 스위칭부(32)는 인덕터(L)( 및 존재하지 않거나 최소 값만을 가지는 커패시턴스 C) 때문에 전류원의 특성을 가지는데, 그렇지만 실제 전압 제어 전류원(VCCS)인 것은 아니다. 제어 전압 V_{ctrl_sw}이 증가되면 듀티 사이클 d가 증가되며, 이것은 평균 출력 전압 V_pa의 증가를 결정하고, 따라서 전력 증폭기(PA)(6) 전류 I_pa의 증가를 결정하며, 따라서 인덕터 전류 I_L의 DC 성분의 증가를 가져온다. 그러나, 전력 증폭기(PA)(6) 전류 Ipa의 절대값은 단지 제어 전압 V_{ctrl_sw}에만 결정되는 것이 아니며 R_pa 에 의하여도 결정되는데, 이것은 Ipa=V_pa/R_pa 이기 때문이다. 그러므로, 본 발명에 따른 기술이 "VCCS"의 동작과 유사하기는 하지만, 이것은 직접 전류를 제어하는 것은 아니며, 따라서 "전압 제어 전류원-유사의 성질"을 가지는 것으로 언급된다.

선형부(34)는 전압 제어 전압원(VCVS)(34A)으로서 기능하며, 선형부(34)의 출력 V_o는 차동 전압 V_d 및 차동 증폭치 A_d에 의하여 제어된다.

더욱 상세히 설명하면, 도 7a는 이상적인 소스들을 가정함으로써 본 발명의 이러한 실시예를 예시한다. 즉, 스위칭부(32)는 전류원과 유사하게 동작하며 양방향(즉, 전류를 소싱 및 싱킹할 수 있다) 전압 제어 전압원(34A)과 같이 동작하는 선형부(34)와 병렬로 연결된다. 전압원으로서의 선형부(34)는 전력 증폭기(PA)(6) 전압 V_pa를 설정한다. 스위칭부(32)로부터의 전류 i_sw는 선형부(34)로부터의 전류 i_lin 에 가산되어 전력 증폭기(PA)(6) 전류 i_pa를 형성한다(R_pa는 전력 증폭기(PA)(6)의 실효 저항 임피던스이다). 선택적으로 제공되는 DC-차단 디커플링 커패시터 C_d가 연결되어 선형부(34)가 오직 AC 성분에만 기여하도록 보장할 수 있다.

도 7b는 스위칭부(32)가 감압 벅 컨버터와 함께 구현되며, 벅 컨버터에서 출력 필터링 커패시턴스 C가 제거되거나 현저히 감소되는 것을 도시한다. 그러므로, 스위칭부(32)로부터의 전류 isw는 실제로는 인덕터 전류 i_L 이며, 본질적으로 전류원 유사의 동작을 수행한다(인덕터 L은 전류원으로 통합될 수 있다).

선형부(34)가 전압원의 성질을 가지기 때문에, 선형부(34)는 전력 증폭기(PA)에 인가되는 전압 레벨 V_pa를 고정시킬 수 있고, 이러한 전압 레벨을 제어하는 수단일 존재한다는 것을 주의하는 것이 바람직하다. 또한, 선형부(34)는 고속이며(대역폭이 넓다), 따라서 V_pa를 고속 변조하는 것이 가능하다. 또한, 선형부(34)의 전압 제어 전압원(34A)은 전류를 소싱(source current)할 수도 있고 싱킹(sink current)할 수도 있다는 점에서 양방향성이라는 점에도 주의하는 것이 바람직하다.

도 19b에 도시된 바와 같이, 전압 제어 전압원(34A)은 전력 연산 증폭기(POA)로서 구현될 수 있다. 전력 연산 증폭기(POA)는 클래스 A(B) 스테이지의 연산 증폭기(OPAMP)를 포함하며, 이러한 증폭기가 원하는 전류를 싱킹/소싱 할 수 있 다. 도 19b는 트랜지스터 Q1 및 Q2로 구성되는 클래스 B 전력 스테이지를 도시하지만, 성능을 향상시키기 위하여 출력 스테이지 설계를 변경하는 것도 가능하다. 예를 들어, 실무적으로는 전력 스테이지는 크로스오버 왜곡(crossover distortion)을 감소시키기 위하여 클래스 AB 스테이지로서 구현될 수도 있다.

강조된 바와 같이, 선택적으로 제공되는 디커플링 커패시터(Cd)가 도입되어 선형부(34)가 오직 AC 전류 성분만을 제공하도록 보장하는 것도 가능하다. 그러나, 선형부(34)로 하여금 DC 성분도 제공하도록 하는 것이 바람직한 경우가 있으며, 더 복잡한 제어를 통하여 동작하도록 하는 것이 바람직한 경우가 있다. 일 예로서, 저전력 레벨에서 선형부(34)로 부터의 DC 성분을 제공하여, 스위칭부(32)가 비활성화될 수 있도록 하고 전력 증폭기(PA)(6) 전류가 단지 선형부(34)에 의하여서만 제공되도록 하는 경우가 바람직하다. 다른 예로서는, V_{pa_peak} 값이 예를 들어 2.7V와 같은 값에 근접하고 스위칭부(32)가 이 것을 제공할 수 없을 경우에는 낮은 배터리 전압 레벨에서 선형부(34)로부터의 DC 성분을 제공하는 것이 바람직하다. 이러한 경우에, 선택적인 C_d는 제거될 수 있다.

도 7a에 도시된 회로의 동작은 도 8에 도시된 바와 같이 시물레이션된 파형들을 이용하여 예시되며, 도 7b에 도시된 회로의 동작은 도 9에 도시된 시물레이션된 파형들을 이용하여 예시될 수 있다.

도 8 내의 최상부 파형은 결과적으로 얻어지는 전력 증폭기(PA)(6) 전압 V_pa을 도시한다. 전력 증폭기(PA)(6) 전압 V_pa는 전압원의 특성을 가지는 선형부(34) 에 의하여 설정된다. 이러한 예시에서, V_pa는 DC 성분(2V) 및 고속 변조를 표시하는 15MHz 전압 사인파로서 도시된 AC 성분의 합을 가진다. 위에서 두 번째 파형은 스위칭부(32)의 전류 기여치(contribution)인 일정한 전류 i_sw를 도시한다. 위에서 세 번째 파형은 선형부의 전류 기여치인 AC 성분 i_lin(15MHz의 사인파)을 도시한다. 전술된 바와 같이, 선형부(34)는 양방향 전압원으로서 기능하며, 즉, 전류를 소싱할 수도 있고 싱킹할 수도 있다. 맨 밑의 파형은 결과적으로 얻어지는 전력 증폭기(PA)(6) 전류 ipa는 스위칭부(32)로부터의 DC 성분 및 선형부(34)로부터의 AC 성분 모두를 가진다는 것을 도시한다.

도 8에서 파형 중 일군은 진폭이 0인 사인파를 위한 것이며("A" 라고 표시되는 선형부(34)로부터의 기여치가 없는 경우), 다른 군은 0이 아닌 진폭을 가지는 사인파를 위한 것으로서 "B"라고 표시되는, 선형 스테이지로부터의 기여치를 도시한다. 이와 같은 것과 동일한 표기법이 도 9, 11, 12, 14, 15, 17, 및 18의 파형도에도 동일하게 이용된다.

도 9는 도 7b에 도시된 회로의 동작을 예시하기 위하여 시물레이션된 파형들이다. 이와 같이 한정적인 목적이 아닌 예시에서, 스위칭 스테이지(32)는 5MHz의 스위칭 주파수 및 0.5의 듀티 사이클을 가지는 것으로 가정한다. 위에서 첫 번째 파형은 노드(pwm)에서 인덕터(L) 상에 적용된 PWM(32A) 전압을 도시한다. 위에서 두 번째 파형은 결과로 나타나는 전력 증폭기(PA)(6) 전압 V_pa를 도시한다. 전력 증폭기(PA)(6) 전압 V_pa는 전압원 특성을 가지는 선형 스테이지(34)에 의하여 설정된다. 도 9에 도시된 실시예에서, V_pa는 DC 성분(2V) 및 고속 변조를 나타내는 15MHz(전압 사인파)의 AC 성분을 가진다. 위에서 세 번째 파형은 스위칭부(32)의 전류 기여치를 도시하며, 즉, 인덕터 전류 i_L=i_sw이다. 이러한 경우에 도 8에서의 이상적인 경우와는 달리 전류는 일정하지 않으며, 전류는 특정한 삼각파 형태를 가지고 스위칭 컨버터들에 수신된다. 스위칭부(32)는 DC 성분 및 삼각파 AC 성분(인덕터 전류 리플)에 기여한다. 위에서 네 번째 파형은 선형 스테이지(34)의 전류 기여치 및 AC 성분 i_lin(15MHz의 사인파 및 인덕터 전류 리플 보상치)을 도시한다. 선형 스테이지(34)는 단지 15MHz의 삼각파 성분에만 기여하는 것이 아니라 AC 성분에도 기여함으로써 인덕터 전류 리플을 보상한다는 점에 주의한다(이는 AC_rip 이라고 표시된 밑줄친 파형으로부터 명백히 알 수 있다). 이것은 선형 스테이지(34)의 전압원 특성에 따른 것이며, 이것은 양방향 전압원이기 때문에, 전류를 소싱 및 싱킹 모두 할 수 있다. 맨 밑의 파형은 결과적으로 나타나는 전력 증폭기(PA)(6) 전류 ipa로서 스위칭부(32)로부터의 DC 성분 및 선형 스테이지(34)로부터의 AC 성분을 포함하는 전류 ipa를 도시하고, 여기서 인덕터 전류(세번째 트레이스)의 AC 삼각파 성분은 선형 스테이지(34)에 의하여 보상된다.

도 10은 전압 제어 전류원(34B)이 선형부(34)를 구성하는데 이용되는 일 실시예를 도시한다. 일반적으로 도 7에서 논의된 바와 동일한 사상이 적용되는데, 다만 VCCS가 스스로 전력 증폭기(PA)(6) 전압 레벨을 고정시킬 수 없다는 점만이 현저한 차이점으로 다를 뿐이다. 그 대신에, 전력 증폭기(PA)(6) 전압은 R_pa에 주입된 전체 전류에 의하여 결정된다. 선형부(34)의 장치는 도 20b에 도시된 바와 같은 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)일 수 있다. 도 10a와 같은 간략화된 도면에서, 차동 쌍 내의 Q1의 콜렉터 전류(I_c1)는 I5%로 표시되어 미러링되고, Q2의 콜렉터 전류(I_c2)는 I₃ 및 I₄라고 미러링된다. 출력 전류는 I_o=I₅-I₄이며, 콜렉터 전류들 간의 차인 I_C1-I_C2 에 비례하고, 이것은 다시 차동 전압 V_d에 비례한다. 전술된 바와 같이, 도 20b는 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)의 간략화된 표현을 도시한다. 실무상에서, 회로 장치는 전류 미러들의 정밀도를 최적화하는 것 및 I_o=gV_d 와 같은 선형 특성을 얻어내는데 목표를 둔다.

도 10a에 도시된 회로의 동작은 도 11에 도시된 시물레이션된 파형들을 이용하여 예시되며, 도 10b에 도시된 회로의 동작은 도 12에 시물레이션된 파형들을 이용하여 예시된다.

도 11에서 위에서 첫 번째 파형은 결과적으로 얻어지는 전력 증폭기(PA)(6) 전압 V_pa을 도시한다. 전력 공급원의 측면에서 볼 때 전력 증폭기(PA)(6)는 저항성 부하(resistive load)로서 동작하는 것으로 가정된다. 그러므로, V_pa= R_pa (i_sw+i_lin) 의 관계가 만족되고, 즉, 전력 증폭기(PA)(6) 전압은 스위칭부(32) 및 선형부(34)에 의하여 공급되는 전류들의 합에 의하여 설정된다. 이러한 예시에서, R_pa는 2옴 인 것으로 가정된다. 스위칭부(32)는 DC 성분 isw(예를 들어 1암페어)에 기여하고, 선형부(34)는 AC 성분인 i_lin으로서 고속 변조를 표시하는 15MHz의 전류 사인파에 기여한다. 위에서 두 번째 파형은 스위칭부(32)의 전류 기여치인 1 암페어의 일정한 전류 isw를 도시한다. 위에서 세 번째 파형은 선형부(34)의 전류 기여치로서 15MHz의 전류 사인파에 해당하는 AC 성분 i_lin을 도시한다. 맨 밑의 파형은 결과적으로 얻어지는 전력 증폭기(PA)(6) 전류 ipa가 스위칭부(32)로부터의 DC 성분 및 선형부(34)로부터의 AC 성분을 포함하는 것을 도시한다.

도 12에서, 스위칭부(32)는 5MHz의 스위칭 주파수 및 0.5의 듀티 사이클을 가지는 것으로 가정된다. 제일 위의 파형은 노드(pwm)에서 인덕터 L 상에 인가된 펄스폭 변조(PWM) 블록(32A) 전압을 도시한다. 위에서 두 번째 파형은 결과적으로 얻어지는 전력 증폭기(PA)(6) 전압 V_pa를 도시한다. 전술된 바와 같이, 전력 증폭기(PA)(6)는 저항성 부하와 유사하게 동작하는 것으로 가정되므로, V_pa= R_pa (isw+i_lin) 의 관계가 만족되고, 즉, 전력 증폭기(PA)(6) 전압은 스위칭부(32) 및 선형부(34)에 의하여 공급되는 전류들의 합에 의하여 설정된다. 전술된 바와 같이, 예시에서, R_pa는 2옴 인 것으로 가정된다. 스위칭부(32)는 삼각파 AC 성분을 가지는 DC 성분 isw(예를 들어 1암페어)에 기여한다. 선형부(34)는 AC 성분인 i_lin으로서 고속 변조를 표시하는 15MHz의 전류 사인파에 기여한다. 위에서 세 번째 파형은 스위칭부(32)의 전류 기여치를 도시하며, 인덕터 전류 iL=isw이다. 이러한 경우에는 전류는 도 11에 도시된 이상적인 경우와 달리 일정하지 않으며 스위칭 컨버터에 인가되는 삼각형 파형을 가진다. 스위칭부(32)는 DC 성분 및 AC 성분(인덕터 전류 리플)에 기여한다. 위에서 네 번째 파형은 선형부(34)의 전류 기여치로서, 즉, AC 성분 성분인 i_lin(15MHz 사인 성분)을 도시한다. 이러한 경우 선형부(34)는 단지 15MHz 사인파 성분에만 기여하며, 이러한 것은 인덕터 전류 리플을 보상하기 위한 AC 성분 성분이 역시 도시되는 도 9에 도시된 바와 같은 상응하는 파형과는 상이한 점이다. 맨 밑의 파형은 결과적으로 얻어지는 전력 증폭기(PA)(6) 전류 ipa가 스위칭부(32)로부터의 DC 성분 및 AC 삼각파 성분(AC_rip 이라고 표시된 파형으로부터 알 수 있다) 및 선형부(34)로부터의 AC 성분을 포함하는 것을 도시한다. AC 삼각파 성분은 이 실시예에서는 선형부(34)가 전류원 특성을 가지므로 보상되지 않고 오히려 VCCS를 적합하게 제어함으로써 보상될 수 있다는 점에 주의하여야 한다.

도 13 및 도 16에 도시된 회로들은 각각 두 개의 VCCS들(34A 및 34A') 또는 두 개의 VCCS들(34B 및 34B')로써 구성된 선형부(34)가 V_bat으로부터 전류를 소싱하고 전류를 접지로 싱킹하는 것을 예시한다. 이러한 동작은 각각 도 14, 15, 17, 및 18에 도시된 파형도에서 도시된다.

도 13 및 도 16에 도시된 회로들 및 이들의 상응하는 파형들은 각각 VCVS(34A) 및 VCCS(34B)의 소싱/싱킹 동작을 예시하며 또한 전력 연산 증폭기(POA) 및 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)의 동작 각각을 모델링한다. 도 13에 도시된 두 개의 VCVS들(34A)은 동시에 활성화되지 않으며, 활성화되지 않은 경우에는 고임피던스 상태에 놓이는 것이 바람직하다는 것에 주의하여야 한다.

특히, 도 13a 및 도 13b는 이상적인 소스들을 가지는 실시예를 예시하며, 도 7에 도시된 회로에 대하여 제공된 설명이 이에 동일하게 적용될 수 있다. 이러한 회로들 간의 차이는 도 13에서는 VCVS(34A 및 34A')가 단방향성이며(하나는 전류를 소싱하고 다른 하나는 전류를 싱킹한다), 도 7에 도시된 회로에서는 전압원(34A)이 양방향성(소싱 및 싱킹 모두를 수행)이라는 것이다. 디커플링 커패시터 Cd가 추가되어 선형부(34)가 단지 AC 성분에만 기여하도록 보장할 수 있다.

도 14 및 도 15에 도시된 시물레이션된 파형도에 관하여, 도 8 및 도 9에 대하여 제공된 설명과 유사한 설명들이 적용될 수 있는데, 단지 선형부(34) i_lin 의 기여도가 i_aux1(소스) 및 i_aux2(싱크)로 나뉜다는 점에서만 다르다. 두 개의 전압원들(34A 및 34A')(소스 및 싱크) 모두가 그들의 개별 전류가 0인 경우에는(즉, 이들이 활성화되지 않은 경우에는) 고 임피던스 상태에 놓이는 것이 바람직하다는 점에 주의해야 한다.

도 16a 및 도 16b는 이상적 소스들을 가지는 본 발명의 실시예를 예시하는데, 도 10에 대하여 제공된 전술된 설명이 여이게도 동일하게 적용될 수 있다. 도시된 회로들 간의 차이점은 도 16에 도시된 실시예에서 VCCS(34B 및 34B')가 단방향성이며(하나는 전류를 소싱하고 다른 하나는 전류를 싱킹한다), 도 10에 도시된 회로에서는 전류원(34B)이 양방향성(소싱 및 싱킹 모두를 수행)이라는 것이다. 디 커플링 커패시터 C_d가 추가되어 선형부(34)가 단지 AC 성분에만 기여하도록 보장할 수 있다.

도 17 및 도 18에 도시된 시물레이션된 파형도에 관하여, 도 11 및 도 12에 대하여 제공된 설명과 유사한 설명들이 적용될 수 있는데, 단지 선형부(34) i_lin 의 기여도가 i_aux1(소스) 및 i_aux2(싱크)로 나뉜다는 점에서만 다르다.

도 7 및 도 10은 제어에 관한 고려를 하지 않은 채 전력 스테이지들(스위칭부(32) 및 선형부(34))만의 상호 연결의 실시예들이다. 스위칭부(32)는 제어 전압 V_ctrl에 의하여 제어되는 블록으로서 표시된다. 선형부(34)는 차동 전압 V_d에 의하여 제어되는 블록으로서 표시된다. 도 21, 22, 및 23은 제어 루프를 닫힌 상태로 만들기 위한 제어 기술의 비-한정적 실시예들을 예시한다.

도 21에서 스위칭부(32)는 전압-모드 제어(voltage-mode control)로써 동작한다. 제어기는 에러 신호 V_e1을 생성하는 제어 블록(36A) 및 입력으로서 에러 신호 Ve1을 가지고 스위칭부(32)를 위한 출력으로서 제어 전압 V_{ctrl_sw}를 가지는 주파수-의존 특성 G_c1(s)을 가지는 블록(36B)으로써 구성된다. 에러 전압 V_e1은 변조 신호 V_m인 기준 전압 V_{ref_sw} 및 출력 전압 V_pa인 피드백 신호 V_{feedback_sw} 간의 차분치이다. 이러한 경우에, 제어기(구성 성분 36A 및 36B)는 R-C 보상 네트워크를 가지는 연산 증폭기로서 물리적으로 구현되어 특성 G_c1(s)을 획득할 수 있다.

선형부(34)는 기준 V_{ref_lin} 으로서 변조 신호 V_m을 이용한다. 피드백 전압 V_{feedback_lin} 은 출력 전압 V_pa이다. 피드백 전압 V_{feedback_lin} 은 디커플링 커패시터 C_d(존재할 경우) 이전에 취해질 수도 있는데, 이는 점선으로 표시된다. 스위칭부(32)와 유사하게, 이러한 경우에서 제어기는 에러 신호 V_e2를 발생하는 블록(38A) 및 주파수-의존적 특성 G_c2(s)를 가지는 블록(38B)으로써 구성된다. 사실상 선형부(34)는 도 19b에 도시된 바와 같이 전력 연산 증폭기(POA)로써 구현되는 것이 바람직하므로, 폐루프는 R-C 보상 네트워크를 추가하여 완성됨으로써 특성 G_c2(s)를 획득할 수 있으며, 이러한 구현은 당업자가 파악할 수 있는 것이다. VCVS(34A)가 추가됨으로써 선형부(34)의 전압원 특성을 단지 나타내도록 할 수 있으며, 이것은 도 7에 도시된 VCVS 와 동일한 것이 아님에 주의해야 한다. 사실상 "피드백을 가지는 선형부(Linear part with feedback)"이라는 표현으로 표시되는 블록은 R-C 보상 네트워크를 가지는 전력 연산 증폭기(POA)를 나타내는 것이다.

전술된 바와 동일한 설명이 VCCS(34B)(도 10의 경우와 같은 성분) 및 도 20b에 도시된 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)로써 선형부(34)가 구성될 경우 루프를 완성하기 위하여 적용될 수 있다는 점에 주의하여야 한다.

도 22에서, 도 21과 비교했을 때 현저한 유일한 차이점은, 스위칭부(32)의 기준 신호가 선형부(34)의 출력으로부터 취해진다는 점이다(디커플링 커패시터가 존재할 경우 디커플링 커패시터 이전에 취해진다). 선형부(34)가 VCCS(34B) 및 연 산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)를 이용할 경우에는 동일한 기술적 사상이 적용된다. 도 22에 도시된 실시예에서, 선형부(34)는 기준 변조 신호 V_m으로서 진폭 변조(AM) 신호를 가지고, 스위칭부(32)는 기준으로서 선형부(34)의 출력을 가진다는 점은 명백하다(즉, 스위칭부(32)는 선형부(34)에 '슬레이브-연결(slaved)'되어 있다).

도 23에 도시된 실시예에서, 스위칭부(32)는 개-루프로서 동작하며, 이것은 변조 신호 V_m 만이 PWM 듀티 사이클 d를 생성하는데 사용되며 에러 신호 Ve1=V_m-V_pa 는 사용되지 않는다는 것을 의미한다. 이러한 예시적인 실시예는 도 21 및 도 22에 도시된 2-루프 제어 시스템들에 잠재적인 안정 문제가 존재할 경우에 특히 유용하다. 전술된 바와 같이, 선형부(34)가 VCCS(34B) 및 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA)를 이용할 경우에는 동일한 기술적 사상이 적용된다.

본 발명의 전술된 상세한 설명은 전력 증폭기(PA)(6) 전력 공급원의 고속 변조를 달성하기 위한 솔루션을 제공하는데, 여기서 고속 변조는 우선적으로 선형부(34)에 의하여 제공되고, 필터링 커패시턴스가 없거나 최소한의 필터링 커패시턴스만을 가지는 벅 컨버터가 이용된다. 그러나, 스위칭 스테이지를 선형 스테이지에 병렬 연결하는 기술적 사상 역시 적용될 수 있으며, 벅 컨버터가 종래의 형태로서 이용될 경우(즉, 실질적인 출력 필터링 커패시턴스 C를 가지는 경우), 그리고 이에 따라서 전압원 특성을 가질 경우에도 유용할 것이라는 점에 주의하여야 한다. 예를 들어, GSM/EDGE 케이스를 위한 무선 주파수(RF) 송신기(TX)는 전압 모드 제어를 가지는 벅 컨버터에 기반하여 고속 스위칭 컨버터로써 어드레싱(addressed)될 수 있다. 이러한 예시적 케이스에서, 필요한 대역폭은 획득될 수 있으나, 그 동적 특성은 이상적이지 않으므로(즉, 기준-대-출력 전달 함수가 평평(flat)하지 않고 그 대신에 피크값을 갖기 때문에), 기준 추적(reference tracking) 성능은 최적화되지 않는다. 더 나아가, 컨버터의 스위칭 동작에 기인한 출력 전압 리플은 의사 무선 주파수 신호(spurious RF signal)를 생성한다. 그러므로, 벅 컨버터에 병렬 연결된 선형 스테이지(34)가 스위칭 컨버터를 "보조하고(aiding)" 이의 추적 성능을 개선함으로써 비-이상적 동적 특성(non-ideal dynamics)을 보상하는데 사용될 수 있다. 실무상에서, 선형 스테이지(34)는 대역폭을 개선하기(확장하기)위하여 사용될 수도 있으나, 선형 스테이지(34)의 주된 역할은 스위칭부(32)에 의하여 이미 제공된 기준-대-출력 특성을 정정하는 것이다. 더 나아가, 선형 스테이지(34)는 인덕터 전류 리플을 보상하기 위한 전류를 주입함으로써 출력-전압 스위칭 리플을 (적어도 무선 주파수(RF) 의사 사양을 만족하는 방식으로) 보상하기 위할 수도 있다.

상술한 이유들 때문에, 도 5에 일반적으로 표시된 실시예들은, 스위칭부(32)가 "일반적" 벅 컨버터인 회로 구조들을 포함하도록 확장될 수 있다는 점이 이해되어야 하는데, 여기서 일반적 벅 컨버터의 출력 필터링 커패시턴스 C는 충분히 크기 때문에 벅 컨버터는 전압원으로서 동작한다.

전술된 바에 기반하여, 본 발명의 전술된 실시예들은 필터링 커패시턴스 C가 존재하지 않거나, 필터링 커패시턴스 C가 최소한만 존재하는 벅 스위치드 모드 컨버터(Buck switched mode converter)에 기반한 회로 구조들을 포함한다는 점이 이 해되어야 하는데, 여기서 출력 필터링 커패시턴스 C는 충분히 작아서(또는 존재하지 않기 때문에) 벅 컨버터는 실질적으로 전류원으로서 동작하고, 선형부(34) 홀로 전력 증폭기(PA)(6) 서플라이의 대역폭을 결정할 수 있으며, 다시 말해서 스위칭부(32)가 매우 저속일 경우에도 선형부(34)는 벅 컨버터 필터링 커패시턴스가 존재하지 않거나 최소한만 존재하기 때문에 변조 작업을 수행할 수 있을 수 있고; 선형부(34)는 인덕터 전류의 삼각파 AC 성분을 또한 제공하고; 선형부(34)는 스위칭 리플을 보상한다.

전술된 바에 기반하여, 본 발명에 따른 전술된 실시예들은 충분히 큰 필터링 커패시턴스 C를 가지는 벅 스위치드 모드 컨버터에 기반하는 것이 바람직한 회로 구조들도 포함할 수 있다는 점에 이해되어야 하는데, 여기서 출력 필터링 커패시턴스 C는 충분히 커서 벅 컨버터는 실질적으로 전압원으로서 동작한다. 그러므로, 본 발명의 실시예들은 필터링 커패시턴스를 가지는 "일반"적인 벅 컨버터 회로 토폴로지에 기반한 회로 구조도 포함하는데, 여기서 대역폭은 우선적으로 스위칭 컨버터에 의하여 결정된다. 이러한 경우에, 선형부(34)는 대역폭을 개선하기 위하여 사용될 수 있지만 이보다 더 한정적인 경우에서는 대역폭은 실질적으로 스위칭 조절기의 필터링 커패시턴스 C에 의하여 한정된다. 이러한 실시예들에서 선형부(34)가 가지는 중요성은 스위칭부(32)(벅 컨버터)의 동적 특성을 보조 및 정정하는 것이다. 이러한 실시예에서 선형부(34)는 스위칭 리플도 보상할 수 있다.

본 발명의 측면들은, 예를 들어 EDGE 및 WCDMA 포락선 내의 고주파 성분들이 매우 낮은 진폭을 가지며, 에너지 중 대부분은 DC 성분 및 저주파 성분에 위치한다 는 관찰에 기반한다. 저 대역폭 스위칭부(32)는 고효율로써 전력의 대부분(DC 및 저주파수 성분들)을 처리하고, 대역폭이 더 넓은 선형부(34)는 저효율로써 전력의 오직 일부(고주파 성분들에 상응하는 전력)만을 처리한다. 그러므로, 여전히 우수한 효율을 제공하면서도 원하는 대역폭을 얻는 것이 가능해진다. 일반적으로, 얻을 수 있는 효율은 순수 스위칭 전력 공급원만을 이용하였을 때 얻어지는 효율보다는 적지만, 순수 선형 조절기-기반 전력 공급원을 이용하여 얻을 수 있는 효율보다는 높다.

본 발명의 기술적 사상은 스위칭부(32) 및/또는 선형부(34)의 실제적인 구현예를 고려하지 않은 상태로 적용될 수 있으며 일반적으로 전력 증폭기(PA)(6) 서플라이 전압이 진폭 변조되어야 하는 송신기(TX) 구조에 적용될 수 있다. 본 발명의 교시 내용은 단지 GSM/EDGE 및 WCDMA 시스템에 한정되는 것이 아니며, CDMA 시스템들과 같은 다른 시스템들에도 확장될 수 있다. 본 발명의 교시 내용은 클래스 E 전력 증폭기(PA)(6)만을 이용하는 시스템에 한정되는 것이 아니며 다른 타입의 포화형 전력 증폭기(PA)(saturated PA)들을 이용하는 시스템들에도 적용될 수 있다.

본 발명의 또다른 측면들은 이하 더욱 상세히 설명되며, 이들은 수 개의 전력 증폭기(PA)(6)들을 다중-모드 송신기(TX) 내에 연결 및 공급하는데 관련되며, 동일한 대상에 대한 제어 방법에도 관련된다.

이제 도 24를 참조하면, 스위칭 조절기(100) 및 선형 조절기(102)가 부가적 인덕터 L₁ 및 (선택적) 커패시터 C_1을 통하여 SMPA(104)(예를 들어 클래스 E 전력 증 폭기(PA))에 병렬로 연결되는 실시예를 도시한다. 여기서 부가적 인덕터 L₁은 예를 들어 도 7b에 도시된 바와 같은 종래의 스위칭부(32) 인덕터 L 외에 부가적으로 제공된다. 전력 증폭기(PA)(104) 서플라이 전압 V_pa는 높은 정밀도로 선형 조절기(102)에 의하여 프로그래밍 된다. 그러나, 스위칭 조절기(100)의 순시 출력 전압 V₁은 동일한 값에 정밀하게 고정될 수 없는데, 그 이유는 낮은 대역폭, 스위칭 리플 및 잡음 때문이다. 그러므로, 부가적 인덕터 L₁이 도입되어 순시 전압차 V_pa-V₁을 포용한다. L₁의 평균 전압은 0이어야 하고, 따라서 V₁의 평균은 V_pa와 같다.

만일 디커플링 커패시터 C₁이 존재한다면, 선형 조절기(102)는 특정 주파수 범위 내의 AC 성분만을 제공할 수 있으며, 이것이 스위칭 조절기(100)의 낮은 대역폭을 보상함으로써 원하는 전체 대역폭을 획득하는 것이 바람직하다.

만일 디커플링 커패시터 C₁이 존재하지 않는다면, 선형 조절기(102)는 DC 성분 및 저주파 성분들도 제공할 수 있다. 이러한 경우는, 예를 들어 전력 증폭기(PA)(104) 전압 V_pa가 배터리 전압 V_bat에 가능한 한 근접해야 하는 경우에 특히 바람직할 수 있다. 이러한 경우는 GSM 케이스에서 최대 무선 주파수(RF) 출력 전력(전력 증폭기(PA)(104)는 최소 예를 들어 2.7V의 전압이 필요하다) 및 낮은 배터리 전압(예를 들어 2.9V)을 가질 경우에 발생된다. 이러한 경우에, 배터리 및 전력 증폭기(PA)(104) 사이에 배치되는 모든 조절기의 입력 전압 및 출력 전압 간의 차이는 매우 낮다(제공된 예시에서는 0.2V이다). 이 값은 스위칭 조절기(100)에서는 획득하기 어려운 값인데, 그 이유는 한 전력 장치에서의 전압 강하 및 듀티 사이클이 100% 보다 작을 경우에 두 개의 인덕터들 L 및 L₁을 고려하면 더욱 그러하다. 이러한 케이스에서, 선형 조절기(102)는 배터리 전압에 더 가까운 서플라이 전압을 제공하도록 사용될 수 있고, 그러므로 선형 조절기(102)가 모든 전력(DC 성분 및 커패시터 C₁이 비존재)을 제공한다. 이러한 특정 케이스(GSM, 최대 전력 전달, 저 배터리 전압)에서 선형 조절기(102) 상의 전압 강하가 작기 때문에 효율은 영향 받지 않겠지만, GSM 전력 레벨이 낮을수록(예를 들어 선형 조절기(102) 상의 전압 강하가 커질수록) 효율은 열화될 것이다. 그러므로, 전력 레벨이 낮을 경우에는 모든 전력(DC 성분)을 제공하기 위하여 스위칭 조절기(100)를 이용하는 것이 더욱 바람직하다.

도 24에서, 선형 조절기(102)를 위한 서플라이 전압은 V_bat이며, 스위칭 조절기(100)를 위한 값과 같다. 이것은 구현하는 관점에서는 최적일 수 있지만 효율의 측면에서 볼 때는 최적이 아니다. 전력 레벨이 더 낮을 경우(즉 V_{m_pk}가 V_bat 보다 훨씬 낮을 경우), 선형 조절기(102) 상의 전압 강하는 매우 크고 그 효율은 열악하다. 그러므로, 더 효율적인 기술은 선형 조절기(102)의 (고효율) 서플라이 전압을 동일한 레벨에서 사전-조절(pre-regulate)하는데, 이러한 레벨은 예를 들어 포락선의 피크값 V_m _{_} _pk(도 2 참조)보다 200-300mV 이상 높을 수 있다.

도 3 및 도 4로부터 알 수 있는 바와 같이, 하이브리드 전압 조절기 조절기 의 두 개의 구성 블록들(스위칭부 및 선형부) 각각은 자신의 제어 루프를 가진다. 전체 제어는 두 블록들이 상호 보완하는 방식으로 이루어져야 한다. 두 가지 가능한 제어 방법들이 도 25에 도시된다.

도 25a에서, 조절기들(100, 102) 모두는 "마스터(master)' 인데, 이는 이들 각자가 변조 신호 V_m을 기준으로 하며 조절기들(100, 102) 각각이 스스로의 출력으로부터 피드백 신호(V_feedback _{_} _sw, V_feedback _{_} _lin)를 수신하기 때문이다.

도 25b에서, 선형 조절기(102)는 '마스터'이며, 즉, 선형 조절기(102)는 기준 신호로서 변조 신호 V_m을 가지고 스스로의 출력으로서 피드백 신호를 가진다. 스위칭 조절기(100)는 '슬레이브'이며, 이것은 스위칭 조절기(100)가 기준 신호로서 선형 조절기(102)에 의하여 SMPA(104)에 인가된 전압을 수신하고, 이 전압을 가능한 한 정확하게 추적하도록 시도한다는 것을 의미한다.

본 발명의 이러한 실시예들은 다음과 같이 후술되는 다중-모드 송신기(TX)에 적용되는데 특히 적합하다.

제1 비-한정적 예시에서, GSM에서 무선 주파수(RF) 포락선은 일정하며, 전력 증폭기(PA)(104)에 공급되는 전압도 따라서 일정하고 그 레벨은 바람직한 전력 레벨에 따라서 조절된다. 이러한 케이스에서 SMPA(104) 전력 공급원의 주 기능은 전력 제어이다. 주된 사용예에서 스위칭 조절기(100)만 이용해도 충분하다. 그러나 스위칭 동작은 출력 전압 리플 및 잡음을 생성하고, 이들은 SMPA(104) 출력에서의 무선 주파수(RF) 스펙트럼 내의 의사 신호들(spurious signals)로서 간주된다. 이 러한 모드에서 필요할 경우 선형 조절기(102)가 채택되어 스위칭 조절기(100)의 출력 전압 리플을 보상할 수 있다. 이렇게 함으로써, 스위칭 조절기(100)의 출력 전압 리플의 사양을 완화하는 것도 가능하다. 예를 들어, 만일 스위칭 조절기(100)에 대해서 5mV에 해당하는 전형적인 전압 리플을 예상했을 경우 선형 조절기(102)에 의하여 제공되는 리플 보상 기능을 통하여 이러한 사양은 50mV까지 완화될 수 있으며, 스위칭 조절기(100) 내의 LC 성분들이 더 작게 되도록 허용하거나 및/또는 스위칭 조절기(100)의 동적 특성을 더욱 고속화할 수 있다. 이러한 케이스에서 스위칭 조절기(100)는 거의 모든 SMPA 전력을 처리하며, 선형 조절기(102)는 매우 적은 량의 전력을 처리한다(리플 보상을 위하여 필요한 부분만 처리한다).

EDGE 시스템 또는 일반적으로, 다소 높은 동적 특성을 가지는 가변 무선 주파수(RF) 포락선(예를 들어 요구되는 대역폭>1MHz)을 가지는 시스템에서, SMPA(104) 전력 공급원의 주된 기능은 전력 제어 및 포락선 추적(envelope tracking)이다. 6-7 MHz의 스위칭 주파수를 가지는 순수 스위칭 조절기는 상대적으로 양호한 정밀도를 가지고 EDGE 무선 주파수(RF) 포락선을 추적할 수 있다는 것이 증명될 수 있다. 그러나, 순수 스위칭 조절기를 이용할 경우에는 해당 시스템은 견실하지 못하고, 예를 들어 스위칭 조절기(100)의 기준-대-출력 전달 함수 내의 피크값들에 대한 민감도 및 전력 공급원과의 SMPA(104) 부하의 변화에 대한 민감도를 보인다(일반적으로 SMPA의 저항은 서플라이 전압이 감소할수록 증가한다). 또한, 전술된 바와 같은 출력 전압 리플의 문제점이 역시 존재한다. 본 발명의 이러한 측면에 따르면, 필요할 경우 선형 조절기(102)가 사용되어 스위칭 조절기 (100)의 비-최적화 동적 특성, 전력 증폭기(PA)(104) 부하 변화 및 스위칭 리플을 보상할 수 있다. 만일 스위칭 조절기(100)의 스위칭 주파수가 충분히 높아서 양호한 추적 성능을 보일 수 있으면, 전력의 거의 전부는 스위칭 조절기(100)에서 처리된다. 그러나, 더 낮은 스위칭 주파수(및 더 낮은 대역폭)를 가지는 스위칭 조절기(100)를 사용하는 것도 가능하고, 이러한 케이스에서 선형 조절기(102)에 의하여 처리되는 전력의 비율은 증가하여 스위칭 조절기(100)에 의한 감소(reduction)를 보상한다.

WCDMA 시스템 또는 일반적으로, 다소 높은 동적 특성를 가지는 가변 무선 주파수(RF) 포락선(예를 들어 요구되는 대역폭>15MHz)을 가지는 시스템에서, SMPA(104) 전력 공급원의 주된 기능들은 전력 제어 및 포락선 추적 모두이다. 그러나 요구되는 대역폭이 EDGE 시스템의 경우에 비하여 훨씬 높기 때문에, CMOS 기술을 이용하여 스위칭 조절기(100) 만을 이용하는 것은 적합하지 않으며, 원하는 대역폭을 제공하기 위해서는 선형 조절기(102)를 이용하는 것이 중요해진다. EDGE 케이스에서와 동일하게 선형 조절기(102)는 스위칭 리플 및 SMPA(104) 부하 변화량을 보상할 수도 있다.

본 발명에 의한 실시예들을 이용함으로써 얻어지는 다른 사용례는 복수 개의 전력 증폭기(PA)들을 이용하여 다중-모드 동작을 제공할 수 있다는 것이다. 비-한정적인 한 예시는 도 26에 도시된 클래스 E GSM/EDGE 전력 증폭기(PA)(104A) 및 클래스 E WCDMA 전력 증폭기(PA)(104B)이다. 이러한 케이스에서 모든 전력 증폭기(PA)들(104A, 104B)은 선형 조절기(102)의 출력에서 동일한 공급선(supply line)에 연결된다. 도 27, 29, 및 30에 도시된 실시예와 같이, 이러한 실시예는 한번에 전력 증폭기(PA) 104A 및 104B 중 하나만을 이네이블할 수 있는 메커니즘(예를 들어 스위치)이 존재한다는 것을 가정한다.

전력 증폭기(PA)들(104A, 104B)은 클래스 E 전력 증폭기(PA)들에 한정되는 것이 아니라는 점에 주의해야 하는데, 그것은 전력 증폭기(PA)들(104A, 104B)이 단지 설명의 편의를 위하여 제공된 것일 뿐이기 때문이다. 도 27, 29, 및 도 30에 도시된 실시예에 대해서도 동일한 점을 주의해야 한다.

도 26a에서, 조절기들(100, 102) 모두는 '마스터' 라고 불리는데, 즉, 이들 모두는 기준으로서 변조 신호 V_m 및 그들의 개별 출력 전압들을 가짐으로써 자신의 피드백 정보를 제공한다. 도 26b에서, 선형 조절기(102)는 '마스터'라고 간주되고 스위칭 조절기(100)는 '슬레이브'라고 간주되는데, 이것은 스위칭 조절기(100)의 기준 신호가 선형 조절기의 출력인 V_pa라는 것을 의미한다.

도 27은 부가적인 다중-모드 구조들을 도시하는데, 여기서 GSM/EDGE 전력 증폭기(PA)(104A)는 스위칭 조절기(100)의 출력(출력 및 L₁ 사이)에 연결되며, WCDMA 전력 증폭기(PA)(104B)는 선형 조절기(102)의 출력에 연결된다. 전술된 바와 같이, 이러한 구조는 유용한데, 그 이유는 GSM/EDGE에서 요구되는 성능은 순수 스위칭 조절기(100)를 이용하여 획득될 수 있기 때문이다. 이러한 가정에 따르면, GSM/EDGE에서 스위칭 조절기(100) 만을 이용하고 선형 조절기(102)는 디스에이블할 수밖에 없다. 이것은 효율에 대해 긍정적인 영향을 미치는데, 그 이유는 인덕턴스 L₁에 의하여 도입된 손실들이 제거되기 때문이다. 또한, 배터리 전압 V_bat에 더욱 인접한 최대 GSM/EDGE 전력 증폭기(PA) 서플라이 전압 V1을 획득하도록 허용하기도 하는데, 그 이유는 L₁ 상의 전압 강하가 제거되기 때문이다. 인덕턴스 L₁은 더 작을 수 있으며, 그 이유는 이것은 오직 WCDMA 동작 모드에서의 전력 증폭기(PA) 104B 전류만을 처리하기 때문이다. 이러한 실시예에서 선형 조절기(102)는 WCDMA 모드에서만 이네이블된다.

모든 전력 증폭기(PA)들(104A, 104B)들이 도 26에 도시된 바와 같이 동일한 공급선에 연결되면 전체 디커플링 커패시터는 매우 커야한다는 것에 주의한다. 도 28에 도시된 바와 같이, 전력 증폭기(PA)(104)(비-한정적 예시에서는 클래스 E 전력 증폭기(PA)이다)는 제1 근사화 및 조절기의 측면으로부터 자신의 등가 DC 저항 R_pa 에 의하여 모델링될 수 있다. 실무상으로, 및 전력 증폭기(PA) 안정성을 고려하는 이유 때문에, 적어도 하나의 디커플링 커패시터 Cpa를 전력 증폭기(PA)(104)와 병렬로 연결하는 것이 전형적으로 필요하다. 만일 동일한 공급선에 연결된 수 개의 전력 증폭기(PA)(104)들이 존재한다면, 하나 또는 그 이상의 공통(공유) 디커플링 커패시터 C들을 이용하는 것도 가능하다. 이러한 경우에 도 26 내에 도시된 커넥션이 가능해진다. 그러나, 만일 전력 증폭기(PA)(104) 각각이 자신의 디커플링 커패시터 C를 가진다면, 예를 들어 커패시터들은 전력 증폭기(PA) 모듈 내에 위치되어야 하기 때문에, 전체 디커플링 커패시턴스는 과도해질 수 있으며, 예를 들어 WCDMA 동작 모드에서 필요한 넓은 대역폭을 획득하는 것이 불가능할 수도 있다.

이러한 문제점에 대한 하나의 솔루션은 공급선으로부터 비활성 전력 증폭기(PA)(들) 또는 적어도 그들의 디커플링 커패시터들을 차단하는 스위치들을 사용하는 것이다. 다른 가능한 솔루션은 전력 증폭기(PA)들(104A, 104B)을 독립적 공급선들에 연결하는 것이며, 그 예가 도 27에 도시된다.

도 27a에서 조절기들(104A, 104B) 모두는 '마스터'로서 연결된다. GSM/EDGE에서, 또한 양호한 성능이 달성된다고 가정하면, 선형 조절기(102)는 디스에이블되고, 스위칭 조절기(100)만이 이용될 수 있다. 그러나, (존재하는) 리플 보상 및 동적 특성 향상을 위하여 선형 조절기(102) 및 바이패스 L₁을 이용하는 것도 가능할 수 있다. 만일 이러한 케이스라면 선형 조절기(102)는 이네이블되고, 선형 조절기(102)의 피드백 정보는 GSM/EDGE 위치에 제공된 스위치 1(SW1)을 통하여 제공되는 V1이다. WCDMA 모드에서는, 조절기들(100, 102) 모두가 이네이블되고, 선형 조절기를 위한 피드백 정보는 V_pa이다(스위치 1(SW1)은 WCDMA 위치에 놓인다).

도 27b에 도시된 실시예에서, 스위칭 조절기(100)는 WCDMA 케이스에서 '슬레이브'로서 연결되고(스위치 1(SW1) 및 스위치 2(SW2)가 모두 WCDMA 위치에 있다), 스위칭 조절기(100)는 선형 조절기(102)의 출력으로부터 스위치 2(SW2)를 통하여 자신의 V_ref-sw 신호를 수신한다. GSM/EDGE 모드에서(스위치 1(SW1) 및 스위치 2(SW2) 모두 GSM/EDGE 위치에 놓임) 회로의 구조 및 동작은 도 27a에서 전술된 바와 같다.

도 29는 부가적인 다중-모드 구조로서, 전력 증폭기(PA)들(104A, 104B)은 독 립적으로 개별 선형 조절기들(102A, 102B)의 출력에서 공급선에 연결된다. 이러한 구조는 도 26에 도시된 다중-모드 구조의 확장 형태이다. 오직 하나의 스위칭 조절기(100)만이 존재하며, 전력 증폭기(PA)들(104A, 104B)은 관련된 선형 조절기들(102A, 102B) 각각에 의하여 보완되는 개별 공급선 상에 각각 관련된 인덕터들 L₁ 및 L₂를 통하여 연결된다. 이러한 구조는 도 28에 관련되어 전술된 바 있는 과도한 디커플링 커패시터 Cpa의 문제점을 극복하는데 도움을 준다.

도 29a에서, 스위칭 조절기(100) 및 선형 조절기들(102A, 102B) 모두는 '마스터'로서 연결되고, 도 29b에서는 스위칭 조절기(100)가 '슬레이브'로서 연결되며, 스위칭 조절기(100)의 기준 전압은 현재 활성화된 시스템(GSM/EDGE 또는 WCDMA)에 따라서 선택된 선형 조절기들(102A, 102B)의 출력이다.

도 30은 부가적인 다중-모드 구조들을 도시하며, 여기서 GSM/EDGE 전력 증폭기(PA)(104A)는 스위칭 조절기(100)의 출력에 (출력 및 L₁ 간에서) 연결되고, WCDMA 전력 증폭기(PA)(104B) 및 CDMA 전력 증폭기(PA)(104C)는 각각 개별 선형 조절기들(102A, 102B)의 출력에서 독립적 공급선들 상에 연결된다. 이러한 실시예는 도 27 및 도 29에 도시된 다중-모드 실시예들의 확장 형태로서 이해될 수 있다. 특히, 이러한 구조는 GSM/EDGE 전력 증폭기(PA)(104A)가 스위칭 조절기(100)의 출력에 직접 연결될 수 있으며, 고속 공급 전압 변조를 요구하고 독립적 공급선들 상에 위치할 수 있는 적어도 두개의 다른 전력 증폭기(PA)들을 포함한다면 특히 유용하다.

도 30a에서, 스위칭 조절기(100) 및 선형 조절기들(102A, 102B) 모두는 '마 스터'로서 연결되고, 도 30b에서는 스위칭 조절기(100)가 WCDMA 및 CDMA 동작 조건에서만 '슬레이브'로서 연결되고, 스위칭 조절기(100)의 기준 전압은 활성화 시스템(WCDMA 또는 CDMA)에 따른 세 개의 폴 스위치(pole switch) S1에 의하여 선택된 선형 조절기들(102A, 102B)의 출력이다. GSM/EDGE 모드에서, 스위칭 조절기(100)는 자신의 V_{ref_sw} 입력을 V_m 입력으로부터 스위치 1(SW1)을 통하여 수신하고, 따라서 도 30a에 도시된 바와 같이 기능한다.

도 21은 스위칭부(32) 및 선형부(34) 모두가 '마스터'인 구조를 도시하고, 도 22는 선형부(34)가 '마스터'이고 스위칭부(32)는 '슬레이브'인 구조를 도시하며, 도 23 스위칭부(32) 및 선형부(34)가 모두 '마스터'이고 스위칭부(32)는 개방 루프를 동작시키는 구조를 도시한다. 본 발명의 다른 실시예에서, 스위칭부(32)가 '마스터'로서 기능하고 선형부(34)가 '슬레이브'로 기능할 수도 있다.

스위칭부(32)가 상대적으로 저속이기 때문에, 스위칭부(32)의 출력 V_pa을 '슬레이브'인 선형부로의 기준 신호로서 사용하지 않는 것이 바람직하다. 도 21을 참조하면, 신호 V_{ctrl_sw} 은, 스위칭부(32) 노드에서 LC 필터에 인가된 PWM 전압의 듀티 사이클 d와의 직접적인 관계를 가진다. 정상 상태에서(V_{ref_sw}이 상수인 구간), Vctrl은 출력 전압 V_pa에 비례한다. 그러나, 이러한 상황은 동적 상태(V_{ref_sw}이 변화되는 상태)에서는 상이하다. 예를 들어, 만일 V_pa 내의 고속 증가 명령이 V_{ref_sw}을 통하여 전달되면, 그 효과로서 에러 신호 Ve1 가 급격히 증가하고 V_{ctrl_sw} 도 급 격히 증가하므로, 이러한 경우에는 듀티 사이클 d가 증가된다. 듀티 사이클이 증가하는 결과로써, V_pa가 궁극적으로 신규한 높은 레벨로 증가된다. 다시 말하면, V_{ctrl_sw}은 해당 출력 전압 V_pa에 의하여 발생될 수 있는 정보를 포함한다. V_{ctrl_sw}의 증가는, 듀티 사이클 d 내의 증가를 암시하고, 따라서 출력 전압인 V_pa도 증가한다. 이러한 정보는 선형부(34)로 하여금 증가되는 V_pa를 보조하기 위하여 전원 전류를 소싱하도록 하기 위하여 사용될 수 있다. 이와 관련하여, V_{ctrl_sw}가 감소하면 듀티 사이클 d가 감소하고, 따라서, 이것은 출력 전압 V_pa 역시 감소되어야 한다는 것을 나타낸다. 이것은 선형부(34)로 하여금 V_pa를 감소시키는 것을 돕기 위하여 전류를 싱킹하도록 하는데 사용될 수 있다. 그러므로, V_{ctrl_sw}은 선형부(34)의 '슬레이브'로서 이용될 수 있는 중요한 정보를 포함한다.

전술된 바를 참조하면, 본 발명의 이러한 측면은 다른 제어 메커니즘을 제공하는데, 이것은 도 21에서와 유사하나 V_{ref_lin}=V_m 인 대신에 V_{ref_lin}=G_c3*V_{ctrl_sw}의 관계가 만족되고, 여기서 G_c3(s) 는 가장 단순한 경우에는 전압 스케일링 정도를 나타내고 더 복잡한 경우에는 주파수 의존 특성을 가진다. 비-한정적인 예시로서 Gc3(s)=1 이라고 가정하자. 전술된 바와 같이, 정상 상태에서(V_{ref_sw}이 일정한 경우), V_{ctrl_sw}는 출력 전압 V_pa에 비례한다. 또한 상기와 같은 비-한정적 예시에서 비 례 상수는 1이며, V_pa=V_{ctrl_sw} 이고, V_{ref_lin}=V_{ctrl_sw} 의 관계가 만족되고, 따라서 V_pa=V_{ref_lin} 이기 때문에 v_e2=0 이고, 이는 선형부(34)의 기여가 없다는 것을 나타낸다고 가정한다. 만일 V_{ref_sw}가 고속으로 증가된다면, 그 결과로서 V_{ctrl_sw} 가 고속으로 증가되고, 전술된 바와 같이 명령 내의 V_e2 가 고속으로 증가하므로 선형부(34)로 하여금 추가적인 전류를 소싱하도록 한다. 이와 유사하게, 만일 V_{ref_sw}가 고속으로 감소한다면, 그 결과로서 V_{ctrl_sw} 가 고속으로 감소되고, 전술된 바와 같이 명령 내의 V_e2 가 고속으로 감소하므로 선형부(34)는 전류를 싱킹하도록 명령받는다. 그러므로, 이러한 방법으로 선형부(34)는 본질적으로 스위칭부(32)에 '종속 연결(slaved)'된다.

이와 유사한 설명이 스위칭부(32)가 개루프를 작동시키는 도 23 및 관련된 도면들인 도 26, 27, 29, 및 30에 대해서도 적용된다. 도 25a와의 특별한 관계에서, 전술된 제어 구조는 V_{ref_lin}=V_m 인 대신에 V_{ref_lin}=V_{ctrl_sw} 이라는 관계를 가지게 된다. V_{ctrl_sw}이 비록 도 25에 도시되지 않지만, V_{ctrl_sw}은 스위칭 조절기(100) 블록의 내부 신호인 것으로 간주되고, 스위칭 조절기(100) 블록은 도 21에 도시된 바와 같은 구조를 가진다고 가정되는데, 다시 말하면 도 21에 도시된 제어부들 36A 및 36B에 추가하여 스위칭부(32)에 도시된 구조를 가진다는 것이 가정된다.

본 발명의 이러한 다양한 실시예들이 PA 서플라이 전압이 진폭 변조될 수 있 는 다중-모드 송신기 아키텍쳐를 위한 효율적인 전력 증폭기(PA) 전력 공급원을 구현할 수 있도록 허용한다는 점이 이해되어야 한다. 이러한 실시예들을 이용하는 몇 가지 장점들에는 통화 시간이 길어지게 하는 효율 및 개선된 발열 관리(thermal management), 및/또는 요구되는 대역폭을 획득할 수 있는 능력, 및/또는 단일 장치로써 다중-모드 송신기를 구현할 수 있는 가능성 등이 있다(GSM/EDGE 및 WCDMA 케이스에 관련된 전술된 가정에서는 개별 장치들이 있어야 다중-모드 송신기를 구현할 수 있다).

본 발명의 실시예들을 사용하면 다양한 장점들을 얻을 수 있는데, 이들 중에는 고전력 변환 효율이 있다. 이와 관련하여, 배터리에 의하여 전력을 공급받는 통신 장치들에서는 통화 시간이 길어지게 된다. 순수한 선형 DC-DC 컨버터를 이용하는 경우에 비교할 때 발열 문제도 효과적으로 관리될 수 있으며, 적어도 하나의 전력 공급원 필터링 커패시터(예를 들어, 도 4a에 도시된 커패시터 C와 같은 커패시터)를 모두 제거하거나 적어도 그 크기를 감소시킬 수 있는 가능성도 생긴다.

스위칭부(32) 또는 스위칭 조절기(100)에서 수행되는 변환 동작은 감압 동작인 것으로 설명되었고, 본 발명의 바람직한 실시예에 따르는 전압 모드 제어를 이용하는 것으로 설명되었다는 점이 이해된다. 그러나, 이러한 동작은 승압/감압 중 어떠한 동작일 수도 있다. 승압/감압 동작은 효과적이지만 구현하기가 더욱 난해하다. 승압/감압 동작은 셀룰러 전화기와 같은 이동국의 컷-오프 전압(cut-off voltage)을 낮출 수 있도록 하는데, 그 이유는 배터리가 소모되면서 배터리 전압이 감소하고, 컷-오프 전압은 이동국이 동작할 수 있는 최소 전압이기 때문이다. 전 압이 너무 낮으면 전력 증폭기(PA)(6)는 전체 출력 전력을 생성할 수 없으며, 감압/승압 동작이 이러한 문제점을 해결한다. 예를 들어, 승압/감압 스위칭부(32)를 이용함으로써, V_{m_pk}(도 2 참조) 모다 낮은 V_bat을 수용할 수 있는 반면, 단지 감압 만을 이용하면 V_bat은 적어도 V_{m_pk} 에다가 어느 정도의 마진을 더한 값과 같아야 한다(예를 들어, V_{m_pk}+0.2V와 같아야 한다). 도 2에 도시된 바와 같은 고속 진폭 변조에서는, 승압 및 감압 특성 간의 전환은 이러한 전환이 출력 전압 V_pa의 왜곡을 야기시키지 않는 방법으로 이루어진다. 더 나아가, 승압/감압 스위칭부 또는 스위칭 컨버터를 이용하고, V_{m_pk} >V_bat 이라면, 선형부(34)에는 V_{m_pk} 보다 큰 DC 소스가 제공되어야 하고, 전류를 소싱할 수 있도록 V_bat 보다 큰 DC 소스가 제공되어야 한다.

전압 모드 제어 동작에서 제어 신호를 생성하기 위하여 오직 전압 정보(예를 들어 컨버터의 출력 전압)만이 이용된다는 점이 더욱 강조되어야 한다. 그러나, 전류 모드 제어 기법도 이용하는 것 역시 가능한데, 이 경우 전압에 부가하여 전류 정보(예를 들어 인덕터 전류)도 이용될 수 있다. 전류 모드 제어 기법에서는 두 개의 제어 루프들이 존재하는데, 하나는 전류를 위한 루프이고 하나는 전압을 위한 루프이다. 물론, 더 복잡한 다른 제어 타입들도 적용될 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 전술된 설명들을 참조하면, 이러한 교시 사항들은 GSM/EDGE, WCDMA, 및/또는 CDMA 시스템들에만 한정되는 것이 아니며, 가변 진폭 포락선을 가지는 모든 타입의 시스템으로서 전력 증폭기(PA) 서플라이 전압이 고효율 및 고대역폭으로써 변조되어야 하는 모든 시스템에 바람직하게 사용될 수 있다는 점이 이해되어야 한다.

본 발명의 바람직한 전술된 설명을 참조하면, 이러한 교시 사항들이 단지 클래스 E의 전력 증폭기(PA)들에 한정되는 것이 아니며 다수 개의 SMPA들은 물론 포화형 클래스 B 전력 증폭기(PA)와 같은, 포화 영역에서 동작하는 일반적인 선형 전력 증폭기(PA)들에도 일반적으로 적용될 수 있다는 점이 이해되어야 한다.

본 발명의 바람직한 전술된 설명을 참조하면, 이러한 교시 사항들은 스위칭 컨버터 토폴로지의 특정 타입(예를 들어, 벅 타입(Buck type), 감압 타입, 승압/감압 타입과 같은)에 사용되는데 한정되지 않으며, 단지 전압 모드 제어 기법에만 한정되지도 않는다는 점이 이해되어야 한다.

본 발명의 바람직한 전술된 설명을 참조하면, 이러한 교시 사항들은 DC를 제공하는 스위칭부 및 AC를 제공하는 선형부에만 사용되도록 한정되지 않는다는 점이 이해되어야 한다. 실무에서는, 스위칭부는 AC도 가능한 한 많이(기준을 추적하도록 시도하는 동안) 제공하는 것이 바람직하고, 선형부는 AC의 나머지 부분(또는 나머지 대역폭)을 제공하는 것이 바람직하다. 이러한 방식에서, 본 발명에 의한 실시예는 전체 효율 중 가능한 한 많은 부분을 향상시키는데, 이론상 스위칭부 또는 스위칭 컨버터로부터의 기여가 더 클수록 효율이 더 크게 된다.

본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 전술한 설명을 참조하면, 선형 스테이지(들)가 스위칭 스테이지의 비-이상적 동적 특성을 보상하지만, 비-이상적 동적 특성은 부분적으로는 비-이상적 전력 증폭기(PA) 동작(예를 들어 부하 변동)에 기인하여 야기되며, 이러한 경우 R_pa는 V_pa와 함께 변화하고(즉 V_pa가 감소하면 증가하고) 상호 정합되지 않는 조건에서 동작한다. 그러므로, 선형 스테이지(들)(34, 102)는 적어도 스위칭 컨버터의 비-이상적 동적 특성(예를 들어 불충분한 대역폭 및/또는 기준-대-출력 특성의 피크 현상)을 보상한다. 이와 같은 관점에서, 선형 스테이지들(34, 102) 및 스위칭 스테이지들(32, 100)은 상호 상보적으로 동작하여 특히 바람직한 기준-대-출력 전달 함수를 획득한다(특정 대역폭 뿐만 아니라 전달 함수의 특정 형태도 획득한다). 예를 들어, 선형 스테이지들(34, 102)은 결과적으로 주어지는 하이브리드 (스위칭/선형) 전력 공급원의 기준-대-출력 전달 함수가 평평한 2차 버터워스 필터(Butterworth filter) 타입이거나 이에 근사하도록 하는 전달 함수를 가질 수 있다. 그러므로, 선형 스테이지들(34, 102)은 원하는 특성을 획득하기 위하여 전체적인 기준-대-출력 전달 함수를 구성하는데 이용될 수 있다. 선형 스테이지들(34, 102)은 기준 신호의 추적 동작을 보조하고, 기준 신호 V_m의 원하는 특정 추적 기능을 획득하는데 이용될 수 있다.

또한, 선형 스테이지들(34, 102)은 적어도 스위칭 리플을 보상할 수 있고 동작 조건에 따른 R_pa의 변화와 같은 비-이상적 전력 증폭기(PA) 동작을 적어도 보상할 수 있다.

또한, 도 24에 도입된 보조 인덕터 L₁이, 전류원 특성을 생성하는 실효 목적을 가진다는 점에서 실제로는 도 6에 도시된 컨버터 인덕터 L과 유사한 역할을 수 행한다는 점도 이해되어야 한다. 차이점중 하나는, 도 6 및 후속 도면들에 도시된 실시예에서 PWM 구형 전압(rectangular voltage)은 인덕터 L의 입력에 적용되고, 도 24 및 후속 도면들에 도시된 실시예에서는 이미 평활화된 전압(스위칭 조절기(100)의 출력)이 보조 인덕터 L₁의 입력으로서 적용된다는 점이다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전술된 설명으로부터, GSM/GMSK 변조 케이스에서 하이브리드 전력 공급원은 "전력 제어" 기능을 수행하지만, 전력 레벨은 전력 공급원의 전압 레벨을 조절함으로써 조절된다는 것이 이해되어야 한다. 따라서, 진폭 변조 제어 기법과 상이하게, 대안으로서 이용되는 것은 "스텝 제어(step control)"라는 것에 이해될 수 있을 것이다. 전력 증폭기(PA)(6) 효율을 개선시키기 위한 것이 목적이며, 이는 선형 전력 증폭기(PA)를 이용할 때는 더욱 그러하다는 점에 주의한다. 전형적으로, 선형 전력 증폭기(PA)를 이용하면 전력 레벨을 조절하기 위한 다른 메커니즘이 존재할 것이지만(심지어 일정한 서플라이 전압 V_bat으로써 조절하기 위한 메커니즘), 그래도 효율은 더 낮은 전력 레벨로 감소되며, DC 레벨은 더 하강하여 효율을 향상시킬 수 있다. 그러나, SMPA를 이용하면 출력 전력은 (주로) 서플라이 전압에 의하여 제어된다. 그러므로, 전력을 제어하기 위하여 전력 증폭기(PA) 전력 공급원(30)을 이용하는 것이 바람직하다.

어떠한 경우라도, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 고속 하이브리드 전력 공급원(30)에 대하여, 그리고 GSM의 케이스에서, a) TX 아키텍쳐에서는 전력 증폭기(PA) 전력 공급원이 전력을 제어하는데 사용되고, b) 전력 증폭기(PA) 전력 공 급원은 매우 고속일 필요가 없으며(전력의 램프-업/다운(ramp-up/down)에 관련된 다른 요구 조건들이 존재하지만 EDGE 케이스에 비하여 이들은 덜 필수적인 것이다), c) EDGE 케이스에서와 마찬가지로 하이브리드 전력 공급원(30)으로써 스위칭 리플을 보상하는 것이 유리하다.

전술된 상세한 설명은 예시적이고 비-한정적인 예들을 이용하여 제공되었으며 본 발명의 실시하게 위하여 발명자에 의하여 현재까지 고안된 최적 방법 및 장치를 충분히 기술하는 방식으로 제공되었다. 그러나, 당업자에게는 다양한 수정 및 적응화가 본 발명의 전술된 설명에 부가될 수 있다는 점이 이해되어야 하며 이것은 첨부된 도면들 및 청구의 범위와 관련되어 발명의 상세한 설명을 파악할 때 더욱 명백할 것이다. 예를 들어, 본 발명의 전력 공급원은 폴라 또는 포락선 복원형(ER) 송신기의 형태를 가지는 것으로 전술되었으나, 본 발명은 전력 공급원이 고효율로서 중요한(stringent) 동적 특성 요구조건을 만족해야 하는 다른 어플리케이션들에도 적용될 수 있다. 더 나아가, 도 6 내지 도 30에 도시된 다양한 실시예들은 한정적인 개념으로 이해되어서는 안되며, 그 이유는 본 발명에 의한 실시예들은 하이브리드 전압 조절기들의 채택할 수 있는 다수 개의 가능한 실시예들 또는 다른 타입의 RF 전력 증폭기들 RF 통신 시스템들과 함께 결합되어 사용될 수 있기 때문이다. 일반적으로, 본 발명의 교시 내용에 대한 이와 같은 변형 및 이와 유사한 변형은 모두 본 발명의 실시예에 나타난 기술적 사상의 범위에 포함되는 것이다.

또한, 본 발명의 특징들 중 몇 가지는 다른 특징들을 상응하도록 사용하지 않고도 채택될 수 있다. 따라서, 전술된 설명은 본 발명을 예시하기 위한 목적으 로 제시되었을 뿐이며, 한정하려는 것이 아님이 이해되어야 한다.

본 발명은 일반적으로 DC-DC 컨버터 전력 공급원으로서, 셀룰러 이동국용 무선 주파수(RF) 송신기와 같은 무선 주파수(RF) 송신기 내에 사용되기에 적합한 스위치드 모드 전력 공급원(SMPS, switched mode power supplies)에 이용될 수 있다. 이러한 무선 주파수(RF) 송신기들은 폴라 송신기(polar transmitter)라고도 불리는 포락선 복원형(ER, envelope restoration) 무선 주파수(RF) 송신기로서, 복소 정위상/직교 위상(I/Q) 성분들 대신에 위상 및 진폭 성분을 이용하여 심볼이 표현되는 무선 주파수(RF) 송신기의 형태로 구현된다.

Claims

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무선 주파수(RF) 송신기(TX)에 있어서, 상기 송신기(TX)는,

전력 증폭기(PA, power amplifier)의 전력 공급원(power supply)에 연결된 진폭 변조(AM, amplitude modulation) 경로 및 상기 전력 증폭기(PA)의 입력에 연결된 위상 변조(PM, phase modulation) 경로를 포함하며, 상기 전력 공급원은,

전력원 및 상기 전력 증폭기(PA) 간의 연결을 위한 스위치 모드부로서, 출력 전력량 x를 제공하는 스위치 모드부 및

상기 전력원 및 상기 전력 증폭기(PA) 간에, 상기 스위치 모드부와 병렬로 연결된 선형 모드부로서, 출력 전력량 y를 제공하는 선형 모드부를 포함하고,

x는 y보다 크며, y에 대한 x의 비는 특정 어플리케이션 한정치에 대하여 최적화되고,

상기 선형 모드부는 출력 전압의 요구되는 변화에 대해 상기 스위치 모드부보다 빠른 응답 시간을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 가변 전압원으로서 동작하는 전력 연산 증폭기를 적어도 하나 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 가변 전류원으로서 동작하는 전력 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기를 적어도 하나 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 상기 전력 증폭기(PA)로 AC 성분만을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 상기 전력 증폭기(PA)로 DC 성분 및 AC 성분을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부의 출력은 상기 스위치 모드부로부터의 AC 리플 출력을 보상하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 양방향 전압 제어 전압원을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서, 상기 선형 모드부는,

양방향 전압 제어 전압원(VCVS) 및 두 개의 VCVS 회로들을 포함하며,

상기 VCVS 회로들 중 하나는 싱크로서 동작하고 다른 하나는 소스로서 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 양방향 전압 제어 전류원을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서, 상기 선형 모드부는,

양방향 전압 제어 전류원(VCCS) 및 두 개의 VCCS 회로들을 포함하며,

상기 VCCS 회로들 중 하나는 싱크로서 동작하고 다른 하나는 소스로서 동작하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 스위치 모드부 및 상기 선형 모드부는 폐루프 방식으로 제어 신호에 의하여 공통으로 제어되고,

상기 제어 신호는 진폭 변조(AM) 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서

상기 스위치 모드부는 상기 선형 모드부로부터의 출력에 의하여 폐루프 방식으로 제어되고,

상기 선형 모드부는 제어 신호에 의하여 폐루프 방식으로 제어되며,

상기 제어 신호는 진폭 변조(AM) 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 스위치 모드부는 개루프로 동작되며,

상기 선형 모드부는 제어 신호에 의하여 폐루프 방식으로 제어되고, 상기 제어 신호는 진폭 변조(AM) 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서, 상기 선형 모드부는,

상기 스위치 모드부의 동작에 효과적으로 종속되어 전류를 소싱 또는 싱킹하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 스위치 모드부는 출력 필터 커패시턴스 값을 포함하여, 상기 스위치 모드부가 실질적으로 전류원으로서 기능하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 스위치 모드부에는 소정의 출력 필터 커패시턴스가 제공되고, 상기 스위치 모드부는 실질적으로 전압원으로서 기능하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서, 상기 스위치 모드부는,

인덕턴스를 통하여 상기 전력 증폭기(PA) 및 상기 선형 모드부의 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 스위치 모드부는 인덕턴스를 통하여 상기 전력 증폭기(PA) 및 상기 선형 모드부의 출력에 연결되고,

상기 선형 모드부는 인덕턴스를 통하여 상기 스위치 모드부의 출력에 연결되고, 커패시턴스를 통하여 상기 전력 증폭기(PA)에 연결되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서, 상기 전력 공급원은,

순수 스위치 모드-기반(purely switch mode-based) 전력 공급원보다 더 넓은 동작 대역폭을 제공하면서,

순수 선형 전압 조절기-기반(purely linear voltage regulator-based) 전력 공급원보다 더 큰 전력 변환 효율을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 커패시턴스를 통하여 상기 스위치 모드부의 출력 및 상기 부하에 연결되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 적어도 일부에서 상기 전력 증폭기(PA)에 의하여 제공된 부하의 변동을 보상하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제26항에 있어서,

상기 선형 모드부는 적어도 일부에서 상기 스위치 모드부의 비-이상적 동적 특성을 보상하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
무선 주파수(RF) 송신기(TX)에 있어서, 상기 송신기(TX)는,

전력 증폭기(PA)의 전력 공급원에 연결된 진폭 변조(AM) 경로 및 상기 전력 증폭기(PA)의 입력에 연결된 위상 변조(PM) 경로를 포함하는 폴라 구조체(polar architecture)를 포함하며, 상기 전력 공급원은,

전력원 및 상기 전력 증폭기(PA) 간의 연결을 위한 스위치 모드 스테이지로서, 출력 전력량 x를 제공하는 스위치 모드 스테이지 및

상기 전력원 및 상기 전력 증폭기(PA) 간에, 상기 스위치 모드 스테이지와 병렬로 연결된 적어도 하나의 선형 모드 스테이지로서, 출력 전력량 y를 제공하는 적어도 하나의 선형 모드 스테이지를 포함하고,

x는 y보다 크며, y에 대한 x의 비는 특정 어플리케이션 한정치에 대하여 최적화되며, 상기 전력 공급원은,

상기 스위치 모드 스테이지의 출력 및 적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지의 출력 간에 연결된 적어도 하나의 보조 인덕턴스(auxiliary inductance)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 전력 증폭기(PA)는 상기 보조 인덕턴스 이전에 상기 스위치 모드 스테이지의 출력에 연결되며, 상기 전력 공급원은,

상기 보조 인덕턴스 이후에 상기 스위치 모드 스테이지의 출력에 연결된 적어도 하나의 부가(additional) 전력 증폭기(PA)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 전력 증폭기(PA)는 상기 보조 인덕턴스 이후에 상기 스위치 모드 스테이지의 출력에 연결되며, 상기 전력 공급원은,

상기 보조 인덕턴스 이후에 상기 스위치 모드 스테이지의 출력에 연결된 적어도 하나의 부가 전력 증폭기(PA)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 전력 증폭기(PA)는 제1 보조 인덕턴스 및 제2 보조 인덕턴스 이전에 상기 스위치 모드 스테이지의 출력에 연결되며, 상기 전력 공급원은,

상기 제1 보조 인덕턴스 이후에 상기 스위치 모드 스테이지의 출력에 연결된 제2 전력 증폭기(PA) 및

상기 제2 보조 인덕턴스 이후에 상기 스위치 모드 스테이지의 출력에 연결된 제3 전력 증폭기(PA)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제51항에 있어서,

상기 제2 전력 증폭기(PA)는 제1 선형 전력 스테이지(linear power stage)의 출력에 더 연결되고,

상기 제3 전력 증폭기(PA) 제2 선형 전력 스테이지의 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 전력 증폭기(PA)는 제1 보조 인덕턴스 이후에 상기 스위치 모드 스테이지의 상기 출력에 연결되고, 상기 전력 공급원은,

제2 보조 인덕턴스 이후에 상기 스위치 모드 스테이지의 상기 출력에 연결되는 제2 전력 증폭기(PA)를 더 포함하고,

상기 전력 증폭기(PA)는 제1 선형 전력 스테이지의 상기 출력에 더 연결되고,

상기 제2 전력 증폭기(PA)는 제2 선형 전력 스테이지의 상기 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지는 가변 전압원으로서 동작하는 전력 연산 증폭기를 적어도 하나 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지는 가변 전류원으로서 동작하는 전력 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기를 적어도 하나 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주 파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지는 상기 전력 증폭기(PA)로 AC 성분만을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지는 상기 전력 증폭기(PA)로 DC 성분 및 AC 성분을 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지의 출력은 상기 스위치 모드 스테이지로부터의 AC 리플 출력을 보상하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 스위치 모드 스테이지 및 적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지는 폐루프 방식으로 제어 신호에 의하여 공통으로 제어되고,

상기 제어 신호는 진폭 변조(AM) 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 스위치 모드 스테이지는 적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지로부터의 출력에 의하여 폐루프 방식으로 제어되고,

적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지는 제어 신호에 의하여 폐루프 방식으로 제어되며,

상기 제어 신호는 진폭 변조(AM) 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 스위치 모드 스테이지는 개루프로 동작되며,

적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지는 제어 신호에 의하여 폐루프 방식으로 제어되고, 상기 제어 신호는 진폭 변조(AM) 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서, 상기 선형 모드 스테이지는,

상기 스위치 모드 스테이지의 동작에 효과적으로 종속되어 전류를 소싱 또는 싱킹하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서,

상기 스위치 모드 스테이지에는 소정의 출력 필터 커패시턴스가 제공되고,

상기 스위치 모드 스테이지는 실질적으로 전압원으로서 기능하며, 상기 보조 인덕턴스에 평활된 전압 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서, 적어도 하나의의 상기 선형 모드 스테이지는,

커패시턴스를 통하여 상기 스위치 모드 스테이지의 상기 출력 및 상기 전력 증폭기(PA)에 연결되는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서, 적어도 하나의의 상기 선형 모드 스테이지는,

적어도 일부에서 상기 전력 증폭기(PA)에 의하여 제공되는 상기 부하의 변동을 보상하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서, 적어도 하나의의 상기 선형 모드 스테이지는,

적어도 일부에서 상기 스위치 모드 스테이지의 비-이상적 동적 특성을 보상하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서, 상기 전력 공급원은,

동작 모드(mode of operation)의 기능으로서, 상이한 기준 신호들을 상기 스위치 모드 스테이지로 선택적으로 적용시키기 위하여, 상기 스위치 모드 스테이지 의 기준 입력에 연결되는 스위치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제67항에 있어서,

일 동작 모드는 GSM 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제67항에 있어서,

일 동작 모드는 EDGE 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제67항에 있어서,

일 동작 모드는 CDMA 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제67항에 있어서,

일 동작 모드는 WCDMA 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제48항에 있어서, 상기 전력 공급원은,

동작 모드의 기능으로서, 상이한 피드백 신호들을 적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지에 선택적으로 적용시키기 위하여, 적어도 하나의 상기 선형 모드 스테이지의 피드백 입력에 연결되는 스위치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제72항에 있어서,

일 동작 모드는 GSM 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제72항에 있어서,

일 동작 모드는 EDGE 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제72항에 있어서,

일 동작 모드는 CDMA 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
제72항에 있어서,

일 동작 모드는 WCDMA 모드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 주파수(RF) 송신기(TX).
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