KR100715119B1 - 차동신호를 얻기 위한 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 - Google Patents

차동신호를 얻기 위한 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 기본발진주파수를 결정하는 LC 공진부; 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 1 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 제 1 부성저항발생수단; 상기 제 1 공통소스단자의 출력신호를 제어하는 제 1 임피던스부; 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 2 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 제 2 부성저항발생수단; 상기 제 2 공통소스단자의 출력신호를 제어하는 제 2 임피던스부를 포함하는 것을 특징으로 하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기에 관한 것이다.
본 발명은 LC공진기의 기본 공진주파수의 두배에 해당하는 출력신호를 진폭이 같고 위상이 반대인 차동신호로 얻을 수 있고, 전압조정발진기 자체로 고주파수와 차동출력을 얻으며, 추가적인 회로를 사용하지 않아 전류의 소모를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
전압조정발진기, 푸쉬-푸쉬 발진기, 차동신호, 위상오차, 진폭오차, RF 송수신기

Description

차동신호를 얻기 위한 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 {Push-Push Voltage Controlled Oscillator with Differential Signaling Output}
도 1은 종래의 차동신호를 생성하는 주파수 배율기의 회로도,
도 2는 종래의 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 구조를 나타내는 도,
도 3은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 구조를 나타내는 도,
도 4는 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 탱크 스윙이 작을 때 개념적 동작과 시뮬레이션 신호파형을 나타내는 도,
도 5는 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 탱크 스윙이 클 때 개념적 동작과 시뮬레이션 신호파형을 나타내는 도,
도 6은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 임피던스부에 따른 차동출력신호의 위상차와 증폭차를 나타내는 도,
도 7은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 기본발진주파수신호특성에 따른 2차 고조파 차동출력 신호파형의 개념을 나타내는 도,
도 8은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 임피던스 조절부를 구현한 일예를 나타내는 도,
도 9는 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 커패시터 조절이 차동출 력 신호파형에 미치는 효과를 나타내는 도,
도 10은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 회로도와 시뮬레이션 파형을 나타내는 도,
도 11은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기를 이용한 RF 송수신기의 구현 예를 나타내는 도이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
2 : 제 1 부성저항발생수단 4, 4' : PMOSFET
6 : 제 2 부성저항발생수단 8, 8' : NMOSFET
10, 10' : LC 공진부의 제 1 단자 및 제 2 단자 12 : LC 공진부
14 : 인덕터 15 : 주파수 튜닝 전압
16, 16' : 가변용량다이오드 18 : 제 1 임피던스부
20 : 제 2 임피던스부 22 : 제 1 공통소스단자
24 : 제 2 공통소스단자 26 : 임피던스 조절부
28 : 커패시터 30 : 스위치
32 : 제 3 NMOSFET 34 : 제 4 NMOSFET
36 : 제 5 NMOSFET 38 : 제 6 NMOSFET
40 : 제 1 커패시터 41 : 제 2 커패시터
42 : 제 3 커패시터 43 : 제 4 커패시터
44 : 제 1 인덕터 44' : 제 2 인덕터
46 : 제 1 커플링 커패시터 46' : 제 2 커플링 커패시터
48 : 제 1 저항기 48' : 제 2 저항기
50 : 송신부 52 : 수신부
본 발명은 RF 집적회로 전압조정발진기(VCO)에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 진폭이 같고 위상이 반대인 차동신호로 LC 공진기의 기본 공진주파수의 두 배에 해당하는 출력신호를 얻을 수 있는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 구조에 관한 것이다.
최근들어, 국내외를 막론하고 여러 가지 주파수 대역에서 동작할 뿐만 아니라 다양한 기능이 복합된 이동 통신 단말기 시장이 형성되고 있다.
이에 따라, 소비자의 선호도에 의해 이동 통신 단말기의 소형화가 수반되고 있고, 이동 통신 단말기들의 부품이 소형화되고 있으며, RF(Radio Frequency) 시스템의 경우도 여러 부분에 걸쳐 소형화가 이루어지고 있다.
특히, 고주파 통신용 송수신기 구현을 위해서는 높은 출력 주파수와 낮은 위상잡음 및 작은 전력의 발진기가 필수적인 요소이다. 일반적으로 LC 공진기를 갖는 발진기가 고주파 대역에서 발진하기 위해서 LC 공진기를 구성하는 개별 소자인 인덕터와 커패시터가 물리적으로 매우 작아져야 하는데, 실제 반도체 공정시에 작은 소자에 대해서는 소자 값의 오차가 더욱 심해지는 것으로 알려져 있기 때문에, 발진기의 동작 주파수가 높아질수록 설계 값과 실제 제작후의 주파수의 오차가 커질 가능성이 높다.
이러한 전압조정발진기의 문제점을 개선하기 위해 고주파수를 얻기 위한 방법으로, 전압조정발진기에 추가적인 주파수 배율기(Frequency Doubler) 또는 주파수 체배기(Frequency Multiplier)를 사용하여 고주파수를 얻는 방법이 사용되고 있다. 그러나 이러한 방법은 추가적인 회로 및 전류 소모를 필요로 하는 문제를 가지고 있다.
출력주파수를 높이는 또 다른 효과적인 방법으로 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 구조가 있다. 상기 구조는 두개의 평형발진기로부터 나온 출력을 한 지점에서 합하여 두배의 주파수 출력을 얻는 방식이다.
한편, RF/아날로그 집적회로(RFIC)에서 동상의 잡음을 효과적으로 제거하여 잡음에 강한 신호처리를 하기 위해서는 차동신호(differential signal)처리가 단일신호(single-ended signal)처리보다 매우 우수하다는 것이 알려져 있다. 따라서 통상의 RF/아날로그 집적회로 설계자들은 차동신호를 생성 또는 처리할 수 있는 회로구조를 요구하게 된다. 그러나, 기존의 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기는 일반적으로 단일 신호(single-ended) 출력만을 발생시킨다.
따라서, 차동신호를 얻기 위해서는 단일 차동(single-to-differential) 컨버터와 같은 추가적인 회로를 더 구비해야 한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 차동신호를 생성하는 주파수 배율기(Frequency Doubler)는 공급전원(VDD), 트렌지스터(M1, M2, N3, M4), 임피던스부(LP, LM), 비반전입력신호(Vin +), 반전입력신호(Vin -) 및 접지단으로 구성되어 있다. 이를 이용하면 전압조정발진기로부터 발생된 기본주파수 성분의 차동신호를 두배의 주파수 차동신호로 만들어 낼 수 있다. 그러나, 차동 주파수 배율기라는 추가적인 회로와 그에 따른 추가적인 전력소모를 필요로 하는 문제가 있다.
또한, 주파수 배율기를 부가적으로 사용하지 않고 전압조정발진기 내에서 고 주파수를 얻기 위한 방법으로 푸쉬-푸쉬 구조를 사용하기도 한다. 상기 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 구조는 기본동작주파수의 두배에 해당하는 주파수를 얻을 수 있는 효과적인 구조이다. 이것은 일반적인 구조보다 전류소모를 감소시킬 수 있고, 직접변환방식 RF 송수신기에 적용될 경우 원하지 않는 전압조정발진기의 풀링(pulling) 문제를 감소시킬 수 있는 장점이 있다. 따라서 푸쉬-푸쉬 구조는 Si RF집적회로나 화합물 반도체 초고주파집직회로(MMIC)에 많이 사용되는 구조이다. 도 2에 도시된 바와 같이, 기존의 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 구조는 인덕터(Ltank)와 가변용량다이오드(Ctank)로 구성되어 기본 발진 주파수를 결정하는 LC 공진기, LC 공진기의 손실을 보상하기 위해 부성저항(Negative Resistance)을 발생하는 트랜지스터 쌍(M1, M2) 및 상기 트랜지스터의 공통소스단자(M)에 두 배의 주파수 출력을 얻어내는 구조를 나타내고 있다. 여기서 출력신호의 진폭을 높이기 위해 공통소스단자 (M)에 임피던스부를 부가해줄 수도 있다. 그러나, 상기 구조는 출력 신호가 단일 신호라는 문제점을 가지고 있다. 전술한 바와 같이, 단일 신호는 외부 잡음에 매우 민감하기 때문에 RF집적회로에 그대로 적용하기에는 어려운 것으로 알려져 있다.
본 발명은 전술한 문제점을 해결하기 위해 도출된 것으로서, 고주파수를 얻기 위해 추가적인 회로를 사용하지 않아 전류의 소모를 감소시킬 수 있고, 전압조정발진기 자체로 기본공진주파수의 2배 주파수인 차동신호를 얻을 수 있는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기를 제공하는데 기술적 과제가 있다.
본 발명은 기본발진주파수를 결정하는 LC 공진부; 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 1 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 제 1 부성저항발생수단; 상기 제 1 공통소스단자의 출력신호를 제어하는 제 1 임피던스부; 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 2 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 제 2 부성저항발생수단; 상기 제 2 공통소스단자의 출력신호를 제어하는 제 2 임피던스부를 포함하는 것을 특징으로 하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기를 제공한다.
본 발명에 따른 LC공진부는 기본발진주파수를 결정하는 것으로서, 이러한 목적을 달성할 수 있는 것이라면 어떠한 것을 사용하여도 무방하지만, 바람직하게는 인덕터와 가변용량다이오드를 사용하는 것이 좋다.
본 발명에 따른 제 1 부성저항발생수단은 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 1 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 것으로서, 이러한 목적을 달성할 수 있는 부성저항 발생 수단이라면 어떠한 부성저항 발생 수단이라도 이에 해당될 것이지만, 바람직하게는 트랜지스터가 좋고, 보다 바람직하게는 Si CMOS공정의 MOSFET가 좋으며, 보다 특정적으로는 PMOSFET 쌍이 교차 결합되어 구성된 차동트랜지스터 쌍이 좋다.
본 발명에 따른 제 1 임피던스부는 상기 제 1 공통소스단자에 연결되어 제 1 공통소스단자의 출력신호를 제어하는 것으로서, 당업계에서 통상적으로 사용되는 출력신호 제어 수단이라면 어떠한 것을 사용하여도 무방하지만, 바람직하게는 저항, 트랜지스터, 인덕터 또는 이들을 두개 이상 조합하여 구성한 것이 좋으며, 보다 바람직하게는 인덕터가 좋다.
본 발명에 따른 제 2 부성저항발생수단은 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 2 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 것으로서, 이러한 목적을 달성할 수 있는 부성저항 발생 수단이라면 어떠한 부성저항 발생 수단이라도 이에 해당될 것이지만, 바람직하게는 트랜지스터가 좋고, 보다 바람직하게는 Si CMOS공정의 MOSFET가 좋으며, 보다 특정적으로는 NMOSFET 쌍이 교차 결합되어 구성된 차동트랜지스터 쌍이 좋다.
본 발명에 따른 제 2 임피던스부는 상기 제 2 공통소스단자에 연결되어 제 2 공통소스단자의 출력신호를 제어하는 것으로서, 저항, 트랜지스터, 인덕터 또는 이 들을 두개 이상 조합하여 구성할 수 있지만, 바람직하게는 상기 1 임피던스부와 동일한 것을 사용하는 것이 좋다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다. 그러나 하기의 설명은 오로지 본 발명을 구체적으로 설명하기 위한 것으로 하기 설명에 의해 본 발명의 범위를 한정하는 것은 아니다.
도 3은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 구조를 나타내는 도, 도 4는 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 탱크 스윙이 작을 때 개념적 동작과 시뮬레이션 신호파형을 나타내는 도, 도 5는 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 탱크 스윙이 클 때 개념적 동작과 시뮬레이션 신호파형을 나타내는 도, 도 6은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 임피던스부에 따른 차동출력신호의 위상차와 증폭차를 나타내는 도, 도 7은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 기본발진주파수신호특성에 따른 2차 고조파 차동출력 신호파형의 개념을 나타내는 도, 도 8은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 임피던스 조절부를 구현한 일예를 나타내는 도, 도 9는 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 커패시터 조절이 차동출력 신호파형에 미치는 효과를 나타내는 도, 도 10은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기의 회로도와 시뮬레이션 파형을 나타내는 도, 도 11은 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기를 이용한 RF 송수신기의 구현 예를 나타내는 도로서 함께 설명한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기는 기본 발진주파수를 결정하는 LC 공진부(12); 상기 LC 공진부(12)에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 1 공통소스단자(22)에 출력신호를 전달하는 제 1 부성저항발생수단(2); 상기 제 1 공통소스단자(22)의 출력신호를 제어하는 제 1 임피던스부(18); 상기 LC 공진부(12)에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 2 공통소스단자(24)에 출력신호를 전달하는 제 2 부성저항발생수단(6); 상기 제 2 공통소스단자(24)의 출력신호를 제어하는 제 2 임피던스부(20)를 포함하여 구성된다.
상기 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기는 보다 상세하게 설명하면 기본발진주파수를 결정하는 LC 공진부(12); 상기 LC 공진부(12)의 제 1 단자 (10) 및 제 2 단자(10')와 연결되어 부성저항을 발생하며 제 1 공통소스단자(22)에 출력신호를 전달하는 제 1 부성저항발생수단(2); 상기 제 1 부성저항발생수단(2)의 공통소스단자(22)에 일단이 연결되고, 타단이 공급전원(VDD)에 연결된 제 1 임피던스부(18); 상기 제 1 부성저항발생수단(2)과 연결된 상기 LC 공진부(12)의 제 1 단자(10) 및 제 2 단자(10')에 직렬로 연결되어 부성저항을 발생하며 제 2 공통소스단자(24)에 출력신호를 전달하는 제 2 부성저항발생수단(6); 상기 제 2 부성저항발생수단(6)의 공통소스단자(24)에 일단이 연결되고, 타단이 접지단에 연결된 제 2 임피던스부(20)를 포함하여 구성된다.
본 발명에 따른 LC 공진부(12)는 기본 발진 주파수를 결정하는 것으로서, 제 1 부성저항발생수단(2)과 제 2 부성저항발생수단(6)을 연결하는 제 1 단자(10) 및 제 2 단자(10') 사이에 연결된 인덕터(14); 상기 제 1 단자(10) 및 제 2 단자(10') 사이에 연결되고, 상기 인덕터(14)와 병렬로 연결된 제 1 및 제 2 가변용량 다이오드(16, 16')로 구성된다. 이때, 상기 제 1 및 제 2 가변용량다이오드(16, 16') 사이에 형성된 단자는 외부 장치에 의하여 전압이 가변될 수 있도록 주파수 튜닝 전압(15)이 연결된다.
본 발명에 따른 제 1 부성저항발생수단(2)은 LC 공진기(12)의 손실을 보상하기 위해 부성저항을 만들어 내기 위한 교차 결합된 PMOSFET(4, 4')로 구성되어 상기 LC 공진부(12)의 제 1 단자(10) 및 제 2 단자(10')로부터 발진신호를 입력받아 제 1 공통소스단자(22)에 출력신호를 전달하는 것으로서, 바람직하게는 제 1 PMOSFET(4)의 드레인이 제 2 PMOSFET(4')의 게이트로 연결되고, 제 2 PMOSFET(4')의 드레인이 제 1 PMOSFET(4)의 게이트로 연결되어 구성된다.
본 발명에 따른 제 2 부성저항발생수단(6)은 LC 공진기(12)의 손실을 보상하기 위해 부성저항을 만들어 내기 위한 교차 결합된 NMOSFET(8, 8')로 구성되고, 상기 LC 공진부(12)의 제 1 단자(10) 및 제 2 단자(10')로부터 발진신호를 입력받아 제 2 공통소스단자(24)에 출력신호를 전달하는 것으로서, 바람직하게는 제 1 NMOSFET(8)의 드레인이 제 2 NMOSFET(8')의 게이트로 연결되고, 제 2 NMOSFET(8')의 드레인이 제 1 NMOSFET(8)의 게이트로 연결되어 구성된다.
본 발명에 따른 제 1 임피던스부(18)는 상기 제 1 부성저항발생수단(2)의 공통소스단자(22)에 일단이 연결되고, 타단이 공급전원(VDD)에 연결되며, 상기 제 1 공통소스단자(22)의 출력신호를 제어하는 것으로서, 인덕터가 사용된다.
본 발명에 따른 제 2 임피던스부(20)는 상기 제 2 부성저항발생수단(6)의 공통소스단자(24)에 일단이 연결되고, 타단이 접지단에 연결되며, 상기 제 2 공통소 스단자(24)의 출력신호를 제어하는 것으로서, 인덕터가 사용된다.
본 발명에 따른 전압조정발진기가 작동하면 제 1 단자(10)의 발진전압과 제 2 단자(10')의 발진전압의 신호파형처럼 차동출력이 얻어진다. 이때, PMOSFET(4, 4') 및 NMOSFET(8, 8')의 상하 공통소스단자(이하, PMOSFET의 제 1 공통소스단자를 "P 단자", NMOSFET의 제 2 공통소스단자를 "M 단자"라고 한다)는 제 1 발진전압신호(이하, 제 1 발진전압신호를 "Vfp"라고 한다)와 제 2 발진전압신호(이하, 제 2 발진전압신호를 "Vfm"라고 한다)의 2차 고조파(2nd harmonics) 성분인 제 1 출력전압신호(이하, 제 1 출력전압신호를"V2fp"라고 한다)와 제 2 출력전압신호(이하, 제 2 출력전압신호를 "V2fm"라고 한다)의 출력신호를 얻게 된다. 여기서, 상기 P단자(22)와 M 단자(24)에 발생된 V2fp와 V2fm는 위상차가 180도이고, 진폭이 동일한 차동신호이다.
P 단자(22) 및 M 단자(24)에 기본동작주파수의 2차 고조파가 나오는 현상은 그 메커니즘에 따라 두 가지 모드로 구분할 수 있다. 여기서, 전압조정발진기의 PMOSFET관련 신호파형은 NMOSFET관련 신호파형과 동일한 원리이며, 대칭적 동작을 하기 때문에, 하기 기술에서는 NMOSFET 관련하여만 설명한다.
먼저, 첫번째 모드는 소스 팔로우(Source follow)로 동작하는 것이다. 도 4a에 도시된 바와 같이, 각각의 트랜지스터(8, 8')는 게이트 입력전압에 따라 교대로 소스 팔로우 증폭기로 동작을 하거나 닫힌다. 이때, 소스 팔로우로 동작하는 트랜지스터에 따라 Vfp와 Vfm의 반주기 +영역에 따르는 V2fm의 신호파형을 발생하며, V2fp는 PMOSFET(4, 4') 부분으로부터 발생된다.
이것을 증명하기 위해 0.18㎛ CMOS공정을 이용하여 도 3과 같이 3GHz 전압조정발진기 회로를 설계하여 SPICE 시뮬레이션하였다. 도 4(b)는 시뮬레이션 신호파형을 나타내는 것으로서, Vfp와 Vfm의 반주기 +영역에 따르는 V2fm의 신호파형을 나타내고, 반대로 Vfp와 Vfm의 반주기 -영역에 따르는 V2fp의 신호파형을 나타낸다. 이때, 주의해야 할 것은 각 트랜지스터의 게이트-소스 바이어스전압보다 Vfp와 Vfm 진폭이 작을 때 도 4(b)에 도시된 신호파형과 같이 동작 한다는 것이다. 여기서, V2fp와 V2fm는 차동신호에 가까운 신호이다.
본 발명에 따른 두 번째 모드는 LC탱크(tank)의 진폭이 커져 게이트-소스 바이어스전압보다 Vfp와 Vfm 진폭이 클 때 동작한다. V2fm는 도 5(a)에 도시된 바와 같이, Vfp와 Vfm의 -영역이 M 단자(24)에 모여 두 배의 동작주파수로 나타난다. PMOSFET(4,4')도 NMOSFET(8, 8')와 같은 원리로 V2fp를 나타낼 수 있다. 도 5(b)는 0.18㎛ CMOS공정으로 도 3과 같이 설계된 3GHz VCO회로에 대한 Vfp, Vfm, V2fp 및 V2fm의 시뮬레이션 결과파형이다. 이것은 Vfp, Vfm의 +영역과 -영역이 V2fp, V2fm에 나타나고 있다. 이때, V2fp과 V2fm는 매우 정확한 차동신호이다.
이에, 도 4(b)와 도 5(b)를 비교하면 첫번째 모드보다 본 발명에 따른 두번째 모드가 비교적 정확한 차동신호를 만들어 낸다는 것을 알 수 있다. 상기 첫번째 모드는 PMOSFET(4,4')와 NMOSFET(8, 8')가 비교적 불균형한 소스 팔로우 동작에 의하여 V2fp와 V2fm를 형성하지만, 두번째 모드는 전압조정발진기에 발생한 차동한 Vfp와 Vfm의 신호가 바로 V2fp과 V2fm를 형성하기 때문이다.
이와 같이, 상기 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 구조는 Vfp와 Vfm로 이것의 두배인 차동 신호 예컨대, V2fp와 V2fm를 얻는다.
본 발명에 따른 공통소스단자(22, 24)는 출력신호를 발생시키는 단자로 이용된다. 일반적으로 상기 공통소스단자(22, 24)가 차동회로구조에 사용되면 가상접지로 동작하므로 공통소스단자(22, 24)의 출력신호가 작게 발생된다. 따라서, 공통소스단자(22, 24) 예컨대, P 단자(22) 및 M 단자(24)로부터 나온 작은 출력을 높이기 위해 이 단자의 임피던스를 증가시키는 장치를 구비하여야 하며, 바람직하게는 제 1 임피던스(18) 및 제 2 임피던스부(20)에 인덕터를 사용하는 것이 좋다.
한편, 인덕턴스 값에 따라 제 1 출력전압과 제 2 출력전압의 임피던스가 변화하고, 그에 따라 V2fp와 V2fm의 진폭과 위상차가 달라질 수 있다. 이를 조사하기 위해 제 1 임피던스부(18) 및 제 2 임피던스부(20)에 따른 위상차와 진폭의 차를 시뮬레이션 하여 제 1 임피던스부(18)인 인덕터는 1.8nH로 고정을 하고, 제 2 임피던스부(20)인 인덕터는 2nH 내지 5nH로 변화를 주었으며, 이에 따른 결과값을 도 6 으로 나타낸다. 즉, 도 6은 제 1 및 제 2 임피던스부(18, 20)의 값에 따른 진폭도와 위상차가 변화하는 경향을 나타낸다.
일반적으로 인덕터의 공정오차는 ±5%를 가지고 있는 것으로 알려져 있는바, 이 오차율에 따라 제 2 임피던스부(20)인 인덕터가 2.7nH 내지 3.2nH의 오차를 가진다고 할 때 위상이 ±5도 정도가 변하고, 상기 제 1 임피던스부(18) 및 제 2 임피던스부(20)인 인덕터가 공정오차율을 가질 때 진폭차가 1.2dB 이내로 유지된다.
전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기는 제 1 발진전압 및 제 2 발진전압의 차동신호를 이용하여 전압조정발진기 공통소스단자(22, 24)로 제 1 출력전압 및 제 2 출력전압의 차동신호를 얻는다. 이때, 제 1 출력전압 및 제 2 출력전압이 완전한 차동신호가 되기 위해서 제 1 발진전압 및 제 2 발진전압이 완전한 차동신호 즉, Vfp 및 Vfm의 신호파형이 서로 상하 대칭적으로 형성되어야 한다. 도 7(a)는 차동한 Vfp의 신호파형 및 Vfm의 신호파형으로 이루어진 Vf와 이로부터 얻어진 V2fp의 신호파형 및 V2fm의 신호파형을 나타낸다. 상기 Vfp 및 Vfm의 반주기가 모여서 나타내는 두 배의 주파수는 양의 영역의 V2fp와 음의 영역의 V2fm로 나뉘어 진다. 이에, V2fp과 V2fm는 상하 대칭적으로 형성된 완전한 차동신호임을 알 수 있다.
한편, 도 7(b)에 도시된 기본주파수(Vf)와 같이, 상승시간과 하강시간이 달라 서로의 피크 시간이 서로 일치하지 않고, 기본주파수(Vf)의 두 신호가 비대칭적이면 기본주파수(Vf)의 양의 영역을 나타내는 V2fp와 음의 영역을 나타내는 V2fm는 차동신호가 될 수 없다. 상기 Vfp의 주파수 및 Vfm의 주파수의 피크 시간이 달라지고, 그에 따라 V2fp의 주파수 및 V2fm의 주파수의 피크 시간이 달라지기 때문이다. 즉, V2fp 및 V2fm가 완전한 차동신호가 되려면 도 7(a)와 같이 기본주파수(Vf)의 신호파형이 완전한 차동신호이어야 한다. 따라서, 본 발명에 따른 차동신호 V2fp 및 V2fm을 얻기 위해서는 Vfp, Vfm 이 균형을 이루도록 회로를 구성하는 것이 중요하다.
전술한 제 1 임피던스부(18) 및 제 2 임피던스부(20)의 값에 따라 임피던스가 달라지고, 상기 V2fp와 V2fm의 진폭과 위상 오차가 발생된다. 이에, 상기 진폭과 위상차를 최소화하기 위해 제 1 임피던스부(18) 및 제 2 임피던스부(20)를 결정한다. 그러나 제 1 임피던스부(18) 및 제 2 임피던스부(20)는 기생성분에 의한 커패시턴스와 저항 및/또는 공정상의 오차 등의 외부조건에 의해 임피던스가 변화할 수 있기 때문에 제 1 임피던스부(18) 및/또는 제 2 임피던스부(20)의 인덕턴스 값을 조정함으로써 오차를 보정할 수 있다. 이를 위해 도 8에 도시된 바와 같이, 제 1 임피던스부(18)에 임피던스 조절부(26)를 연결할 수 있다.
상기 임피던스 조절부(26)는 제 1 공통소스단자(22)와 상기 제 2 공통소스단자(24)의 진폭과 위상차를 비교하여 상기 제 1 임피던스부(18), 제 2 임피던스부 또는 이들 전체의 임피던스를 조절하는 것으로서, 제 1 임피던스부(18)에 직렬 및/또는 병렬, 바람직하게는 병렬로 연결된다. 또한, 상기 임피던스 조절부(26)는 진 폭과 위상차를 자동으로 비교하여 자동적으로 임피던스를 조절하게 구성될 수 있다.
여기서, 임피던스 조절부(26)는 적어도 하나 이상 구비된 커패시터(28)와 각각의 커패시터(28)를 선택적으로 온-오프 시키기 위하여 커패시터(28)에 연결된 스위치(30)로 구성되며, 각 커패시터(28)는 직렬, 병렬 또는 이들 전체가 조합된 구조로 연결될 수 있다. 이때, 해당 스위치(30)를 조정하여, 병렬 커패시터(28)의 값을 변화시켜 제 1 임피던스부(18)의 임피던스 값이 변화됨으로써 V2fp의 진폭과 위상을 조정할 수 있다.
이에, 상기 V2fp와 V2fm의 신호는 완벽한 차동 신호로 조정될 수 있다. 또한, 제 2 임피던스부(20)에 임피던스 조절부(26)를 연결하여 제 1 임피던스부(18)처럼 임피던스를 조정할 수 있다.
즉, 제 1 임피던스부(18), 제 2 임피던스부(20) 또는 이들 전체에 임피던스 조절부(26)를 연결하여 V2fp와 V2fm의 진폭과 위상 오차를 제거할 수 있다.
도 9(a)는 커패시터(28)를 조정하지 않을 경우 V2f 신호파형의 변화를 나타내고, 도 9(b)는 커패시터를 조정한 경우 V2f 신호파형의 변화를 나타낸 것이다. 즉, 상기 커패시터(28)의 값에 따라 V2fp의 진폭과 위상차가 변하는 것을 알 수 있다.
이에, 상기 커패시터(28)를 조정하여 공정오차나 다른 외부조건에 의해 발생하는 임피던스 변화를 보정함으로써 공통소스단자(22, 24)에 기본주파수의 두배 주 파수를 갖는 V2fp와 V2fm를 완벽한 차동신호로 얻을 수 있다.
도 10(a)는 CMOS 기술을 이용하여 차동출력을 얻는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 회로를 나타낸다.
상기 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 회로는 도 8에 도시된 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 구조로부터 V2fp, V2fm의 차동신호를 측정하기 위해 부가된 버퍼 증폭기를 이용하여, 출력신호 Vop, Vom을 측정할 수 있도록 한다.
여기서, 버퍼 증폭기는 캐스코드 증폭기 구조로서 제 3 NMOSFET 트랜지스터(32), 제 4 NMOSFET 트랜지스터(34), 제 5 NMOSFET 트랜지스터(36), 제 6 NMOSFET 트랜지스터(38), 커패시터(40, 41, 42, 43), 제 1 인덕터(44) 및 제 2 인덕터(44')로 구성된다.
상기 제 5 NMOSFET(36)의 드레인은 공급전원(VDD)과 연결된 제 1 인덕터(44)와 연결되고, 제 5 NMOSFET(36)의 소스는 제 3 NMOSFET(32)의 드레인과 연결되며, 제 5 NMOSFET(36)의 게이트는 접지단과 연결된 제 1 커패시터(40)에 연결된다. 또한, 상기 제 5 NMOSFET(36)의 게이트는 공급전원(VDD)과 연결된 제 1 저항(48)과 연결되고, 제 5 NMOSFET(36)의 드레인은 제 3 커패시터(42)와 연결된다.
상기 제 3 NMOSFET(32)의 게이트는 제 1 공통소스단자(22)와 연결된 제 1 커플링 커패시터(46)와 연결된다. 제 3 NMOSFET(32)의 소스는 제 4 NMOSFET(34)의 소스와 연결된다. 또한, 제 3 NMOSFET(32) 및 제 4 NMOSFET(34)의 공통소스단자는 접지단에 연결된다.
상기 제 4 NMOSFET(34)의 게이트는 제 2 공통소스단자(24)와 연결된 제 2 커플링 커패시터(46')와 연결되고, 제 4 NMOSFET(43)의 드레인은 제 6 NMOSFET(38)의 소스에 연결된다.
상기 제 6 NMOSFET(38)의 게이트는 접지단과 연결된 제 2 커패시터(41)와 연결되고, 제 6 NMOSFET(38)의 드레인은 공급전원(VDD)과 연결된 제 2 인덕터(44')와 연결되며, 제 6 NMOSFET(38)의 드레인은 제 4 커패시터(43)와 연결된다. 또한, 제 6 NMOSFET(38)의 게이트와 제 2 커패시터(41) 사이에는 공급전원(VDD)과 연결된 제 2 저항기(48')가 연결된다.
도 10(b)는 RF CMOS 기술을 이용하여 차동출력을 얻는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 회로에 있어서 V2fp 및 V2fm의 출력신호 파형을 나타낸 것으로서, 상기 V2fp 및 V2fm 신호는 커플링 커패시터(46, 46')를 지난 V2fp과 V2fm이다.
도 11에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 회로는 직접변환방식 RF 송수신기에 사용할 수 있다. 이때, 전압조정발진기 코어의 발진 주파수는 fo이고, 실제 주파수 변환을 위해 국부발진기(LO)로 공급되는 주파수는 2fo로서, 상기 직접변환방식 RF 송수신기는 위상고정루프(PLL)에 연결된 전압조정발진기가 제 1 및 제 2 국부발진기(LO)에 연결되고, 상기 제 1 및 제 2 국부 발진기가 각각 송신부(50)와 수신부(52)에 연결되며, 상기 송신부(50)와 수신부(52)가 송수신대역 분리필터(Duplexer)를 통해 안테나와 연결된다. 여기서, 국부발진기(LO)는 혼합기에 기준 주파수를 공급해 주기 위한 주파수 소스원을 의미한다. 또한, 위상고정루프(PLL)는 전압조정 발진기의 전압을 정교하게 조절해서 국부발진기(LO)의 출력 주파수를 원하는 주파수로 조절하는 것을 의미한다.
상기 송신부(50)는 순차적으로 입력신호가 공급되는 가변 이득 증폭기(VGA), 혼합기(Mixer) 및 전력증폭기(PA)가 연결된 형태로 구성되어 있으며, 상기 수신부(52)는 순차적으로 저잡음 증폭기(LNA), 혼합기(Mixer) 및 가변 이득 증폭기(VGA)가 연결된 형태로 구성된다.
상기 직접변환방식 RF 송수신기는 제 1 국부발진기(LO)가 송신부의 혼합기(Mixer)와 연결되고, 제 2 국부발진기(LO)가 수신부의 혼합기(Mixer)와 연결된다.
이러한, 직접변환방식은 중간주파수(IF)가 생략되기 때문에 송수신기 구조가 간단해진다. 이에 따라 각종 SAW 필터와 혼합기 등을 절약할 수 있기 때문에 단가절감, 크기소형화 및 시스템 단일칩화 등이 가능해 진다. 또한, 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기 회로를 직접변환방식에 적용하면 국부발진기(LO)와 RF의 주파수가 떨어져 있기 때문에 상호간 주파수 간섭이 줄어들어 채널선택도가 좋아지고, 전압조정발진기 풀링 문제를 감소시킬 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예는 모두 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모두 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
본 발명은 LC공진기의 기본 공진주파수의 두배에 해당하는 출력신호를 진폭이 같고 위상이 반대인 차동신호로 얻어 외부 잡음을 효과적으로 제거할 수 있고, 전압조정발진기 자체로 고주파수와 차동출력을 얻으며, 추가적인 회로를 사용하지 않아 전류의 소모를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.

Claims (7)

  1. 삭제
  2. 기본발진주파수를 결정하는 LC 공진부와 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 1 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 제 1 부성저항발생수단과 상기 LC 공진부에 연결되어 부성저항을 발생하며 제 2 공통소스단자에 출력신호를 전달하는 제 2 부성저항발생수단을 포함하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기에 있어서,
    상기 제 1 부성저항발생수단의 공통소스단자에 일단이 연결되고, 타단이 공급전원(VDD)에 연결된 제 1 임피던스부; 상기 제 2 부성저항발생수단의 공통소스단자에 일단이 연결되고, 타단이 접지단에 연결된 제 2 임피던스부; 및 상기 제 1 공통소스단자와 상기 제 2 공통소스단자의 진폭과 위상차를 비교하여 상기 제 1 임피던스부, 제 2 임피던스부 또는 이들 전체의 임피던스를 조절하는 임피던스 조절부를 포함하는 것을 특징으로 하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 제 1 부성저항발생수단이 제 1 PMOSFET과 제 2 PMOSFET이 교차 결합되어 구성되고, 상기 제 2 부성저항발생수단이 제 1 NMOSFET과 제 2 NMOSFET이 교차결합되어 구성된 것을 특징으로 하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 LC 공진부는 제 1 부성저항발생수단과 제 2 부성저항발생수단을 연결하는 제 1 단자 및 제 2 단자 사이에 연결된 인덕터; 상기 제 1 단자 및 제 2 단자 사이에 직렬로 연결되고, 상기 인덕터에 병렬로 연결된 제 1 및 제 2 가변용량다이오드; 및 상기 제 1 및 제 2 가변용량다이오드 사이에 연결된 주파수 튜닝 전압으로 구성된 것을 특징으로 하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 제 1 임피던스부 및 제 2 임피던스부가 인덕터, 저항, 트랜지스터 또는 이들을 두개 이상 조합하여 구성된 것을 특징으로 하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기.
  6. 삭제
  7. 제 2항에 있어서,
    상기 임피던스 조절부는 적어도 하나 이상 구비된 커패시터와 각각의 커패시터를 선택적으로 온-오프 시키기 위하여 커패시터에 연결된 스위치로 구성되며, 각 커패시터는 직렬, 병렬 또는 이들 전체가 조합된 구조로 연결되는 것을 특징으로 하는 푸쉬-푸쉬 전압조정발진기.
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동록특허 제422505호 *

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