KR100626103B1

KR100626103B1 - 디지털 전송 시스템용 수신기

Info

Publication number: KR100626103B1
Application number: KR1019990019628A
Authority: KR
Inventors: 페테르센쥐르겐; 쇼버로베르트; 게르스탁커울프간크; 후버조한데스
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1998-05-30
Filing date: 1999-05-29
Publication date: 2006-09-20
Also published as: EP0963084A2; EP0963084A3; TW432843B; EP0963084B8; US6345076B1; JP2000068906A; CN1153424C; DE19824408A1; KR19990088679A; CN1237845A; EP0963084B1

Abstract

본 발명은 비간섭성(incoherent) 전송방법을 사용하는 디지털 전송 시스템용 수신기에 관한 것으로, 이 수신기는 전송 채널에 의해 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들을 수신된 심볼 r[k]로부터, 전송특성들을 기술하는 임펄스 응답 h[k]에 의해 형성하는 등화기를 포함한다. 비간섭성 전송방법 및 심볼간 간섭을 갖는 전송 채널들에서 수신품질을 개선하기 위해서, 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들

을 결정하기 위해, 등화기가 비간섭성 최대 가능성 시퀀스 추정(maximum likelihood sequence estimation;MLSE) 방법을 수행하는 것을 제안한다. 심볼간 간섭을 갖는 채널에서, 비간섭성 MLSE 방법은 알려진 비간섭성 수신방법보다 명백하게 양호한 결과를 제공한다. 주파수 및 위상 오프셋에 대해, 비간섭성 방법은 모든 알려진 간섭성 수신방법들보다 상당히 더 강하다. 이러한 방식에서 고가의 주파수 및 위상제어가 생략될 수 있다.

디지털 전송 시스템, 전송 특성, 전송 채널

Description

디지털 전송 시스템용 수신기{Receiver for a digital transmission system}

도 1은 전송 시스템의 간단한 블록도.

도 2는 기저대 모델에서 디지털 모바일 무선전화용 전송 시스템의 블록도.

도 3은 전송 시스템의 심볼 클럭 모델에 대한 블록도.

도 4는 수신된 심볼의 시퀀스를 심볼 블록들로 분할하는 시퀀스 추정을 갖는 비간섭성 수신기의 블록도.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *

1 : 전송기 2 : 전송채널

3, 7 : 수신기 5 : 차동 부호화기

6 : 수신기 입력단 9 : 등화기

11 : 버퍼

본 발명은 전송 채널에 의해 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들을 수신된 심볼들 r[k]로부터, 전송특성들을 기술하는 임펄스 응답 h[k]에 의해 형성하는 등화기를 포함하고, 비간섭성(incoherent) 전송방법을 사용하는 디지털 전송 시스템용 수신기에 관한 것이다.

본 발명은 또한 비간섭성 전송 방법을 사용하는 디지털 전송 시스템용 등화기 및 비간섭성 전송 방법을 사용하는 디지털 전송 시스템용 모바일 무선전화에 관한 것이다.

이러한 수신기는 디지털 전송 시스템들, 예를 들면 여러 가지 국제표준들에 따른 디지털 모바일 무선전화에서 사용되며, 이 전송 시스템들은 적어도 전송기, 전송채널 및 수신기를 포함한다. 전송기 내 데이터 소스(예를 들면, 모바일 무선전화에서 A/D 변환기를 구비한 마이크로폰)는 2진 심볼들의 시퀀스 d[i] ∈ {0;1}를 생성하며, 이 2진 심볼 시퀀스는 이어서 MDPSK(M-ary Differential Phase Shift Keying) 변조방법으로 변조된다. QPSK 변조(Quarternary Phase Shift Keying, M=4임)에서, 예를 들면 매퍼(mapper)에서의 2개의 연속한 비트들(00, 01, 10, 11)은 QPSK 심볼 a[k]에 나타난다. 이들 심볼들은 프리디코더에서 차동 부호화되므로, 심볼 b[k]=a[k]ㆍb[k-1]이 전개된다. 결국, 이들 심볼들은 캐리어 주파수의 절대 위상 위치에 의해 결정되는 것이 아니라, 이전 심볼의 위상 위치로부터의 차에 의해서 결정되며, 이것은 비간섭성 수신방법을 갖는 수신기에서 사용될 수 있다. 절대 위상 위치의 결정은 복조할 때 문제가 되는데, 이 문제들은 모호한 위상에 의해 야기된다. 4상 DPSK 변조에 있어서는, 심볼들 00, 01, 10 및 11에 의존하여 연속한 심볼들 b[k]간에 0°, 90°, 180° 및 -90°(π/4 QDPSK에서는 각각 45°, 135°, -135° 및 -45°)의 상대 위상차가 있다. 심볼들을 차동 사전 부호화(QDPSK)한 것이 사용될 때, 이것은 또한 비간섭성 전송방법으로 알려져 있다.

심볼들 b[k]의 시퀀스는 왜곡 및 잡음이 있는 시변일 수 있는 전송 채널에 의해 전송된다. 수신기의 입력단에서 수신된 심볼 r(t)은 심볼 클럭 T으로 샘플링되는데, 샘플링 시간 kT + t₀은 동기화기에 의해 결정된다. 이 때, 이산 시퀀스 r'[k] = r(kT + t₀)가 얻어진다. 이어서, 수신된 심볼들 r'[k]의 평균 효율로 표준화하면, 평균 효율이 1인 심볼 r[k]이 된다. 심볼들 r[k]은 간섭부분 n[k]이 부가된 원하는 심볼 y[k]로 나타낼 수 있다. 이 잡음 시퀀스 n[k]는 백색 가우시안 잡음으로 가정된다.

등화기에 의해, 수신기는 수신된 신호의 샘플링된 값으로부터 심볼들

의 시퀀스를 추정하는데, 이때 이 시퀀스는 지연 k_max을 제외하고 전송된 시퀀스 a[k]와 최대한 일치되어야 한다. 데이터 시퀀스 d[i]의 추정은 매핑 변환에 의해 심볼들

로부터 결정될 수 있다. 전송펄스의 형성, 고주파 변조 및 전송이득, 및 수신측에서 고주파 복조 및 수신 필터링에 대한 설명은 명료함을 위해서 생략하고 단지 기저대 모델만을 설명한다. 전송기측의 심볼들 b[k]과 수신된 심볼 r[k]간 전체 전송채널의 전송특성들은 심볼 클럭 모델에서 각각 전체 임펄스 응답 h(t) 또는 h[k]로 시불변 채널로 결합된다. 시변 채널의 경우, 즉 상기 특성들이 시간에 의존할 때, 채널의 전송특성들은 채널 임펄스 응답 h(τ, t)으로 기술된다. 다음에, 이러한 시간 의존성은 설명을 명료하게 하기 위해서 고려하지 않겠다. 채널 임펄스 응답 h(t)에는 전송채널을 선형으로 왜곡시키는 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference;ISI)이 전송특성들로서 또한 포함되는데, 이 ISI는 신호의 다중경로 전파에 의해 야기된다. 동기화되지 않은 로컬 발진기(Local Oscilators;LO)의 고주파 캐리어 신호와 기저대 신호의 혼합은 수신시 부가적인 심볼간 간섭을 초래하는 위상 및 주파수 오프셋으로 된다.

비간섭성 수신기에서, 수신된 심볼의 절대 위상 위치는 심볼 간격 내에서 결정되지 않는다. 연속한 심볼의 상대 위상차만이 결정된다. 이것은 통상, 한 심볼간격만큼 시프트된 공액-복소 심볼 샘플링 주파수로 곱하여, 수신된 신호의 샘플링 주파수를 차동화함으로써 달성된다. 그러면 캐리어 주파수의 절대 위상 위치는 원하는 신호의 시퀀스로부터 제거된다. 또한 모바일 무선전화 시스템들에서 발생하는 레일레이 페이딩(Rayleigh fading)에 의해, 수신된 신호의 주파수 오프셋이 발생하게 되고, 그 결과로 비간섭성 수신방법이 잇점이 있는 것이다.

비간섭성 수신방법들을 사용하는 수신기가, 간격 k 내에 수신된 심볼이 L-1 이전의 심볼들에 의해 영향을 받는 전송채널을 가질 때, 이들 수신기는 수신된 심볼들이 검출될 때 높은 비트 에러율을 갖는다. L은 예를 들면, 전송채널(이산 채널 임펄스 응답 h=[h(0), h(1),...,h(L-1)]을 갖는)의 메모리 길이 L-1로 기술될 수 있고 심볼간 간섭(ISI)을 초래하는 다중경로 전파의 결과로서 간격 k에 중첩된 심볼 수를 나타낸다. 중첩은 합,

으로 기술되는 원하는 심볼 y[k] 시퀀스로 된다.

1995, John G. Proakis에 의한 MgGraw-Hill International Editions, 3판, "Digital Communications"에는 펄스 간섭이 없는 채널로 차동 PSK(DPSK)에 대한 수신방법이 기술되어 있다. 274 페이지 이하에, 차동 부호화되고, 위상변조된 신호 수신을 기재하고 있다. 수신된 심볼 r(t)에 대해 보인 처리로부터 분명하듯이, 캐리어 신호의 위상위치는 추정될 필요가 없다. 수신된 신호 r(t)의 샘플값 r[k]을 이전 값의 공액-복소 값 r^*[k-1]으로 곱함으로써, 캐리어 신호의 위상위치는 정의된 식에서 없어지므로, 시간 t에서의 신호의 위상각과 이전 신호 (k-1)의 위상각간 차이만이 검출될 필요가 있다. 결국, 이 MDPSK 방법을 비간섭성 수신방법이라고도 하는 것이다. 채널 메모리는 이 방법에서 무시되므로, 심볼간 간섭을 갖는 채널의 비트 에러률이 매우 높다.

1996년 4월, 통신의 선택된 영역에 관한 IEEE Journal, vol. 14, no.3, Ali Masoomzadeh 및 Subarayan Pasupathy의 "Nonlinear Equalization of Multipath Fading Channels" 논문으로부터, MDPSK-변조된 신호용 등화기가 알려져 있다. 이들 MDPSK 신호에 대해서, 왜곡 전송채널 및 비선형 심볼간 간섭(ISI)으로 수신하는 방법이 제안되어 있으며, 이 간섭은 수신기에서 차동화로부터 일어난다. 비간섭성 수신기에서 검출을 위해 결정 피드백 등화(decision feedback equalization;DFE)를 사용한다. 차동화 결과로서의 비선형 왜곡 때문에, 종래의 DFE는 사용될 수 없다. 그러므로, 비선형 왜곡도 고려한 수정된 DFE 방법을 구현할 필요가 있다. 도 2 및 IV장에 기술된 내용은 MDPSK 신호용 비선형 DFE 등화를 설명하고 있으며, 이 등화에 있어서 수신기 내에 등화기는 차동 디코더에 이어진다. 이 등화기는 차동 디코더에 의해 출력된 비선형 ISI를 등화할 수 있다. 이러한 비간섭성 수신방법은 명백히 주파수 및 위상 오프셋이 없는 전송채널에서 간섭성 방법보다는 떨어지는 결과를 제공한다. 최적의 간섭성 MLSE 수신기와 비교하여 파워 효율에서 8dB 이상의 손실이 검출될 수도 있다.

그러므로, 본 발명의 목적은 수신품질, 즉 비간섭성 전송방법으로 그리고 심볼간 간섭이 있는 전송채널로 전송된 심볼들과 추정된 심볼들의 일치를 개선하는 것이다.

상기 목적은, 전송된 심볼 a[k] 시퀀스에 대한 추정

을 결정함에 있어서 등화기가 비간섭성 최대 가능성 시퀀스 추정(maximum likelihood sequence estimation;MLSE) 방법을 수행함으로써 달성된다. 상기 MLSE 방법에 따라, 추정들

은 원하는 심볼 시퀀스 y[k]의 절대위상 또는 비간섭성을 고려할 필요없이, 원하는 심볼 y[k]에 대해 미리 추정된, 교란되지 않은 시퀀스로, 수신된 심볼들 r[k]의 시퀀스에 관한 정의된 확률 밀도 함수에 의해 결정된다. 원하는 심볼들 y[k]의 교란되지 않은 시퀀스는 N+1 심볼들에 의해 형성된 각각의 가능한 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대해서, 절대위상을 제외하고, 알고 있는 것으로 가정된 채널 임펄스 응답 h[k]에 의해 형성된다. 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스를 결정하기 위해서, 수신된 심볼들 r[k]의 시퀀스에 심볼 y[k] 시퀀스가 대응하는 확률은 확률 밀도 함수에 의해 최대화되며, 이때 비간섭성 MLSE 방법에 의해 y[k]의 절대위상은 최대화에 전혀 영향을 미치지 않는다. 이러한 최대화로 최소 에러 확률 시퀀스가 되며, 이 시퀀스는 이 후 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들

의 시퀀스를 형성한다. 이것은 비간섭성 전송방법으로 최적화된 시퀀스 a[k]와 시퀀스

의 대응이 달성됨을 의미한다. 엄격하게 단조하는 지수함수를 확률밀도 함수로 사용할 때, 메트릭(metric) λ의 보다 간단한 최소화가 최대화 대신 수행될 수 있다. 최적의 비간섭성 메트릭 λ은 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스의 최상의 추정을 가능하게 한다. 등화기는, 예를 들면 수신된 심볼들 r[k] 및 전체 임펄스 응답 h[k]이 적용될 수 있으며, 전송된 심볼 a[k]에 대한 추정들

을 결정하는데 필요한 계산들을 수행하는 디지털 신호 프로세서 혹은 다른 프로세서를 포함할 수 있다.

수신기의 유리한 실시예에서, 등화기는 수신된 심볼들 r[k]을 적어도 각각 2개의 심볼들을 갖는 적어도 2개의 심볼 블록들로 분할하며, 적어도 하나의 심볼 r[k]을 중첩하는 심볼블록들을 형성하고, 전송된 심볼들 a[k]에 대한 추정들

을 심볼 블록 단위로 형성한다. 최적의 메트릭 λ은 순환구조를 갖지 않기 때문에, 이 메트릭 λ의 평가는 매우 비용이 드는 것이다. 심블블록의 형성에 의해 비용효율적인 실현이 가능하게 된다. 이 목적을 위해서, 등화기는 수신된 심볼들 r[k]을 버퍼 메모리에 기입하고, 정할 수 있는 심볼수(심볼블록)를 연속적으로 읽어 심볼블록을 형성하고, 이들을 추정방법에 적용한다. 예를 들면, 디지털 메모리는 버퍼로서 제공될 수 있으며, 디지털 신호 프로세서는 제어를 맡는다. 메모리 및 프로세서는 하나의 IC로 집적되는 것이 바람직하다. 수신된 심볼들 r[k]의 시퀀스를 버퍼링한 결과로, 각각 N_B>1 심볼의 길이를 갖는 N_g 심볼블록으로 세분된다. 추정들을 결정하기 위해서, N+L-1 심볼을 고려해야 하므로, N_g(N_B-1)=N+L-1이 성립한다. 적어도 하나의 심볼에 의해 연속한 심볼블록들이 중첩한다. 즉, 심볼블록의 마지막 심볼은 다음 심볼 블록 시작에서 반복된다. 이것은 사용된 비간섭성 수신방법에서 사용할 수 있는 각각의 심볼블록에 대해 하나의 기준위상을 제공하는데 필요하다. 심볼블록들로 세분함으로써 부분 최적 메트릭(블록 메트릭)이 최적 메트릭으로부터 전개되며, 부분 최적 메트릭의 최소화는 심볼블록 내 추정에 대응한다. 블록 메트릭은 순환구조를 갖기 때문에, 비용효율적인 구현이 가능하게 된다. 추정들

의 신뢰성 및 구현비용은 심볼블록 길이가 증가할 때 향상되므로, 파워효율과 비용간 절충안에 도달할 수 있다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 등화기는 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스의 심볼블록들 내 추정을 비터비 알고리즘으로 수행한다. 알려진 비터비 알고리즘에 의해 실현된 블록 메트릭은 순환구조의 잇점이 사용되므로 비용효율적인 구현을 가능하게 한다. 수신된 심볼들 r[k]의 시퀀스의 각 심볼 블록은 이때 비터비 알고리즘에 할당된 트렐리스도(trellis diagram)에서 시간 스텝에 대응한다.

다른 바람직한 실시예는 나머지 종속항에 정해져 있다. 특히, 시뮬레이션에 따르면, 등화기에 의해 수신된 심볼들 r[k]의 시퀀스를 3 또는 2개의 심볼들의 심볼블록으로 세분하는 것이 이점이 있음을 보이고 있다. 더욱이, 본 발명에 따른 수신기는 등화기가 정확히 하나의 심볼 r[k]을 중첩하는 심볼블록들을 형성할 때 매우 효과적으로 구성된다.

본 발명의 목적은 본 발명에 따른 특징을 갖는 등화기 및 모바일 무선전화에 의해서 또한 달성된다.

본 발명의 이들 및 다른 목적은 이하 기술된 실시예로부터 명백할 것이며 이들 실시예를 참조하여 설명한다.

도 1은 전송기(1), 전송채널(2) 및 수신기(3)를 포함하는 본 발명에 따른 디지털 전송 시스템을 간단히 도시한 블록도이다. 도 2는 전송 시스템의 기저대 모델의 블록도를 상세히 도시한 것이다. 모바일 무선전화의 전송기(1)에 A/D 변환기를 구비한 마이크로폰은 QPSK(Quarternary Phase-Shift Keying)에 의해 변조되는 2진 심볼 시퀀스 d[i] ∈ {0;1}를 발생한다. 이 때 매퍼에서 2개의 연속한 비트들(00, 01, 10, 11)은 QPSK 심볼 a[k]에 나타난다. 이들 전송 심볼 a[k]은 차동 부호화기(5)에서 사전 부호화되므로, 심볼 b[k]=a[k]ㆍb[k-1]이 전개된다. 결국, 비간섭성 방법에 따라 심볼 a[k]은 캐리어 주파수의 절대 위상 위치에 의해 결정되는 것이 아니라, b[k]의 위상 위치와 이전 심볼 b[k-1]간 차에 의해 결정된다. 4상 DPSK 변조에 있어서는 심볼들 00, 01, 10 및 11에 따라 연속한 심볼들간에 0°, 90°, 180° 및 -90°의 상대 위상차가 있다.

임펄스 응답 h_s(t)을 갖는 전송펄스 발생기에 의해 심볼들 b[k]로부터 형성된 전송신호는 시변일 수 있는 전송채널(2)에 의해 전송된다. 채널 임펄스 응답 h_c(t)은 또한 심볼간 간섭(ISI)을 고려한다. 수신기 입력단(6)에서, 수신된 심볼 r(t)은 필터링되고, 심볼 클럭 T으로 샘플링된 후 표준화되고, 필요할 때 다시 순환되고, 따라서 수신된 심볼들의 시퀀스 r[k]가 전개된다. 전송필터 h_s(t), 채널 h_c(t) 및 수신필터로부터의 전송을 위한 결과적인 전체 임펄스 응답은 심볼 클럭 모델에서 각각 h(t), h[k]로 나타낸다. 전체 임펄스 응답은 알려진 트레이닝(training) 시퀀스에 의해 통상의 방식으로 추정될 수 있는데, 그러나 이를 위해서 그 절대위상을 알 필요는 없다. 시퀀스 r[k]는 수신기(7)에 인가되고, 이 수신기는 전송된 심볼 a[k]에 대한 추정들

을 추정된 전체 임펄스 응답 h[k]에 의해 형성하며, 여기서 k_max는 심볼들의 지연을 나타낸다.

도 3은 전송 시스템에 대한 심볼 클럭 모델을 나타낸 것으로, 이 모델에서, 전송 시스템에서 발생하는 신호들은 클럭시간 k에서의 심볼로서 기술된다. 전송된 심볼 a[k]은 총 임펄스 응답 h[k]을 갖는 총 전송채널(12)에 의해 전송되므로, 잡음없이 수신된 심볼들 y[k]이 전개된다. 이들 심볼들 y[k]은 잡음부분 n[k]에 의해 중첩되며, 이때 심볼들 n[k]은 무상관 방식으로 그리고 가우시안 곡선에 따라 세분되는 것으로 가정한다. 중첩된 심볼들 y[k] 및 n[k]는 수신된 심볼들 r[k]을 형성한다.

심볼간 간섭(ISI)을 발생하는 선형 왜곡 채널에 의해 MDPSK로 전송된 경우 샘플링된 수신 신호 r[k]는 잡음 대역폭을 제한하는 필터링을 하고 심볼 클럭으로 샘플링한 후에,

(1)

에 따라 이산시간 방식으로 나타낼 수 있고, 여기서 k ∈ Z은 이산시간을 나타내며, h[k]는 전체 전송 시스템의 길이 L를 갖는 이산시간 임펄스 응답을 나타낸다. 여기서 모든 신호들은 이들의 등가 복소 기저대 신호에 기초하여 기술되며, 공칭 캐리어 주파수는 기준 주파수로서 사용된다. 차동 사전 부호화된 MDPSK 심볼들 b[k]은 식,

b[k] = a[k]ㆍb[k-1] (2)

의 도움으로 MDPSK 심볼들 a[k]로부터 얻어지며,

이다. 심볼들 a[k]은 이와 같이 M-값 심볼 알파벳(예를 들면, 미국 표준 IS-136에 따른 모바일 무선전화에 대해서는 M=4, λ=π/4)으로부터 취해진다. 식(2)에 따른 차동 사전 부호화만이 비간섭성 수신기를 사용할 수 있게 한다. 잡음 시퀀스 n[k]는 백색 가우시안 잡음으로 가정된다. IS-54, IS-136 또는 PDC(일본 표준)과 같은 모바일 무선전화 시스템에서, 수신기 입력단 내의 수신필터는 소위 워젤-나이키스트 특성(Wurzel-Nyquist characteristic)을 가지며 이로부터 연속한 간섭 샘플값 n[k]의 비상관이 이어진다. 수신필터가 상이한 특성을 갖고 있다면, 부가적인 백색화 필터가 제공될 수 있다. θ는 캐리어 주파수 오프셋을 갖는 채널들에서 단지 근사적으로만 만족되는 임의의, 그러나 일정한 위상을 나타낸다. 그럼에도 불구하고, 비간섭성 수신기는 주파수 오프셋에 대해 매우 강한데, 이것은 주파수 오프셋에 의해 야기된 위상 순환이 모든 심볼들에 대해 비간섭성 수신기에서 함께 부가되지 않기 때문이며, 이것은 간섭성 수신기와는 다른 것이다.

최대 가능성 기준(ML)에 대해서 보면 최적의 비간섭성 수신방법은 이의 원래의 형태로 간단하게 구현될 수 없다. 최적의 방법의 수정은 다중 심볼 최대 가능성 시퀀스 추정(MLSE) 방법을 유도하고, 이 방법은 알려진 비터비 알고리즘의 도움으로 비용효율적으로 실현될 수 있다.

다음에, ML 기준에 대해 최적의 비간섭성 메트릭이 도출되는데, 이 메트릭은 전송된 MPSK 시퀀스

를 최대 가능성로 결정할 수 있게 한다. 이러한 면에서, MDPSK 시퀀스

는 MPSK 시퀀스

에 속함에 유의한다. b[0]는 이때 기준위상을 결정하는데 필요할 뿐이며, 따라서 정보를 전달하지 않는다. 보통 M^N개의 가능한, 상이한 전송 시퀀스

가 있다. 개개의 시퀀스를 구별하기 위해서, 이들을 각각 인덱스 μ(1)≤μ≤M^N:

또는

로 나타낸다. 각각의 가능한 전송 시퀀스에 각각의 왜곡되지 않은 수신된 시퀀스

가 속한다. N에서 N+L-1로 수신된 시퀀스가 길어지는 것은, 채널이 L-1 심볼들의 메모리 길이를 갖는다는 사실에 의해 야기된다. y_μ[k]는,

(3)

의 식으로부터 얻어진다.

비간섭성 MLSE 추정에 있어서는 수신된 심볼들의 시퀀스

를 고려해야 한다. MLSE 방법들에서 통례대로, k<0 및 k>N에 대해 심볼들 b_μ[k]을 알고 있다고 가정한다. 이 방법의 수학적인 기술을 간단하게 하기 위해서는 다음의 정의를 도입하는 것이 유용하다:

(4)

(5)

이들 정의 및 식(1)을 사용하여, 가정된 원하는 신호와 가정된 캐리어 위상 차 θ의 가정된 벡터

로 복소 수신 벡터

를 사용하는 특정한 가우시안 확률 밀도 함수

는,

(6)

으로 나타낼 수 있으며, 이때

는 잡음 n[k]의 편차를 나타내며, ∥ㆍ ∥² 는 도트로 나타낸 벡터의 L₂ 표준을 나타낸다. 전송 시퀀스 수 μ를 사용하여

를 직접 최대화하는 것은 불가능하며, 그 이유는 이 함수가 모르는 위상 θ에 여전히 의존하고 있기 때문이다. 비간섭성 수신 방법에 있어서는 θ는 구간 [-π, π] 내에 균일하게 분포되어 있다고 가정할 수 있다. 이렇게 하여 θ에 관하여 한계 분포

:

(7)

를 형성하는 것이 가능하다. 이것은,

(8)

로 된다.

μ에 관하여

를 최대화하면 전송된 시퀀스를 최소 에러 확률로 추정할 수 있다. 몇가지 수정을 거쳐,

를 최대화하면 메트릭,

(9)

를 최소화한 것과 같음을 보일 수 있다. 식(9)에서 발생하는 제1 형태의 0차 베셀 함수 I₀(ㆍ)는 메트릭이 실현될 때 문제를 야기한다. 그러나, 근사값 ln(I₀(x))

x-2.4를 이용하는 것이 가능하다. 시뮬레이션을 통해서 이러한 근사값 사용으로 어떤 무시할 수 없는 방법의 효용의 손실을 야기하지 않음이 입증될 수 있다. 근사값을 사용하고 부가적인 수정 후에, 식(9)에 따른 메트릭은,

(10)

의 형태로 될 수 있다. 이 메트릭이 최적의 비간섭성 MLSE 메트릭이다. 이것은 수신된 심볼 r[k]의 절대 위상을 모를 때, 전송된 심볼 시퀀스를 최상으로 추정할 수 있게 한다.

그러나, 식(10)에 따른 메트릭은 순환구조를 갖지 않기 때문에, 비터비 알고리즘에 의해 메트릭을 효율적으로 실현하는 것은 당분간 불가능하다. 그럼에도 불구하고 비용효율적인 실현을 가능하게 하기 위해서, 메트릭은 수정될 수 있다. 다음에 기술된 MSMLSE 방법은 적합한 수정을 나타낸다.

을 순환적으로 나타낼 수 없는 사실의 이유는 식(10)의

항에 있다. 순환성을 보장하기 위해서, 수정이 구현되어야 한다. MSMLSE 방법에서 그 항은 길이 N_B>1를 갖는 블록(부분 분량)들로 세분된다. 항

은,

(11)

로 대체된다. N_B는 전체 블록수이다. 조건 N+L-1=N_g(N_B-1)이 만족되어야 한다. 그러나, 실제로 이것은 제한이 없으며, 그 이유는 대부분의 경우 N_B는 작아야 하며(이하 참조), N은 정보 심볼들(예를 들면, 모바일 무선전화에 적용하였을 때 트레이닝 시퀀스 심볼)에 첨부된 몇 개의 알려진 심볼들에 의해 원하는 값으로 될 수 있기 때문이다. 식(11)에서 개개의 블록이 항상 하나의 수신된 심볼 r[k]을 중첩한다는 것을 알 수 있다. 이 중첩은 기준위상이 유지되는데 필요하다. MSMLSE 방법에 있어서는 한 심볼 이상의 중첩이 가능함에 유의한다. 그러나, 이것은 구현비용이 상승되게 한다. 식(10) 및 식(1)의 도움으로, MSMLSE 메트릭으로서

(12)

이 정의된다. 이 메트릭은

(13)

로 순환적으로 나타낼 수도 있다.

MSMLSE 메트릭의 순환성으로 비터비 알고리즘이 구현될 수 있으며 따라서 비용효율적인 실현을 제공한다. 이때 한 블록은 비터비 알고리즘에 속하는 트렐리스도에서 분지에 대응한다. 비터비 알고리즘은 MSMLSE 방법에서 M^L-1 상태를 필요로 한다. 더구나, 각각의 시간 스텝

으로 천이가 일어난다. 간섭성 MLSE 방법에 비해, 이것은

인자만큼 증가를 의미한다. 이에 따라, 간섭성 방법에서보다 많은 천이가 N_B>2에 대해 필요하다. 그러나, MSMLSE 방법이 구현될 때, 비용이 드는 정확한 주파수 및 위상제어는 비간섭성때문에 생략될 수 있으며, 이러한 생략은 적당한 블록길이(예를 들면, N_B=3)에 대한 더욱 비용효율적인 해결책을 제공한다.

MSMLSE 검출의 신뢰성은 블록길이가 증가할 때 향상됨이 입증될 수 있다. 구현비용이 동시에 상승하므로, 실제로는 효율과 비용간에 절충안을 찾아야 한다. 본 발명에 따른 MSMLSE 수신기의 기본 구조를 도 4에 도시하였다. 버퍼(11)에서 수신된 심볼 r[k]가 먼저 심볼 블록(벡터)

에 결합된다.

이들 심볼 블록들은 이어서 상기 기술된 MSMLSE 방법에 의해 등화기(9)에서 처리된다. 이 목적을 위해서, 전송 시스템

의 이산시간 임펄스 응답 계수의 벡터를 알 필요가 있다.

본 방법은 비간섭성이기 때문에,

의 위상은 알 필요가 없다. 알려진 방법으로, 임펄스 응답은 적합한 채널 추정 방법에 의해 근사값에 의해 결정되어 등화기(9)에 적용된다. υ₀ 스텝의 지연후에, MSMLSE 등화기(9)는 N_B-1를 총괄하여 결정된 심볼에 대해 추정,

를 생성한다.

는 수신기에 의해 추정된 MPSK 심볼을 나타낸다. 비터비 알고리즘을 이용하는 방법들에서 지연 υ₀는 피할 수 없다. 그러나, 간섭성 수신기에 대해 유효한 대강의 값 υ₀

5L 은 명백히 부족하여 효율악화가 현저하게 된다. 모바일 라디오 응용에 관계되어 있는 M=4, N_B=3 및 L=2인 경우, 예를 들면 υ₀=2은 이미 충분하다.

제안된 수신기는 다음의 잇점을 제공한다.

1. 채널은 주파수 및 위상 오프셋을 전혀 갖고 있지 않아, 이미 적은 블록길이(N_B=2-3)로서는 MSMLSE 방법은 최적의 간섭성 MLSE 방법보다 약간 덜 한 효율로 되나(약 2-3 dB의 효율 손실), 이 효율은 더 긴 블록을 사용할 때 개선될 수 있다.

2. ISI 채널에 사용된 MSMLSE 방법은 명백히 모든 종래의 비간섭성 수신방법보다 양호한 결과를 제공한다(이미 N_B=2-3에 있어서는 기존의 비간섭성 방법보다 약 5-6 dB 좋음).

3. 주파수 및 위상 오프셋에 대해, MSMLSE 방법은 모든 알려진 간섭성 수신방법보다 상당히 더욱 강하다. 고가의 주파수 및 위상 제어는 이 방식에서 생략될 수 있다.

Claims

비간섭성(incoherent) 전송방법을 사용하는 디지털 전송 시스템용 수신기(7)로서, 전송채널(2)에 의해 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들
을 전송특성들을 기술하는 임펄스 응답 h[k]에 의해 수신된 심볼들 r[k]로부터 형성하는 등화기(9)를 포함하는 상기 수신기에 있어서,

상기 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들
을 결정하는 상기 등화기(9)는 비간섭성 최대 가능성 시퀀스 추정(maximum likelihood sequence estimation;MLSE) 방법을 수행하고,

상기 등화기(9)는 상기 수신된 심볼들 r[k]을 적어도 2개의 심볼들을 각각 갖는 적어도 2개의 심볼블록들로 세분하며,

상기 등화기(9)는 적어도 하나의 심볼 r[k]을 중첩하는 심볼 블록들을 형성하며,

상기 등화기(9)는 상기 전송된 심볼들 a[k]에 대한 추정들
을 심볼블록 단위로 형성하는, 디지털 전송 시스템용 수신기.
삭제
제1항에 있어서, 상기 등화기(9)는 상기 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스의 추정을 비터비 알고리즘에 의해 실행하는 것을 특징으로 하는, 디지털 전송 시스템용 수신기.
제1항에 있어서, 상기 등화기(9)는 상기 수신된 심볼들 r[k]의 시퀀스를 각각 3개의 심볼들의 길이를 갖는 심볼블록들로 세분하는 것을 특징으로 하는, 디지털 전송 시스템용 수신기.
제1항에 있어서, 상기 등화기(9)는 상기 수신된 심볼들 r[k]의 시퀀스를 각각 2개의 심볼들의 길이를 갖는 심볼블록들로 세분하는 것을 특징으로 하는, 디지털 전송 시스템용 수신기.
제1항에 있어서, 상기 등화기(9)는 정확히 한 심볼 r[k]을 중첩하는 심볼블록들을 형성하는 것을 특징으로 하는, 디지털 전송 시스템용 수신기.
전송채널(2)에 의해 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들
을 전송특성들을 기술하는 임펄스 응답 h[k]에 의해 수신된 심볼들 r[k]로부터 형성하기 위해, 비간섭성 전송방법을 사용하는 디지털 전송 시스템용 등화기(9)에 있어서,

상기 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들
을 결정하는 상기 등화기(9)는 비간섭성 최대 가능성 시퀀스 추정(MLSE) 방법을 수행하고,

상기 등화기(9)는 상기 수신된 심볼들 r[k]을 적어도 2개의 심볼들을 각각 갖는 적어도 2개의 심볼블록들로 세분하며,

상기 등화기(9)는 적어도 하나의 심볼 r[k]을 중첩하는 심볼 블록들을 형성하며,

상기 등화기(9)는 상기 전송된 심볼들 a[k]에 대한 추정들
을 심볼블록 단위로 형성하는, 디지털 전송 시스템용 등화기.
비간섭성 전송방법을 사용하는 디지털 전송 시스템용 모바일 무선전화로서, 전송채널(2)에 의해 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들
을 전송특성들을 기술하는 임펄스 응답 h[k]에 의해 수신된 심볼들 r[k]로부터 형성하는 등화기(9)를 포함하는 상기 모바일 무선전화에 있어서,

상기 전송된 심볼들 a[k]의 시퀀스에 대한 추정들
을 결정하는 상기 등화기(9)는 비간섭성 최대 가능성 시퀀스 추정(MLSE) 방법을 수행하고,

상기 등화기(9)는 상기 수신된 심볼들 r[k]을 적어도 2개의 심볼들을 각각 갖는 적어도 2개의 심볼블록들로 세분하며,

상기 등화기(9)는 적어도 하나의 심볼 r[k]을 중첩하는 심볼 블록들을 형성하며,

상기 등화기(9)는 상기 전송된 심볼들 a[k]에 대한 추정들
을 심볼블록 단위로 형성하는, 디지털 전송 시스템용 모바일 무선전화.