KR100549812B1 - 안테나 스위치회로 - Google Patents

안테나 스위치회로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 크로스 모듈레이션 왜곡의 발생을 억제하는 안테나 스위치회로를 제공한다. 안테나 스위치회로는 입력단자 및 출력단자와, 소스전극과 드레인 전극 중 제 1전극은 입력단자와 접속하고 소스전극과 드레인 전극 중 제 2전극은 출력단자와 접속하는 전계효과 트랜지스터와, 전계효과 트랜지스터의 드레인 전극과 소스전극이 각각 제 1 및 제 2 바이어스 소자를 통해 접속되는 제 1제어전원과, 전계효과 트랜지스터의 게이트전극이 제 3바이어스 소자를 통해서 접속되는 제 2제어전원과, 전계효과 트랜지스터의 제 2전극과 게이트전극 사이에서 직렬로 접속되는 위상 시프트 소자와 피드백 저항기를 포함하여 구성된다. 제 1 및 제 2제어전원 중 적어도 하나의 전압을 변경시킴으로써, 전계효과 트랜지스터는 "온"과 "오프" 사이에서 제어된다.

Description

안테나 스위치회로{Antenna switch circuit}
도 1은 본 발명이 적용되는 안테나 스위치회로의 회로도이다.
도 2는 도 1의 안테나 스위치회로의 특성을 설명하는 도면이다.
도 3은 도 1의 안테나 스위치회로의 또 다른 특성을 설명하는 도면이다.
도 4는 종래의 안테나 스위치회로를 나타내는 회로도이다.
도 5는 본 발명에 의해 이용되는 FET의 특성을 설명하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 원리를 설명하는 몇 가지 식을 나타내는 표이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호설명
C11∼C13. DC커트용 캐패시터 Q11. 스위치용 FET
R11∼R13. 바이어스 저항기 R14. 피드백 저항기
S11. 위상 시프트 소자 T11. 입력단자
T12. 출력단자 TC1 및 TC2. 제어단자
본 발명은 안테나 스위치회로, 특히 마이크로파 대역에서 개선된 특성을 갖는 안테나 스위치회로에 관한 것이다.
TDD(시분할 듀플렉스(Time Division Duplex)) 시스템을 이용하는 휴대전화시스템의 경우, 송신과 수신은 시분할처리에 의해 시간적으로 서로 분리되어서 행해진다. 그러나, 일본에서 새롭게 시작되는 휴대전화시스템은 CDMA(코드분할 다원접속(Code Division Multiplex Access))방식을 채택하고 있으며, 이 경우에는 송신과 수신이 동시에 행해진다.
따라서, CDMA방식의 전화단말기의 경우, 크로스 모듈레이션(cross modulation)이 발생하여 문제를 초래하게 된다. 그러한 크로스 모듈레이션은, 송신신호가 단말기 자체의 수신회로에 의해 수신될 경우, 그 단말기의 송신신호 일부와 수신신호와의 혼합에 의해 발생되며, 수신신호에 대해 방해성분을 형성한다. 크로스 모듈레이션의 발생에 대해 이하에 설명한다.
안테나 스위치회로가, 예를 들어 갈륨-비소 기판을 포함하는 접합형 FET를 사용하는 경우, 비선형 소자인 FET는 도 6의 (1)식으로 표현될 수 있는 전달함수를 갖는다. 단, (1)식에서, y는 출력전압이고, x는 입력전압이고, H1, H2, H3, ……는 비선형 항의 계수이다. 계수(H1, H2, H3, ……)는, Volterra급수의 핵이라 불리며, 비선형 소자가 캐패시터 등을 포함하고 그 비선형성이 문제로 되는 경우에 사용된다.
입력전압(x)이 수신신호로써의 연속파신호와 방해파신호로써의 진폭변조파 신호와의 가산신호이라고 고려할 경우, 입력전압(x(t))은, 도 6의 (2)식과 같이 나타낼 수 있다. 단, (2)식에서, V는 진폭이고, b1은 AM신호의 변조도이고, ω1은 방해파신호의 반송주파수(각주파수)이고, ω2는 수신신호의 반송주파수(각주파수) 이고, ωm은 방해파신호의 진폭변조성분이고, CC는 복소공역이다.
신호전압(x(t))이 비선형 소자인 FET에 공급되기 때문에, (2)식을 (1)식에 대입하면, 도 6의 (3)식에 의해 주어지는 출력전압(y(t))이 얻어진다. (3)식에서, θ1 및 θ2는 Volterra급수의 핵(H1, H2)의 위상이다.
이것은, 도 6의 (2)식에 표시된 상태의 2개의 신호가 도 6의 (1)식에 의해 표시되는 비선형 소자에 공급되면, 도 6의 (3)식에 나타난 바와 같은 AM성분이 발생하고, 본래의 수신신호의 진폭이 방해파신호의 진폭변조성분(ωm)에 의해 영향받는다는 것을 나타낸다. 방해파신호의 진폭변조성분(ωm)은, 필터수단이나 그 외의 유사한 수단에 의해 제거될 수 없다. 이것이 크로스 모듈레이션 성분이다. 따라서, 크로스 모듈레이션 성분은 수신신호에 대해 잡음신호를 형성하고, 그 결과 수신감도의 저하를 초래하게 된다.
따라서, FET가 스위치회로를 구성하는데 이용되는 경우, 예를 들어 도 4에 도시된 것과 같은 접속이 이용된다. 도 4를 참고하면, 도시된 스위치회로는, 예를 들어 갈륨-비소의 반도체로 이루어진 접합형 FET 형태의 FET(Q1)를 포함한다. FET(Q1)가 스위치로써 이용된다. 스위치회로는 바이어스 저항기(R1∼R4)와, 입력신호 전압원(VS)과 제어전압원(VC1, VC2)을 더 포함하여 구성된다. 입력신호전압(VS)이 FET(Q1)의 소스에 공급되고, FET(Q1)의 드레인으로부터의 출력이 스위치회로의 출력으로써 이용된다. FET(Q1)의 드레인-소스간 저항(RDS)은 게이트-소스간 전압(VGS)에 의존하고, 예를 들어 도 5에 도시된 것과 같은 특성을 갖는다. 따라서, VGS≥VON일 경우, 저항(RDS)은 거의 0이며, FET(Q1)는 "온(on)" 상태를 나타내며, VGS＜VON일 경우, 저항(RDS)은 충분히 높고, FET(Q1)은 "오프(off)" 상태를 나타낸다.
도 4의 회로에서, VGS＝VC2-VC1이기 때문에, FET(Q1)는 제어전압(VC1) 및 제어전압(VC2) 중 둘 모두 또는 하나를 변경함으로써, 예를 들어 제어전압(VC2)을 변경함으로써 "온" 과 "오프" 상태 사이에서 제어될 수 있다. FET(Q1)이 "온"일 경우, 입력신호전압(VS)이 FET(Q1)을 통해 출력측으로 취출된다.
그러나, FET(Q1)이 "온"일 경우, 도 5에 도시된 전압(VDC)(＝VC2-VC1)의 위치가 동작점을 제공하고, 신호전압(VS)은 전압(VDC)을 중심으로 휨(deflection)을 나타낸다. 따라서, 도 5의 경우, 신호전압(VS)은 도 5의 빗금으로 표시된 부분에서 전압(VON) 보다 낮은 전압을 나타내며, 따라서 신호전압(VS)은 빗금으로 표시된 부분에서 왜곡된다. 또한, 만일 송신신호의 리크(leak) 신호와 수신신호가 상기 설명된 바와 같이 스위치회로에 공급되면, 전압(VON) 보다 낮은 부분에서 도 5 특성의 비직선성으로 인해, 스위치회로의 출력전압에 크로스 모듈레이션 왜곡이 발생된다.
상기 설명된 바와 같은 왜곡의 발생을 방지하기 위해서는, 전압(VDC)이 높게 설정되어야 한다. 이 경우, CDMA방식의 휴대전화기에서 크로스 모듈레이션 왜곡의 발생을 대략 20dB정도 감소시키기 위해서는, 약 6V의 전압이 필요하다.
그러나, 휴대전화기는 전지에 의해 구동되며, 전지의 전압은, 전력의 절약을 위해 3V 이하와 같이 가능한한 낮게 지정된다. 따라서, 약 6V의 전압(VDC)을 이 용한다는 것은 전력소비의 측면에서 바람직하지 않으며, 이러한 문제점은 해결되어야 한다.
본 발명의 목적은, 크로스 모듈레이션 왜곡의 발생을 억제할 수 있는 안테나 스위치회로를 제공하는 것이다.
상기의 목적을 달성하기 위해서, 본 발명은, 입력단자 및 출력단자와, 소스전극과 드레인전극 중 제 1전극에는 입력단자가 접속되고, 소스전극과 드레인전극 중 제 2전극에는 출력단자가 접속되는 전계효과 트랜지스터(FET)와, 전계효과 트랜지스터의 드레인전극과 소스전극이 각각 제 1 및 제 2바이어스 소자를 통해 접속되는 제 1제어전원과, 전계효과 트랜지스터의 게이트전극이 제 3바이어스소자를 통해 접속되는 제 2제어전원과, 전계효과 트랜지스터의 제 2전극과 게이트전극 사이에 직렬로 접속된 위상 시프트 소자와 피드백 저항기와를 포함하여 구성되며, 상기 전계효과 트랜지스터가 제 1 및 제 2제어전원 중 적어도 하나의 전압을 변경함으로써 "온"과 "오프" 사이에서 제어될 수 있는 안테나 스위치회로를 제공한다.
안테나 스위치회로에 의하면, 위상 시프트 소자와 피드백 저항기에 의해 크로스 모듈레이션 왜곡의 발생이 억제되거나 현저히 감소될 수 있다. 또한, 그러한 억제 및 감소를 달성하기 위해서는, 안테나 스위치회로용 제 1및 제 2제어전원과 그 외의 필요 전원이 취출되어 나오는 전지부에 높은 전압이 필요치 않다. 또한, 안테나 스위치회로는 그 구성이 간단하며, 비용 상승도 적다.
본 발명의 상기 및 그 외의 목적과, 특성 및 이점은, 동일한 부분 및 소자가 동일한 도면부호로 표시된 첨부도면과 함께 읽혀질 때, 이하의 설명과 첨부된 청구범위로부터 명백하게 될 것이다.
본 발명은 이하의 원리에 기초해서 행해진 것이다. 특히, 상기 언급된 도 6의 (3)식에서의 각(φ)이 φ＝90°로 설정될 수 있다면, (3)식은 도 6의 (4)식에 의하면 기록될 수 있으며, (4)식으로부터, 방해파신호의 진폭변조성분(ωm)의 영향이 제거된다는 것을 알 수 있다. 또한, φ＝θ2-θ1이기 때문에, 위상(θ1, θ2)을 적당하게 설정해야 한다. 그러나, 이들은 FET와 같은 소자의 파라미터에 의존한다. 따라서, 만일 외부에 피드백회로를 설치하여 φ＝0을 달성하면, 크로스 모듈레이션 성분의 발생을 방지할 수 있고, 그 결과, 수신감도의 저하를 방지할 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예와 관련하여 본 발명에 대해서 이하에 보다 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용되는 안테나 스위치회로를 나타낸다. 도 1에 있어서, 도시 생략된 안테나로부터 수신신호를 공급받은 입력단자(T11)는 DC커트용 캐패시터(C11)를 통해서, 예를 들어 갈륨-비소 반도체 기판을 포함하는 접합형 스위치용 FET(Q11)의 소스에 접속된다. FET(Q11)의 드레인은 DC커트용 캐패시터(C12)를 통해서 출력단자(T12)에 접속된다. 또한, FET(Q11)의 소스 및 드레인은 각각 바이어스 저항기(R11, R12)를 통해서 제 1 제어단자(TC1)에 접속된다.
또한, FET(Q11)의 게이트는, 바이어스 저항기(R13)를 통해서 제 2의 제어단자(TC2)에 접속되며, 위상 시프트 소자(S11)와 피드백 저항기(R14)는, FET(Q11)의 드레인과 게이트와의 사이에 있는 DC커트용 캐패시터(C13)를 통해서 FET(Q11)의 드레인과 게이트 사이에서 직렬로 접속된다.
이 경우, 위상 시프트 소자(S11)는, 마이크로-스트립 라인, 코일, 캐패시터, 또는 이들 소자 중 어느 것을 포함하는 이상회로(phase shifting circuit)에 의해 실현될 수 있다. 또한, 제어전압(VC1, VC2)이 각각 제어단자(TC1, TC2)에 공급된다.
상기와 같은 구성을 갖는 안테나 스위치회로에 있어서, FET(Q11)의 드레인-소스간 저항(RDS)은 게이트-소스간 전압(VGS)에 의존하며, 예를 들어 도 5에 도시된 바와 같은 특성을 갖는다. 따라서, 도 4의 회로의 경우와 유사하게, 제어전압(VC1)과 제어전압(VC2) 모두 또는 그 중 하나를 변경함으로써, 예를 들어 제어전압(VC2)을 변경함으로써, FET(Q11)를 온/오프로 제어할 수 있으며, FET(Q11)가 "온"일 경우, 입력단자(T11)로의 입력신호가 FET(Q11)을 통해서 출력단자(T12)로 출력된다.
이 경우, 도 5 특성의 비직선성에 기인하여, 신호의 크로스 모듈레이션 왜곡이 발생될 것이다. 그러나, 도 1의 회로에 있어서, 위상 시프트 소자(S11)와 피드백 저항기(R14)가 접속되어 있기 때문에, 크로스 모듈레이션 왜곡이 억제된다. 도 2 및 도 3은, 위상 시프트 소자(S11)와 피드백 저항기(R14)가 각각 접속되어 있는 경우 크로스 모듈레이션의 시뮬레이션(simulation) 결과를 도시한다. 여기서, VC1＝3V이고 VC2＝3V이다.
특히, 도 2는, R14＝100Ω일때, 위상 시프트 소자(S11)의 위상 시프트량과 크로스 모듈레이션 왜곡(CM)의 크기와의 관계를 나타내는 것이다. 한편, 도 3은 피드백 저항기(R14)의 크기와 크로스 모듈레이션 왜곡(CM)의 크기와의 관계를 나타내는 것이고, 여기서 위상 시프트 소자(S11)의 위상 시프트량은 5°였다. 단, 위상 시프트 소자(S11)와 피드백 저항기(R14)가 접속되어 있지 않은 경우의 크로스 모듈레이션 왜곡의 크기는 -34.8dBm이었다.
따라서, 시뮬레이션 결과에 의하면, 위상 시프트량이 5°이고, 저항기(R14)가 200∼300Ω일 경우, 크로스 모듈레이션 왜곡의 크기는 -100dBm이다. 따라서, 위상 시프트 및 피드백을 행하지 않는 다른 구성에 비해서, 크로스 모듈레이션 왜곡이 65.2dBm 개선될 수 있음을 알 수 있다.
이러한 방식에서, 도 1의 회로에 의하면, 크로스 모듈레이션 왜곡을 대폭 감소시킬 수 있다. 더욱이, 전원의 전압을 높일 필요가 없다. 또한, 위상 시프트 소자(S11)와 피드백 저항기(R14)를 접속하기만 하면 되므로, 이 회로의 구성이 간단하고, 비용의 상승이 적다.
상기 설명된 바이어스 저항기(R11∼R13) 대신, 신호주파수에 있어서 충분히 높은 임피던스를 나타내는 코일로 대체할 수도 있다.
본 발명의 바람직한 실시예는 특수한 용어를 사용하여 설명하였지만, 그러한 설명은 단지 설명상의 목적을 위해서 행한 것이며, 첨부되는 청구범위의 진의 및 범위로부터 벗어나지 않는 한 변경 및 수정이 가능함은 물론이다.

Claims (7)

  1. 안테나 스위치회로에 있어서,
    입력단자 및 출력단자와,
    소스전극과 드레인 전극 중 제 1전극에는 상기 입력단자가 접속되고, 상기 소스전극과 상기 드레인 전극 중 제 2전극에는 상기 출력단자가 접속되는 전계효과 트랜지스터(FET)와,
    상기 전계효과 트랜지스터의 상기 드레인 전극과 상기 소스전극이 각각 상기 제 1 및 제 2바이어스 소자를 통해서 접속되는 제 1제어전원과,
    상기 전계효과 트랜지스터의 게이트전극이 제 3 바이어스 소자를 통해서 접속되는 제 2제어전원과,
    상기 전계효과 트랜지스터의 제 2전극과 상기 게이트전극 사이에 직렬로 접속되는 위상 시프트 소자와 피드백 저항기를 포함하여 구성되며,
    상기 제 1 및 제 2제어전원 중 적어도 하나의 전압을 변경함으로써, 상기 전계효과 트랜지스터가 "온"과 "오프" 사이에서 제어되는 것을 특징으로 하는 안테나 스위치회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1∼제 3 바이어스 소자 각각은 저항기인 것을 특징으로 하는 안테나 스위치회로.
  3. 제 1항에 있어서
    상기 제 1∼제 3 바이어스 소자 각각은 코일인 것을 특징으로 하는 안테나 스위치회로.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 위상 시프트 소자는 마이크로-스트립 라인인 것을 특징으로 하는 안테나 스위치회로.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 위상 시프트 소자는 코일인 것을 특징으로 하는 안테나 스위치회로.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 위상 시프트 소자는 캐패시터인 것을 특징으로 하는 안테나 스위치회로.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 위상 시프트 소자는, 코일 및 캐패시터를 갖춘 이상회로(phase shifting circuit)인 것을 특징으로 하는 안테나 스위치회로.
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