KR100306168B1

KR100306168B1 - 직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템의무선신호 수신 장치 및 그 방법

Info

Publication number: KR100306168B1
Application number: KR1019990048177A
Authority: KR
Inventors: 남준영
Original assignee: 윤종용; 삼성전자 주식회사
Priority date: 1999-11-02
Filing date: 1999-11-02
Publication date: 2001-11-02
Also published as: KR20010045061A

Abstract

본 발명은 직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템의 무선신호 수신 장치 및 그 방법에 있어, 특히, 다중접속 간섭을 제거하기 위한 적응형 수신 장치 및 그 방법의 제안에 관한 것이다. 이러한 본 발명은 사용자 각 경로에서의 정합 필터 출력을 심볼 단위로 변환 한 후, 변환된 심볼을 각 경로에 해당하는 적응형 필터의 입력으로 하며, 상기 적응형 필터를 통한 출력들을 채널 추정하여 합산 한 후, 합산된 결과를 이를 판정 대상 정보로 하여 출력함을 특징으로 하는 심볼 단위 레이크 적응형 수신 정치 및 그 방법에 의해 달성된다. 따라서 본 발명의 실시를 통해 새로운 적응형 수신기 구조가 제안될 수 있으며, 이는 기존의 적응형 수신기에 비해 비약적으로 수신기 성능을 향상시키는 결과를 낳는다.

Description

직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템의 무선신호 수신 장치 및 그 방법{A SYMBOL-LEVEL RAKE RECEIVER OF DIRECT SPREAD CDMA MOBILE COMMUNICATION SYSTEM AND RECEIVING METHOD THEREOF}

본 발명은 직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템의 무선신호 수신 장치 및 그 방법에 있어, 특히, 다중접속 간섭을 제거하기 위한 적응형 수신 장치 및 그 방법의 제안에 관한 것이다.

직접 확산(Direct Spread) CDMA 시스템에 있어서 요구되는 데이터 량이 점점 많아짐에 따라 시스템의 용량을 획기적으로 증대시키는 수신기가 요구되고 있다. 최근에 있어서 이러한 요구를 충족시키고자 함에 다양한 적응형 수신기의 연구와 제안이 활발하게 이루어지고 있다.

CDMA 시스템에서의 종래 기술에 따른 통상의 수신기의 경우, 원하는 사용자의 신호를 검출하는데 있어서 다른 사용자의 신호를 무시하도록 하고 있는데, 이와 달리 상기 언급한 바와 같은 적응형 수신기의 경우 다른 사용자의 신호를 무시하는 것이 아니라 이를 이용하도록 구성되어 시스템의 성능 향상을 이루도록 하고 있다. 즉, CDMA시스템의 성능 및 용량은 다른 시스템과는 달리 다중접속간섭(MAI) 성분에 의해 좌우되는데, 종래에 있어서의 단일 사용자 수신기는 다른 사용자의 신호를 무시하고 수신하기 원하는 사용자의 신호만을 복조하도록 하고 있어 다른 사용자의 신호에 따른 간섭을 방치하여 그에 따른 전체 시스템 용량의 제한이 발생할 수밖에 없어 이를 해소하고자 상기한 바와 같은 적응형 수신기의 제안이 이루어진 것이다

그러나, 최근에 있어 제안된 기존의 적응형 수신기들은 실제 무선 환경에서구현되기에는 시스템의 복잡성 증가가 발생할 수밖에 없었으며, 그러한 복잡성의 증가에 비해 성능의 향상이 뛰어나지 못하다는 문제점을 보여 왔다. 그리고, 기존의 수신기 문제를 해소하고자 그러한 적응형 수신기와 그에 사용되는 간섭 제거기의 제안이 있었으나, 아직까지는 앞서의 문제를 해소할 수 있는 적절한 성능의 적응형 수신기 제안은 이루어지지 않고 있었다.

첨부된 도 1은 종래 기술에 따른 적응형 수신기의 내부 구성 상태를 보여주는 도면으로, 특히, 칩 단위의 표준적인 적응형 수신기의 내부 구성을 도시한 도면이다.

이의 참조로서 종래 기술에 따른 적응형 수신기의 구성 및 동작을 살펴본다.

먼저 상기 수신기는 칩 정합 필터(101)를 거친 신호를 적응형 필터(102)의 탭 입력 벡터로 사용한다. 그리고 상기 칩 정합 필터(101)를 거친 신호는 채널 추정기(103)의 입력 신호가 되며 이는 기존 적응형 수신기의 일반적인 동작이 된다. 상기 채널 추정기(103)의 출력으로서의 추정된 채널 파라미터 값들은 상기 적응형 필터(102)의 출력에 곱해져서 채널 보상이 이루어진다. 그리고 채널 보상된 값은 판정부(104)를 통해 해당 값으로의 판정(decision)이 이루어지고 그에 따른 판정 결과의 데이터 출력을 이룬다. 상기 판정부(104)에서 출력된 판정 데이터는 상기 채널 추정기(103)에 의해 추정된 채널 파라미터에 의해 보상이 되어 적응형 알고리즘(105)의 기준 신호값(desired response)이 되고, 이 기준 신호 값은 다시 상기 적응형 필터(102)의 출력이 감해져서 탭 계수 정정을 위한 에러 신호를 발생한다. 이렇게 정정된 탭 계수들은 상기 적응형 필터(102)의 새로운 탭 계수가 된다.

본 발명의 제안에 앞서 실시된 모의 실험에서는 다중 경로를 고려하여 상기한 바와 같은 구성의 적응형 수신기에 이동통신단말시스템에 있어 적용되는 레이크(rake) 수신기 구조를 도입하고, 상기한 탭 계수의 수렴을 위한 트래이닝(trainning) 시퀀스는 사용하지 않았다. 이를 통해 첨부된 도 5에 도시된 바와 같은 결과를 보여준다.

상기 도 5에 도시된 바에 따르면 상기한 구성의 칩 단위 적응형 수신기는 기존 정합 필터 방식에 비해 다소간의 성능 향상을 보이기는 하나, 실제 무선 환경과 유사하게 낮은 신호 대 잡음비의 채널 환경에서 작동되기에는 하드웨어의 복잡성 증가에 비해 성능 개선이 미미한 문제점이 있음을 보여준다.

따라서 본 발명에서는, 상기한 바와 같은 구성의 기존 적응형 수신기가 단일 사용자 신호만을 이용하여 MAI를 제거하도록 하는 방식의 채택에 따른 문제, 즉, 수신기의 성능 개선에 한계가 있을 수밖에 없음의 문제를 해소할 수 있는 새로운 방식의 적응형 수신 장치를 구현하고자 한다.

특히, 본 발명에 있어서는, 상기한 문제의 해소를 위해 원하는 사용자의 신호 검출(detect)에 있어서 다른 사용자의 신호도 같이 이용하도록 하는, 그리고 심벌 단위 정합 필터의 출력 심벌을 입력으로 받는 적응형 필터를 구비하는 적응형 수신 장치를 구현하고자 한다. 이는 다중 경로가 늘어남에 따라 필터의 탭 계수도 늘어나게 됨의 특성을 이용 비약적인 성능의 개선을 이룰 수 있도록 함에 따른 것이다.

결과적으로, 본 발명의 목적은, 상기한 구성의 기존 적응형 수신기들의 문제점 즉, 실제 시스템에서의 무선 환경과 유사하게 신호 대 잡음비가 낮은 채널 환경에서 수신기의 성능 향상이 미흡할 수밖에 없는 문제점을 해소할 수 있는 적응형 수신 장치 및 그 방법을 구현함에 있다.

이러한 목적 달성을 위해 본 발명에서는, 사용자 각 경로에서의 정합 필터 출력을 심볼 단위로 변환 한 후, 변환된 심볼을 각 경로에 해당하는 적응형 필터의 입력으로 하며, 상기 적응형 필터를 통한 출력들을 채널 추정하여 합산 한 후, 합산된 결과를 이를 판정 대상 정보로 하여 출력함을 특징으로 하는 적응형 무선신호 수신 장치 및 그 방법을 제안한다.

도 1은 종래 기술에 따른 이동통신시스템 적응형 수신기의 내부 구성도.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템의 적응형 수신기의 내부 구성도.

도 3은 본 발명에 있어 제안된 직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템 적응형 수신기의 입력 신호에 있어서, 비동기 채널의 시간 관계도를 나타내는 도면.

도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템 적응형 수신기에 있어 구성되는 채널 추정기의 내부 구성을 보여주는 도면.

도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 결과를 보여주는 그래프.

도 6은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 또 다른 결과를 보여주는 그래프.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성 요소들에 참조 부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성 요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한 하기 설명에서는 구체적인 회로의 구성 소자 등과 같은 많은 특정(特定) 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들 없이도 본 발명이 실시될 수 있음은 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

먼저, 본 발명에서 제안하는 심벌 단위 적응형 수신기(Symbol-level Rake MMSE receiver, 이하 SRM 수신기)는 비동기 역방향 링크와 다중 경로(주파수 선택적) 페이딩 채널 그리고 additive white Gaussian noise(AWGN) 환경의 가정하에서 동작된다.

또한 본 발명의 동작 상태는 현재 셀 반경(cell boundary)에 K명의 사용자와 L개의 다중 경로가 있는 것을 전제로 하며, 사용자의 확산 코드(spreading code)로는 코드의 길이가 31인 골드 코드(Gold code)의 사용이 이루어지도록 한다.

첨부된 도 2는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 적응형 수신기의 전체적인 구성을 보여주는 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 먼저, 소정 채널을 거친 K명에 해당하는 사용자 신호의 합은 기저 대역 신호로 변환된 후 본 발명에 따른 수신기로 입력된다. 이 입력 신호는 r(t)로서 개시되어 있다. 상기 입력신호 r(t)를 기준으로 적응형 수신기의 레이크 수신기(rake receiver)부는 모든 사용자의 각 경로의 타이밍(timing)을 획득하여(acquisition) LK개로 이루어진 칩 정합 필터군(chip matched filter bank)(203)의 입력 신호로서 복조 처리한다. 상기 칩 정합 필터군(203)으로부터의 출력이 되는 칩 단위의 출력 신호들은 다시 LK개의 심벌 정합 필터군(205)의 입력이 된다. 상기 심벌 정합 필터군(205)은 각 사용자의 코드 시퀀스를 사용하여 상기입력된 신호의 복조를 수행한다. 상기 심벌 정합 필터군(205)의 출력은 다음 식에 의해 처리되어 출력된다.

여기서,는 첫번째 사용자의 첫번째 경로의 심벌 정합 필터의 출력으로서 i번째 심벌 시각에 표본화(sampling)된 것이다.

상기 수학식1에 있어서의 오른쪽 항의 첫번째 항은 채널에 의해 손상된 사용자 1의 i번째 심벌을 나타내며, 두번째 항은 자기 신호의 다른 경로로 인한 자기 간섭(self-interference)을 나타내며, 세 번째 항과 마지막 항은 각각 다중 접속 간섭(MAI)과 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타낸다. 상기 수학식1에 있어서는 n번째 사용자의 i번째 경로의 i번째 심벌 시각에서 레일리 분포(Rayleigh distribution)를 갖는 복소 채널 크기(complex channel amplitude)와 균등 분포(uniform distribution)를 갖는 위상을 나타낸다

상기 심벌 정합 필터(205)의 출력은 고속 라우터(hi-speed router)의 입력 신호가 된다. 상기 고속 라우터(207)는 적응형 수신기의 정합 필터부와 적응형 필터부를 연결시키는 역할을 한다.

첨부된 도 3은 상기 고속 라우터의 정렬 알고리즘(sorting algorithm)의 설명에 있어 참조되는 도면으로, 본 발명에 있어 제안된 적응형 수신기의 입력 신호에 있어서, 비동기 채널의 시간 관계도를 나타내는 도면이다.

상기 도 3에 있어서, 기준선은 수신기의 기준 심벌 시각을 나타낸다. 이 기준 심벌 시각을 기준으로 하여 사용자 3의 지연(delay)이 가장 적고, 그 다음으로 사용자 1, 2의 순으로 지연이 적은 것을 알 수 있다. 그리고 상기 도 3에 있어서 a부분은 사용자 1의 i번째 심벌을 의미한다. 이 심벌에 다중 접속 간섭으로 작용하는 다른 사용자의 심벌들은 사용자 2의 경우, 지연이 사용자 1보다 크므로 i-1번째 심벌(b부분)과 i번째 심벌(c부분)이고, 사용자 3의 지연은 사용자 1보다 작으므로 i번째 심벌(d부분)과 i+1번째 심벌(e부분)이 된다. 이러한 과정을 통해 사용자 1에 간섭으로 작용하는 모든 심벌을 알아낼 수 있다.

참고로 상기 도 3의 시간 관계도의 참조에 있어서는 설명의 편의상 다중 경로를 고려하지 않은 것이다.

상기 고속 라우터(207)에 의해 선택되어진 첫번째 사용자의 첫번째 경로의 심벌에 간섭으로 작용하는 모든 심벌들(b, c, d, e 부분)은 적응형 필터(209)의 탭 입력 신호가 된다. 하기 수학식2는 상기 적응형 필터(209)의 탭 입력 신호를 벡터 형태로 나타낸 상태를 보여준다.

(2K-1)x1벡터 u 1(i):

여기서,는 상기 수학식1에 개시되어 있으며, 필터 탭 입력 벡터의 구성요소는 상기 도 3에 있어서 도시된 빗금친 부분의 해당 심벌들이 된다.

그리고, 상기 적응형 필터의 탭은 가장 보편적인 Least Mean Square (LMS) 알고리즘을 채택한다.

상기 적응형 필터의 출력 신호는 상기 LMS 알고리즘에 의해 자기 간섭과 다중 접속 간섭이 상당 부분 제거된 첫번째 사용자의 첫번째 경로의 심벌이 된다. 이때, 레이크 수신기 구조에 의해 사용자의 각 경로의 심벌이 상관 컴바인(coherent combining)되어 판정 변수(decision variable)를 이룬다. 이 판정 변수는 판정부(decision device)(214)에 의해 경판정(hard decision) 값 또는 연판정(soft decision) 값으로 출력된다. 상기 연판정 값의 출력은 이동통신시스템과 같이 채널 코딩을 사용하는 시스템에 있어서 적용된다.

결국, 연판정 값의 적용이 이루어지는 방식의 시스템에서는 상기 출력 값의 신호가 디코더(decoder)의 입력 신호가 되어 해당 처리를 거치게 된다.

한편, 상기 도 2에 있어 도시된 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 적응형 수신기의 구성은, 경판정 방식에 있어 적용되는 경우를 도시한 것이다. 이렇게 결정된 심벌은 첨부된 도 4에 있어서 도시된 구성의 채널 추정기(channel estimator)에 의해 채널 보상(channel compensation)되며, 이는 상기 LMS 알고리즘의 기준 신호(reference signal)로 사용된다. 이때, 필터의 탭 계수 수정을 위한 오류 신호로서 필터의 탭 계수를 결정한다.

상기 도 4는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 적응형 수신기에 있어 구성되는 채널 추정기의 내부 구성을 보여주는 도면이다. 이를 참조로 본 발명에 있어 적용되는 채널 추정기의 동작을 설명한다.

상기 도 1에 있어 도시된 바에서 알 수 있듯이 기존 적응형 수신기의 채널 추정기 입력은 적응형 필터 전단의 입력이 된다. 그러나, 본 발명에 있어서는 정합 필터부, 적응형 필터부의 출력으로 추정기의 입력 값이 되도록 구성된다. 본 발명에 있어서 이러한 구조를 사용하는 이유는 적응형 필터의 출력 신호만을 이용하여 채널 추정을 하는 경우 필터의 탭 계수가 0으로 발산하는 점을 보완하고자 한 것이다. 결국, 상기 채널 추정기(403)는 내부 연산을 거쳐 최종 채널 추정 값을 출력하여 판정부(214)의 출력 신호를 보상한다. 이때, 채널 추정기에서의 내부 연산과 추정기 출력 값은 다음과 같은 수학식3에 의해 출력된다.

여기서는 각각 상기 채널 추정기의 입력으로서,각각 라우터를 통과한 출력과, 적응형 필터를 통과한 출력이 된다. 그리고 상기 a, b는 임의의 두 가중치가 된다.

첨부된 도 5 및 도 6을 참조로 설명되는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 모의 실험 결과에 있어서 상기 수학식 3의a, b는 각각 1, 10의 값으로 주어진 상태의 결과이다.

그리고, 상기 모의 실험은 앞서 기술한 환경에서 수행된 것이며, 특히 다중 경로의 경우, 채널 이득(channel gain)을 1로 평준화하여 다중 경로의 수에 따라 수신 신호 대 잡음비가 변하지 않도록 하여 수행된 것이다. 그리고 상기 모의 실험은 적응형 필터의 초기 조건으로 검출하기 원하는 사용자 신호에 대한 탭 계수를 1로 놓고 그 외의 간섭으로 작용하는 사용자들의 신호를 0으로 놓음으로서, 초기 상태에서는 기존 정합형 필터 구조를 갖는 수신기와 동일한 출력을 내도록 한다. 이를 통해 본 발명에 따른 적응형 수신기는 training 시퀀스를 필요로 하지 않게 되며, 이로서 맹목(blind) 적응형 수신기와 같은 효과를 갖게 된다.

상기 도 5에 있어서 도시된 상태의 그래프 결과는, 정합 필터 수신기(MF), 상기 도 1에 도시된 구성의 종래 기술에 따른 적응형 수신기(MMSE), 상기 도 2에 있어서 도시된 구성의 본 발명에 따른 적응형 수신기(SRM) 들이 5dB, 7dB, 10dB에 해당하는 수신 신호 대 잡음비의 채널 환경에서 보이는 성능을 나타내는 결과이다. 그리고, 상기 도 5에 도시된 결과의 모의 실험에서 전송되는 칩 레이트는 3.968Mcps, 이동체의 속도는 50Km/h로 고정되었고, 현재 셀(cell) 반경에서 사용자의 수는 20명으로 한 것이다. 다중 경로 채널 환경은 이중 경로의 에너지 비는 각각 0, -9.5 dB이고, 삼중 경로의 경우 각각 0, -10, -13 dB라는 가정 하에서 이루어진 것이다.

한편, 채널 코드를 사용하지 않는 시스템에서 실제 요구되는 수준에 유사한 20dB의 AWGN 환경하에서 각 수신기를 비교해 보면, 각 다중 경로에서 정합 필터 수신기에 비해 MMSE 수신기는 각각 1.7, 4.3, 6.9dB에 해당하는 성능 이득을 보임을 알 수 있다. 이에 반해, 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 SRM 수신기는 7.0, 14.5, 17.0 dB의 이득을 보임을 상기의 결과로서 알 수 있다.

도 6은 정합 필터 수신기, MMSE 수신기, SRM 수신기가 시스템의 사용자 수에 따라 어떠한 성능을 가지는지 여부를 보여 두는 그래프이다. 이때에는 코드 길이가 31인 골드 코드를 사용하므로 최대 수용 가능한 사용자가 33명에 해당하는 환경하에서 이루어진 결과이다. 상기 도 6의 그래프에서 보듯이 사용자가 많고 적음에 따라 성능 이득의 차이는 심하지 않음을 알 수 있다. 즉, 처리 이득(processing gain)에 비해 시스템의 부하가 많음에도 불구하고 SRM 수신기의 기존 정합 필터 수신기에 대한 성능 이득이 유지됨을 알 수 있는 것이다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐 만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은 보다 향상된 성능을 가지며, 동시에 다중접속 간섭을 효율적으로 제거하는 무선신호 수신 장치를 구현하는 이점이 있다.

Claims

이동통신시스템의 적응형 수신 장치에 있어서,

사용자 각 경로에서의 정합 필터 출력을 심볼 단위로 변환하는 심볼 정합 필터와,

다중간섭을 제거하여 출력하는 적응형 필터와,

상기 변환된 심볼을 각 경로에 해당하는 적응형 필터의 입력으로 하는 경로 선택부와,

상기 적응형 필터를 통한 출력들을 채널 추정하여 합산 한 후, 합산된 결과를 판정 대상 값으로 하여 출력하는 판정부로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 단위 레이크 적응형 수신 장치.
제1항에 있어서, 상기 판정부는,

상기 적응형 필터의 입력 신호와 출력 신호로서 적절한 채널의 추정을 이루고, 추정된 채널 값을 통해 상기 판정 대상 값의 보상을 이루는 채널 추정기와,

상기 적응형 필터의 출력들을 합치는 합산기로 이루어짐을 특징으로 하는 심볼 단위 레이크 적응형 수신 장치.
이동통신시스템의 무선신호 적응형 수신 방법에 있어서,

사용자 각 경로에서의 정합 필터 출력을 심볼 단위로 변환하는 제1과정과,

상기 변환된 심볼을 각 경로에 해당하는 적응형 필터의 입력으로 하며, 상기 적응형 필터를 통한 출력들을 채널 추정하여 합산하는 제2과정과,

상기 합산된 결과를 판정 대상 값으로 하여 출력하는 제3과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
제3항에 있어서, 상기 제3과정은,

상기 적응형 필터의 입력 신호와 출력 신호로서 적절한 채널의 추정을 이루고, 추정된 채널 값을 통해 상기 판정 대상 값의 보상을 이루는 채널 추정 과정과,

상기 적응형 필터의 출력들을 합치는 합산 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
직접확산 코드분할다중접속 복조 방식 이동통신시스템의 무선신호 수신 장치에 있어서,

사용자 각각의 해당 경로 타이밍을 획득하여 수신된 신호를 복조하여 출력하는 칩 정합 필터부와,

상기 출력된 신호를 각 사용자의 해당 코드시퀀스로서 심볼단위로 복조한 후 출력하는 심볼 정합 필터부와,

상기 심볼단위로 복조된 신호를 기준 심볼 시각에 따른 지연 여부의 참조를 통해 상기 각 사용자의 경로를 선택하는 사용자 경로 선택부와,

선택된 경로 각각의 해당 신호를 입력으로 받아 소정 적응 알고리즘으로서 다중 간섭을 제거한 후 판정 대상값을 출력하는 적응형 필터부를 구비하고 있음을 특징으로 하는 장치.
제5항에 있어서,

상기 적응형 필터부의 입력 신호와 출력 신호로서 적절한 채널의 추정을 이루고, 추정된 채널 값을 통해 상기 판정 대상 값의 보상을 이루는 채널 추정부를 더 구비하고 있음을 특징으로 하는 장치.
제6항에 있어서, 상기 채널 추정부는,

하기 수학식 4를 통해 채널 추정 연산과 채널 추정 값을 출력함을 특징으로 하는 장치.

-; 경로 선택부의 출력 신호

-; 적응형 필터부의 출력 신호

- a, b ; 임의의 두 가중치
제5항에 있어서, 상기 적응형 필터부는,

LMS(Least Mean Squre)알고리즘을 통해 다중 자기 간섭 및 다중 접속 간섭을 제거함을 특징으로 하는 장치.
제5항에 있어서, 상기 칩 정합 필터부는,

현재 셀 반경내의 K명의 사용자와 L개의 다중 경로로 이루어진 칩 정합 필터군으로 구현됨을 특징으로 하는 장치.
제5항에 있어서, 상기 심볼 정합 필터부는 하기 수학식 5를 통해 심볼단위로복조한 후 출력함을 특징으로 하는 장치.

- ; 첫번째 사용자의 첫번째 경로의 심벌 정합 필터의 출력, i번째 심벌 시각에 표본화(sampling)된 것임.

- 오른쪽 항의 첫번째 항 ; 채널에 의해 손상된 사용자 1의 i번째 심벌.

-오른쪽 항의 두번째 항 ; 자기 신호의 다른 경로로 인한 자기 간섭(self-interference).

- 세 번째 항과 마지막 항 ; 각각 다중 접속 간섭(MAI)과 백색 가우시안 잡음(AWGN).

- ;n번째 사용자의 i번째 경로의 i번째 심벌 시각에서 레일리 분포(Rayleigh distribution)를 갖는 복소 채널 크기(complex channel amplitude) 및 균등 분포(uniform distribution)를 갖는 위상.
제5항에 있어서, 상기 사용자 경로 선택부는,

일정 크기의 버퍼를 포함하여 특정 사용자에 영향을 미치는 심벌을 상기 정령 알고리즘을 통해 선택하는 선택부와,

상기 선택된 심벌들을 상기 적응형 필터부의 입력 벡터가 되도록 정렬하는 정렬부로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
제5항 또는 제11항에 있어서, 상기 사용자 경로 선택부는,

하기 수학식6을 통해 다중 간섭을 제거한 후 판정 대상값을 출력함을 특징으로 하는 장치.

(2K-1)x1벡터 u 1(i):

; 필터 탭 입력 벡터.
직접확산 코드분할다중접속 복조 방식의 무선신호 수신 방법에 있어서,

사용자 각각의 해당 경로 타이밍을 획득하여 수신된 신호를 복조하여 출력하는 제1과정과,

상기 출력된 신호를 각 사용자의 해당 코드시퀀스로서 심볼단위로 복조한 후 출력하는 제2과정과,

상기 심볼단위로 복조된 신호를 기준 심볼 시각에 따른 지연 여부의 참조를통해 상기 각 사용자의 경로를 선택하는 제3과정과,

선택된 경로 각각의 해당 신호를 입력으로 받아 소정 적응 알고리즘으로서 다중 간섭을 제거한 후 판정 대상값을 출력하는 제4과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
제13항에 있어서,

상기 선택된 경로 각각의 해당 신호와, 상기 다중 간섭이 제거된 판정 대상값으로서 적절한 채널의 추정을 이루고, 추정된 채널 값을 통해 상기 판정 대상 값의 보상을 이루는 채널 추정 과정을 더 구비하고 있음을 특징으로 하는 방법.
제14항에 있어서, 상기 채널 추정 과정은,

하기 수학식 7을 통해 채널 추정 연산과 채널 추정 값을 출력함을 특징으로 하는 방법.

-; 경로 선택부의 출력 신호

-; 적응형 필터부의 출력 신호

- a, b ; 임의의 두 가중치
제13항에 있어서, 상기 제4과정은,

LMS(Least Mean Squre)알고리즘을 통해 다중 자기 간섭 및 다중 접속 간섭을 제거함을 특징으로 하는 방법.
제13항에 있어서, 상기 제1과정은,

현재 셀 반경내의 K명의 사용자와 L개의 다중 경로로 이루어진 칩 정합 필터링을 통해 사용자 각각의 해당 경로 타이밍을 획득하여 수신된 신호를 복조하여 출력하는 과정임을 특징으로 하는 방법.
제13항에 있어서, 상기 제2과정은,

하기 수학식 8을 통해 심볼 단위로 복조한 후 출력함을 특징으로 하는 방법.

- ; 첫번째 사용자의 첫번째 경로의 심벌 정합 필터의 출력, i번째 심벌 시각에 표본화(sampling)된 것임.

- 오른쪽 항의 첫번째 항 ; 채널에 의해 손상된 사용자 1의 i번째 심벌.

- 오른쪽 항의 두번째 항 ; 자기 신호의 다른 경로로 인한 자기 간섭(self-interference).

- 세 번째 항과 마지막 항 ; 각각 다중 접속 간섭(MAI)과 백색 가우시안 잡음(AWGN).

- ;n번째 사용자의 i번째 경로의 i번째 심벌 시각에서 레일리 분포(Rayleigh distribution)를 갖는 복소 채널 크기(complex channel amplitude) 및 균등 분포(uniform distribution)를 갖는 위상.
제13항에 있어서, 상기 제3과정에서 각 사용자의 경로 선택 과정은,

일정 크기의 버퍼를 통해 특정 사용자에 영향을 미치는 심벌을 상기 정령 알고리즘을 통해 선택하는 선택과정과,

상기 선택과정에서 선택된 심벌들을 소정 입력 벡터로 하여 정렬하는 정렬과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
제13항 또는 제19항에 있어서, 상기 각 사용자의 경로 선택 과정은,

하기 수학식9를 통해 다중 간섭을 제거한 후 판정 대상값을 출력함을 특징으로 하는 방법.

(2K-1)x1벡터 u 1(i):

; 필터 탭 입력 벡터.