JP2924864B2 - 適応レイク受信方式 - Google Patents
適応レイク受信方式Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散さ
れた信号を受信するレイク受信方式に関する。
れた信号を受信するレイク受信方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散通信方式は、耐干渉性、
耐妨害性に優れ、マルチパス環境下でも高い受信特性が
実現できるものとして、近年移動体通信への応用が検討
されている。スペクトル拡散通信方式では、拡散周波数
が高いため、マルチパス伝搬路毎の伝搬遅延を区別で
き、レイク受信が適用できる。レイク受信方式は、マル
チパス伝搬路を分離すると共に各パスの伝搬路特性を推
定し、各パスの受信信号に対してそれぞれの伝搬路特性
を補償した後に同相合成することで、パスダイバ−シテ
ィ効果を実現する技術である。スペクトル拡散通信方式
において、このマルチパス伝搬路の特性推定とその補償
する部分をフィンガーと言う。（文献１：Ａｎｄｒｅｗ
Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ、ＣＤＭＡ−Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ
ｓ ｏｆ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎ、Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ
Ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ Ｃｏｍｐａｎａｙ，ｐ．８９、
１９９５年） 尚、フィンガーには、スペクトル拡散符
号を逆拡散する相関部をも含む。
耐妨害性に優れ、マルチパス環境下でも高い受信特性が
実現できるものとして、近年移動体通信への応用が検討
されている。スペクトル拡散通信方式では、拡散周波数
が高いため、マルチパス伝搬路毎の伝搬遅延を区別で
き、レイク受信が適用できる。レイク受信方式は、マル
チパス伝搬路を分離すると共に各パスの伝搬路特性を推
定し、各パスの受信信号に対してそれぞれの伝搬路特性
を補償した後に同相合成することで、パスダイバ−シテ
ィ効果を実現する技術である。スペクトル拡散通信方式
において、このマルチパス伝搬路の特性推定とその補償
する部分をフィンガーと言う。（文献１：Ａｎｄｒｅｗ
Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ、ＣＤＭＡ−Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ
ｓ ｏｆ Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｍｍ
ｕｎｉｃａｔｉｏｎ、Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ
Ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ Ｃｏｍｐａｎａｙ，ｐ．８９、
１９９５年） 尚、フィンガーには、スペクトル拡散符
号を逆拡散する相関部をも含む。
【０００３】レイク受信は、マルチパス伝搬路の伝搬路
遅延が拡散周波数によって分離できる場合、極めて有効
な受信方式となる。以下レイク合成の原理を説明する。
遅延が拡散周波数によって分離できる場合、極めて有効
な受信方式となる。以下レイク合成の原理を説明する。
【０００４】マルチパス伝搬路の特性は、受信システム
にとって分離可能な個々のパス（個別伝搬路）特性の線
形結合によって表される。即ち、ｉ番目のパスの相対強
度をαi 、相対伝搬遅延時間をτi 、位相シフト変化量
をφi とおくと、マルチパス伝搬路の複素インパルス応
答は数１で表される。
にとって分離可能な個々のパス（個別伝搬路）特性の線
形結合によって表される。即ち、ｉ番目のパスの相対強
度をαi 、相対伝搬遅延時間をτi 、位相シフト変化量
をφi とおくと、マルチパス伝搬路の複素インパルス応
答は数１で表される。
【０００５】
【数１】 ここで、δ（）はデルタ関数、Ｌはマルチパス数を表
す。また、一般に分離可能なパス成分は分離不可能なパ
ス成分の線形結合であると考えられるため、αiはレイ
リ−分布（或いはライス分布）に従い、φi は一様分布
に従うとモデル化される。これより受信ベ−スバンド複
素信号γ（ｔ）は、送信ベ−スバンドの複素信号をχ
（ｔ）（但し、｜χ（ｔ）｜＝１）とおくと、数２、数
３と表されることになる。
す。また、一般に分離可能なパス成分は分離不可能なパ
ス成分の線形結合であると考えられるため、αiはレイ
リ−分布（或いはライス分布）に従い、φi は一様分布
に従うとモデル化される。これより受信ベ−スバンド複
素信号γ（ｔ）は、送信ベ−スバンドの複素信号をχ
（ｔ）（但し、｜χ（ｔ）｜＝１）とおくと、数２、数
３と表されることになる。
【０００６】
【数２】
【０００７】
【数３】 ｎ（ｔ）は干渉成分を示す。
【０００８】いま、マルチパス伝搬路特性を決める｛α
i ｝、｛τi ｝、｛φi ｝が正確に推定されたとし、
｛τi ｝及び｛φi ｝の変動が補正された複素信号｛ｓ
i ，ｉ＝１，・・・，Ｌ｝が得られたとすると、Ｅ［ｓ
i ］＝αijＥ［ｓj ≠ i］なる関係が存在するようにな
る。ここで、Ｅ［］は期待値、αijは実数スカラ−を表
す。このとき、互いに実数スカラ−倍の相関を持つＬ個
の信号｛ｓi ，ｉ＝１，・・・，Ｌ｝と、互いに独立な
Ｌ個の雑音｛ｎi ，ｉ＝１，・・・，Ｌ｝に対して数４
の条件のもとで数５に示す重み付き合成信号の平均信号
電力対雑音電力比Ｊw （数６に示す）を最大にする係数
は、Ｓi ＝Ｅ［ｓi 2］、Ｎi ＝Ｅ［ｎi 2］とおき、Ｓi
＝αijＳj 、Ｅ［ｎi ｎj ，ｉ≠ｊ］＝０なる性質を用
いると、数７で与えられる。
i ｝、｛τi ｝、｛φi ｝が正確に推定されたとし、
｛τi ｝及び｛φi ｝の変動が補正された複素信号｛ｓ
i ，ｉ＝１，・・・，Ｌ｝が得られたとすると、Ｅ［ｓ
i ］＝αijＥ［ｓj ≠ i］なる関係が存在するようにな
る。ここで、Ｅ［］は期待値、αijは実数スカラ−を表
す。このとき、互いに実数スカラ−倍の相関を持つＬ個
の信号｛ｓi ，ｉ＝１，・・・，Ｌ｝と、互いに独立な
Ｌ個の雑音｛ｎi ，ｉ＝１，・・・，Ｌ｝に対して数４
の条件のもとで数５に示す重み付き合成信号の平均信号
電力対雑音電力比Ｊw （数６に示す）を最大にする係数
は、Ｓi ＝Ｅ［ｓi 2］、Ｎi ＝Ｅ［ｎi 2］とおき、Ｓi
＝αijＳj 、Ｅ［ｎi ｎj ，ｉ≠ｊ］＝０なる性質を用
いると、数７で与えられる。
【０００９】
【数４】
【００１０】
【数５】
【００１１】
【数６】
【００１２】
【数７】 また、この最適重み係数により達成されるＪw の最大値
は、数８となる。
は、数８となる。
【００１３】
【数８】 以上から、レイク合成においては、相対遅延τi に対応
する各フィンガーの受信信号にαi ｅｘｐ（−ｊφi ）
／Ｎi なる重みを掛けてすべて加算すれば最適な合成信
号が得られる。但し、この最適性を実現するためには、
マルチパス伝搬路の特性が正確に推定できること、フィ
ンガーに割り当てる各パスが統計的に独立である必要が
ある。もし、このような仮定が成立しないままレイク合
成の原理を適用すると、受信特性は却って劣化する。ま
た、仮にレイク合成のための仮定が全て成立していて
も、上記の式から受信ＳＩＲがマイナスのフィンガーを
レイク合成に加えると、レイク合成後のＳＩＲがその分
だけ小さくなるという性質を持つ。
する各フィンガーの受信信号にαi ｅｘｐ（−ｊφi ）
／Ｎi なる重みを掛けてすべて加算すれば最適な合成信
号が得られる。但し、この最適性を実現するためには、
マルチパス伝搬路の特性が正確に推定できること、フィ
ンガーに割り当てる各パスが統計的に独立である必要が
ある。もし、このような仮定が成立しないままレイク合
成の原理を適用すると、受信特性は却って劣化する。ま
た、仮にレイク合成のための仮定が全て成立していて
も、上記の式から受信ＳＩＲがマイナスのフィンガーを
レイク合成に加えると、レイク合成後のＳＩＲがその分
だけ小さくなるという性質を持つ。
【００１４】レイク合成の原理を用いた方式として、例
えば、文献２：（安藤、佐和橋、“ＤＳ−ＣＤＭＡマル
チパイロットブロックによるチャネル推定ＲＡＫＥのス
ペ−スダイバ−シティ特性、”電子情報通信学会総合大
会、Ｂ−５−１３，１９９７年）或いは文献３：（東、
太口、大野、“ＤＳ／ＣＤＭＡにおける内挿型同期検波
ＲＡＫＥの特性、”電子情報通信学会研究会報告、ＲＣ
Ｓ９４−９８、ｐｐ．５７−６２、１９９４年）などが
ある。文献２の方式は、当該スロットのチャネル推定を
行う際に、隣接するスロットのスロットシンボルを使う
ことで、チャネル推定精度を高めることを特徴とする。
一方、文献３は、帰還判定の技術を用い、パイロットシ
ンボルだけでなくデ−タシンボルをも用いてチャネル推
定の精度を高めることを特徴とする。
えば、文献２：（安藤、佐和橋、“ＤＳ−ＣＤＭＡマル
チパイロットブロックによるチャネル推定ＲＡＫＥのス
ペ−スダイバ−シティ特性、”電子情報通信学会総合大
会、Ｂ−５−１３，１９９７年）或いは文献３：（東、
太口、大野、“ＤＳ／ＣＤＭＡにおける内挿型同期検波
ＲＡＫＥの特性、”電子情報通信学会研究会報告、ＲＣ
Ｓ９４−９８、ｐｐ．５７−６２、１９９４年）などが
ある。文献２の方式は、当該スロットのチャネル推定を
行う際に、隣接するスロットのスロットシンボルを使う
ことで、チャネル推定精度を高めることを特徴とする。
一方、文献３は、帰還判定の技術を用い、パイロットシ
ンボルだけでなくデ−タシンボルをも用いてチャネル推
定の精度を高めることを特徴とする。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来方式の問題点
は、フィンガー毎の受信品質を測定する機構をもたない
ため、伝搬路特性に応じて、レイク合成後の受信特性を
劣化させるフィンガーを排除することができないことで
ある。
は、フィンガー毎の受信品質を測定する機構をもたない
ため、伝搬路特性に応じて、レイク合成後の受信特性を
劣化させるフィンガーを排除することができないことで
ある。
【００１６】都市部などではビルに囲まれているため、
伝搬路にはマルチパスが多く、また、パス生成や消失の
頻度も高い。このため、パス当たりの信号電力対雑音電
力比（Ｅｂ／Ｎｏ）或いは信号電力対干渉電力比（Ｅｂ
／Ｉｏ）が小さいと共に、伝搬路の時間変動の関係で時
間方向の平均化による雑音抑圧効果が小さいという性質
を持つ。したがって、文献３のように仮判定デ−タを用
いる場合、受信信号電力対雑音の比が小さいため、仮判
定自体の精度が悪くなり、全てのフィンガーで等しい精
度でチャネル推定を行える補償はない。また、文献２の
ように複数スロットに渡るシンボルを使う場合、伝搬特
性の時間変動の関係でスロット数が多く取れず、やはり
全てのフィンガーで高い精度でチャネル推定が行える補
償はない。このため、上記従来方式では、レイク合成の
対象とするフィンガーの中には、レイク合成後の受信特
性を劣化させるものがあるにも関わらず、それを排除す
ることができないという問題点がある。更に、上記従来
方式には、フィンガー毎に受信ＳＩＲ品質を測定する手
段がないため、マイナスのＳＩＲを持つフィンガーをレ
イク合成に加える可能性があり、やはりレイク合成後の
ＳＩＲを劣化させるという問題点がある。
伝搬路にはマルチパスが多く、また、パス生成や消失の
頻度も高い。このため、パス当たりの信号電力対雑音電
力比（Ｅｂ／Ｎｏ）或いは信号電力対干渉電力比（Ｅｂ
／Ｉｏ）が小さいと共に、伝搬路の時間変動の関係で時
間方向の平均化による雑音抑圧効果が小さいという性質
を持つ。したがって、文献３のように仮判定デ−タを用
いる場合、受信信号電力対雑音の比が小さいため、仮判
定自体の精度が悪くなり、全てのフィンガーで等しい精
度でチャネル推定を行える補償はない。また、文献２の
ように複数スロットに渡るシンボルを使う場合、伝搬特
性の時間変動の関係でスロット数が多く取れず、やはり
全てのフィンガーで高い精度でチャネル推定が行える補
償はない。このため、上記従来方式では、レイク合成の
対象とするフィンガーの中には、レイク合成後の受信特
性を劣化させるものがあるにも関わらず、それを排除す
ることができないという問題点がある。更に、上記従来
方式には、フィンガー毎に受信ＳＩＲ品質を測定する手
段がないため、マイナスのＳＩＲを持つフィンガーをレ
イク合成に加える可能性があり、やはりレイク合成後の
ＳＩＲを劣化させるという問題点がある。
【００１７】本発明は、フィンガー毎に短期的な受信品
質を測定する機構を備え、前記受信品質に応じてレイク
合成対象とするフィンガーを適応的に選択することで、
レイク受信器を常にレイク合成の原理が成り立つ状態に
近づける効果を持たせ、レイク受信による受信特性を改
善することを目的とする。
質を測定する機構を備え、前記受信品質に応じてレイク
合成対象とするフィンガーを適応的に選択することで、
レイク受信器を常にレイク合成の原理が成り立つ状態に
近づける効果を持たせ、レイク受信による受信特性を改
善することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明の適応レイク受信
法方式は、複数のフィンガー部を持つレイク受信方式に
おいて、受信信号に含まれるパイロットシンボルを元
に、前記複数のフィンガー毎に当該フィンガーにおける
希望受信電力対非希望信号受信電力を計算し、前記希望
受信信号電力対非希望受信信号電力との比が予め定めた
閾値以下となるフィンガーをレイク合成の対象外にする
ことを要旨とする。
法方式は、複数のフィンガー部を持つレイク受信方式に
おいて、受信信号に含まれるパイロットシンボルを元
に、前記複数のフィンガー毎に当該フィンガーにおける
希望受信電力対非希望信号受信電力を計算し、前記希望
受信信号電力対非希望受信信号電力との比が予め定めた
閾値以下となるフィンガーをレイク合成の対象外にする
ことを要旨とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明によるスペクトル拡散通信
におけるレイク受信方式の第一実施例について図面を参
照して詳細に説明する。本実施例では、レイク受信のた
めに復調器であるフィンガーを８個備えている。図１で
は、煩雑さを避けるため、第１のフィンガーであるフィ
ンガー１と第８のフィンガーであるフィンガー８のみが
記載されている。他のフィンガーは略されているが、同
一の構成要素をもつ。ここでのフィンガーの数は一例で
あり、本発明にとって本質的な意味を持つものではな
い。
におけるレイク受信方式の第一実施例について図面を参
照して詳細に説明する。本実施例では、レイク受信のた
めに復調器であるフィンガーを８個備えている。図１で
は、煩雑さを避けるため、第１のフィンガーであるフィ
ンガー１と第８のフィンガーであるフィンガー８のみが
記載されている。他のフィンガーは略されているが、同
一の構成要素をもつ。ここでのフィンガーの数は一例で
あり、本発明にとって本質的な意味を持つものではな
い。
【００２０】図１において、入力端子１０からは、アン
テナで受信した受信信号が入力される。入力信号は、２
次変調がＱＰＳＫの場合はＩ、Ｑの２次元信号となる。
それぞれの入力端子から供給される受信信号は、フィン
ガー１の相関器１１０からフィンガー８の相関器２１０
までのそれぞれのフィンガーに備わっている逆拡散のた
めの相関器に供給されると共に、遅延プロファイル計算
部３１０に供給される。遅延プロファイル計算部３１０
では、送信信号に含まれるパイロットシンボルを用い
て、当該ブランチの遅延プロファイルを計算する。遅延
プロファイルは、パイロットシンボルの送信レプリカと
受信信号との相関電力値で表されているものとする。遅
延プロファイルを計算するための積分時間や遅延プロフ
ァイルを計算する区間は予め定められているか、受信特
性に応じて外部から指定されるような構成になってい
る。この積分時間は、パスの瞬時変動を吸収する効果を
持つ。各遅延プロファイル計算部で計算される遅延プロ
ファイルは、上記積分時間に応じた時間単位でパス制御
部３３０へ出力される。パス制御部３３０の動作は以下
の通りである。
テナで受信した受信信号が入力される。入力信号は、２
次変調がＱＰＳＫの場合はＩ、Ｑの２次元信号となる。
それぞれの入力端子から供給される受信信号は、フィン
ガー１の相関器１１０からフィンガー８の相関器２１０
までのそれぞれのフィンガーに備わっている逆拡散のた
めの相関器に供給されると共に、遅延プロファイル計算
部３１０に供給される。遅延プロファイル計算部３１０
では、送信信号に含まれるパイロットシンボルを用い
て、当該ブランチの遅延プロファイルを計算する。遅延
プロファイルは、パイロットシンボルの送信レプリカと
受信信号との相関電力値で表されているものとする。遅
延プロファイルを計算するための積分時間や遅延プロフ
ァイルを計算する区間は予め定められているか、受信特
性に応じて外部から指定されるような構成になってい
る。この積分時間は、パスの瞬時変動を吸収する効果を
持つ。各遅延プロファイル計算部で計算される遅延プロ
ファイルは、上記積分時間に応じた時間単位でパス制御
部３３０へ出力される。パス制御部３３０の動作は以下
の通りである。
【００２１】パス制御部３３０の動作 （１） 遅延プロファイルから、相関電力の大きいＭ個
のピ−クを与える位相（位置）を検出する。また、この
とき、Ｍ個のピ−クの近傍以外のサンプル点における相
関電力を平均して平均雑音電力レベルを推定する。
のピ−クを与える位相（位置）を検出する。また、この
とき、Ｍ個のピ−クの近傍以外のサンプル点における相
関電力を平均して平均雑音電力レベルを推定する。
【００２２】（２） 各フィンガーに割り当てられてい
る位相に対して、最大ピ−クから第Ｎ１位のピ−クに対
応するフィンガーを除いて、平均雑音電力と同等な相関
電力を示すパスに対応するフィンガーをパス未検出と判
断する。
る位相に対して、最大ピ−クから第Ｎ１位のピ−クに対
応するフィンガーを除いて、平均雑音電力と同等な相関
電力を示すパスに対応するフィンガーをパス未検出と判
断する。
【００２３】（３） Ｎ２回連続してパス未検出となる
フィンガーがある場合、当該フィンガ−をレイク合成か
ら外す指定がレイク合成部に出力される。
フィンガーがある場合、当該フィンガ−をレイク合成か
ら外す指定がレイク合成部に出力される。
【００２４】（４） レイク合成から外されているフィ
ンガーがある場合、Ｎ３回連続してパス検出と判断され
たピ−ク位相の内、まだフィンガーに割り当てられてい
ないものを、当該フィンガーに割り当てる。
ンガーがある場合、Ｎ３回連続してパス検出と判断され
たピ−ク位相の内、まだフィンガーに割り当てられてい
ないものを、当該フィンガーに割り当てる。
【００２５】（５） 上記パス検出と判断されたピ−ク
位相は各フィンガーに割り当てられる。
位相は各フィンガーに割り当てられる。
【００２６】以上の説明におけるＮ１〜Ｎ３までの変数
はパラメ−タで予め定めることができる。パス制御部３
３０で割り当てられるピ−ク位相は、各フィンガーの相
関器１１０及び２１０へ出力される。また、レイク合成
対象とするフィンガーの情報はレイク合成部４００へ出
力される。各フィンガーの動作は以下の通りである。相
関器１１０及び相関器２１０は、パス制御部３３０で指
定される位相点から受信信号の逆拡散を行い、パイロッ
トシンボルに相当する部分を重み係数推定部１２０及び
２２０とＳＩＲ推定部１４０及び２４０とへ出力する。
また、受信デ−タシンボルに相当する部分を重み付け回
路１３０及び２３０へ出力する。重み係数推定部１２０
及び２２０では、例えば、前記文献２及び文献３の方法
を用いて、各フィンガーが担当する伝搬路のチャネル推
定を行う。推定された重み係数の共役複素数が重み付け
回路１３０及び２３０で入力受信信号に掛けられ、レイ
ク合成部４００へ出力される。ＳＩＲ推定部１４０及び
２４０では、フィンガー毎に受信される信号を元に当該
フィンガーの受信ＳＩＲを計算する。ここで、希望受信
信号の電力はパイロットシンボルの平均電力として、非
希望受信信号電力はパイロットの分散とから推定パイロ
ットシンボルの分散として推定される。推定されたＳＩ
Ｒ（希望受信信号電力対非希望受信信号電力との比）は
予め定められた閾値と比較される。推定されたＳＩＲが
閾値より大きいか小さいかが判断された結果はフラグと
してレイク合成部４００へ出力される。レイク合成部４
００は、パス制御部４００で指定されたレイク合成対象
外のフィンガーと各フィンガーのＳＩＲ推定部で閾値よ
り小さいと判断されたフィンガーを除いて、各フィンガ
ーから供給される重み付けされた受信信号を同相加算し
て、出力端子３０から出力する。
はパラメ−タで予め定めることができる。パス制御部３
３０で割り当てられるピ−ク位相は、各フィンガーの相
関器１１０及び２１０へ出力される。また、レイク合成
対象とするフィンガーの情報はレイク合成部４００へ出
力される。各フィンガーの動作は以下の通りである。相
関器１１０及び相関器２１０は、パス制御部３３０で指
定される位相点から受信信号の逆拡散を行い、パイロッ
トシンボルに相当する部分を重み係数推定部１２０及び
２２０とＳＩＲ推定部１４０及び２４０とへ出力する。
また、受信デ−タシンボルに相当する部分を重み付け回
路１３０及び２３０へ出力する。重み係数推定部１２０
及び２２０では、例えば、前記文献２及び文献３の方法
を用いて、各フィンガーが担当する伝搬路のチャネル推
定を行う。推定された重み係数の共役複素数が重み付け
回路１３０及び２３０で入力受信信号に掛けられ、レイ
ク合成部４００へ出力される。ＳＩＲ推定部１４０及び
２４０では、フィンガー毎に受信される信号を元に当該
フィンガーの受信ＳＩＲを計算する。ここで、希望受信
信号の電力はパイロットシンボルの平均電力として、非
希望受信信号電力はパイロットの分散とから推定パイロ
ットシンボルの分散として推定される。推定されたＳＩ
Ｒ（希望受信信号電力対非希望受信信号電力との比）は
予め定められた閾値と比較される。推定されたＳＩＲが
閾値より大きいか小さいかが判断された結果はフラグと
してレイク合成部４００へ出力される。レイク合成部４
００は、パス制御部４００で指定されたレイク合成対象
外のフィンガーと各フィンガーのＳＩＲ推定部で閾値よ
り小さいと判断されたフィンガーを除いて、各フィンガ
ーから供給される重み付けされた受信信号を同相加算し
て、出力端子３０から出力する。
【００２７】本発明の実施例は、レイク合成対象とする
フィンガーの判定に、平均的な特性に基づくパス制御部
３３０、瞬時的な特性に基づく各フィンガーのＳＩＲ推
定部１４０及び２４０を用いることを特徴とする。これ
らの構成により、擬似ピ−クによる間違ったパスを捕捉
する危険性が低下すると共に、正しいパスが捕捉できた
場合でも、瞬時的に劣化している受信スロットを排除す
ることで、レイク合成の特性改善が図れるという効果を
持つ。
フィンガーの判定に、平均的な特性に基づくパス制御部
３３０、瞬時的な特性に基づく各フィンガーのＳＩＲ推
定部１４０及び２４０を用いることを特徴とする。これ
らの構成により、擬似ピ−クによる間違ったパスを捕捉
する危険性が低下すると共に、正しいパスが捕捉できた
場合でも、瞬時的に劣化している受信スロットを排除す
ることで、レイク合成の特性改善が図れるという効果を
持つ。
【００２８】以上で、本発明の実施例の説明を終える。
【００２９】
【発明の効果】上述したように、本発明は、フィンガー
毎に単区間の受信品質を測定し、その値に応じてレイク
合成の対象とするフィンガーを決定する機構を備えるこ
とを特徴とする。従来方式にないこの機構により、レイ
ク受信器をレイク合成原理で仮定されている状態に近づ
けることができるため、受信品質が向上するという効果
がある。また、上記機構は、時間的なレイク合成単位毎
に適用できるため、マルチパスの瞬時的な変動にも適応
でき、都市部などのマルチパス変動の急峻な環境におい
ても適応できるという効果を持つ。更に、レイク合成対
象とするフィンガーの判定に、平均的な特性に基づく制
御機構を併用することで、擬似ピ−クによる間違ったパ
スを捕捉する危険性が低下すると共に、正しいパスが捕
捉できた場合でも、瞬時的に劣化している受信スロット
を排除することで、レイク合成の特性改善が図れるとい
う効果を持つ。
毎に単区間の受信品質を測定し、その値に応じてレイク
合成の対象とするフィンガーを決定する機構を備えるこ
とを特徴とする。従来方式にないこの機構により、レイ
ク受信器をレイク合成原理で仮定されている状態に近づ
けることができるため、受信品質が向上するという効果
がある。また、上記機構は、時間的なレイク合成単位毎
に適用できるため、マルチパスの瞬時的な変動にも適応
でき、都市部などのマルチパス変動の急峻な環境におい
ても適応できるという効果を持つ。更に、レイク合成対
象とするフィンガーの判定に、平均的な特性に基づく制
御機構を併用することで、擬似ピ−クによる間違ったパ
スを捕捉する危険性が低下すると共に、正しいパスが捕
捉できた場合でも、瞬時的に劣化している受信スロット
を排除することで、レイク合成の特性改善が図れるとい
う効果を持つ。
【図１】本発明の実施例を表すブロック図である。
１０ 入力端子 ３０ 復調出力端子 １１０、２１０ 相関器 １２０、２２０ 重み係数推定部 １３０、２３０ 重み付け回路 １４０、２４０ ＳＩＲ推定部 ３１０ 遅延プロファイル計算部 ３３０ パス制御部 ４００ レイク合成部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/00 H04B 7/08
Claims (3)
- 【請求項１】 情報レートより高速な速度の拡散符号で
広帯域信号に変換して多元接続を行うスペクトル拡散通
信方式におけるレイク受信方式であって、更に予め定め
られた数の複数のフィンガー部を持つレイク受信方式に
おいて、パス制御部により予め各フィンガー毎に受信す
るパスが定めらた状態で、受信信号に含まれる送受信で
既知のパイロットシンボルをもとに、前記フィンガー毎
に当該フィンガーにおける希望受信信号電力対非希望受
信信号電力の比を計算してそれをレイク合成部に報知す
る機構を備え、レイク合成部では前記報知された希望受
信信号電力対非希望受信信号電力比が予め定められた閾
値以下となるフィンガーをレイク合成の対象としないこ
とを特徴とする適応レイク受信方式。 - 【請求項２】 前記計算した希望受信信号電力はパイロ
ットシンボルの平均電力として、非希望受信信号電力は
パイロットの分散から推定パイロットシンボルの分散と
して推定し、希望受信信号電力対非希望受信信号電力と
の比を計算することを特徴とする請求項１に記載の適応
レイク受信方式。 - 【請求項３】 前記計算した希望受信信号電力対非希望
受信信号電力との比が予め定めた閾値以下となるフィン
ガーをレイク合成の対象から外すと共に平均雑音電力と
同等な相関電力を示すパス制御部で指定されたレイク合
成対象外のフィンガーもレイク合成の対象から外すこと
を特徴とする請求項１または２に記載の適応レイク受信
方式。
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|---|---|---|---|
| JP15817597A JP2924864B2 (ja) | 1997-06-16 | 1997-06-16 | 適応レイク受信方式 |
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|---|---|
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|---|---|---|---|
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-
1998
- 1998-06-15 US US09/094,846 patent/US6157687A/en not_active Expired - Lifetime
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