KR100286308B1 - 다회로스위칭전원장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 독립된 전원 컨버터를 갖는 다회로 스위칭 전원회로에서 각 컨버터 내부의 제어부를 동작시키기 위한 보조전원을 공용화 하는 기술에 관한 것으로, 직류 입력전압(Vin)을 목적한 레벨의 전압으로 변환하여 출력단으로 전달하기 위해 주권선(P),(S)을 구비하고, 내부의 구동전압을 공급하기 위해 보조전원용 권선(D)을 구비한 트랜스(T101)와; 상기 주권선(P)의 전류를 단속하기 위한 트랜지스터(FET101)와; 귀환되는 오차정보와 상기 트랜지스터(FET101)를 통해 흐르는 전류를 근거로 상기 트랜지스터(FET101)의 온,오프를 제어하는 레귤레이터 집적소자(101)와; 보조전원을 공급하기 위한 기동저항(R101),다이오드(D101),콘덴서(C102)와; 상기 트랜스(T101)의 권선(S)에 여기되는 전압을 정류 및 평활하여 출력전압(Vout1)으로 공급하는 다이오드(D102) 및 콘덴서(C103)를 포함하여 제1 DC/DC 컨버터(100A)를 구성하고, 상기 제1 DC/DC컨버터(100A)와 동일한 구성으로 제2 DC/DC 컨버터(200A)를 구성하여 출력전압(Vout2)을 발생하되, 상기 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 트랜스(T201')에는 보조전원을 공급하기 위한 권선(D)을 설치하지 않고, 상기 제1 DC/DC컨버터(100A)내 트랜스(T101)의 권선(D)에서 출력되는 전압을 공유하도록 구성한 것이다.

Description

다회로 스위칭 전원장치{SWITCHING POWER APPARATUS FOR MULTI-CIRCUIT}
본 발명은 독립된 전원 컨버터를 갖는 다회로 스위칭 전원회로에서 각 컨버터 내부의 제어부를 동작시키기 위한 보조전원을 공급하는 기술에 관한 것으로, 특히 하나의 컨버터 내부에서 발생되는 보조전원을 다른 여러 컨버터의 보조전원으로 공유할 수 있도록한 다회로 스위칭 전원장치에 관한 것이다.
다회로 스위칭 전원장치의 예로서 2출력의 DC-DC 전원 컨버터를 도 1에 나타내었다. 도 1은 트랜스를 사용한 절연형으로, 제어에 타려식 레귤레이터 집적소자를 사용하여 일반적으로 PRC(PRC: Pulse Ratio Control) 동작을 하는 스위칭 레귤레이터가 2회로로 운용되는 예를 보여주고 있다.
즉, 도 1은 종래기술에 의한 스위칭 전원장치의 일실시 예시 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 소정 레벨의 직류 입력전압(Vin)을 목적한 레벨의 전압으로 변환하여 출력단으로 전달하기 위해 주권선(P),(S)을 구비하고, 내부의 제어회로에 구동전압을 공급하기 위해 보조전원용 권선(D)을 구비한 트랜스(T101)와; 상기 주권선(P)에 공급되는 전류를 단속하기 위한 트랜지스터(FET101)와; 출력단으로 부터 귀환되는 오차정보와 상기 트랜지스터(FET101)를 통해 흐르는 전류를 참고하여 상기 트랜지스터(FET101)의 온,오프를 제어하는 레귤레이터 집적소자(101)와; 상기 레귤레이터 집적소자(101)에 구동전압을 공급하기 위한 기동저항(R101), 다이오드(D101) 및 콘덴서(C102)와; 상기 트랜스(T101)의 권선(S)에 여기되는 전압을 정류 및 평활하여 출력전압(Vout1)으로 공급하는 다이오드(D102) 및 콘덴서(C103)와; 상기 출력전압(Vout1)을 안정화시키기 위하여 그 출력전압(Vout1)을 내부의 기준전압과 비교하여 그에 따른 오차값을 검출하는 오차 비교기(102)와; 상기 오차 비교기(102)에 의해 검출된 오차정보를 상기 레귤레이터 집적소자(101)측으로 귀환시키는 포토커플러(103)로 제1 DC/DC 컨버터(100)가 구성되고, 상기 제1 DC/DC컨버터(100)와 동일한 구성을 갖는 제2 DC/DC 컨버터(200)가 상기 입력전압(Vin) 단자에 병렬접속되어 이로부터 출력전압(Vout2)이 출력되는 것으로, 이의 작용을 첨부한 도 2 내지 도 5를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
먼저, 제1 DC/DC컨버터(100)의 작용을 설명한다. 이 제1 DC/DC컨버터(100)의 입력전압(Vin)은 상용전원을 정류,평활한 약 140∼260V의 직류전원이 공급된다.
상기 입력전압(Vin)의 일측 입력단자(+)는 트랜스(T101)의 1차 권선(P)을 통하고, 다시 트랜지스터(FET101) 및 전류검출용 저항(R103)을 통해 타측 입력단자(-)에 접속된다. 따라서, 상기 트랜지스터(FET101)의 온,오프에 의해 상기 트랜스(T101)의 P권선에 단속적인 전류가 흐르게 되며, 그 트랜지스터(FET101)는 레귤레이터 집적소자(101)에서 출력되는 구동전압에 의해 온,오프된다.
상기 레귤레이터 집적소자(101)에서 필요로 하는 보조전원을 공급하기 위하여, 상기 일측 입력단자(+)를 기동저항(R101)을 통해 그 레귤레이터 집적소자(101)의 입력포트(P1)에 접속하고, 상기 트랜스(T101)의 D권선의 일측을 정류 다이오드(D101)를 통해 그 입력포트(P1)에 접속함과 아울러 그 접속점과 상기 입력전압(Vin)의 타측 입력단자(-) 사이에 콘덴서(C102)를 접속하였다.
또한, 상기 레귤레이터 집적소자(101)에서 상기 트랜지스터(FET101)의 전류를 검출할 수 있도록 하기 위하여, 상기 트랜지스터(FET101)의 소오스와 저항(R103)의 접속점을 그 레귤레이터 집적소자(101)의 입력포트(P3)에 접속하였다. 출력전압(Vout1)의 안정화를 위하여, 출력회로의 오차정보가 포토커플러(103)를 통해 상기 레귤레이터 집적소자(101)의 입력포트(P5)로 귀환되도록 하였다.
상기 트랜스(T101)에는 보조전원용으로 상기 D 권선이 감겨지고, 출력용으로 S 권선이 감겨지며, 이들은 감전을 방지할 수 있도록 절연되어 있다.
상기 S 권선은 일측이 접지단자에 접속되고 타측이 정류 다이오드(D102)를 통해 정류 콘덴서(C103)에 접속되므로 상기 P 권선의 전류 단속에 의해 자기적으로 S 권선에 여기되는 전압이 그들을 통해 정류되고, 평활되어 목적한 출력전압(Vout1)을 얻을 수 있게 된다.
상기 출력전압(Vout1)을 안정화시키기 위하여, 출력단에 내부의 기준전압과의 오차 비교기능을 갖는 오차 비교기(102)가 접속되어 있어 그 출력전압(Vout1)의 과다/과소에 대한 오차정보가 상기의 경로를 통해 레귤레이터 집적소자(101)에 귀환된다.
제2 DC/DC컨버터(200)의 작용은 상기 제1 DC/DC컨버터(100)의 작용과 동일하므로 이의 작용 설명을 생략한다.
한편, 도 3은 상기 도 1에서 제1 DC/DC 컨버터(100) 또는 제2 DC/DC 컨버터(200)의 입력측 부분에서 일부를 발췌하고, 레귤레이터 집적소자(101)를 보다 상세하게 표현한 블록도로서 이를 참조하여 레귤레이터 집적소자(101)의 기본적인 기능에 대해 좀더 상세히 설명하면 다음과 같다.
상기 보조전원용 D 권선의 일측이 정류 다이오드(D101)를 통한 후 다시 보조전원선(L301)을 통해 레귤레이터 집적소자(101)내부의 기동제어부(101A)에 접속되어 있으므로 그 레귤레이터 집적소자(101)가 스탠바이 상태에서 기동되기 전까지는 내부의 각부에 전원이 공급되지 않는다.
그러나, 상기 레귤레이터 집적소자(101)가 기동되어 기동제어부(101A) 및 안정기(101B)를 통해 각부에 전원이 공급되면 비로서 각부가 동작상태로 전환된다.
상기 레귤레이터 집적소자(101) 내부의 각부가 동작상태로 전환되면, 트랜지스터(FET101)의 온,오프를 담당하는 발진기(101C)와 그 발진기(101C)의 발진출력에 따라 트랜지스터(FET101)의 구동전압을 발생하는 구동부에 의해 그 트랜지스터(FET101)가 구동된다.
이밖에 상기 트랜지스터(FET101)를 구동하기 위한 여러 가지 기능이 구비되어 있는데, 그 중에서 트랜지스터(FET101)의 전류검출을 위한 주변기능을 설명하면 다음과 같다.
상기 트랜지스터(FET101)가 온될 때 이의 소오스 전류는 저항(R103)을 통해 접지단자측으로 흐르게 되므로 그 전류량이 증가할수록 저항(R103)을 통해 검출되는 전압은 상승된다. 비교기(CP301)는 상기 저항(R103)을 통해 검출되는 전압을 기준전압(Vref)과 비교하여 그 기준전압(Vref)을 상회하는 경우 트랜지스터(FET101)를 오프시키기 위한 제어신호를 출력하게 되고, 이 제어신호가 오아게이트(OR301)에서 상기 발진기(101C)의 출력신호와 오아연산되어 그 연산결과의 신호가 상기 구동부(101D)에 공급되므로 이때 그 구동부(101D)는 상기 트랜지스터(FET101)의 게이트에 공급하던 구동전압을 차단하게 된다. 결국, 이와 같은 제어동작에 의해 상기 트랜지스터(FET101)를 통해 과전류가 흐르는 것이 방지된다.
상기 발진기(101C)는 두 개의 시정수 요소 즉, 저항(R301)과 콘덴서(C301)로 설정되는 시정수와, 저항(R302)과 콘덴서(C302)로 설정되는 시정수에 따라 상기 트랜지스터(FET101)의 온, 오프 시간의 길이를 결정하게 된다.
그런데, 상기 저항(R301)과 콘덴서(C301)의 경로에는 상기 포토커플러(103)를 통해 귀환되는 오차정보도 공급되므로 이 경로를 통해 공급되는 중첩된 형태의 신호를 근거로 상기 트랜지스터(FET101)의 온시간을 결정하게 되고, 이때, 오프시간은 고정된다.
여기서, 도 4a, 4b를 참조하여 상기 레귤레이터 집적소자(101)의 기동동작을 설명하면 다음과 같다.
일반적인 경우에서와 같이 상기 레귤레이터 집적소자(101)의 동작전압은 직류전압 10∼30V, 직류전류 수십 mA인데 비하여, 입력전압(Vin)은 상용전원을 정류한 고전압(140∼260V)이 공급된다. 이와 같은 레귤레이터 집적소자(101)의 보조전원을 공급하기 위하여 단지 기동저항(R101)만을 통해 전원을 공급하는 경우 효율이 저하되는 결함이 있고, 더욱이 저항(R101) 자체도 대전력용 저항을 사용해야 되는 결함이 있다.
따라서, 콘덴서(C102)를 마련하고, 그 콘덴서(C102)의 충전전압이 기 설정된 기동전압의 레벨에 도달될때까지는 그 기동저항(R101)을 통해 미소한 전류가 콘덴서(C101)에 공급되도록 하였다. 이와 같이 콘덴서(C101)가 충전되는 동안 레귤레이터 집적소자(101)는 100 mu ALPHA 정도의 미소전류를 소비하도록 설계되어 있다.
이것에 대한 동작을 도 4a,4b에 나타내었다. 즉, 도 4a에서 a-b-c점은 레귤레이터 집적소자(101)의 입력전류(IIN)의 변화를 나타낸 것이고, 도 4b에서 a'-b'-c'점은 보조전원 전압의 변화를 나타낸 것이다. b'- c'사이는 레귤레이터 집적소자(101)가 동작상태에서 30mA 정도의 전류를 소비하고 있는 상태이지만 이때, 콘덴서(C102)에 전류가 공급되고 있는 상태이다.
상기 레귤레이터 집적소자(101)가 동작하기 시작하면 상기 트랜스(T101)의 D권선에 전압이 여기되고, 그 여기된 전압이 정류 다이오드(D101)를 통해 보조전원으로 공급하기 시작하므로 도 4b의 d'점 이후에서와 같이 일정한 전압을 확보할 수 있게 된다.
여기서 간과할 수 없는 사항은 일단 기동한 레귤레이터 집적소자(101)가 c'-d'간의 전압강하에 의해 구동 정지상태가 되지 않도록 도 4a와 같은 히스테리시스 특성을 유지하는 것이고, 이와 함께 c'-d'간의 방전 슬로프를 확보할 수 있는 용량의 콘덴서(C102)를 구비하는 것이다.
이렇게 함으로써 효율적인 보조전원을 확보할 수 있게 된다.
한편, 도 5의 파형도를 참조하여 상기 레귤레이터 집적소자(101)에 공급되는 보조전원(VD)의 출력과정을 설명하면 다음과 같다.
상기 발진기(101C)의 두 시정수(T1),(T2)를 결정하는 요소는 상기의 설명에서와 같이 저항 및 콘덴서(R301,C301),(R302,C302)로서, 그 시정수(T1)로 콘덴서(C302)가 충,방전을 반복하여 이의 전압 레벨이 도 5의 (a)에서와 같이 레귤레이터 집적소자(101) 내부에 설정된 상,하위 기준전압 레벨(VH),(VL)로 변동되고, 그 시정수(T2)로 콘덴서(C301)가 충,방전을 반복하여 이의 전압 레벨이 도 5의 (b)에서와 같이 기준전압(VHT)에서 접지전위로 변동된다. 상기 발진기(101C)는 상기 도 5의 (a),(b) 파형을 논리 조합하여 도 5의 (c)와 같은 파형을 출력하게 되고, 이에 의해 상기 트랜지스터(TET101)의 온,오프구간의 길이가 결정된다.
구동부(101D)는 상기 도 5의 (c)와 같은 파형에 상응되는 구동신호를 트랜지스터(FET101)의 게이트측으로 출력하게 되고, 이에 의해 그 트랜지스터(FET101)가 온,오프되면서 상기 트랜스(T101)에 의해 자기적으로 에너지가 전송되어 D권선 단자전압 VD'이 도 5의 (e)와 같이 발생되고, 출력측 S권선 단자전압 VS'가 도 5의 (f)와 같이 발생된다. 도 5의 (e)는 이때 트랜지스터(FET101)의 드레인-소오스간에 나타나는 전압을 보인 것이다.
이때, 정류 다이오드(D102)에 도 5의 (g)와 같은 전류(IS)가 공급되고, D권선의 단자전압 VD'는 정류 다이오드(D101)를 통해 보조전원선(L301)측으로 공급되므로 그 보조전원선(L301)에 나타나는 전압 VD=VD'-VF가 된다. 여기서, VF는 정류 다이오드(D101)에 의한 전압강하를 의미한다.
일반적으로, PRC 동작을 하는 스위칭 레귤레이터에서 VD'의 정극성(+) 파고치(V_{D^+}') 및 부극성(-) 파고치(V_{D^-}')는 한쪽이 입력전압에, 다른 한쪽이 출력전압에 비례하여 변화한다.
상기 D권선의 결선을 역으로 하는 방식으로 VD' 전압의 극성을 변화시킬 수 있으며, 설명의 예에서는 V_{D^+}'가 출력전압에 비례하도록 트랜스(T101)의 3종류의 권선을 선택하여 도 5의 (e)와 같은 동작 파형이 출력되도록 하여 입력전압이 변화(140∼260V DC)되더라도 VD가 변동되지 않도록 하고 있다.
상기 D권선은 이와 같은 방식으로 극성을 고려하여, VD가 레귤레이터 집적소자(101)의 전원전압 사양에 맞는 값이 되도록 감는 횟수가 결정된다.
그런데, 도 1에서 예를 들어, 제2 DC/DC 컨버터(200)의 출력전압(Vout2)을 조정하기 위하여 오차 비교기(202)내의 트리머 볼륨을 조정하는 경우 예시한 방식의 스위칭 레귤레이터에서는 도 5의 (f)에서 점선으로 나타낸 바와 같이 VS'의 파고치가 변화되고, 이에 연동하여 도 5의 (e)에서와 같이 V_{D^+}'의 파고치도 변화되므로 안정화된 VD'를 얻을 수 없게 된다.
이를 감안하여, 종래의 기술에서는 도 2에서와 같이 D권선의 정류 다이오드 대신 국부적인 시리즈 레귤레이터(204)를 설치하고, 이에 대응되게 D권선의 수를 적당히 증가시켜 V_{D^+}'가 최소가 되는 경우에도 그 시리즈 레귤레이터(204)의 출력전압이 레귤레이터 집적소자(201)에서 필요로하는 보조전원 전압이 되도록하는 방식을 채택하고 있다.
그러나, 이와 같은 방식에 있어서는, D권선에는 통상적으로 과잉의 V_{D^+}' 파고치가 발생하여 이를 시리즈 레귤레이터(204)에서 소비하게 된다.
이와 같이 종래의 다회로 스위칭 전원장치에 있어서는 제2 DC/DC 컨버터의 출력전압을 조정하기 위하여 오차 비교기내의 트리머 볼륨을 조정하는 경우 VS'의 파고치가 변화되고, 이에 연동하여 V_{D^+}'의 파고치도 변화되므로 안정화된 VD'를 얻을 수 없게 된다.
이를 감안하여, D권선의 정류 다이오드 대신 국부적인 시리즈 레귤레이터를 설치하고, 이에 대응되게 D권선의 수를 적당히 증가시켜 V_{D^+}'가 최소가 되는 경우에도 그 시리즈 레귤레이터의 출력전압이 레귤레이터 집적소자에서 필요로하는 보조전원 전압이 되도록하는 방식을 채택하고 있다.
그러나, 이와 같은 방식에 있어서는, D권선에는 통상적으로 과잉의 V_{D^+}' 파고치가 발생하여 이를 시리즈 레귤레이터에서 소비하게 되므로 효율이 저하되고, 부품의 코스트가 증가되는 문제점이 있었다.
따라서, 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 보조전원을 위해 국부적인 레귤레이터 등을 추가하지 않고도 안정된 보조전원을 확보할 수 있도록 하고, 보조전원을 위한 D권선의 특성의 제약이 불필요하며, 다전원 출력을 연속적으로 발생할 필요가 있는 경우에도 안정된 상태로 다전원 출력을 발생하는 다회로 스위칭 전원장치를 제공함에 있다.
도 1은 종래 기술에 의한 다회로 스위칭 전원장치의 블록도.
도 2는 종래 기술에 의한 다회로 스위칭 전원장치의 다른 예시 블록도.
도 3은 도 1에서 레귤레이터 집적소자를 상세 표현한 블록도.
도 4a는 도 1에서 기동동작에 관련된 히스테리시스 그래프.
도 4b는 도 1에서 기동동작의 파형도.
도 5a-5g는 도 1에서 각부의 동작 파형도.
도 6은 본 발명에 의한 다회로 스위칭 전원장치의 일실시 예시 블록도.
도 7a는 본 발명에 의한 기동동작1의 설명도.
도 7b는 본 발명에 의한 기동동작2의 설명도.
도 8a는 본 발명에 의한 기동동작3의 예시 회로도.
도 8b는 본 발명에 의한 기동동작3의 파형도.
도 9a는 본 발명에 의한 기동동작4의 예시 회로도.
도 9b는 본 발명에 의한 기동동작4의 파형도.
도 10a는 본 발명에 의한 기동동작5의 예시 회로도.
도 10b는 본 발명에 의한 기동동작5의 파형도.
***도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명***
100A : 제1 DC/DC컨버터 101,201 : 레귤레이터 집적소자
102,202 : 오차 비교기 103,203 : 포토커플러
200A : 제2 DC/DC컨버터
도 6은 본 발명의 목적을 달성하기 위한 다회로 스위칭 전원장치의 일실시 예시 블록도로서 이에 도시한 바와 같이, 소정 레벨의 직류 입력전압(Vin)을 목적한 레벨의 전압으로 변환하여 출력단으로 전달하기 위해 주권선(P),(S)을 구비하고, 내부의 제어회로에 구동전압을 공급하기 위해 보조전원용 권선(D)을 구비한 트랜스(T101)와; 상기 주권선(P)에 공급되는 전류를 단속하기 위한 트랜지스터(FET101)와; 출력단으로 부터 귀환되는 오차정보와 상기 트랜지스터(FET101)를 통해 흐르는 전류를 근거로 상기 트랜지스터(FET101)의 온,오프를 제어하는 레귤레이터 집적소자(101)와; 입력전압(Vin)을 콘덴서(C102)에 공급하는 기동저항(R101)과; 상기 권선(D)에서 출력되는 전압을 정류하여 상기 콘덴서(C102)에 공급하는 다이오드(D101)와; 상기의 경로를 통해 공급되는 전압을 충전하여 상기 레귤레이터 집적소자(101)를 구동시키기 위한 보조전원으로 공급하는 콘덴서(C102)와; 상기 트랜스(T101)의 권선(S)에 여기되는 전압을 정류 및 평활하여 출력전압(Vout1)으로 공급하는 다이오드(D102) 및 콘덴서(C103)와; 상기 출력전압(Vout1)을 안정화시키기 위하여 그 출력전압(Vout1)을 내부의 기준전압과 비교하여 그에 따른 오차값을 검출하는 오차 비교기(102)와; 상기 오차 비교기(102)에 의해 검출된 오차정보를 상기 레귤레이터 집적소자(101)측으로 귀환시키는 포토커플러(103)로 제1 DC/DC 컨버터(100A)를 구성하고, 상기 제1 DC/DC컨버터(100A)와 동일한 구성의 제2 DC/DC 컨버터(200A)를 병렬접속하여 출력전압(Vout2)을 발생하되, 그 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 트랜스(T201')에는 보조전원을 위한 권선(D)을 별도로 설치하지 않고, 상기 제1 DC/DC컨버터(100A)의 권선(D)에서 출력되는 전압을 공유하도록 구성한 것으로, 이와 같이 구성한 본 발명의 작용을 첨부한 도 6 내지 도 10을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 6의 회로는 제1 DC/DC 컨버터(100A)는 고정된 레벨의 출력전압(Vout1)을 발생하고, 제2 DC/DC 컨버터(200A)는 가변되는 출력전압(Vout2)을 발생하는 경우를 예로한 회로도이다. 상기 출력전압(Vout2)의 레벨은 오차 비교기(102)에 내장된 트리머 볼륨에 의해 설정된다.
상기 도 6에서, 두 개의 DC/DC 컨버터(100A),(200A)에 걸쳐 연결되는 전원선(L601)이 본 발명의 구체적인 예를 보인 것이다.
즉, 제1 DC/DC 컨버터(100A)의 D권선 단자를 분기하여 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 정류 다이오드(D201)의 애노드에 접속하였다. 이에 의해 제2 DC/DC 컨버터(200A)는 자신의 트랜스(T201')의 D권선에 의하지 않고 제1 DC/DC 컨버터(100A)로부터 안정화된 D권선 전압을 공급받아 기존의 문제점으로 대두된 효율의 저하와 코스트업이 개선된다. 물론 트랜스(T201')의 D권선은 불필요하게 되므로 이에 의한 원가절감도 가능하게 된다.
제1 DC/DC 컨버터(100A)에서 D권선에 전압파형이 생성되기까지는 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 정류 다이오드(D201)가 역바이어스되어 있기 때문에 전기적으로 분리된 상태가 되고, 이에 의해 기동동작은 종래 기술에서 단독으로 사용될때와 동일하게 된다.
상기 도 6에서 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 작용을 도 7a,7b를 참조하여 설명한다.
우선, 기동저항(R201)과 콘덴서(C202)는 레귤레이터 집적소자(201)에 기동전류를 공급하면서 그 콘덴서(C202)의 전압을 상승시켜가는 시정수(T2 = R201·C202))를 형성하는데, 도 7b에서와 같이 그 시정수(T2)의 값이 제1 DC/DC 컨버터(100A)의 시정수값(T1)보다 크면(빠르면) 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 레귤레이터 집적소자(201)의 전원에 기동과 정지를 반복하는 헌팅(hunting) 동작이 발생되므로 이를 회피하기 위하여 도 7b에서와 같이 대소관계를 설정하게 된다.
도 7a에서 보조전원 입력전압(VIN2)은 실선과 같은 경로로 기동된다.
0-e 사이: 자신의 기동저항(R201)으로 콘덴서(C202)를 충전하게 되며, 기동에 도달하지 못하는 구간.
e-f 사이: 제1 DC/DC 컨버터(100A)가 기동하여 D권선 전압이 공급되는 순간, 아직 기동되지 않는다.
f-g 사이: 기동저항(R201)에 의해 충전하게 되며, 목표로한 기동전압에 도달하게 된다.
g-h 사이: 동작상태가 되어 레귤레이터 집적소자(201)의 부하전류가 증가(30mA)하여 전압이 강하된다.
h 이후: 제1 DC/DC 컨버터(100A)로부터 공급되는 전압에 의해 정지할때까지 강하되지 않고 동작상태가 계속 유지된다.
즉, 제1 DC/DC 컨버터(100A)가 기동된 이후 제2 DC/DC 컨버터(200A)가 기동되어 동작상태가 유지된다는 것을 알 수 있다.
또한, 제1 DC/DC 컨버터(100A)가 어떠한 이유로 인하여 기동하지 못하는 경우에 대해 도 7a의 점선 경로를 따르게 된다.
0-i: 제1 DC/DC 컨버터(100A)로부터 전압이 공급되지 않고 제2 DC/DC 컨버터(200A)가 자신의 기동저항(R201)에 의해 비로서 기동하는 경우.
이 이후에는 도 7b에서와 같은 헌팅에 이르게 된다.
0-j: 마찬가지로 자신의 기동저항(R201)에 의해서만 충전하게 되지만, 레귤레이터 집적소자(201)의 기동전류에 흡수되어 목적한 기동전압 레벨에 도달하지 못하는 경우.
이 이후에는 제2 DC/DC 컨버터(200A)에 헌팅이 발생되지 않는다.
상기 0-i, 0-j의 2종류 경로는 기동저항(R201)과 콘덴서(C202)의 선정에 따라 선택이 가능하며, 제1 DC/DC 컨버터(100A)의 이상이 예상되는 경우 0-j를 선택하면 된다.
이상의 설명은 2개의 레귤레이터 집적소자(101),(201)가 동일 특성(기동전압 및 정지전압값이 동일)을 갖게 되어 기동 순서가 고정되는 경우에 대한 것이었으나, 다음으로는 생각할 수 있는 다른 예에 대하여 도 8 내지 도 10을 참조하여 설명한다.
도 8a-10a는 2개 회로의 보조전원의 결과를 개략적으로 표현한 것이고, 도 8b-10b는 기동 동작을 설명하기 위한 전압변화를 나타낸 것이다.
우선, 도 8a, 도 9a는 두 레귤레이터 집적소자(101),(201)의 사양이 다른 경우로서, 제1 DC/DC 컨버터(100A)의 레귤레이터 집적소자(101)에 대해 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 레귤레이터 집적소자(201)의 기동전압이 낮은 경우 도 8a를 선택하고, 반대의 경우 도 9a를 선택하게 된다.
이와 같이 본 발명에서는 두 레귤레이터 집적소자(101),(201)의 사양이 다른 경우에 대응할 수 있으며, 이를 위해 도 8a 및 도 9a에서와 같이 제1 DC/DC 컨버터(100A)에서 트랜스(T101)의 D권선에 중간탭을 설치하여 이로부터 적당한 전압을 얻을 수 있도록 하였다.
다음으로, 도 10a는 제1 DC/DC 컨버터(100A)와 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 기동을 거의 동시에 할 필요가 있는 경우에 대한 예시도로서, 제1 DC/DC 컨버터(100A)로부터의 공급전압을 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 기동전압 레벨 이상으로 하여 그 제2 DC/DC 컨버터(200A)내의 기동저항에 의하지 않고 기동과 동작을 계속하는데 적당하도록한 것이며, 이와 같은 경우 기존에 사용하던 기동저항 및 콘덴서도 불필요하게 된다.
이상의 설명에서와 같이 본 발명에서는 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 D권선전압이 안정화되어 있지 않은 경우에 유효한 대응책이라고 하는 것을 기본으로 하고 있지만, 보조전원의 안정화 여부에 관계없이 다전원 출력을 연속적으로 출력하는 등의 시스템화가 포함되어 있다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명은 제1 DC/DC컨버터의 D권선에서 출력되는 보조전원을 제2 DC/DC 컨버터의 보조전원으로 활용함으로써 안정적인 보조전원을 확보할 수 있게 되어 부품의 사용 효율이 향상됨과 아울러 원가가 절감되는 효과가 있다. 또한, 보조전원에 대한 D권선의 특성의 제약이 없어지므로 입출력전압이 가변되는 경우에 용이하게 대응할 수 있는 효과가 있다. 또한, 다전원 출력을 연속적으로 발생해야 하는 경우 자동적으로 그것이 설계에 포함되어 전원 시스템 전체의 안정성이 향상되는 등의 효과가 있다.

Claims (4)

  1. 직류 입력전압(Vin)을 목적한 레벨의 전압으로 변환하여 출력단으로 전달하기 위해 주권선(P),(S)을 구비하고, 내부의 구동전압을 공급하기 위해 보조전원용 권선(D)을 구비한 트랜스(T101)와; 상기 주권선(P)의 전류를 단속하기 위한 트랜지스터(FET101)와; 귀환되는 오차정보와 상기 트랜지스터(FET101)를 통해 흐르는 전류를 근거로 상기 트랜지스터(FET101)의 온,오프를 제어하는 레귤레이터 집적소자(101)와; 상기 입력전압(Vin)을 콘덴서(C102)에 공급하는 기동저항(R101)과; 상기 권선(D)에서 출력되는 전압을 정류하여 상기 콘덴서(C102)에 공급하는 다이오드(D101)와; 상기의 경로를 통해 공급되는 전압을 충전하여 상기 레귤레이터 집적소자(101)를 구동시키기 위한 보조전원으로 공급하는 콘덴서(C102)와; 상기 트랜스(T101)의 권선(S)에 여기되는 전압을 정류 및 평활하여 출력전압(Vout1)으로 공급하는 다이오드(D102) 및 콘덴서(C103)를 포함하여 제1 DC/DC 컨버터(100A)를 구성하고, 상기 제1 DC/DC컨버터(100A)와 입력전압(Vin)을 공유하여 출력전압(Vout2)을 발생하는 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 트랜스(T201')에는 보조전원을 공급하기 위한 권선(D)을 설치하지 않고, 상기 제1 DC/DC컨버터(100A)내 트랜스(T101)의 권선(D)에서 출력되는 전압을 공유하도록 구성한 것을 특징으로 하는 다회로 스위칭 전원장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 트랜스(T101)의 권선(D)에 중간탭을 설치하고 필요에 따라 그 중간탭의 출력전압을 제1 DC/DC 컨버터(100A)의 보조전원으로 공급하도록 구성한 것을 특징으로 하는 다회로 스위칭 전원장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 트랜스(T101)의 권선(D)에 중간탭을 설치하고 필요에 따라 그 중간탭의 출력전압을 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 보조전원으로 공급하도록 구성한 것을 특징으로 하는 다회로 스위칭 전원장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 트랜스(T101)의 권선(D)에서 출력되는 전압을 하나의 다이오드(D201)를 통해 직접 제2 DC/DC 컨버터(200A)의 레귤레이터 집적소자(201)에 공급하도록 구성한 것을 특징으로 하는 다회로 스위칭 전원장치.
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