KR100273071B1 - 신호 코딩 방법 및 아날로그 신호 변조 방법 - Google Patents

신호 코딩 방법 및 아날로그 신호 변조 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100273071B1
KR100273071B1 KR1019920003858A KR920003858A KR100273071B1 KR 100273071 B1 KR100273071 B1 KR 100273071B1 KR 1019920003858 A KR1019920003858 A KR 1019920003858A KR 920003858 A KR920003858 A KR 920003858A KR 100273071 B1 KR100273071 B1 KR 100273071B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
band
coding
band signals
signals
Prior art date
Application number
KR1019920003858A
Other languages
English (en)
Other versions
KR920019190A (ko
Inventor
삼파쓰 자인안트 누게하리
제임스 새프레넥 로버트
Original Assignee
죤 제이. 키세인
에이 티 앤드 티 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 죤 제이. 키세인, 에이 티 앤드 티 코포레이션 filed Critical 죤 제이. 키세인
Publication of KR920019190A publication Critical patent/KR920019190A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100273071B1 publication Critical patent/KR100273071B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/66—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission
    • H04B1/667—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for reducing bandwidth of signals; for improving efficiency of transmission using a division in frequency subbands
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/12—Systems in which the television signal is transmitted via one channel or a plurality of parallel channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the television signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
    • H04N19/60—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using transform coding
    • H04N19/61—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using transform coding in combination with predictive coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
    • H04N19/60—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using transform coding
    • H04N19/63—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using transform coding using sub-band based transform, e.g. wavelets
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
    • H04N19/10—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using adaptive coding
    • H04N19/102—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using adaptive coding characterised by the element, parameter or selection affected or controlled by the adaptive coding
    • H04N19/115—Selection of the code volume for a coding unit prior to coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
    • H04N19/10—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using adaptive coding
    • H04N19/134—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals using adaptive coding characterised by the element, parameter or criterion affecting or controlling the adaptive coding
    • H04N19/146—Data rate or code amount at the encoder output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
  • Image Processing (AREA)
  • Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

신호 압축은 임의의 주파수 대역을 인코드하는지 아닌지, 전체 주파수 대역을 얼마나 양호하게 인코드하는지의 여부에 대한 단순 결정을 통해 달성된다. 입력 신호 및 미리 선택된 모델을 기초로 하여, “최소 감지가능 차이”(jnd) 잡음 스펙트럼이 계산된다. 상기 스펙트럼은 입력 신호 주파수 대역의 선정된 수를 선택하기 위한 결정에 사용되는 선택기에 인가된다. 선택된 대역은 동일 대역에서 jnd 에너지에 대해 가장 큰 에너지를 갖는 대역이다. 각 선택된 대역은 인코드되며 수신기로 전송된다. 아날로그 구현 및 디지털 구현이 가능해진다.

Description

신호 코딩 방법 및 아날로그 신호 변조 방법
제1도는 신호 존재시에 거의 지각되지 않은 잡음의 스펙트럼 및 신호의 스펙트럼의 도시도.
제2도는 본 발명의 원리에 따른 코더 및 전송기의 구조를 나타내는 도시도.
제3도는 제2도의 선택기(120)의 구조를 상세히 나타내는 도시도.
제4도는 선택기(120)에 사용되는 스위치의 개략적인 다이어그램을 나타내는 도시도.
제5도는 제2도의 코더/전송기에 의해 발생되는 신호에 적합한 디코더 및 수신기의 구조를 나타내는 도시도.
제6도는 비디오 신호 환경에서 jnd(just noticeable difference) 값을 발생하는 한 실시예를 나타내는 도시도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
100 : 필터 뱅크 105 : 레지스터
130 : 역변환 회로 140,141 : 병렬 직렬 레지스터
150 : 저역 통과 필터
[발명의 배경]
본 발명은 신호 처리 방법, 특히 효율적 전송 및 저장을 위한 신호 인코딩 방법에 관한 것이다.
전송을 위한 신호 처리는, 입력 신호의 샘플링, 샘플의 양자화 및 양자화된 샘플을 표시하는 한 세트의 코드를 발생하는 단계들을 포함한다. 대상이 되는 대부분의 신호들(예컨대, 음성이나 비디오 신호 등)은 서로 연관성이 높은데, 이것은 신호가 예측 가능 성분과 예측 불허 성분으로 되어 있다고 볼 수 있다. 코딩 압축은 실질적으로 예측 불허 성분만을 인코딩함으로서 달성된다. 또한, 이들 신호는 수신되어 인간에 의해 지각되도록 되어 있기 때문에, 수신된 정보의 인간이 지각에 관한 개념은 이러한 신호의 코딩 및 그 결과, 전송된 신호의 레이트를 한층 더 압축하는데 사용되어 왔다.
음성과 비디오 신호에 관련하여, 본 발명에 가장 밀접하게 관련되어 있는 종래의 코딩 기술에는 변환 코딩 및 선형 예측 코딩이 있다.
변환 코딩을 이용한 통신 시스템에서는, 신호는 세그먼트들로 분할된다. 세그먼트들은 샘플되고, 세그먼트 샘플들은 한 세트의 주파수 영역 변환 계수로 변환된다. 이후 계수 신호는 양자화되어, 전송 채널로 전송된다. 잡음 지각 특성을 고려한 시스템에서는 계수에서 적용된 양자화 모드가 신호특성과 최종 양자 잡음의 수신 감도에 좌우되어서, 코딩 효율이 개선된다. 이러한 고려에는 사용가능한 제한된 대역폭이 중합(super imposed)되어진다. 비트 할당은 이용 가능 대역폭을 조정하는 한 방식이다. 이러한 방식에 있어서, 비트들은 일정한 대역폭을 달성하려는 방식으로 변환 계수의 인코딩에 할당된다. 변환 코딩의 예로는, 미국 특허 제4,949,383호, 미국 특허 제4,184,049호, J.D. Johnston에 의한 논문 “Transform Coding of Audio Signals Using Perceptual Noise Criteria”, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 6, No.2., 1988년 2월 등이 있다.
음성 환경에서의 선형 예측 코딩 방법은 1960년대 중반으로 거슬러 올라간다. B.S Atal과 M.R. Schoeder의 논문, “Predictive Coding of Speech Signals”, Proceeding of the 1967 Conference on Communications and Processing, Cambridge, MA, pp 360-361에서는 그러한 예를 열거하고 있다. 후에, 예측 코딩 기술은 잡음을 지각하는데 제한이 있음을 고려하여 개선될 수 있음을 알게 되었다. 예컨대, M.R. Schoeder과 B.S. Atal 및 J.L. Hall의 논문 “Optimizing Digital Speech Coders by Exploiting Masking Properties of the Human Ear”, Journal of the Acoustical Society of America, 1979년 12월, pp1647-1652에서는 인간 청각의 지각 특성을 고려함으로써 생기는 이점에 관해 기술하고 있다.
잡음의 지각을 고려한 선형 예측 코딩(LPC)에 있어서, 신호 세그먼트는 이력 정보(historical information)에서 예측되고, 에러 신호는 실제 신호에서 예측 신호를 감산함으로서 도출된다. 에러 신호는 통상 변형되고, 잡음 지각 주파수 감지 기능에 의해 가중되어 변경된(또는 수정된) 변환을 야기시킨다. 변경된(modified) 변환은 인코드되어 수신기로 전송된다.
비디오 신호의 영역에서는 상황이 동일하다. 예컨대, 서브 밴드 코딩은 J. Woods와 S.D.O´Neil에 의한 “Sub-Band Coding of Images”, IEEE ASSP, Vol 34, No. 5. 1986년 10월, pp 1278-1288에 의한 바와 같이 영상 신호에 적용되었다. Woods 등에 의해 제안된 장치는 영상을 2차원 주파수 대역으로 분할하고, 각 대역의 신호를 DPCM를 통해 압축한다. 실제로는 2차원 주파수 대역은 영상을 형상을 형성하는 2개의 차원에서 신호 가변성을 측정한다. 비디오의 벡터 양자화에 대해서는 예를 들어 P.H. Westerink 등에 의한 “Sub-Band Coding of Images Using Vector Quantization”, Proc. of Seventh Benelux Information Theory Symposium, pp. 143-150, 1986년; 및 C.W. Rutledge에게 1989년 3월 7일자로 허여된 미국 특허 공보 제4,811,112호에 개시되어 있다. “human visual system”(HVS) 특성에 관해서는, K.N. Ngan 등에 의한 논문 “Consine Transform Coding Incorporating Human Visual System Model”, SPIE VOL 707, Visual Communications and Image Processing(1986) pp.165-171에 개시되어 있다. Ngan 등에 의한 시스템은 기본적으로 HVS 기능에 따라 소스 정보에 대한 2차원 코사인 변환을 행하고 그 도출된 계수들을 가중한다. 그리고 가중된 계수는 양자화되고, 코드화되며, 전송 매체에 인가되기 전에 버퍼에 인가된다. 소정의 전체 비트 속도를 확립하기 위해, 버퍼 충만 표시는 양자화기로 궤환되어서 양자화기에 의해 발생되는 비트의 수를 제어한다. 최근에는 J.D. Johnston과 R.J. Safranek에 의해 1989년 5월 4일자로 출원되어 계류중인 미국 특허출원 제07/350435호에는 서브 밴드 분석 방법에 관해 기술하고 있으며, 상기 공보에는 생성되는 양자화 잡음량이 지각 가능 한계치에 근사하지만 상기 한계치 이하가 되도록 각각의 화소(또는 픽셀)에 대한 양자화 방식이 적합하게 된다. 양자화 잡음을 지각 가능치 이하로 유지하면서 양자화 잡음을 증대시킴으로써 신호의 보다 고도의 압축이 달성된다.
상술된 코딩 방식은 샘플링되어 양자화된 신호에 따라 동작한다. 보다 더 압축된 코드를 달성하기 위해, 종래의 방식은 통상적으로 신호를 주파수 영역으로 변환한 후에, 이 영역에서 동작한다. 고정 대역폭인 경우에, 종래의 방식은 전체 주파수 성분 또는 미리 지정된 수의 주파수 성분에 대해 가능한 한 양호하게 동작하도록 서로 다른 주파수 성분들 간에 사용가능한 비트를 할당한다 즉, 주파수 계수들을 얼마나 양호하게 인코드하는지 즉 그 주파수 성분들을 최초로 인코드하는지의 여부가 판정된다. 그 결과는 필요한 것보다 더 복잡한 엔코딩 방식이고 총 비트 레이트가 제한되는 경우에 지각적으로 최적이 된다.
[발명의 개요]
본 발명의 기본 원리는 임의의 주파수 대역들(예컨대, 5개)의 인코딩 여부, 즉 전체 주파수 대역들이나 소정 수의 주파수 대역들을 얼마나 양호하게 인코딩하는 가의 여부에 대한 간단한 결정을 통해 양호한 성능을 실현하는데 있다. 아날로그 신호가 기저대 주파수 스펙트럼을 갖고, 상기 신호의 주파수 스펙트럼에 대응하는 “최소 감지가능 차이(just noticeable difference, 이하 jnd라 한다)” 잡음 스펙트럼이 존재하는 것을 인식할 때, jnd 스펙트럼 아래의 신호 주파수 대역들은 전혀 지각되지 않기 때문에 그러한 주파수 대역들을 전송할 필요가 없다. 또한 이용 가능 대역폭이 한계가 있는 경우, jnd 스펙트럼을 가장 초과하는 신호 주파수 대역들만의 전송이 집중한다. 본 발명의 원리에 따르면 jnd 스펙트럼은 인코드될 신호의 다수의 주파수 대역들을 선택하는 판정 회로에 인가된다. 각각 선택된 대역은 인코드되어 수신기로 전송된다.
예를 들면, 한 실시예에서, 아날로그 입력 신호는 실제로는 대역 통과 필터의 뱅크인 변환 회로를 통해 대역들로 분할된다. 각 대역내에서의 jnd 레벨이 평가되고 지수 신호는 대역내의 jnd 신호에 의해 분할되는, 대역에서의 입력 신호에 대응하는 각 대역에 대해 발생된다. 선택 회로는 가장 큰 지수를 갖는 n개 대역을 식별하며, 아날로그 신호 전송이 요구될 때, 역변환은 인접한 스펙트럼을 갖는 기저대를 형성하기 위해 변조되는 n개 아날로그 신호를 발생한다. 그리고 기저대 신호는 캐리어상에 직접 변조된다. 디지탈 전송이 양호할 때, 상기 선택의 출력은 포맷되어 전송 매체에 인가된다.
[양호한 실시예의 설명]
대역 제한 시간 변화 신호는 유한 주파수 스펙트럼에 의해 표시될 수 있다. 일반적으로 스펙트럼은 대역내에서 매우 재그(jagged)된다. 왜냐하면 정보운반 신호는 주파수의 전체 스펙트럼을 일반적으로 포함하고 있지 않기 때문이다. 신호 대역을 고려하는 경우 평균화의 유형이 생기며 이러한 신호의 스펙트럼이 재그되므로, 그것은 제1도의 곡선(10)(문자 S로 표시됨)에 의해 도시된 형태와 같은 윤곽선을 가질 수 있다. 곡선(10)은 예를 들면, 음성 신호를 표시한다. 잡음 신호(오디오 신호일 때는 잡음과 같은 소리가 나는 잡음 신호, 또는 비디오 신호일 때는 소금과 후추가루를 혼합한 모양으로 보이는 잡음 신호)는 통상적으로 가능한 전체 주파수 성분을 포함하며, 주파수에 따라 매우 느리게 변화하는 주파수 스펙트럼을 가진다. 평탄한 스펙트럼 윤곽선은 통상 “화이트 잡음”으로 언급된다.
연구자는 잡음 신호가 대부분의사람들에 의해 지각되지 않은 임계값이 존재함을 확립하였다. 상기 임계값은 주파수에 따라 변화한다. 마스킹 특성 때문에, 상기 임계값은 또한 잡음 신호가 있을 경우에 존재하는 정보 신호의 스펙트럼에 따라 변화한다. 이러한 마스킹 현상은 비전문가도 알고 있다. 블랭크 벽(blank wall)의 영상에서 잡음과 같은 형태의 아티팩트가 쉽게 검출되는 반면에 정글(jungle)의 영상에서 동일한 아티팩트는 검출되지 않는다.
정보 신호에 대한 검출할 수 있는 잡음의 정확한 관계는 본 발명의 원리에 중요한 것은 아니므로, 단지 예로서만 제1도에 그 관계가 도시되어 있다. jnd로 표시된 제1도의 곡선(20)은 곡선(10)에 의해 표시되는 음성 신호에 대하여 주파수의 함수로서 잡음 임계값이 변화를 도시한다(jnd 스펙트럼), 제1도의 D는 지각된 잡음 임계값과 음성 신호 사이의 에너지 차이를 표시한다. 실제로 제1도 그래프의 좌표는 로그 스케일(log scale)을 가진다. 그래서 표시된 신호 차 D는 실제로는 지수 S/jnd의 로그이다.
상술된 바와 같이, jnd 스펙트럼은 수정된 스펙트럼의 코딩 이전에 S의 주파수 계수들을 변경(또는 수정)하거나 가중하는 수단으로써 단순히 종래 기술에서 사용되고 있다. 비트 할당 및/또는 양자화 모드 제어(신호를 양자화하는데 사용되는 비트 수를 제어)를 통하여 기술자는 수정된 주파수 계수를 인코딩할 때 가장 양호한 작업이 되도록 시도한다.
대조적으로, 본 발명의 원리에 따라서, jnd 스펙트럼은 주파수 대역을 인코드하는지 안하는지의 여부, 즉 어떻게 인코드할 것인지의 여부를 결정한다. 부가적으로 본 발명의 인코딩은 일정하게 지각된 양질의 인코딩 처리를 달성하는데 적합하다.
본 발명의 원리에 따라, 인코드될 신호의 스펙트럼은 N개 주파수 대역으로 분할되며, jnd 스펙트럼은 계산되고 N개 대역의 n 출력을 선택하는 결정 수단에 인가된다. N 및 n은 설계자의 제어 하에 있는 매개변수이다. 그 결과적인 압축비는 N/n이며, 이것은 소정의 N에 대해 더 작은 값 n이 보다 더 큰 레벨의 압축을 가능하게 한다는 것을 의미한다. 물론, 더 큰 레벨의 압축으로 인해 전송 매체에 접속되는 수신기에서 충실도가 낮아지게 된다. 주어진 비율 n/N에 대하여, 유지되는 에너지의 비율은 더 큰 값의 N의 경우보다 높다(미세하고 보다 양호한 선택은 신호 스펙트럼의 피크로 이루어진다). 한편, N값은 설계자가 지정하는 하드웨어의 양에 의해 제한될 수 있다.
본 발명의 원리는 아날로그 회로(또는 적어도 아날로그 회로 및 소정의 스위칭, 또는 샘플링)에 의해 구현되지만, 디지탈 구현이 오늘날의 설계에 있어 우세한 추세인 점을 인식하여, 하기에서 디지탈 실시예에 대해 기술한다.
제2도에서, 입력 신호는 일련의 샘플들이라 추정한다. 상기 입력 신호는 직병렬 레지스터(105)를 통하여 분석 필터 뱅크(100)에 인가된다. 필터 뱅크(100)는 레지스터(105)에서 전체 N개 샘플의 안착과 함께 입력 신호 샘플의 세트를 수신하고, 그로부터 N개 주파수 계수를 발생한다. 필터 뱅크(100)는, 코사인 변환회로, 일반화된 사분원 미러 필터(GQMF)등의 여러 방법으로 실현될 수 있다. 예를 들면, J. Makhoul에 의한
“A Fast Cosine Transform in One and Two Dimensions”, IEEE Trans. Acoustics, Speech and Signal Processing, C.ASSP-28, No. 1. 1980년 2월, pp27-34, 및 R.V. Cox에 의한 “The Design of Uniformly and Noununiformly Spaced Pseudo Quadrature Mirror Filters”, IEEE Trans. ASSP, Vol. ASSP-34, No. 5. 1986년 10월, pp. 1090-1096를 참조한다.
필터 뱅크(100)의 출력은 지각 모델 블럭(101)에 인가된다. 블럭(110)의 기능은 제1도의 jnd 대역 신호를 발생하는 것이다. 상기 신호가 발생되는 방식은 엄밀하게는 선택된 지각 모델의 기능이며, 실제로는 제2도가 필터 뱅크(100)의 출력에 응답하는 블럭(110)을 도시하지만 몇몇 지각 모델은, 뱅크(100)의 출력을 블럭(110)에 접속하는 대신에, 또는 그 이외에 뱅크(100)로의 입력 및 블럭(110)으로의 입력 사이의 접속을 요구할 수도 있다.
잡음에 대한 지각 감도의 개념은 다수의 연구자들에 의해 연구되었다. 예를 들면, R.P. Hellmans에 의한 “Asymmetry of masking between noise and tone”. Percept. and Psychophys., Vol. 11, 1972년, pp. 241-246을 참조한다. 매유 유익한 또다른 논문으로는, J.D. Johnston에 의한 “Transform Coding of Audio Signals Using Perceptual Noise Criteria”, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol 6, No. 2, 1988년 2월, pp 314-323를 참조한다. 이러한 정보에 기초할 때, 1989년 10월 19일자로 출원된 것으로 발명의 명칭이 “오디오 신호의 지각 코딩”인 계류중인 출원번호 제07/423,088호에는, 임계값을 발생하는 수단, 즉 지각 모델(110)을 포함하는 하나의 실제 코더 설계예가 개시되어 있다. 상기 출원 명세서의 기술은 참조 문헌으로서 본원에 포함된다. 그러나, 완전을 기하기 위해, 본원에 FORTRAN 프로그램이 포함되어 있으며 하기에서 요약 설명되고, 상기 프로그램은 본 명세서에 참조문헌으로 포함된 상기 출원 명세서에 의해 시사되어 있는 바와 같이 지각 코더(110)의 출력을 발생한다. FORTRAN 프로그램을 이해하기 위한 유용한 참조 문헌으로는 1988년 7월 Alliant Computer Systems Corp.의 FX/FORTRAN 프로그래머용 핸드북이 있다. 표 1 및 2는 사용된 절대 임계값 및 대역 정의 등과 같은 리스트 1의 프로그램예와 관련하여 사용되는 상수들의 리스트이다.
상기 프로그램은 기본적으로 “strt”루틴 및 “calcthri”루틴을 포함한다. “strt”루틴은 여러 매개 변수를 계산하도록 최초에 호출된다. 그후 “calcthri”루틴이 샘플된 데이타와 모든 새로운 블럭에 따라 호출되어, “ratio”로 표시된 출력 세트를 발생시킨다. 상기 출력 세트는 다르게 규정된 주파수 대역에 대한 비율 S/jnd를 나타내며, 제2도에 도시된 분리 분할기(divider)의 필요성을 제거한다. “ratio”을 발생시키는 리스트 최종 단계는 분배이며(예상되는 바와 같이), 이러한 분배는 시간을 소비하고, 보다 양호한 실현은 제2도에 도시된 바와 같이 하드웨어 분할기를 사용한다.
상기 기술된 바와 같이, 본원에 포함된 FORTRAN 프로그램은 잡음 지각에 대한 감도의 측정치 S/jnd를 계산한다. 또한, [(S-jnd)2/jnd], [｜S-jnd｜/jnd], 또는 상기기술된 것중 임의의 로그법 등과 같은 다른 측정이 이용될 수도 있다.
제2도는 상기 제안된 바와 같이 하드웨어 분할기에 의해 실현되는 비율 S/jnd의 실시예를 도시한다. 그러므로, 제2도에서, 필터 뱅크(100)의 출력에서의 계수 i(i=1, 2, ..., N)의 신호(즉, 신호 Si)는, 계수 i에 대응하는 블럭(110)의 jnd 출력(즉, 신호 jndi)에 의해 회로(111-i)에서 분할되고, 그것에 의해 지수 신호 qi를 발생한다. 회로(111-i)는 지수 신호를 발생하는 판독 전용 룩업 테이블(lookup table)과 동일하다. 8비트 Si 및 8비트 jndi인 경우에, 각 룩업 테이블은 단순히 216메모리이다(만약 시간이 허용된다면, 단일 메모리는 공유될 수 있다). 각 분할 호로의 출력 및 그것의 연관된 Si 신호는 선택 회로(120)에 인가된다. 각 신호의 식별자 i는 회로(120)에 인가되며, 상기 회로(120)는 N개의 트리프리트(triplet) 신호를 수신하며, 그것의 기능은 n개 가장 큰 지수 신호 qi에 연관되는 n개 신호 Si( 및 그들의 식별자)를 선택하는 것이다. 상기 식별자 정보는 일반적으로 “사이드 정보”로 언급된다. 이후 명백히 기술되는 바와 같이, 상기 정보는 수신기로 전송되어야 한다.
디지탈 환경에서, 선택기(120) 및 그들의 식별자에 의해 선택된 신호는 포맷터(formatter)(125)에서 포맷되어 원격 수신기로 전송된다. 이것은 “디지탈”로 표시된 라인에 의해 제2도에 도시된다. 상기 포맷팅은 다수의 방법으로 행할 수 있다. 한 방법은 패킷 형태로 정보를 전송하는 것이다. 즉, 각 신호 식별자는 헤더 필드에 위치하며, 대응 계수 신호는 즉각적으로 다음 데이타 필드에 위치된다.
그러나, 아날로그 전송 매체를 사용하는 것이 바람직한 상황이 있다. 이러한 경우, 선택기(120)에 의해 선택된 계수를, 시스템에 의해 달성된 압축을 반영하는 대역폭을 갖는 협대역 아날로그 신호로 변환시키는 것이 바람직하다.
후자는, 역 변환 회로(130), 병렬 직렬 레지스터쌍(140, 141), 저역 통과 필터(150) 및 포맷터(126)를 갖는 제2도의 회로에서 달성된다. 가장 이점이 되는 것으로, 역 변환 회로(130)는 N개 입력들이 세트들보다도 오히려 n개 입력의 세트에만 응답해야 하는 것을 제외하면, 뱅크(100)의 변환 회로를 실현시키기 위해 사용되는 형태이다. 상기 변환 회로는 시간 샘플에 대응하는 n개 신호를 발생한다. 이러한 시간 샘플은 레지스터(140)를 통해 직렬로 시프트아웃되어 저역 통과 필터(150)에 의해 고주파수 성분을 제거하도록 필터된다. 물론, 레지스터(140)의 클럭은 레지스터(105)의 클럭보다 N/n배 더 느리다. 발생된 기저대 아날로그 신호는 전송에 대비하여 캐리어상에 변조되는 포맷터(126)에 인가된다. 동시에, 사이드 정보는 예를 들어 전송에 대비하여 캐리어상에 변조되는 제2아날로그 신호를 발생하도록 펄스 진폭 변조를 통해 인코드하는 레지스터(141)를 통해 포맷터(126)로 시프트아웃된다. 아날로그 전송은 “아날로그”로 표시된 라인으로 제2도에 도시된다. 물론, 두 모드(아날로그 또는 디지탈 전송)중 하나가 사용되는 것을 예상할 수 있다. 단지 예로서 제2도에 단지 두 경우만 도시된다.
제3도는 선택 회로(120)의 한 실시예를 도시한다. 그것은 배처 네트워크(Batcher network)를 기초로 한다. 예를 들면, 1969년 2월 18일 특허된 미국 특허 제3,428,946호를 참조한다. 상기특허에서, 배처는 4개의 입력과 8개의 입력의 임의 배열된 세트를 소트(sort)하는 방법을 개시하고 있다. 배처는 또한, 단일 소트된 스퀀스로 두 비토닉(bitonic) 시퀀스를 일체화(또는 결합)하는 방법을 기술한다. 이러한 기술을 직접 적용하면, 제3도는 4개의 4입력 소트 회로망(127)와 두개의 비토닉 일체 회로망(128)을 포함한다. 그것들은 상위 8개의 입력이 소트 키(qi 값)에서 감소하고, 하위 8개의 입력이 소트 키에서 상승하는 길이(16)의 시퀀스의 비토닉을 형성하도록 배열된다. 이러한 네트워크는 이하 기술되는 스위치(125)를 사용하여 배처의 기술에 따라 구성된다. 회로망(128)에 의해 발생된 비토닉 시퀀스는 수정된 비토닉 일체 회로망(129)에 인가된다. 스테이지 수 log2M(M는 회로망의 입력 수)를 포함하는 비토닉 일체 회로망(128)과 달리, 일체 회로망(129)에서의 스테이지 수는 log2(M/n)이다. 제3도에서, n=4, M=n=16의 경우, 스테이지 수는 log2(16/4) 또는 2이다. 또한, 다수의 출력이 사용되지 않기 때문에, 일체 회로망(129)내에서 각 스위치(125)는 회로망(127, 128)내의 스위치(125)의 캐노익(canonic) 설계와 비교하여 단순화될 수 있다.
스위치(125)의 구조는 제4도에 도시된다. 각 스위칭 블럭(125)은 두 입력 계수 신호 Sm 및 Sn, 2개의 대응 지수 신호 qm 및 qn, 신호 식별자 값 m 및 n을 수신한다. 각 스위칭 블럭(125)의 기능은 지수 신호가 더 큰가를 확인하며, 상기 지수 신호, 그것의 대응 계수 신호 및 식별자 값을 각각의 3개 스위치 소자의 두 출력중 선택된 하나로 루틴시키는 것이다. 이것은 지수 신호에 응답하는 감산기(121)와, 감산기(121)의 출력에 응답하는 3개의 “이중폴 이중드로우(double pole-double throw)” 스위치 소자(122, 123, 124)에 의해 달성된다. 스위치(122)는 지수 신호를 루틴하며, 스위치(123)는 계수 신호를 루틴하며, 스위치(124)는 식별자 값을 루틴한다. 선택기(120)의 최종 단계에서, 지수 신호는 루틴될 필요가 없음을 유의한다. 왜냐하면 더 이상의 결정이 이루어지지 않기 때문이다. 또한 log2N/n의 스테이지가 회로망(129)에 사용될 때, 회로망의 n개 출력은 명령받지 않으며, 단지 가장 큰 지수 신호를 갖는 신호에 대응하는 출력이 되도록 보장한다.
또한, 회로(120)의 선택 처리의 타이밍은 제어되어야 한다. 예를 들면, 회로(120)가 다른 선택을 너무 자주 행하게 하는 것은 유용하지 않다. 각각의 선택은 수신기로 전송될 그리고 오버헤드가 최소로 유지될 사이드 정보의 새로운 세트를 제공한다. 그러므로, 선택 회로(120)는 각각의 선택을 포획 및 저장하기 위해 사용도는 회로망(129)의 출력에서 레지스터(126)를 포함한다. 문제는 레지스터(126)의 클럭에 적용하는 방식이 무슨 방식인가 하는 것이다. 가장 단순한 방법은 일정한 클럭을 사용하는 것이다. 이것은 사이드 정보에 일정한 대역폭을 제공한다. 상기 클럭은 입력 신호의 샘플링 클럭의 N배이며, 또는 입력 신호의 샘플링 클럭의 KN배일 수 있다. 여기서, K는 정수이다. 제3의 또다른 방법은 작은 값의 K(아마도 K=1)를 사용하며, 클럭의 발생시마다, 충분한 이득에 의해 선택이 변화되는지의 여부에 대해 결정한다. 이것은 비선택된 지수 신호에 대한 선택된 지수 신호의 비율을 측정하는 종래의 회로망(제3도에 도시되지 않음)에서 행해질 수 있다. 선택기(120)의 입력에서의 선택 비율 대 선택기(120)의 출력에서의 비율을 비교함으로써, 선택에서의 변화를 허용하느냐의 여부에 대한 결정이 측량된 비율의 차이를 기초로 하여 이루어질 수 있다.
제5도는 제2도의 전송기의 디지탈 전송 방법에 따르는 수신기를 도시한다. 수신기는 주파수에 의해 실질적으로 소트되지 않는 n개 패킷의 세트를 수신하므로, 입력 신호는, 직렬 형태로 각 패킷을 유지하면서 병렬로 n개 패킷을 소터(210)에 인가하는 직렬 병렬 커버터(200)에 인가된다. 소터(210)가 헤더 필드에 기초한 입력 신호를 소트하여, 주파수 계수를 식별한다. 소트된 출력은 확장기 회로망의 적절한 출력에 신호를 루틴시키는 확장기 회로망(220)에 인가된다. 소터(210)는 소팅이 식별자 i로 키(keyed)되고 지수 신호 qi에 대해서는 키되지 않는 것을 제외하면, 상기 기술된 바와 같은 배처 회로망일 수 있다. 확장기 회로망(220)은 예를 들어 1985년 5월 7일 A. Huang 및 S.C. Knauer에게 특허된 미국 특허 제4,516,238호에 기술된 셔플(shuffle) 교환 회로망일 수도 있다.
선택 회로(120)에 의해 수행되는 선택 처리는 주파수 대역의 선택 및 선택된 주파수 대역의 기저대로 다운스프팅과 동등하다. 소터(210)의 동작은 선택된 대역의 소팅이며, 확장기(220)의 동작은 적절한 곳으로의 소트된 주파수 대역의 업시프팅과 동등하다.
확장기(220)의 출력 신호는 역 변환 회로(230)에 인가된다. 회로(230)는 n개 입력보다 N개 입력(그들중 n만이 제로가 아님)에 응답하는 것을 제외하면, 회로(130)와 동일하다. 역 변환 회로(230)의 N개 출력은 병렬 직렬 레지스터(240)를 통해 직렬로, 시프트아웃되고 최종 재구성된 신호를 발생하도록 저역 통과 필터(250)를 통해 필터된다.
간결성을 위해 상기 기술된 내용은 음성 등과 같은 “일차원”신호에 대해 집중적으로 기술되었다. 그러나 본 발명의 원리는 더 높은 차원의 신호에도 잘 적용된다는 것을 쉽게 이해할 수 있다. 비디오 신호에 있어서, 예를 들면(2차원적이라고 생각할 수 있다), 필요로 하는 변화는 필터 뱅크(100), 역 변환 회로(130, 230), 및 지각 모델 회로(110)에서 이루어진다. 비디오 신호의 이차원적 양태에 관련한 수정예로는 상기 언급된 출원 제07/350435호에 기술되어 있다. 지각 모델 및 이차원 변환 처리에 대해 기술한다.
또다시, 간결성을 위해, 비디오 환경에서 지각 모델(100)에 대한 한 실시예에 대해 하기에서 개략적으로 기술하기로 한다. 제6도에서, N개 입력이 필터 뱅크(100)로부터 수신된다. 상기 입력중 하나는 프레임의 이차원 “dc 값”이 발견되는 대역을 표시한다. dc 값 대역이외의 전체 대역은 룩업 테이블(301)에 제공된다. 룩업 테이블 각각은 대역에서 파워의 가중치 측정치를 발생한다. 즉, 각 룩업 테이블은 kiS2i의 값을 발생한다. ki는 i의 다양한 값에 대해 다를 수도 있다. 계산되어 가중된 파워 측정치는 상기 주파수 대역에서 영상의 가시적 “텍스처(texture)”의 평가를 표시한다. 가산기(302)는 전체 텍스처 평가를 발생하기 위해 N-1 테이블(301)의 “텍스처” 출력을 합산한다. 상기 평가는 가산기(302)의 파워 영역 출력을 진폭 영역 마스킹 임계값으로 변환시키는 룩업 테이블(303)에 인가된다. 테이블(303)내의 맵핑 함수는 로그형 함수이며, 테이블(303)의 출력에서 동적 범위를 감소시킨다. 광도 수정이 룩업 테이블(304)에 도입되어 “dc 값”대역에 의해 테이블(303)로부터의 입력이 배가된다. 마지막으로, 룩업 테이블(305)은 상수들의 세트에 의해 테이블(304)에 의해 발생된 마스킹 임계값을 승산한다. 여기서, 각 상수는 각 주파수 대역에서 휴먼 시각 시스템의 잡음 감도에 관계된다.
그러므로, 발생된 N개 출력은 지각 모델(100)에 의해 제2도의 분할기(111)에 인가되는 출력의 세트를 형성한다.
비디오 신호 프레임의 시간 연속 또는 3차원 토포그래피컬 맵 등의 3차원 경우로의 확장은 그 확장이 일차원으로부터 이차원으로 되는 공지된 원리에 따라서 직접 행해진다.
[표 1]
[표 2]

Claims (16)

  1. 물리적, 전기적 신호를 코딩하는 방법에 있어서, 상기 전기적 신호를 장치 포트(apparatus port)에서 수신하는 단계와, 상기 신호를 대역 신호들로 분할하는 단계로서, 각각의 대역 신호는 주파수 대역을 점유하며 상기 대역 신호들의 집합(collection)은 상기 신호에 상응하는 상기 분할 단계와, 상기 대역 신호들 각각의 에너지 레벨을 상기 대역 신호들 각각의 주파수 대역에 대해 지정된 잡음 측정치와 비교하는 단계와, 상기 주파수 대역에 대한 소정의 잡음 측정치에 대해 가장 높은 에너지를 갖는 N개의 대역 신호들을 선택하는 단계와, 상기 선택된 대역 신호들을 코딩하는 단계와, 상기의 코딩된 대역 신호들의 총계(aggregate)에 상응하는 물리적, 전기적 신호를 상기 장치의 출력 포트에 전달하는 단계를 포함하는 신호 코딩 방법.
  2. 제1항에 있어서, 주파수 대역의 상기 소정의 잡음 측정치는 상기 주파수 대역에서의 잡음의 지각(perception)에 관계하는 신호 코딩 방법.
  3. 제1항에 있어서, 주파수 대역의 상기 소정의 잡음 측정기는 상기 주파수 대역에서의 최소감지가능 잡음(just noticeable noise)의 에너지 레벨에 관계되는 신호 코딩 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 신호는 아날로그 신호이며, 상기 분할 단계는 아날로그 대역 신호들을 나타나게 하고, 상기 코딩 단계는 디지탈 코딩인 신호 코딩 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 디지탈 코딩은 디지탈 코드들의 스트림(stream)을 형성하도록 상기 아날로그 대역 신호들 각각의 디지탈 코드를 연결하는 신호 코딩 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 신호는 아날로그 신호이며, 상기 코딩 단계는 기저대(baseband) 신호를 형성하도록 상기 선택된 N개의 대역들의 다운시프팅(down-shifting) 단계를 포함하는 신호 코딩 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 분할 단계는 거의 동일한 대역폭 W의 아날로그 대역 신호들을 나타나게 하고, 상기 코딩 단계는 대역폭 NW의 기저대 신호를 형성하도록 상기 선택된 N개 대역들의 다운시프팅 단계를 포함하는 신호 코딩 방법.
  8. 제6항에 있어서, 상기 코딩 단계는 상기 기저대 신호를 인코드하는 신호 코딩 방법.
  9. 제6항에 있어서, 상기 코딩 단계는 상기 기저대 신호를 디지탈 형태로 인코드하는 신호 코딩 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 신호는 영상을 표시하는 아날로그 신호이고, 상기 분할 단계는 상기 신호를 이차원 스펙트럼 대역들로 분할하는 신호 코딩 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 신호는 3차원 영상을 표시하는 아날로그 신호이고, 상기 분할 단계는 상기 신호를 공간 주파수로 분할하는 신호 코딩 방법.
  12. 제1항에 있어서, 상기 신호는 영상들의 시퀀스를 표시하는 아날로그 신호이며, 상기 분할 단계는 상기 신호를 공간 주파수 대역들로 분할하는 신호 코딩 방법.
  13. 아날로그 신호를 변경하는 방법에 있어서, 상기 신호를 대역 신호들을 형성하도록 뚜렷한 주파수 대역들의 신호들로 분할하는 단계와, N이 선택된 대역 신호들의 대역폭들의 합이 소정의 대역폭을 초과하지 않도록 하는 수인 경우에, 각각의 N개 대역들과 연관된 임계값에 대한 N개 대역들 각각에서의 신호 에너지 레벨, 즉 비선택된 대역 신호들 각각과 연관된 임계값에 대한 비선택된 대역 신호들의 신호 에너지 레벨 이상인, 상기 신호 에너지 레벨에 의해 특징지어지는 상기 대역 신호들중 N개 대역 신호들을 선택하는 단계와, 상기 소정의 대역폭을 갖는 기저대 내의 고유의 대역들을 점유하는 N개의 다운시프트된 대역 신호를 형성하도록 상기 N개 대역 신호들 각각을 다운시프팅하는 단계와, 상기 N개의 다운시프트된 대역 신호들의 총계에 상응하는 하나의 출력 신호를 출력하는 단계를 포함하는 아날로그 신호 변경 방법.
  14. 제13항에 있어서, 각각의 대역 신호에대한 임계값은 상기 각 대역에 연관되는 소정의 임계값인 아날로그 신호 변경 방법.
  15. 제13항에 있어서, 각 대역 신호에 대한 임계값은 상기 대역 신호에 대한 소정의 “최소 감지가능 잡음(just noticeable noise)”에너지 임계값인 아날로그 신호 변경 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 선택 단계는 대역 신호의 선택을 고려하는 경우, 대역 신호의 신호 에너지 레벨로부터 대역 신호의 상기 소정의 최소 감지가능 잡음 에너지를 감산하는 아날로그 신호 변경 방법.
KR1019920003858A 1991-03-12 1992-03-09 신호 코딩 방법 및 아날로그 신호 변조 방법 KR100273071B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US667,851 1991-03-12
US07/667,851 US5559900A (en) 1991-03-12 1991-03-12 Compression of signals for perceptual quality by selecting frequency bands having relatively high energy

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR920019190A KR920019190A (ko) 1992-10-22
KR100273071B1 true KR100273071B1 (ko) 2000-12-01

Family

ID=24679920

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019920003858A KR100273071B1 (ko) 1991-03-12 1992-03-09 신호 코딩 방법 및 아날로그 신호 변조 방법

Country Status (7)

Country Link
US (1) US5559900A (ko)
EP (1) EP0508581B1 (ko)
JP (1) JPH0779312B2 (ko)
KR (1) KR100273071B1 (ko)
CA (1) CA2061366C (ko)
DE (1) DE69219943T2 (ko)
TW (1) TW240354B (ko)

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1995002240A1 (en) * 1993-07-07 1995-01-19 Picturetel Corporation A fixed bit rate speech encoder/decoder
WO1995012920A1 (fr) * 1993-11-04 1995-05-11 Sony Corporation Codeur de signaux, decodeur de signaux, support d'enregistrement et procede de codage de signaux
US5754127A (en) * 1994-02-05 1998-05-19 Sony Corporation Information encoding method and apparatus, and information decoding method and apparatus
US5734677A (en) * 1995-03-15 1998-03-31 The Chinese University Of Hong Kong Method for compression of loss-tolerant video image data from multiple sources
EP0735772A3 (en) * 1995-03-27 1998-04-01 Hewlett-Packard Company Method for selecting JPEG quantization tables for low bandwidth applications
US6011864A (en) * 1996-07-03 2000-01-04 Apple Computer, Inc. Digital image coding system having self-adjusting selection criteria for selecting a transform function
JP3622365B2 (ja) * 1996-09-26 2005-02-23 ヤマハ株式会社 音声符号化伝送方式
US6252994B1 (en) 1998-01-26 2001-06-26 Xerox Corporation Adaptive quantization compatible with the JPEG baseline sequential mode
US6175650B1 (en) 1998-01-26 2001-01-16 Xerox Corporation Adaptive quantization compatible with the JPEG baseline sequential mode
JPH11215006A (ja) * 1998-01-29 1999-08-06 Olympus Optical Co Ltd ディジタル音声信号の送信装置及び受信装置
US6934677B2 (en) 2001-12-14 2005-08-23 Microsoft Corporation Quantization matrices based on critical band pattern information for digital audio wherein quantization bands differ from critical bands
US7240001B2 (en) 2001-12-14 2007-07-03 Microsoft Corporation Quality improvement techniques in an audio encoder
JP4676140B2 (ja) 2002-09-04 2011-04-27 マイクロソフト コーポレーション オーディオの量子化および逆量子化
US7502743B2 (en) 2002-09-04 2009-03-10 Microsoft Corporation Multi-channel audio encoding and decoding with multi-channel transform selection
US20040125001A1 (en) * 2002-12-13 2004-07-01 Carey Lotzer Synchronous method and system for transcoding existing signal elements while providing a multi-resolution storage and transmission medium among reactive control schemes
CN1748246A (zh) * 2003-02-07 2006-03-15 皇家飞利浦电子股份有限公司 信号处理
KR100547113B1 (ko) * 2003-02-15 2006-01-26 삼성전자주식회사 오디오 데이터 인코딩 장치 및 방법
US7460990B2 (en) 2004-01-23 2008-12-02 Microsoft Corporation Efficient coding of digital media spectral data using wide-sense perceptual similarity
US7831434B2 (en) * 2006-01-20 2010-11-09 Microsoft Corporation Complex-transform channel coding with extended-band frequency coding
US8190425B2 (en) * 2006-01-20 2012-05-29 Microsoft Corporation Complex cross-correlation parameters for multi-channel audio
US7672531B2 (en) * 2007-04-26 2010-03-02 Geostudio Consultants Limited System and method for determining edges of objects in an image
US7885819B2 (en) 2007-06-29 2011-02-08 Microsoft Corporation Bitstream syntax for multi-process audio decoding
US8521540B2 (en) * 2007-08-17 2013-08-27 Qualcomm Incorporated Encoding and/or decoding digital signals using a permutation value
US8249883B2 (en) 2007-10-26 2012-08-21 Microsoft Corporation Channel extension coding for multi-channel source
US8559511B2 (en) 2010-03-30 2013-10-15 Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute Company Limited Method and apparatus for video coding by ABT-based just noticeable difference model
US8872504B2 (en) * 2011-04-29 2014-10-28 Tektronix, Inc. Method for automatically setting frequency span in a spectrum analyzer
WO2013183271A1 (ja) * 2012-06-05 2013-12-12 パナソニック株式会社 信号処理装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3875341A (en) * 1972-02-24 1975-04-01 Int Standard Electric Corp System for transferring wideband sound signals
US3894190A (en) * 1973-02-28 1975-07-08 Int Standard Electric Corp System for transferring wide-band sound signals
US4184049A (en) * 1978-08-25 1980-01-15 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Transform speech signal coding with pitch controlled adaptive quantizing
US4817812A (en) * 1984-04-25 1989-04-04 Ensar Corporation Holding frame for an oven pan
GB8421498D0 (en) * 1984-08-24 1984-09-26 British Telecomm Frequency domain speech coding
DE3506912A1 (de) * 1985-02-27 1986-08-28 Telefunken Fernseh Und Rundfunk Gmbh, 3000 Hannover Verfahren zur uebertragung eines audiosignals
US4751742A (en) * 1985-05-07 1988-06-14 Avelex Priority coding of transform coefficients
US4797741A (en) * 1985-08-28 1989-01-10 Canon Kabushiki Kaisha Information signal transmission system
DE3639753A1 (de) * 1986-11-21 1988-06-01 Inst Rundfunktechnik Gmbh Verfahren zum uebertragen digitalisierter tonsignale
NL8700985A (nl) * 1987-04-27 1988-11-16 Philips Nv Systeem voor sub-band codering van een digitaal audiosignaal.
US4811112A (en) * 1987-07-24 1989-03-07 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Vector DPCM image coding method and apparatus
IL89672A (en) * 1988-04-29 1994-04-12 Motorola Inc Spectral efficient method of transmitting information signal
US5063608A (en) * 1989-11-03 1991-11-05 Datacube Inc. Adaptive zonal coder
US5113256A (en) * 1991-02-08 1992-05-12 Zenith Electronics Corporation Method of perceptually modeling a video image signal

Also Published As

Publication number Publication date
EP0508581B1 (en) 1997-05-28
EP0508581A2 (en) 1992-10-14
EP0508581A3 (en) 1993-04-28
JPH05122166A (ja) 1993-05-18
CA2061366A1 (en) 1992-09-13
DE69219943T2 (de) 1998-01-02
DE69219943D1 (de) 1997-07-03
KR920019190A (ko) 1992-10-22
CA2061366C (en) 1997-06-17
US5559900A (en) 1996-09-24
TW240354B (ko) 1995-02-11
JPH0779312B2 (ja) 1995-08-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100273071B1 (ko) 신호 코딩 방법 및 아날로그 신호 변조 방법
FI84538B (fi) Foerfarande foer transmission av digitaliska audiosignaler.
KR100242864B1 (ko) 디지탈 신호 부호화 장치 및 방법
JP2915238B2 (ja) 信号符号化方法および信号符号化装置
KR100361236B1 (ko) 차분코딩원리를구현하는전송시스템
US4672441A (en) Method and apparatus for picture data reduction for digital video signals
JP2669707B2 (ja) ２次元情報の符号化方法
US5623577A (en) Computationally efficient adaptive bit allocation for encoding method and apparatus with allowance for decoder spectral distortions
EP0768780B1 (en) Method and apparatus for wavelet based data compression having adaptive bit rate control for compression of digital audio or other sensory data
JPH01165283A (ja) ディジタルビデオ信号符号化装置とそれに対応する復号装置
JPS6358500A (ja) 副帯域音声コ−ダ用ビツト割振り方法
JPH05206866A (ja) 高能率符号化装置
JP2841765B2 (ja) 適応ビット割当て方法及び装置
JPH06237180A (ja) データ圧縮方法及び装置並びにデータ伸長方法及び装置
US7650278B2 (en) Digital signal encoding method and apparatus using plural lookup tables
EP0663741A2 (en) Adaptive digital audio encoding system
US6466912B1 (en) Perceptual coding of audio signals employing envelope uncertainty
JPH09134200A (ja) ディジタル・オーディオ符号化方法及びその装置
AU677688B2 (en) Computationally efficient adaptive bit allocation for encoding method and apparatus with allowance for decoder spectral distortions
EP0589140B1 (en) Bit allocation method in subband coding
JP2000151413A (ja) オーディオ符号化における適応ダイナミック可変ビット割り当て方法
JPH08307281A (ja) 非線形量子化方法及び非線形逆量子化方法
KR100300957B1 (ko) 룩업테이블을이용한디지탈오디오부호화방법및장치
EP0574523B1 (en) Variable bit rate speech encoder
Onno et al. Wavelet packet coding with jointly optimized lattice vector quantization and data rate allocation

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20110824

Year of fee payment: 12

EXPY Expiration of term