JPWO2019159445A1 - 参照電圧生成回路 - Google Patents
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Abstract
電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧を生成する回路において、参照電圧のノイズ成分を低減する。参照電圧生成回路は、トランジスタ、第1の抵抗、ダイオード、第2の抵抗および制御部を具備する。トランジスタの両端のうちの一端が出力信号線に接続される。そのトランジスタの他端に第1の抵抗が接続される。第2の抵抗の両端は、ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続される。制御部は、トランジスタの他端とダイオードの一端とのそれぞれの電位を同一に制御する。
Description
本技術は、参照電圧生成回路に関する。詳しくは、一定の電圧を生成する参照電圧生成回路に関する。
従来より、様々な電子機器において、一定の電圧を生成するためにBGR(Band Gap Reference)回路が用いられている。例えば、抵抗、ダイオードおよびオペアンプを配置したBGR回路が提案されている(例えば、特許文献1参照。)。このBGR回路では、オペアンプの反転入力端子(−)と参照電圧を出力する信号線との間に抵抗が挿入され、その反転入力端子(−)と接地端子との間に、抵抗と並列接続された複数のダイオードとが挿入される。
上述の従来技術では、電源電圧や温度に依存しない一定の電圧を参照電圧として生成することができる。しかしながら、上述のBGR回路では、信号線側の抵抗の値をRcとし、接地端子側の抵抗の値をRBGRとすると、温度補償を実現するために次の関係式を満たす必要がある。
RC/RBGR=23.188/loge(m) ・・・式1
上式において、mは整数であり、並列接続されたダイオードの個数を示す。loge()は、自然対数を返す関数である。
RC/RBGR=23.188/loge(m) ・・・式1
上式において、mは整数であり、並列接続されたダイオードの個数を示す。loge()は、自然対数を返す関数である。
そして、式1により表される比率RC/RBGRが大きいほど、BGR回路内部で生じたノイズに対するゲインが大きくなり、参照電圧におけるノイズ成分が増大してしまうという問題がある。
本技術はこのような状況に鑑みて生み出されたものであり、電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧を生成する回路において、参照電圧のノイズ成分を低減することを目的とする。
本技術は、上述の問題点を解消するためになされたものであり、その第1の側面は、ダイオードと、上記ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続された第1の抵抗と、両端のうちの一端が上記出力信号線に接続されたトランジスタと、上記トランジスタの他端に接続された第2の抵抗と、上記トランジスタの上記他端と上記ダイオードの上記一端とのそれぞれの電位を同一に制御する制御部とを具備する参照電圧生成回路である。これにより、ノイズ成分が抑制された参照電圧が生成されるという作用をもたらす。
また、この第1の側面において、上記トランジスタのオン抵抗の抵抗値に対する上記第2の抵抗の抵抗値の比は、上記出力信号線の電圧である参照電圧と上記ダイオードの順方向電圧との差分に対する上記参照電圧の比に略一致してもよい。これにより、参照電圧と順方向電圧との差分に対する参照電圧の比に応じたゲインによりノイズが増幅されるという作用をもたらす。
また、この第1の側面において、上記トランジスタは、温度が高いほどオン抵抗の抵抗値が高いトランジスタであってもよい。これにより、温度に依存しない参照電圧が生成されるという作用をもたらす。
また、この第1の側面において、上記トランジスタのゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧であってもよい。これにより、線形領域のトランジスタにより、温度補償が行われるという作用をもたらす。
また、この第1の側面において、上記出力信号線と上記第2の抵抗との間には、所定数の上記トランジスタが並列に接続されてもよい。これにより、トランジスタの合成抵抗が調整されるという作用をもたらす。
また、この第1の側面において、所定数の上記トランジスタのうち指定されたトランジスタをオン状態に制御するスイッチ回路をさらに具備してもよい。これにより、オン状態のトランジスタの合成抵抗に応じた参照電圧が生成されるという作用をもたらす。
本技術によれば、電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧を生成する回路において、参照電圧のノイズ成分を低減するという優れた効果を奏し得る。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。
以下、本技術を実施するための形態(以下、実施の形態と称する)について説明する。説明は以下の順序により行う。
1.第1の実施の形態(トランジスタおよび抵抗の接続ノードをオペアンプに接続する例)
2.第2の実施の形態(並列に接続した複数のトランジスタと抵抗との接続ノードをオペアンプに接続する例)
3.応用例
1.第1の実施の形態(トランジスタおよび抵抗の接続ノードをオペアンプに接続する例)
2.第2の実施の形態(並列に接続した複数のトランジスタと抵抗との接続ノードをオペアンプに接続する例)
3.応用例
<1.第1の実施の形態>
[電子機器の構成例]
図1は、本技術の第1の実施の形態における電子機器100の一構成例を示すブロック図である。この電子機器100は、参照電圧生成回路200および集積回路110を備える。電子機器100としては、音響機器、スマートフォンや通信機器などが想定される。
[電子機器の構成例]
図1は、本技術の第1の実施の形態における電子機器100の一構成例を示すブロック図である。この電子機器100は、参照電圧生成回路200および集積回路110を備える。電子機器100としては、音響機器、スマートフォンや通信機器などが想定される。
参照電圧生成回路200は、電源電圧および温度に依存しない一定の電圧を参照電圧Vrefとして生成するものである。この参照電圧生成回路200は、生成した電圧を出力信号線209を介して集積回路110に供給する。集積回路110は、参照電圧Vrefにより駆動し、演算処理などの所定の処理を実行するものである。
[参照電圧生成回路の構成例]
図2は、本技術の第1の実施の形態における参照電圧生成回路200の一構成例を示す回路図である。この参照電圧生成回路200は、電源211、P型トランジスタ212および213と、抵抗214および215と、ダイオード216と、オペアンプ217と、コンデンサ218とを備える。P型トランジスタ212および213として、例えば、MOS(Metal-Oxide-Semiconductor)トランジスタが用いられる。
図2は、本技術の第1の実施の形態における参照電圧生成回路200の一構成例を示す回路図である。この参照電圧生成回路200は、電源211、P型トランジスタ212および213と、抵抗214および215と、ダイオード216と、オペアンプ217と、コンデンサ218とを備える。P型トランジスタ212および213として、例えば、MOS(Metal-Oxide-Semiconductor)トランジスタが用いられる。
電源211は、電源電圧VBを供給するものである。P型トランジスタ212および213と、抵抗215とは、電源211の電源端子と、電源端子より電位の低い接地端子との間において直列に接続される。
また、P型トランジスタ212のゲートは、オペアンプ217の出力端子に接続され、P型トランジスタ213のゲートは、接地端子に接続される。P型トランジスタ212および213の接続ノードは、出力信号線209に接続され、P型トランジスタ213および抵抗215の接続ノードは、オペアンプ217の非反転入力端子(+)に接続される。P型トランジスタ213の両端(ソースおよびドレイン)のうちソースは、出力信号線209に接続され、ドレインは、抵抗215に接続される。なお、抵抗215は、特許請求の範囲に記載の第2の抵抗の一例である。
P型トランジスタ213のゲート−ソース間電圧は、電源電圧VBと、P型トランジスタ212のドレイン−ソース間電圧との和となる。そして、電源電圧VBは、十分に高いため、P型トランジスタ213のゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧になるものとする。ここで、線形領域は、ドレイン−ソース間電圧にドレイン電流が比例する領域を意味する。一方、ドレイン−ソース間電圧の上昇に対してドレイン電流が飽和する領域は、飽和領域と呼ばれる。なお、P型トランジスタ213は、特許請求の範囲に記載のトランジスタの一例である。
また、抵抗214およびダイオード216は、出力信号線209と接地端子との間において直列に接続される。抵抗214およびダイオード216の接続ノードは、オペアンプ217の反転入力端子(−)に接続される。ダイオード216のカソードは接地端子に接続され、アノードは、抵抗214に接続される。コンデンサ218は、出力信号線209と接地端子との間に挿入される。なお、抵抗214は、特許請求の範囲に記載の第1の抵抗の一例である。
オペアンプ217は、非反転入力端子(+)および反転入力端子(−)のそれぞれの電位差に応じた電圧を出力端子から出力するものである。非反転入力端子(+)の電位をVposとし、反転入力端子(−)の電位をVnegとすると、出力端子の出力電圧Voutは、次の式により表される。
Vout=A(Vpos−Vneg) ・・・式2
上式において、Aは、オペアンプ217のゲインである。
Vout=A(Vpos−Vneg) ・・・式2
上式において、Aは、オペアンプ217のゲインである。
オペアンプ217は、式2に例示した出力電圧VoutをP型トランジスタ212に供給し、P型トランジスタ212は、その電圧に応じた電流Iを供給する。この電流Iは、所定の分流比により電流IpおよびInに分流されて、電流IpがP型トランジスタ213および抵抗215に供給され、電流Inが抵抗214およびダイオード216に供給される。
P型トランジスタ213のオン抵抗の抵抗値をRdsとし、ダイオード216の順方向電圧をVfとする。また、抵抗214の抵抗値をR1とし、抵抗215の抵抗値をR2とする。このときに電位Vposは、次の式により表される。
Vpos=Ip×R2 ・・・式3
Vpos=Ip×R2 ・・・式3
一方、電位Vnegは、順方向電圧Vfに等しい。式3より、電位Vposが電流に依存して変動するのに対し、電位Vneg(すなわち、順方向電圧Vf)はほとんど変動しない。電位Vposが、電位Vnegより大きい場合には、式2より、出力電圧Voutが上昇し、電流Iが減少する。電流Iの減少に伴い、電流Ipも減少して、式3により電位Vposが低下し、電位Vposおよび電位Vnegの電位差が小さくなる。
一方、電位Vposが、電位Vnegより小さい場合には、式2より、出力電圧Voutが降下し、電流Iが増大する。電流Iの増大に伴い、電流Ipも増大して、式3により電位Vposが上昇し、電位Vposおよび電位Vnegの電位差が小さくなる。このように、P型トランジスタ212およびオペアンプ217により、電位Vposおよび電位Vnegは、同一の値に制御される。なお、P型トランジスタ212およびオペアンプ217を含む回路は、特許請求の範囲に記載の制御部の一例である。
また、出力信号線209に発生する参照電圧Vrefは、次の式により表される。
Vref=R1×In+Vf ・・・式4
Vref=R1×In+Vf ・・・式4
また、電位Vposおよび電位Vnegが同一であるときは、次の式が成立する。
Rds×Ip=R1×In ・・・式5
Rds×Ip=R1×In ・・・式5
この式5を式4に代入すると、次の式が得られる。
Vref=Rds×Ip+Vf ・・・式6
Vref=Rds×Ip+Vf ・・・式6
式3および式6から次の式が得られる。
Vref=(Rds/R2)×Vpos+Vf ・・・式7
Vref=(Rds/R2)×Vpos+Vf ・・・式7
電位Vposおよび電位Vnegが、同一のときは、電位Vposが順方向電圧Vfと同一になるため、式7は、次の式に置き換えることができる。
Vref=(Rds/R2)×Vf+Vf ・・・式8
Vref=(Rds/R2)×Vf+Vf ・・・式8
抵抗値Rdsおよび順方向電圧Vfは、温度が一定であるときは略一定である。このため、式8より、参照電圧Vrefは、電源電圧VBに依存しない一定の電圧となる。
次に、温度依存特性について説明する。P型トランジスタ213などのp型のMOSトランジスタのドレイン電流Idsは、一般に次の式により表される。
Ids=un×Cox(W/L)
×{(Vgs−VTH−Vds/2)Vds} ・・・式9
上式において、unは、電子の移動度であり、単位は、例えば、平方メートル毎ボルト毎秒(m2/V.s)である。Coxは、単位面積当たりの酸化膜容量であり、単位は、例えば、ファラッド毎平方センチメートル(F/cm2)である。Wは、ゲート幅であり、Lはゲート長である。これらの単位は、例えば、メートル(m)である。Vgsはゲート−ソース間電圧であり、VTHは、閾値電圧である。Vdsは、ドレイン−ソース間電圧である。これらの電圧の単位は、例えば、ボルト(V)である。
Ids=un×Cox(W/L)
×{(Vgs−VTH−Vds/2)Vds} ・・・式9
上式において、unは、電子の移動度であり、単位は、例えば、平方メートル毎ボルト毎秒(m2/V.s)である。Coxは、単位面積当たりの酸化膜容量であり、単位は、例えば、ファラッド毎平方センチメートル(F/cm2)である。Wは、ゲート幅であり、Lはゲート長である。これらの単位は、例えば、メートル(m)である。Vgsはゲート−ソース間電圧であり、VTHは、閾値電圧である。Vdsは、ドレイン−ソース間電圧である。これらの電圧の単位は、例えば、ボルト(V)である。
式9において、移動度unは、温度が高くなるほど低下する特性、言い換えれば、負の温度特性を有することが知られている。一方、閾値電圧VTHは、温度が高くなるほど上昇する特性、言い換えれば、正の温度特性を有することが知られている。そして、線形領域では、移動度unの温度特性が、閾値電圧VTHの温度特性と比べて支配的となる。P型トランジスタ213は、上述したように線形領域であるため、P型トランジスタ213のドレイン電流Ids(すなわち、Ip)は、負の温度特性を有する。すなわち、P型トランジスタ213のオン抵抗の抵抗値Rdsは、正の温度特性を有する。
そして、式8において、抵抗値Rdsは、正の温度特性を有する一方で、順方向電圧Vfは負の温度特性を有する。これらの温度特性の実際の値は、P型トランジスタ213やダイオード216の種類や不純物濃度などに依存する。これらの温度特性が相殺するように、不純物濃度等のパラメータを調整することにより、参照電圧Vrefを温度に関わらず一定にすることができる。例えば、温度が1度高くなるたびに順方向電圧Vfが−2ミリボルト(mV)変動する際には、温度が1度高くなるたびに、P型トランジスタ213のドレイン−ソース間電圧が+2ミリボルト(mV)変動するように調整すればよい。これにより、温度補償を実現することができ、参照電圧生成回路200は、電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧Vrefを生成することができる。
なお、P型トランジスタ213を配置しているが、代わりにN型トランジスタを配置することもできる。この場合には、N型トランジスタのゲート−ソース間に、線形領域内の電圧を供給すればよい。
図3は、本技術の第1の実施の形態における参照電圧生成回路200の等価回路の一例である。同図において、P型トランジスタ213は、抵抗220に置き換えられ、電源211、P型トランジスタ212、抵抗214、ダイオード216およびコンデンサ218は省略されている。
前述したように、オペアンプ217は、電位Vposおよび電位Vnegを同一電位に制御する。この制御により、電位Vposが変動し、その変動成分は、ノイズとして扱われる。このノイズ成分を交流成分viとすると、交流成分viにより生じた出力電圧Voは、次の式により表すことができる。この出力電圧Voが、参照電圧Vrefにおけるノイズ成分のレベルに該当する。
Vo=vi×(Rds+R2)/R2 ・・・式10
Vo=vi×(Rds+R2)/R2 ・・・式10
式10より、ノイズを増幅するゲインGは、次の式により表される。
G=Vo/Vi=(Rds+R2)/R2 ・・・式11
G=Vo/Vi=(Rds+R2)/R2 ・・・式11
式11より、抵抗値R2に対して抵抗値Rdsが小さいほど、ノイズを増幅するゲインGが小さくなり、参照電圧Vrefの信号品質が改善する。
ここで、式8を変形すると、次の式が得られる。
Rds/R2=(Vref−Vf)/Vf ・・・式12
Rds/R2=(Vref−Vf)/Vf ・・・式12
ここで、式6より参照電圧Vrefは、順方向電圧Vfより高いため、式12の左辺の比率は、1よりも小さくなる。
一方、一般的なBGR回路では、P型トランジスタ213の代わりに、抵抗が挿入され、抵抗215の代わりに、抵抗と並列接続された複数のダイオードとが挿入される。そして、この構成において信号線側の抵抗の抵抗値をRcとし、接地端子側の抵抗値をRBGRとすると、温度補償を実現するために式1を満たす必要がある。この式1の導出方法は、例えば、「美齊津摂夫、"Analog ABC(アナログ技術基礎講座):第34回"、2011年10月10日、ITmedia、インターネット(http://eetimes.jp/ee/articles/1111/10/news005_2.html)」に記載されている。
式1において、抵抗値Rcが抵抗値Rdsに対応し、抵抗値RBGRが抵抗値R2に対応する。そこで、比較のために式1を次の式に置き換える。
Rds/R2=23.188/loge(m) ・・・式13
Rds/R2=23.188/loge(m) ・・・式13
mを非常に大きくすれば、式13の左辺を1未満にすることが理論上、可能であるものの、右辺の分母は、mの自然対数であるため、左辺を1未満にするのに要するダイオード数(m)は膨大な数となり、現実的でない。例えば、mを「15」(個)とすると、左辺は、8.563となり、現実的な構成では、1以上になってしまう。
なお、mを0個、すなわちダイオードを無くせば、式13を満たす必要が無くなるため、抵抗の比率を1以下にしてノイズ成分を低減することができる。しかし、この構成では、温度補償を行うことができなくなってしまうため、好ましくない。また、外付けの容量を追加することによってもノイズ成分を低減することができる。しかし、周波数が低いほど容量を大きくする必要があり、回路面積が増大してしまうため、好ましくない。
これに対し、参照電圧生成回路200では、前述したように参照電圧Vrefが順方向電圧Vfより高いため、式12に例示した抵抗の比率は1未満となり、式13に例示した比率と比較して遥かに小さくなる。このため、式11により、ノイズを増幅するゲインGが小さくなり、電源電圧や温度に依存しない参照電圧Vrefにおけるノイズ成分を低減することができる。
具体的には、例えば、参照電圧Vrefを1.2ボルト(V)とし、順方向電圧Vfを0.7ボルト(V)とした場合、式12を満たす抵抗値RdsおよびR2は、例えば、10キロオーム(kΩ)および14キロオーム(kΩ)である。この場合、式11よりゲインGは、「12/7」である。一方、一般的なBGR回路では、式13を満たす抵抗値RdsおよびR2は、例えば、23キロオーム(kΩ)および3キロオーム(kΩ)である。この場合、式11よりゲインGは、「26/3」となり、参照電圧生成回路200よりもノイズに対するゲインGが大きくなってしまう。
図4は、本技術の第1の実施の形態におけるゲイン特性の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、ノイズに対するゲインを示し、横軸は、周波数を示す。また、実線は、P型トランジスタ213を用いた参照電圧生成回路200のゲインの一例であり、点線は、トランジスタを用いない一般的なBGR回路である比較例のゲインの一例である。同図に例示するように、参照電圧生成回路200では、ノイズに対するゲインが小さくなる。
図5は、本技術の第1の実施の形態におけるノイズ特性の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、参照電圧Vrefにおけるノイズのレベルであり、横軸は周波数である。また、実線は、P型トランジスタ213を用いた参照電圧生成回路200のノイズ特性の一例であり、点線は、比較例のノイズ特性の一例である。同図に例示するように、参照電圧生成回路200では、ノイズに対するゲインが小さいため、参照電圧Vrefにおけるノイズレベルが小さくなる。
このように、本技術の第1の実施の形態によれば、直列に接続したP型トランジスタ213および抵抗215の接続ノードをオペアンプ217の入力端子に接続したため、参照電圧生成回路200内で生じたノイズに対するゲインを小さくすることができる。これにより、参照電圧Vrefにおけるノイズ成分を低減することができる。
<2.第2の実施の形態>
上述の第1の実施の形態では、P型トランジスタ213を1つのみ配置していたが、そのオン抵抗の製品ばらつきに起因して、参照電圧Vrefが設計値からずれてしまうおそれがある。この第2の実施の形態の参照電圧生成回路200は、複数のP型トランジスタを並列に接続して、それらの合成抵抗を調整する点において第1の実施の形態と異なる。
上述の第1の実施の形態では、P型トランジスタ213を1つのみ配置していたが、そのオン抵抗の製品ばらつきに起因して、参照電圧Vrefが設計値からずれてしまうおそれがある。この第2の実施の形態の参照電圧生成回路200は、複数のP型トランジスタを並列に接続して、それらの合成抵抗を調整する点において第1の実施の形態と異なる。
図6は、本技術の第2の実施の形態における電子機器100の一構成例を示すブロック図である。この第2の実施の形態の電子機器100は、レジスタ120をさらに備える点において第1の実施の形態と異なる。レジスタ120に保持される情報の詳細については、後述する。
図7は、本技術の第2の実施の形態における参照電圧生成回路200の一構成例を示す回路図である。この第2の実施の形態の参照電圧生成回路200は、P型トランジスタ221とスイッチ222および223とをさらに備える点において第1の実施の形態と異なる。P型トランジスタ221は、P型トランジスタ213と並列に接続される。
スイッチ222は、レジスタ120に保持された設定情報に従ってP型トランジスタ221をオン状態に制御するものである。スイッチ223は、その設定情報に従ってP型トランジスタ213をオン状態に制御するものである。設定情報には、P型トランジスタ213および221のうちオン状態にするトランジスタを指定する2ビットが含まれる。なお、スイッチ222および223を含む回路は、特許請求の範囲に記載のスイッチ回路の一例である。
オン状態にするP型トランジスタの個数を設定情報により変更することによって、それらのトランジスタのオン抵抗の合成抵抗を調整し、参照電圧Vrefの設計値からのずれを補正することができる。例えば、ユーザによる操作や、アプリケーションの実行により、参照電圧Vrefの設計値からのずれが小さくなるように設定情報が変更される。
なお、並列に接続するP型トランジスタの個数を2つとしているが、3つ以上を並列に接続して、それらの合成抵抗を調整することもできる。
このように、本技術の第2の実施の形態によれば、並列に接続されたP型トランジスタ221および222の合成抵抗を調整するため、P型トランジスタのオン抵抗の製品ばらつきに起因する参照電圧Vrefの設計値からのずれを補正することができる。
<3.応用例>
本開示に係る技術は、いわゆる「物のインターネット」であるIoT(Internet of things)と呼ばれる技術へ応用可能である。IoTとは、「物」であるIoTデバイス9100が、他のIoTデバイス9003、インターネット、クラウド9005などに接続され、情報交換することにより相互に制御する仕組みである。IoTは、農業、家、自動車、製造、流通、エネルギー、など様々な産業に利用できる。
本開示に係る技術は、いわゆる「物のインターネット」であるIoT(Internet of things)と呼ばれる技術へ応用可能である。IoTとは、「物」であるIoTデバイス9100が、他のIoTデバイス9003、インターネット、クラウド9005などに接続され、情報交換することにより相互に制御する仕組みである。IoTは、農業、家、自動車、製造、流通、エネルギー、など様々な産業に利用できる。
図8は、本開示に係る技術が適用され得るIoTシステム9000の概略的な構成の一例を示す図である。
IoTデバイス9001には、温度センサー、湿度センサー、照度センサー、加速度センサー、距離センサー、画像センサー、ガスセンサー、人感センサーなどの各種センサーなどが含まれる。また、IoTデバイス9001には、スマートフォン、携帯電話、ウェアラブル端末、ゲーム機器などの端末を含めてもよい。IoTデバイス9001は、AC電源、DC電源、電池、非接触給電、いわゆるエナジーハーベストなどにより給電される。IoTデバイス9001は、有線、無線、近接無線通信などにより通信することができる。通信方式は3G/LTE、WiFi、IEEE802.15.4、Bluetooth、Zigbee(登録商標)、Z−Waveなどが好適に用いられる。IoTデバイス9001は、これらの通信手段の複数を切り替えて通信してもよい。
IoTデバイス9001は、1対1、星状、ツリー状、メッシュ状のネットワークを形成してもよい。IoTデバイス9001は、直接に、またはゲートウエイ9002を通して、外部のクラウド9005に接続してもよい。IoTデバイス9001には、IPv4、IPv6、6LoWPANなどによって、アドレスが付与される。IoTデバイス9001から収集されたデータは、他のIoTデバイス9003、サーバ9004、クラウド9005などに送信される。IoTデバイス9001からデータを送信するタイミングや頻度は好適に調整され、データを圧縮して送信してもよい。このようなデータはそのまま利用してもよく、統計解析、機械学習、データマイニング、クラスタ分析、判別分析、組み合わせ分析、時系列分析など様々な手段でデータをコンピュータ9008で分析してもよい。このようなデータを利用することにより、コントロール、警告、監視、可視化、自動化、最適化、など様々なサービスを提供することができる。
本開示に係る技術は、家に関するデバイス、サービスにも応用可能である。家におけるIoTデバイス9001には、洗濯機、乾燥機、ドライヤ、電子レンジ、食洗機、冷蔵庫、オーブン、炊飯器、調理器具、ガス器具、火災報知器、サーモスタット、エアコン、テレビ、レコーダ、オーディオ、照明機器、温水器、給湯器、掃除機、扇風機、空気清浄器、セキュリティカメラ、錠、扉・シャッター開閉装置、スプリンクラー、トイレ、温度計、体重計、血圧計などが含まれる。さらにIoTデバイス9001には、太陽電池、燃料電池、蓄電池、ガスメータ、電力メータ、分電盤を含んでもよい。
家におけるIoTデバイス9001の通信方式は、低消費電力タイプの通信方式が望ましい。また、IoTデバイス9001は屋内ではWiFi、屋外では3G/LTEにより通信するようにしてもよい。クラウド9005上にIoTデバイス制御用の外部サーバ9006を設置し、IoTデバイス9001を制御してもよい。IoTデバイス9001は、家庭機器の状況、温度、湿度、電力使用量、家屋内外の人・動物の存否などのデータを送信する。家庭機器から送信されたデータは、クラウド9005を通じて、外部サーバ9006に蓄積される。このようなデータに基づき、新たなサービスが提供される。このようなIoTデバイス9001は、音声認識技術を利用することにより、音声によりコントロールすることができる。
また各種家庭機器からテレビに情報を直接送付することにより、各種家庭機器の状態を可視化することができる。さらには、各種センサーが居住者の有無を判断し、データを空調機、照明などに送付することで、それらの電源をオン・オフすることができる。さらには、各種家庭機器に供えられたディスプレイにインターネットを通じて広告を表示することができる。
以上、本開示に係る技術が適用され得るIoTシステム9000の一例について説明した。本開示に係る技術は、以上説明した構成のうち、IoTデバイス9001に好適に適用され得る。具体的には、図1に例示した電子機器100は、IoTデバイス9001に適用することができる。IoTデバイス9001に本開示に係る技術を適用することにより、参照電圧Vrefのノイズを低減して、IoTデバイス9001の動作の安定性や信頼性を向上させることができる。
なお、上述の実施の形態は本技術を具現化するための一例を示したものであり、実施の形態における事項と、特許請求の範囲における発明特定事項とはそれぞれ対応関係を有する。同様に、特許請求の範囲における発明特定事項と、これと同一名称を付した本技術の実施の形態における事項とはそれぞれ対応関係を有する。ただし、本技術は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において実施の形態に種々の変形を施すことにより具現化することができる。
なお、本明細書に記載された効果はあくまで例示であって、限定されるものではなく、また、他の効果があってもよい。
なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
(1)ダイオードと、
前記ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続された第1の抵抗と、
両端のうちの一端が前記出力信号線に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタの他端に接続された第2の抵抗と、
前記トランジスタの前記他端と前記ダイオードの前記一端とのそれぞれの電位を同一に制御する制御部と
を具備する参照電圧生成回路。
(2)前記トランジスタのオン抵抗の抵抗値に対する前記第2の抵抗の抵抗値の比は、前記出力信号線の電圧である参照電圧と前記ダイオードの順方向電圧との差分に対する前記参照電圧の比に略一致する
前記(1)記載の参照電圧生成回路。
(3)前記トランジスタは、温度が高いほどオン抵抗の抵抗値が高いトランジスタである
前記(1)または(2)に記載の参照電圧生成回路。
(4)前記トランジスタのゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧である
前記(3)記載の参照電圧生成回路。
(5)前記出力信号線と前記第2の抵抗との間には、所定数の前記トランジスタが並列に接続される
前記(1)から(4)のいずれかに記載の参照電圧生成回路。
(6)所定数の前記トランジスタのうち指定されたトランジスタをオン状態に制御するスイッチ回路をさらに具備する
前記(5)記載の参照電圧生成回路。
(1)ダイオードと、
前記ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続された第1の抵抗と、
両端のうちの一端が前記出力信号線に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタの他端に接続された第2の抵抗と、
前記トランジスタの前記他端と前記ダイオードの前記一端とのそれぞれの電位を同一に制御する制御部と
を具備する参照電圧生成回路。
(2)前記トランジスタのオン抵抗の抵抗値に対する前記第2の抵抗の抵抗値の比は、前記出力信号線の電圧である参照電圧と前記ダイオードの順方向電圧との差分に対する前記参照電圧の比に略一致する
前記(1)記載の参照電圧生成回路。
(3)前記トランジスタは、温度が高いほどオン抵抗の抵抗値が高いトランジスタである
前記(1)または(2)に記載の参照電圧生成回路。
(4)前記トランジスタのゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧である
前記(3)記載の参照電圧生成回路。
(5)前記出力信号線と前記第2の抵抗との間には、所定数の前記トランジスタが並列に接続される
前記(1)から(4)のいずれかに記載の参照電圧生成回路。
(6)所定数の前記トランジスタのうち指定されたトランジスタをオン状態に制御するスイッチ回路をさらに具備する
前記(5)記載の参照電圧生成回路。
100 電子機器
110 集積回路
120 レジスタ
200 参照電圧生成回路
211 電源
212、213、221 P型トランジスタ
214、215、220 抵抗
216 ダイオード
217 オペアンプ
218 コンデンサ
222、223 スイッチ
9001 IoTデバイス
110 集積回路
120 レジスタ
200 参照電圧生成回路
211 電源
212、213、221 P型トランジスタ
214、215、220 抵抗
216 ダイオード
217 オペアンプ
218 コンデンサ
222、223 スイッチ
9001 IoTデバイス
Claims (6)
- ダイオードと、
前記ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続された第1の抵抗と、
両端のうちの一端が前記出力信号線に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタの他端に接続された第2の抵抗と、
前記トランジスタの前記他端と前記ダイオードの前記一端とのそれぞれの電位を同一に制御する制御部と
を具備する参照電圧生成回路。 - 前記トランジスタのオン抵抗の抵抗値に対する前記第2の抵抗の抵抗値の比は、前記出力信号線の電圧である参照電圧と前記ダイオードの順方向電圧との差分に対する前記参照電圧の比に略一致する
請求項1記載の参照電圧生成回路。 - 前記トランジスタは、温度が高いほどオン抵抗の抵抗値が高いトランジスタである
請求項1記載の参照電圧生成回路。 - 前記トランジスタのゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧である
請求項3記載の参照電圧生成回路。 - 前記出力信号線と前記第2の抵抗との間には、所定数の前記トランジスタが並列に接続される
請求項1記載の参照電圧生成回路。 - 所定数の前記トランジスタのうち指定されたトランジスタをオン状態に制御するスイッチ回路をさらに具備する
請求項5記載の参照電圧生成回路。
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---|---|---|---|
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