JPWO2019159445A1

JPWO2019159445A1 - 参照電圧生成回路

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Publication number: JPWO2019159445A1
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Abstract

電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧を生成する回路において、参照電圧のノイズ成分を低減する。参照電圧生成回路は、トランジスタ、第１の抵抗、ダイオード、第２の抵抗および制御部を具備する。トランジスタの両端のうちの一端が出力信号線に接続される。そのトランジスタの他端に第１の抵抗が接続される。第２の抵抗の両端は、ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続される。制御部は、トランジスタの他端とダイオードの一端とのそれぞれの電位を同一に制御する。

Description

本技術は、参照電圧生成回路に関する。詳しくは、一定の電圧を生成する参照電圧生成回路に関する。

従来より、様々な電子機器において、一定の電圧を生成するためにＢＧＲ（Band Gap Reference）回路が用いられている。例えば、抵抗、ダイオードおよびオペアンプを配置したＢＧＲ回路が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。このＢＧＲ回路では、オペアンプの反転入力端子（−）と参照電圧を出力する信号線との間に抵抗が挿入され、その反転入力端子（−）と接地端子との間に、抵抗と並列接続された複数のダイオードとが挿入される。

特開２００８−２５１０５５号公報

上述の従来技術では、電源電圧や温度に依存しない一定の電圧を参照電圧として生成することができる。しかしながら、上述のＢＧＲ回路では、信号線側の抵抗の値をＲｃとし、接地端子側の抵抗の値をＲ_ＢＧＲとすると、温度補償を実現するために次の関係式を満たす必要がある。
Ｒ_Ｃ／Ｒ_ＢＧＲ＝２３．１８８／ｌｏｇ_ｅ（ｍ）・・・式１
上式において、ｍは整数であり、並列接続されたダイオードの個数を示す。ｌｏｇ_ｅ（）は、自然対数を返す関数である。

そして、式１により表される比率Ｒ_Ｃ／Ｒ_ＢＧＲが大きいほど、ＢＧＲ回路内部で生じたノイズに対するゲインが大きくなり、参照電圧におけるノイズ成分が増大してしまうという問題がある。

本技術はこのような状況に鑑みて生み出されたものであり、電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧を生成する回路において、参照電圧のノイズ成分を低減することを目的とする。

本技術は、上述の問題点を解消するためになされたものであり、その第１の側面は、ダイオードと、上記ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続された第１の抵抗と、両端のうちの一端が上記出力信号線に接続されたトランジスタと、上記トランジスタの他端に接続された第２の抵抗と、上記トランジスタの上記他端と上記ダイオードの上記一端とのそれぞれの電位を同一に制御する制御部とを具備する参照電圧生成回路である。これにより、ノイズ成分が抑制された参照電圧が生成されるという作用をもたらす。

また、この第１の側面において、上記トランジスタのオン抵抗の抵抗値に対する上記第２の抵抗の抵抗値の比は、上記出力信号線の電圧である参照電圧と上記ダイオードの順方向電圧との差分に対する上記参照電圧の比に略一致してもよい。これにより、参照電圧と順方向電圧との差分に対する参照電圧の比に応じたゲインによりノイズが増幅されるという作用をもたらす。

また、この第１の側面において、上記トランジスタは、温度が高いほどオン抵抗の抵抗値が高いトランジスタであってもよい。これにより、温度に依存しない参照電圧が生成されるという作用をもたらす。

また、この第１の側面において、上記トランジスタのゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧であってもよい。これにより、線形領域のトランジスタにより、温度補償が行われるという作用をもたらす。

また、この第１の側面において、上記出力信号線と上記第２の抵抗との間には、所定数の上記トランジスタが並列に接続されてもよい。これにより、トランジスタの合成抵抗が調整されるという作用をもたらす。

また、この第１の側面において、所定数の上記トランジスタのうち指定されたトランジスタをオン状態に制御するスイッチ回路をさらに具備してもよい。これにより、オン状態のトランジスタの合成抵抗に応じた参照電圧が生成されるという作用をもたらす。

本技術によれば、電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧を生成する回路において、参照電圧のノイズ成分を低減するという優れた効果を奏し得る。なお、ここに記載された効果は必ずしも限定されるものではなく、本開示中に記載されたいずれかの効果であってもよい。

本技術の第１の実施の形態における電子機器の一構成例を示すブロック図である。本技術の第１の実施の形態における参照電圧生成回路の一構成例を示す回路図である。本技術の第１の実施の形態における参照電圧生成回路の等価回路の一例である。本技術の第１の実施の形態におけるゲイン特性の一例を示すグラフである。本技術の第１の実施の形態におけるノイズ特性の一例を示すグラフである。本技術の第２の実施の形態における電子機器の一構成例を示すブロック図である。本技術の第２の実施の形態における参照電圧生成回路の一構成例を示す回路図である。本開示に係る技術が適用され得るＩｏＴシステム９０００の概略的な構成の一例を示す図である。

以下、本技術を実施するための形態（以下、実施の形態と称する）について説明する。説明は以下の順序により行う。
１．第１の実施の形態（トランジスタおよび抵抗の接続ノードをオペアンプに接続する例）
２．第２の実施の形態（並列に接続した複数のトランジスタと抵抗との接続ノードをオペアンプに接続する例）
３．応用例

＜１．第１の実施の形態＞
［電子機器の構成例］
図１は、本技術の第１の実施の形態における電子機器１００の一構成例を示すブロック図である。この電子機器１００は、参照電圧生成回路２００および集積回路１１０を備える。電子機器１００としては、音響機器、スマートフォンや通信機器などが想定される。

参照電圧生成回路２００は、電源電圧および温度に依存しない一定の電圧を参照電圧Ｖｒｅｆとして生成するものである。この参照電圧生成回路２００は、生成した電圧を出力信号線２０９を介して集積回路１１０に供給する。集積回路１１０は、参照電圧Ｖｒｅｆにより駆動し、演算処理などの所定の処理を実行するものである。

［参照電圧生成回路の構成例］
図２は、本技術の第１の実施の形態における参照電圧生成回路２００の一構成例を示す回路図である。この参照電圧生成回路２００は、電源２１１、Ｐ型トランジスタ２１２および２１３と、抵抗２１４および２１５と、ダイオード２１６と、オペアンプ２１７と、コンデンサ２１８とを備える。Ｐ型トランジスタ２１２および２１３として、例えば、ＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）トランジスタが用いられる。

電源２１１は、電源電圧ＶＢを供給するものである。Ｐ型トランジスタ２１２および２１３と、抵抗２１５とは、電源２１１の電源端子と、電源端子より電位の低い接地端子との間において直列に接続される。

また、Ｐ型トランジスタ２１２のゲートは、オペアンプ２１７の出力端子に接続され、Ｐ型トランジスタ２１３のゲートは、接地端子に接続される。Ｐ型トランジスタ２１２および２１３の接続ノードは、出力信号線２０９に接続され、Ｐ型トランジスタ２１３および抵抗２１５の接続ノードは、オペアンプ２１７の非反転入力端子（＋）に接続される。Ｐ型トランジスタ２１３の両端（ソースおよびドレイン）のうちソースは、出力信号線２０９に接続され、ドレインは、抵抗２１５に接続される。なお、抵抗２１５は、特許請求の範囲に記載の第２の抵抗の一例である。

Ｐ型トランジスタ２１３のゲート−ソース間電圧は、電源電圧ＶＢと、Ｐ型トランジスタ２１２のドレイン−ソース間電圧との和となる。そして、電源電圧ＶＢは、十分に高いため、Ｐ型トランジスタ２１３のゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧になるものとする。ここで、線形領域は、ドレイン−ソース間電圧にドレイン電流が比例する領域を意味する。一方、ドレイン−ソース間電圧の上昇に対してドレイン電流が飽和する領域は、飽和領域と呼ばれる。なお、Ｐ型トランジスタ２１３は、特許請求の範囲に記載のトランジスタの一例である。

また、抵抗２１４およびダイオード２１６は、出力信号線２０９と接地端子との間において直列に接続される。抵抗２１４およびダイオード２１６の接続ノードは、オペアンプ２１７の反転入力端子（−）に接続される。ダイオード２１６のカソードは接地端子に接続され、アノードは、抵抗２１４に接続される。コンデンサ２１８は、出力信号線２０９と接地端子との間に挿入される。なお、抵抗２１４は、特許請求の範囲に記載の第１の抵抗の一例である。

オペアンプ２１７は、非反転入力端子（＋）および反転入力端子（−）のそれぞれの電位差に応じた電圧を出力端子から出力するものである。非反転入力端子（＋）の電位をＶｐｏｓとし、反転入力端子（−）の電位をＶｎｅｇとすると、出力端子の出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式により表される。
Ｖｏｕｔ＝Ａ（Ｖｐｏｓ−Ｖｎｅｇ）・・・式２
上式において、Ａは、オペアンプ２１７のゲインである。

オペアンプ２１７は、式２に例示した出力電圧ＶｏｕｔをＰ型トランジスタ２１２に供給し、Ｐ型トランジスタ２１２は、その電圧に応じた電流Ｉを供給する。この電流Ｉは、所定の分流比により電流ＩｐおよびＩｎに分流されて、電流ＩｐがＰ型トランジスタ２１３および抵抗２１５に供給され、電流Ｉｎが抵抗２１４およびダイオード２１６に供給される。

Ｐ型トランジスタ２１３のオン抵抗の抵抗値をＲｄｓとし、ダイオード２１６の順方向電圧をＶｆとする。また、抵抗２１４の抵抗値をＲ１とし、抵抗２１５の抵抗値をＲ２とする。このときに電位Ｖｐｏｓは、次の式により表される。
Ｖｐｏｓ＝Ｉｐ×Ｒ２・・・式３

一方、電位Ｖｎｅｇは、順方向電圧Ｖｆに等しい。式３より、電位Ｖｐｏｓが電流に依存して変動するのに対し、電位Ｖｎｅｇ（すなわち、順方向電圧Ｖｆ）はほとんど変動しない。電位Ｖｐｏｓが、電位Ｖｎｅｇより大きい場合には、式２より、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、電流Ｉが減少する。電流Ｉの減少に伴い、電流Ｉｐも減少して、式３により電位Ｖｐｏｓが低下し、電位Ｖｐｏｓおよび電位Ｖｎｅｇの電位差が小さくなる。

一方、電位Ｖｐｏｓが、電位Ｖｎｅｇより小さい場合には、式２より、出力電圧Ｖｏｕｔが降下し、電流Ｉが増大する。電流Ｉの増大に伴い、電流Ｉｐも増大して、式３により電位Ｖｐｏｓが上昇し、電位Ｖｐｏｓおよび電位Ｖｎｅｇの電位差が小さくなる。このように、Ｐ型トランジスタ２１２およびオペアンプ２１７により、電位Ｖｐｏｓおよび電位Ｖｎｅｇは、同一の値に制御される。なお、Ｐ型トランジスタ２１２およびオペアンプ２１７を含む回路は、特許請求の範囲に記載の制御部の一例である。

また、出力信号線２０９に発生する参照電圧Ｖｒｅｆは、次の式により表される。
Ｖｒｅｆ＝Ｒ１×Ｉｎ＋Ｖｆ・・・式４

また、電位Ｖｐｏｓおよび電位Ｖｎｅｇが同一であるときは、次の式が成立する。
Ｒｄｓ×Ｉｐ＝Ｒ１×Ｉｎ・・・式５

この式５を式４に代入すると、次の式が得られる。
Ｖｒｅｆ＝Ｒｄｓ×Ｉｐ＋Ｖｆ・・・式６

式３および式６から次の式が得られる。
Ｖｒｅｆ＝（Ｒｄｓ／Ｒ２）×Ｖｐｏｓ＋Ｖｆ・・・式７

電位Ｖｐｏｓおよび電位Ｖｎｅｇが、同一のときは、電位Ｖｐｏｓが順方向電圧Ｖｆと同一になるため、式７は、次の式に置き換えることができる。
Ｖｒｅｆ＝（Ｒｄｓ／Ｒ２）×Ｖｆ＋Ｖｆ・・・式８

抵抗値Ｒｄｓおよび順方向電圧Ｖｆは、温度が一定であるときは略一定である。このため、式８より、参照電圧Ｖｒｅｆは、電源電圧ＶＢに依存しない一定の電圧となる。

次に、温度依存特性について説明する。Ｐ型トランジスタ２１３などのｐ型のＭＯＳトランジスタのドレイン電流Ｉｄｓは、一般に次の式により表される。
Ｉｄｓ＝ｕ_ｎ×Ｃｏｘ（Ｗ／Ｌ）
×｛（Ｖｇｓ−Ｖ_ＴＨ−Ｖｄｓ／２）Ｖｄｓ｝・・・式９
上式において、ｕ_ｎは、電子の移動度であり、単位は、例えば、平方メートル毎ボルト毎秒（ｍ^２／Ｖ．ｓ）である。Ｃｏｘは、単位面積当たりの酸化膜容量であり、単位は、例えば、ファラッド毎平方センチメートル（Ｆ／ｃｍ^２）である。Ｗは、ゲート幅であり、Ｌはゲート長である。これらの単位は、例えば、メートル（ｍ）である。Ｖｇｓはゲート−ソース間電圧であり、Ｖ_ＴＨは、閾値電圧である。Ｖｄｓは、ドレイン−ソース間電圧である。これらの電圧の単位は、例えば、ボルト（Ｖ）である。

式９において、移動度ｕ_ｎは、温度が高くなるほど低下する特性、言い換えれば、負の温度特性を有することが知られている。一方、閾値電圧Ｖ_ＴＨは、温度が高くなるほど上昇する特性、言い換えれば、正の温度特性を有することが知られている。そして、線形領域では、移動度ｕ_ｎの温度特性が、閾値電圧Ｖ_ＴＨの温度特性と比べて支配的となる。Ｐ型トランジスタ２１３は、上述したように線形領域であるため、Ｐ型トランジスタ２１３のドレイン電流Ｉｄｓ（すなわち、Ｉｐ）は、負の温度特性を有する。すなわち、Ｐ型トランジスタ２１３のオン抵抗の抵抗値Ｒｄｓは、正の温度特性を有する。

そして、式８において、抵抗値Ｒｄｓは、正の温度特性を有する一方で、順方向電圧Ｖｆは負の温度特性を有する。これらの温度特性の実際の値は、Ｐ型トランジスタ２１３やダイオード２１６の種類や不純物濃度などに依存する。これらの温度特性が相殺するように、不純物濃度等のパラメータを調整することにより、参照電圧Ｖｒｅｆを温度に関わらず一定にすることができる。例えば、温度が１度高くなるたびに順方向電圧Ｖｆが−２ミリボルト（ｍＶ）変動する際には、温度が１度高くなるたびに、Ｐ型トランジスタ２１３のドレイン−ソース間電圧が＋２ミリボルト（ｍＶ）変動するように調整すればよい。これにより、温度補償を実現することができ、参照電圧生成回路２００は、電源電圧および温度に依存しない一定の参照電圧Ｖｒｅｆを生成することができる。

なお、Ｐ型トランジスタ２１３を配置しているが、代わりにＮ型トランジスタを配置することもできる。この場合には、Ｎ型トランジスタのゲート−ソース間に、線形領域内の電圧を供給すればよい。

図３は、本技術の第１の実施の形態における参照電圧生成回路２００の等価回路の一例である。同図において、Ｐ型トランジスタ２１３は、抵抗２２０に置き換えられ、電源２１１、Ｐ型トランジスタ２１２、抵抗２１４、ダイオード２１６およびコンデンサ２１８は省略されている。

前述したように、オペアンプ２１７は、電位Ｖｐｏｓおよび電位Ｖｎｅｇを同一電位に制御する。この制御により、電位Ｖｐｏｓが変動し、その変動成分は、ノイズとして扱われる。このノイズ成分を交流成分ｖｉとすると、交流成分ｖｉにより生じた出力電圧Ｖｏは、次の式により表すことができる。この出力電圧Ｖｏが、参照電圧Ｖｒｅｆにおけるノイズ成分のレベルに該当する。
Ｖｏ＝ｖｉ×（Ｒｄｓ＋Ｒ２）／Ｒ２・・・式１０

式１０より、ノイズを増幅するゲインＧは、次の式により表される。
Ｇ＝Ｖｏ／Ｖｉ＝（Ｒｄｓ＋Ｒ２）／Ｒ２・・・式１１

式１１より、抵抗値Ｒ２に対して抵抗値Ｒｄｓが小さいほど、ノイズを増幅するゲインＧが小さくなり、参照電圧Ｖｒｅｆの信号品質が改善する。

ここで、式８を変形すると、次の式が得られる。
Ｒｄｓ／Ｒ２＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｆ）／Ｖｆ・・・式１２

ここで、式６より参照電圧Ｖｒｅｆは、順方向電圧Ｖｆより高いため、式１２の左辺の比率は、１よりも小さくなる。

一方、一般的なＢＧＲ回路では、Ｐ型トランジスタ２１３の代わりに、抵抗が挿入され、抵抗２１５の代わりに、抵抗と並列接続された複数のダイオードとが挿入される。そして、この構成において信号線側の抵抗の抵抗値をＲｃとし、接地端子側の抵抗値をＲ_ＢＧＲとすると、温度補償を実現するために式１を満たす必要がある。この式１の導出方法は、例えば、「美齊津摂夫、"Analog ABC（アナログ技術基礎講座）：第３４回"、２０１１年１０月１０日、ITmedia、インターネット（http://eetimes.jp/ee/articles/1111/10/news005_2.html）」に記載されている。

式１において、抵抗値Ｒｃが抵抗値Ｒｄｓに対応し、抵抗値Ｒ_ＢＧＲが抵抗値Ｒ２に対応する。そこで、比較のために式１を次の式に置き換える。
Ｒｄｓ／Ｒ２＝２３．１８８／ｌｏｇ_ｅ（ｍ）・・・式１３

ｍを非常に大きくすれば、式１３の左辺を１未満にすることが理論上、可能であるものの、右辺の分母は、ｍの自然対数であるため、左辺を１未満にするのに要するダイオード数（ｍ）は膨大な数となり、現実的でない。例えば、ｍを「１５」（個）とすると、左辺は、８．５６３となり、現実的な構成では、１以上になってしまう。

なお、ｍを０個、すなわちダイオードを無くせば、式１３を満たす必要が無くなるため、抵抗の比率を１以下にしてノイズ成分を低減することができる。しかし、この構成では、温度補償を行うことができなくなってしまうため、好ましくない。また、外付けの容量を追加することによってもノイズ成分を低減することができる。しかし、周波数が低いほど容量を大きくする必要があり、回路面積が増大してしまうため、好ましくない。

これに対し、参照電圧生成回路２００では、前述したように参照電圧Ｖｒｅｆが順方向電圧Ｖｆより高いため、式１２に例示した抵抗の比率は１未満となり、式１３に例示した比率と比較して遥かに小さくなる。このため、式１１により、ノイズを増幅するゲインＧが小さくなり、電源電圧や温度に依存しない参照電圧Ｖｒｅｆにおけるノイズ成分を低減することができる。

具体的には、例えば、参照電圧Ｖｒｅｆを１．２ボルト（Ｖ）とし、順方向電圧Ｖｆを０．７ボルト（Ｖ）とした場合、式１２を満たす抵抗値ＲｄｓおよびＲ２は、例えば、１０キロオーム（ｋΩ）および１４キロオーム（ｋΩ）である。この場合、式１１よりゲインＧは、「１２／７」である。一方、一般的なＢＧＲ回路では、式１３を満たす抵抗値ＲｄｓおよびＲ２は、例えば、２３キロオーム（ｋΩ）および３キロオーム（ｋΩ）である。この場合、式１１よりゲインＧは、「２６／３」となり、参照電圧生成回路２００よりもノイズに対するゲインＧが大きくなってしまう。

図４は、本技術の第１の実施の形態におけるゲイン特性の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、ノイズに対するゲインを示し、横軸は、周波数を示す。また、実線は、Ｐ型トランジスタ２１３を用いた参照電圧生成回路２００のゲインの一例であり、点線は、トランジスタを用いない一般的なＢＧＲ回路である比較例のゲインの一例である。同図に例示するように、参照電圧生成回路２００では、ノイズに対するゲインが小さくなる。

図５は、本技術の第１の実施の形態におけるノイズ特性の一例を示すグラフである。同図における縦軸は、参照電圧Ｖｒｅｆにおけるノイズのレベルであり、横軸は周波数である。また、実線は、Ｐ型トランジスタ２１３を用いた参照電圧生成回路２００のノイズ特性の一例であり、点線は、比較例のノイズ特性の一例である。同図に例示するように、参照電圧生成回路２００では、ノイズに対するゲインが小さいため、参照電圧Ｖｒｅｆにおけるノイズレベルが小さくなる。

このように、本技術の第１の実施の形態によれば、直列に接続したＰ型トランジスタ２１３および抵抗２１５の接続ノードをオペアンプ２１７の入力端子に接続したため、参照電圧生成回路２００内で生じたノイズに対するゲインを小さくすることができる。これにより、参照電圧Ｖｒｅｆにおけるノイズ成分を低減することができる。

＜２．第２の実施の形態＞
上述の第１の実施の形態では、Ｐ型トランジスタ２１３を１つのみ配置していたが、そのオン抵抗の製品ばらつきに起因して、参照電圧Ｖｒｅｆが設計値からずれてしまうおそれがある。この第２の実施の形態の参照電圧生成回路２００は、複数のＰ型トランジスタを並列に接続して、それらの合成抵抗を調整する点において第１の実施の形態と異なる。

図６は、本技術の第２の実施の形態における電子機器１００の一構成例を示すブロック図である。この第２の実施の形態の電子機器１００は、レジスタ１２０をさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。レジスタ１２０に保持される情報の詳細については、後述する。

図７は、本技術の第２の実施の形態における参照電圧生成回路２００の一構成例を示す回路図である。この第２の実施の形態の参照電圧生成回路２００は、Ｐ型トランジスタ２２１とスイッチ２２２および２２３とをさらに備える点において第１の実施の形態と異なる。Ｐ型トランジスタ２２１は、Ｐ型トランジスタ２１３と並列に接続される。

スイッチ２２２は、レジスタ１２０に保持された設定情報に従ってＰ型トランジスタ２２１をオン状態に制御するものである。スイッチ２２３は、その設定情報に従ってＰ型トランジスタ２１３をオン状態に制御するものである。設定情報には、Ｐ型トランジスタ２１３および２２１のうちオン状態にするトランジスタを指定する２ビットが含まれる。なお、スイッチ２２２および２２３を含む回路は、特許請求の範囲に記載のスイッチ回路の一例である。

オン状態にするＰ型トランジスタの個数を設定情報により変更することによって、それらのトランジスタのオン抵抗の合成抵抗を調整し、参照電圧Ｖｒｅｆの設計値からのずれを補正することができる。例えば、ユーザによる操作や、アプリケーションの実行により、参照電圧Ｖｒｅｆの設計値からのずれが小さくなるように設定情報が変更される。

なお、並列に接続するＰ型トランジスタの個数を２つとしているが、３つ以上を並列に接続して、それらの合成抵抗を調整することもできる。

このように、本技術の第２の実施の形態によれば、並列に接続されたＰ型トランジスタ２２１および２２２の合成抵抗を調整するため、Ｐ型トランジスタのオン抵抗の製品ばらつきに起因する参照電圧Ｖｒｅｆの設計値からのずれを補正することができる。

＜３．応用例＞
本開示に係る技術は、いわゆる「物のインターネット」であるＩｏＴ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔｏｆｔｈｉｎｇｓ）と呼ばれる技術へ応用可能である。ＩｏＴとは、「物」であるＩｏＴデバイス９１００が、他のＩｏＴデバイス９００３、インターネット、クラウド９００５などに接続され、情報交換することにより相互に制御する仕組みである。ＩｏＴは、農業、家、自動車、製造、流通、エネルギー、など様々な産業に利用できる。

図８は、本開示に係る技術が適用され得るＩｏＴシステム９０００の概略的な構成の一例を示す図である。

ＩｏＴデバイス９００１には、温度センサー、湿度センサー、照度センサー、加速度センサー、距離センサー、画像センサー、ガスセンサー、人感センサーなどの各種センサーなどが含まれる。また、ＩｏＴデバイス９００１には、スマートフォン、携帯電話、ウェアラブル端末、ゲーム機器などの端末を含めてもよい。ＩｏＴデバイス９００１は、ＡＣ電源、ＤＣ電源、電池、非接触給電、いわゆるエナジーハーベストなどにより給電される。ＩｏＴデバイス９００１は、有線、無線、近接無線通信などにより通信することができる。通信方式は３Ｇ／ＬＴＥ、ＷｉＦｉ、ＩＥＥＥ８０２．１５．４、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、Ｚｉｇｂｅｅ（登録商標）、Ｚ−Ｗａｖｅなどが好適に用いられる。ＩｏＴデバイス９００１は、これらの通信手段の複数を切り替えて通信してもよい。

ＩｏＴデバイス９００１は、１対１、星状、ツリー状、メッシュ状のネットワークを形成してもよい。ＩｏＴデバイス９００１は、直接に、またはゲートウエイ９００２を通して、外部のクラウド９００５に接続してもよい。ＩｏＴデバイス９００１には、ＩＰｖ４、ＩＰｖ６、６ＬｏＷＰＡＮなどによって、アドレスが付与される。ＩｏＴデバイス９００１から収集されたデータは、他のＩｏＴデバイス９００３、サーバ９００４、クラウド９００５などに送信される。ＩｏＴデバイス９００１からデータを送信するタイミングや頻度は好適に調整され、データを圧縮して送信してもよい。このようなデータはそのまま利用してもよく、統計解析、機械学習、データマイニング、クラスタ分析、判別分析、組み合わせ分析、時系列分析など様々な手段でデータをコンピュータ９００８で分析してもよい。このようなデータを利用することにより、コントロール、警告、監視、可視化、自動化、最適化、など様々なサービスを提供することができる。

本開示に係る技術は、家に関するデバイス、サービスにも応用可能である。家におけるＩｏＴデバイス９００１には、洗濯機、乾燥機、ドライヤ、電子レンジ、食洗機、冷蔵庫、オーブン、炊飯器、調理器具、ガス器具、火災報知器、サーモスタット、エアコン、テレビ、レコーダ、オーディオ、照明機器、温水器、給湯器、掃除機、扇風機、空気清浄器、セキュリティカメラ、錠、扉・シャッター開閉装置、スプリンクラー、トイレ、温度計、体重計、血圧計などが含まれる。さらにＩｏＴデバイス９００１には、太陽電池、燃料電池、蓄電池、ガスメータ、電力メータ、分電盤を含んでもよい。

家におけるＩｏＴデバイス９００１の通信方式は、低消費電力タイプの通信方式が望ましい。また、ＩｏＴデバイス９００１は屋内ではＷｉＦｉ、屋外では３Ｇ/ＬＴＥにより通信するようにしてもよい。クラウド９００５上にＩｏＴデバイス制御用の外部サーバ９００６を設置し、ＩｏＴデバイス９００１を制御してもよい。ＩｏＴデバイス９００１は、家庭機器の状況、温度、湿度、電力使用量、家屋内外の人・動物の存否などのデータを送信する。家庭機器から送信されたデータは、クラウド９００５を通じて、外部サーバ９００６に蓄積される。このようなデータに基づき、新たなサービスが提供される。このようなＩｏＴデバイス９００１は、音声認識技術を利用することにより、音声によりコントロールすることができる。

また各種家庭機器からテレビに情報を直接送付することにより、各種家庭機器の状態を可視化することができる。さらには、各種センサーが居住者の有無を判断し、データを空調機、照明などに送付することで、それらの電源をオン・オフすることができる。さらには、各種家庭機器に供えられたディスプレイにインターネットを通じて広告を表示することができる。

以上、本開示に係る技術が適用され得るＩｏＴシステム９０００の一例について説明した。本開示に係る技術は、以上説明した構成のうち、ＩｏＴデバイス９００１に好適に適用され得る。具体的には、図１に例示した電子機器１００は、ＩｏＴデバイス９００１に適用することができる。ＩｏＴデバイス９００１に本開示に係る技術を適用することにより、参照電圧Ｖｒｅｆのノイズを低減して、ＩｏＴデバイス９００１の動作の安定性や信頼性を向上させることができる。

なお、上述の実施の形態は本技術を具現化するための一例を示したものであり、実施の形態における事項と、特許請求の範囲における発明特定事項とはそれぞれ対応関係を有する。同様に、特許請求の範囲における発明特定事項と、これと同一名称を付した本技術の実施の形態における事項とはそれぞれ対応関係を有する。ただし、本技術は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において実施の形態に種々の変形を施すことにより具現化することができる。

なお、本明細書に記載された効果はあくまで例示であって、限定されるものではなく、また、他の効果があってもよい。

なお、本技術は以下のような構成もとることができる。
（１）ダイオードと、
前記ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続された第１の抵抗と、
両端のうちの一端が前記出力信号線に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタの他端に接続された第２の抵抗と、
前記トランジスタの前記他端と前記ダイオードの前記一端とのそれぞれの電位を同一に制御する制御部と
を具備する参照電圧生成回路。
（２）前記トランジスタのオン抵抗の抵抗値に対する前記第２の抵抗の抵抗値の比は、前記出力信号線の電圧である参照電圧と前記ダイオードの順方向電圧との差分に対する前記参照電圧の比に略一致する
前記（１）記載の参照電圧生成回路。
（３）前記トランジスタは、温度が高いほどオン抵抗の抵抗値が高いトランジスタである
前記（１）または（２）に記載の参照電圧生成回路。
（４）前記トランジスタのゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧である
前記（３）記載の参照電圧生成回路。
（５）前記出力信号線と前記第２の抵抗との間には、所定数の前記トランジスタが並列に接続される
前記（１）から（４）のいずれかに記載の参照電圧生成回路。
（６）所定数の前記トランジスタのうち指定されたトランジスタをオン状態に制御するスイッチ回路をさらに具備する
前記（５）記載の参照電圧生成回路。

１００電子機器
１１０集積回路
１２０レジスタ
２００参照電圧生成回路
２１１電源
２１２、２１３、２２１Ｐ型トランジスタ
２１４、２１５、２２０抵抗
２１６ダイオード
２１７オペアンプ
２１８コンデンサ
２２２、２２３スイッチ
９００１ＩｏＴデバイス

Claims

ダイオードと、
前記ダイオードの一端と出力信号線とに両端が接続された第１の抵抗と、
両端のうちの一端が前記出力信号線に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタの他端に接続された第２の抵抗と、
前記トランジスタの前記他端と前記ダイオードの前記一端とのそれぞれの電位を同一に制御する制御部と
を具備する参照電圧生成回路。
前記トランジスタのオン抵抗の抵抗値に対する前記第２の抵抗の抵抗値の比は、前記出力信号線の電圧である参照電圧と前記ダイオードの順方向電圧との差分に対する前記参照電圧の比に略一致する
請求項１記載の参照電圧生成回路。
前記トランジスタは、温度が高いほどオン抵抗の抵抗値が高いトランジスタである
請求項１記載の参照電圧生成回路。
前記トランジスタのゲート−ソース間電圧は、線形領域内の電圧である
請求項３記載の参照電圧生成回路。
前記出力信号線と前記第２の抵抗との間には、所定数の前記トランジスタが並列に接続される
請求項１記載の参照電圧生成回路。
所定数の前記トランジスタのうち指定されたトランジスタをオン状態に制御するスイッチ回路をさらに具備する
請求項５記載の参照電圧生成回路。