JPWO2016136682A1 - 可変速発電電動装置および可変速発電電動システム - Google Patents

Abstract

可変速発電電動装置において、電力変換器は任意の電圧を出力可能な単位変換器をｋ個直列接続した２端子アームを６個備え、交流回転電気機械は２層コイルで６０度位相帯の電機子巻線を備え、電機子巻線の第１極側と第２極側に分けて中性点を２重星型結線として２組の３相端子で引き出し、第１極側の３相端子を電力変換器の３個のアームの第１端子に接続し、３個の２端子アームの第２端子を直流電源の第１端子に星型結線し、電機子巻線の第２極側の３相端子を電力変換器の残り３個の２端子アームの第２端子に接続し、３個の２端子アームの第１端子を直流電源の第２端子に星型結線し、直流電源の直流電流を３等分し、直流電源の第２端子に接続された３個の２端子アーム、電機子巻線、直流電源の第１端子に接続された３個の２端子アームの順に貫流させる。

Description

本発明は、モジュラー・マルチレベルＰＷＭ電力変換器（以下、本発明では「ＭＭＣ変換器」と称する。）と交流回転電気機械を接続した可変速発電電動装置、および、この可変速発電電動装置を用いた可変速発電電動システムに関する。

ＭＭＣ変換器の回路は、コンデンサや蓄電池などの電圧源特性のエネルギー蓄積素子を電圧源とするＰＷＭ変換器の変調率を制御することによって所期の電圧を発生させる単位変換器からなる。単位変換器のエネルギー蓄積素子の電圧は、交流周波数で決まる周期の充放電によって変動する。この単位変換器を直列接続して２端子アームとし、このアームの第１端子を交流電源の各相端子に接続し、星型結線した第２端子を直流電源の端子に接続する。

この構成で、各相に接続されたアームは、所期の交流周波数電圧を発生して交流電流制御すると同時に、直流電流を重畳して直流電源との間で電力変換を実現する。

ＭＭＣ変換器の制御は、外部からの交流電流指令と直流電流指令にアーム電流を調整する電流制御（以下、本発明では「変換器電流制御」と称する。）、単位変換器に設けたＰＷＭ変換器の変調率をアーム内で相互調整することによってエネルギー蓄積素子の平均電圧を単位変換器間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「段間制御」と称する。）、アーム内のエネルギー蓄積素子の合計蓄積エネルギーをアーム間で平衡に保つ機能（以下、本発明では「相間平衡制御」と称する。）を備える。この相間平衡制御の実現には、アーム間の循環電流を抑制する為の回路素子が必要となる。

特許文献１では、このために各相アームの第１端子と交流電源端子の間に循環電流抑制リアクトルを設ける方式が開示されている（以下、本発明では「ＤＳＭＭＣ変換器」と称する。）。

特許文献２では、２重星型結線した第２次と第３次巻線を備えた変圧器を設け、第２次・第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制回路素子としながら循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている（以下、本発明では「ＤＩＭＭＣ変換器」と称する。）。

特許文献３では、千鳥結線した第２次と第３次巻線を備えた変圧器を設け、第２次・第３次巻線の漏れリアクタンスを電流抑制回路素子とし、循環電流による変圧器鉄心の直流起磁力を相殺する方法が開示されている（以下、本発明では「ＺＣＭＭＣ変換器」と称する。）。

非特許文献１では、２台のＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続して可変周波数電源とし、一方の交流端子を交流系統に接続、他方の交流端子を交流回転電気機械に接続して可変速発電電動装置とする方法として、２台のＤＳＭＭＣ変換器の直流端子を背後接続する方法が開示されている。

この方法によれば、ＭＭＣ変換器に接続しても交流回転電気機械には直流電流が重畳されない。このため、交流系統に直接接続して固定周波数で運転する交流回転電気機械を可変速化する場合に適する。

特許文献４では、交流回転電気機械側にＺＣＭＭＣ変換器を接続する方法が開示されている。この方法によれば、循環電流抑制リアクトルを設けなくとも交流電動システムを実現できると主張している。

特許文献５では、交流回転電気機械の可変周波数電圧・電流信号のベクトル計測方法が開示されている。

特許第５１８９１０５号公報 国際公開第２００９／１３５５２３号 特許第５２６８７３９号公報 特開２０１３−１６２７３５号公報 特許第５５３７０９５号公報

萩原誠・西村和敬・赤城泰文、「モジュラー・マルチレベルＰＷＭインバータを用いた高圧モータドライブ：第１報、４００Ｖ、１５ｋＷミニモデルによる実験的検証」、電気学会論文誌Ｄ、２０１０年４月、１３０巻、４号、ｐｐ．５４４−５５１ Philip L.Alger, ‘Induction Machines’, Second Edition,April,1969

電力用半導体スイッチング素子（以下、本発明では「スイッチング素子」と称す。）を用いた静止電力変換装置は、サイリスタなどの自己消弧機能を持たないスイッチング素子を用いた他励式電流型変換器（以下、本発明では「ＬＣＣ変換器」と称す。）と、ＩＧＢＴなど自己消弧機能を備えたスイッチング素子を用いた自励式電圧型変換器（以下、本発明では「ＶＳＣ変換器」と称す。）に大別できる。

特に、ＶＳＣ変換器の場合、スイッチング素子の高圧化に伴って回転電気機械のコイル電圧の時間変化率が高くなり、スイッチング特性改善に伴って高調波電流を抑えるためにＰＷＭ周波数を上げることでコイルの漏れ電流は増加する。

特に、商用の交流周波数電源を前提に設置した交流回転電気機械を可変速化する場合の隘路になっている。

ＭＭＣ変換器は、ＰＷＭ制御を備えたＶＳＣ変換器に区分される。ＭＭＣ変換器は、従来のＰＷＭ変換器と異なり、単位変換器をＮ段直列接続することで、リアクトルや変圧器に複雑な結線を使わずにＰＷＭ制御による電圧脈動幅を１／Ｎに抑制し、交流回転電気機械に印加される電圧の高調波成分を抑えることができる。ＭＭＣ変換器の採用によって回転電気機械のコイル絶縁を強化せずに使用することができ、特に交流電源系統の一定周波数を前提に設置された交流回転電気機械を可変速化する場合に好適である。

また、ＭＭＣ変換器は、単位変換器の直列接続数に冗長を持たせ、故障した単位変換器の出力端子を短絡することによって可用性を高めることができる。このため、ＭＭＣ変換器は、多数の単位変換器を必要とする大容量の交流回転電気機械を可変速化する場合に好適である。

非特許文献１は、こうした特長を実現するのに好適な技術が開示されている。特許文献４では、ＺＣＭＭＣ変換器を接続することによって可変速発電電動装置が実現できると主張している。

しかし、上記の２文献には、ＭＭＣ変換器を適用して交流回転電気機械を可変速化する場合、必然的に発生する課題と解決策が開示されていない。

第１の課題は、ＭＭＣ変換器の出力電流容量が周波数に比例する特性による。低周波出力領域で電流容量が低下するため、原理的に出力トルクが電流に比例する交流回転電気機械の起動トルクを確保できないという課題である。特にＭＭＣ変換器の特長を生かすのに好適な大容量回転電気機械の大半を占める同期機の起動に適用できない課題がある。この課題は、ＤＳＭＭＣ変換器、ＤＩＭＭＣ変換器、ＺＣＭＭＣ変換器を問わず、交流回転電気機械に接続する場合に共通の課題であるが、非特許文献１と特許文献４には、課題と解決手段は開示されていない。

第２の課題は、回転電気機械の巻線に意図的に直流電流を重畳するために発生する課題である。

非特許文献２のｐ．３５６には、「誘導機の固定子と回転子の鉄心スロット数の組み合わせによるジグザグ漏れ磁束による磁気吸引力の不平衡すら問題になる。」ことが指摘されている。

まして、ＤＩＭＭＣ変換器やＺＣＭＭＣ変換器のように直流電流を意図的に重畳させる場合、鉄心スロット内部のコイル電流による直流起磁力を相殺することは、必要最低条件である。この課題は、交流回転電気機械として同期機、誘導機を採用する場合に共通である。

一方、特許文献４では、「３相巻線に３等分した直流電流を流せば、零相電流によって生じる磁界は零になる」と主張している。

非特許文献２のｐ．７６からｐ．７９には、３種類の電機子巻線が紹介されている。同文献のＦｉｇ．３．５には単層コイルによる巻線が、Ｆｉｇ．３．６には２層コイルで６０度位相帯の巻線が、Ｆｉｇ．３．７には２層コイルで１２０度位相帯の巻線が紹介されている。このうち、「３相巻線に３等分した直流電流を流せば、スロット内の起磁力が相殺され、零相電流によって生じる磁界は零になる」という特許文献４の主張が成立するのはＦｉｇ．３．７に示された２層コイルによる１２０度位相帯構成のみである。以下、３種類の巻線について説明する。

単層コイルの場合、スロット内部のコイル電流は単一相なため、原理的に起磁力の相殺はできない。

図２１に２極機の電機子巻線を１８スロットに収めた２層コイルによる６０度位相帯を構成した例を示す。

図２１は、非特許文献２のＦｉｇ．３．３を円周上に展開したＦｉｇ.３．６の３相巻線を星型結線し、各相に３等分の直流電流を流した時の起磁力分布と磁界分布を示す。なお、図２１で、実線は２層コイルの上コイルを、破線は下コイルを示す。

ここで、Ｎ端子から３相（ＲＳＴ）端子に向かって３等分した直流電流ＩＤＣ／３を流した時に各相巻線が作る起磁力分布、３相分合計による起磁力分布と磁界分布を示す。図２１に示すように、直流電流は正弦波に近い磁界束分布を作るため、実用的でない。

次に、図７に２極機の電機子巻線を１８スロットに収めた２層コイルで１２０度位相帯を構成した例を示す。

図７は、非特許文献２のＦｉｇ．３．７の巻線を短節巻（コイルピッチ８／９）から全節巻に変更した上で３相巻線を星型結線し、３等分の直流電流を流した時の起磁力分布と磁界分布を示す。なお、図７で、実線は２層コイルの上コイルを、破線は下コイルを示す。

ここで、Ｎ端子から３相（ＲＳＴ）端子に向かって３等分した直流電流ＩＤＣ／３を流した時に各相巻線が作る起磁力分布、および３相合計による起磁力分布と磁界分布を示す。図７に示すように、直流電流重畳分によるスロット内起磁力は相殺され、磁界分布への寄与は零になる。

以上より、ＺＣＭＭＣ変換器と交流回転電気機械を接続して可変速発電電動装置を構成する場合、交流回転電気機械に「２層コイルによる１２０度位相帯の電機子巻線の各相に３等分の直流電流を重畳する」ことが必要条件である。

しかし、既設の交流回転電気機械を可変速化する場合、巻線係数や高調波成分が優先される場合が多く、１２０度位相帯の適用例は必ずしも多くない。従って、特許文献４の方法を既設機の可変速化に適用できる場合は限定的である。

一方、２層コイルによる６０度位相帯の電機子巻線の場合でも、図４に示す方法によって、３等分の直流重畳電流によるスロット内起磁力を相殺し、磁界分布への寄与を零にすることができる。

図４では図２１の３相コイルが作る磁極毎に等分し、第１組の３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）と第２組の３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）の各々に重畳する直流電流を３等分し、互いに逆極性の直流電流を重畳する。

この時、各相巻線が作る起磁力分布、および３相合計による起磁力分布と磁界分布を示す。図４に示すように、直流電流重畳分によるスロット内起磁力を相殺し、磁界分布への寄与を零にすることができる。しかし、ＺＣＭＭＣ変換器には、反対極性の直流電流を重畳できない課題がある。

本発明の目的は、上記の課題を解決し、大型の交流発電電動機を用いた可変速発電電動装置、可変速発電電動システムを提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明は、交流電気機械の電機子巻線を２層コイルで６０度位相帯とし、正極側と負極側に分けて中性点端子を締結して星型結線とし、正極側の端子をＤＩＭＭＣ変換器アームの第１端子に接続し、負極側の端子をＤＩＭＭＣ変換器アームの第２端子に接続し、正側と負側巻線の直流電流を反対極性の同一値とし、各相へ３等分することでコイルスロット内の直流電流分による起磁力を相殺し、安定な可変速発電電動装置を提供する。

あるいは、上記目的を達成するため、交流回転電気機械の電機子巻線を２層コイルで１２０度位相帯とし、ＺＣＭＭＣ変換器の各アーム直流電流を３等分することでコイルスロット内の直流電流重畳分による起磁力を相殺し、安定な可変速発電電動装置を提供することにある。

あるいは、上記目的を達成するため、本発明は、ｎ，ｍは自然数であって４×ｎ極の交流回転電気機械の電機子巻線を２層コイルで６０度位相帯とし、正極と負極に２等分して各相に（２×ｎ）極の巻線を直列接続してｍ重並列した星型結線に２組の３相端子を設け、正極側の３相端子をＤＩＭＭＣ変換器アームの第１端子に接続し、第２端子を直流電源装置の正側端子に接続し、負極側の３相端子をＤＩＭＭＣ変換器アームの第２端子に接続し、第１端子を直流電源装置の負側端子に接続し、ＭＭＣ変換器アームへの直流電流値が同一で正側と負側アームを反対極性とし、各相へ３等分することでコイルスロット内の直流電流重畳分による起磁力を相殺し、安定であると同時に、ＤＩＭＭＣ変換器をバイパス運用可能な可変速発電電動装置を提供することにある。特に（４×ｎ）極の（２×ｍ）重並列星型結線の交流回転電気機械を電機子巻線のコイル端接続変更で可変速化する場合、変更前後で端子電圧を保持できるため、変換器を通さぬバイパス運転を実現し、既設の交流機器を流用可能な可変速発電電動装置を提供する。

あるいは、上記目的を達成するため、本発明は、ダンパー巻線付きの同期機とＤＳＭＭＣ変換器もしくはＤＩＭＭＣ変換器もしくはＺＣＭＭＣ変換器を接続し、停止状態で界磁巻線を抵抗短絡し、アーム電流と周波数を各々の定格の約１０％に固定してＭＭＣ変換器を起動、交流回転電気機械を誘導機起動する。

あるいは、上記目的を達成するため、本発明は、回転速度が変換器周波数相当に加速したら一旦ＭＭＣ変換器を停止、続いて界磁巻線の接続を抵抗から励磁用変換器に変更し、回転速度に比例する電流指令でＭＭＣ変換器を再起動して加速する。これにより自己始動可能な可変速発電電動装置を提供する。

本発明によれば、交流系統による一定周波数運転を前提に設置された交流回転電気機械の電機子巻線のコイル端部の変更だけで交流回転電気機械を可変速化できる。特に、太陽光発電システムや風力発電システムなどによる再生エネルギー利用拡大に伴う電力系統の動揺を抑制するのに有効な水力発電所および揚水発電所における交流回転電気機械の可変速化を迅速に実現できる。

本発明の第１の実施形態を示す回路図 本発明の実施形態を示す単位変換器の回路図 本発明の実施形態を示す別の単位変換器の回路図 本発明の第１の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線を示す図 本発明の第１の実施形態を示す制御ブロック図 本発明の第２の実施形態を示す回路図 本発明の第２の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線を示す図 本発明の第２の実施形態を示す制御ブロック図 本発明の第３の実施形態を示す回路図 本発明の第３の実施形態を示す直流電源装置の回路図 本発明の第３の実施形態を示す別の直流電源装置の回路図 本発明の第３の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線を示す図 本発明の第３の実施形態を示す制御ブロック図 本発明の第３の実施形態を示す運転シーケンス図 本発明の第４の実施形態を示す回路図 本発明の第４の実施形態を示す直流電源装置の回路図 本発明の第４の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線を示す図 本発明の第４の実施形態を示す制御ブロック図 本発明の第５の実施形態を示す制御ブロック図 本発明の第５の実施形態を示す運転シーケンス図 従来の交流回転電気機械の電機子巻線を示す図（１重星型結線６０度位相帯） 従来の交流回転電気機械の電機子巻線を示す図（２重星型結線６０度位相帯） 従来の交流回転電気機械の電機子巻線を示す図（２重星型結線１２０度位相帯）

以下に、本発明にかかる可変速発電電動装置および可変速発電電動システムの実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態を示す回路図である。

１０１Ａは直流電源装置、２組の星型結線を備えた交流回転電気機械１０２Ａには３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）と３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を設け、２組の星型結線の中性点を締結してＮ端子に引き出し、高抵抗を介して接地する。ＭＭＣ変換器の単位変換器１０３の出力端子（ｘ、ｙ）のＮ段直列接続からなる２端子（ａ、ｂ）を備えたアームを６台（１０４ＲＰ、１０４ＳＰ、１０４ＴＰ、１０４ＲＮ、１０４ＳＮ、１０４ＴＮ）設け、アーム３台（１０４ＲＰ、１０４ＳＰ，１０４ＴＰ）のｂ端子を直流電源装置１０１Ａの第１端子（Ｐ）に星型接続し、ａ端子を交流回転電気機械１０２Ａの３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）に接続する。残るアーム３台（１０４ＲＮ、１０４ＳＮ、１０４ＴＮ）のａ端子を直流電源装置１０１Ａの第２端子（Ｎ）に星型接続し、ｂ端子を交流回転電気機械１０２Ａの３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）に接続する。

１０５Ａは制御装置で、６台のアームの出力電流を計測する直流電流変成器１０６、３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）の線間電圧を計測する直流電圧変成器１０７Ａ、３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）の線間電圧を計測する直流電圧変成器１０７Ｂ、電気角表示の回転位相θを計測する位相検出器１０８からの信号を入力して制御演算し、単位変換器１０３にゲート信号（ＧａｔｅＰ＊、ＧａｔｅＮ＊）を出力する。断路器１０９Ａと１０９Ｂは通常運用時は閉路、保守時に開路する。位相検出器１０８は、直流電圧変成器１０７Ａ，１０７Ｂからの線間電圧、直流電流変成器１０６からの電流信号からベクトル演算で回転位相θを推定しても良い。

特許文献５には、回転速度周波数で変化する交流信号のベクトル演算方法、および電圧信号と電流信号から回転位相θに相当する内部誘起電圧の位相を演算する方法が開示されている。

図２は、第１の実施形態を示す単位変換器１０３の回路図である。単位変換器１０３は双方向チョッパ回路を構成するスイッチング素子２０１とスイッチング素子２０２を電圧源特性のエネルギー蓄積素子としてコンデンサ２０３に接続し、制御装置１０５Ａと接続した光通信ケーブル２０４Ａから光・電気変換素子２０５Ａ、シリアル・パラレル変換回路２０６Ａを介してゲートドライバ２０７Ａに入力されるスイッチング素子２０１と２０２へのゲート信号でＰＷＭ制御し、２端子（ｘ、ｙ）間の平均電圧を０とコンデンサ電圧ＶＣの間で調整する。一方、コンデンサ電圧ＶＣは、直流電圧変成器２０８のアナログ信号出力をアナログ・ディジタル変換器２０９とパラレル・シリアル変換器２１０、電気・光変換素子２１１を介して光通信ケーブル２０４Ａで制御装置１０５Ａに帰還する。この構成によれば、スイッチング素子に流れる電流はスイッチング素子２０１または２０２の何れか１素子に限られるため、損失を最小に抑えることができる。

図３は、第１の実施形態を示す単位変換器１０３の別形態の回路図である。単位変換器１０３Ｂは図２の双方向チョッパ回路に代えてフルブリッジ回路を構成するスイッチング素子２１２、２１３、２１４、２１５を使用する。この構成によれば、コンデンサ電圧をＶＣとしたとき、端子（ｘ、ｙ）間の平均電圧を−ＶＣから＋ＶＣの間で調整することができる。

図４は、第１の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線と端子接続の例を示す。簡単のために最小構成に近い構成であるスロット数１８の２極機の例を示す。また、界磁との関係を分かりやすくするために突極同期機を描いているが、円筒同期機や誘導機であっても良い。

以下、図４の巻線と端子構成は、図２１に示す巻線と端子構成からコイル端の接続変更と端子引き出しで実現できることを説明する。

図２１、図４共に２層コイルによる６０度位相帯構成でスロット内を通るコイル部分に変更はない。改造前の図２１では、通常の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の１重星型結線であり、空隙上で正逆極性の磁界をつくるコイルを直列接続している。改造後の図４では、２組の３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）と（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を設ける。

以上のとおり、改造は電機子巻線のコイルエンドの接続変更と３端子の追加引き出しである。接続変更により、３相巻線の巻数が半分になるため、線間電圧は１／２になる。改造前後で電機子コイルの電流容量は変わらない。しかし、電流容量の使い方が変わる。

以下、交流回転電気機械として同期機を使う場合について説明する。改造前の電流周波数は交流系統の周波数のみであり、電流実効値は有効電力成分と無効電力成分の根２乗和となる。改造後の電流は電力変換装置の出力周波数成分の実効値と直流電流平均値の根２乗和となる。原理的に２組の３相端子の相電圧は同相で実効値も等しい。２組の巻線に流れる交流電流(ＩＲＰ＿ＡＣ、ＩＳＰ＿ＡＣ、ＩＴＰ＿ＡＣ)、(ＩＲＮ＿ＡＣ、ＩＳＮ＿ＡＣ、ＩＴＮ＿ＡＣ)の符号を図１で定義する場合、電流は逆位相で実効値が等しくなる。交流電流は力率１に制御する。ここで電力変換装置交流相電圧をＶＡＣ、電流実効値をＩＡＣとし、直流電流をＩＤＣとし、直流電流は各相巻線に３等分する。直流電源装置１０１Ａの出力電圧をＶＤＣとすると、交流回転電気機械や電力変換装置の損失を無視すると、出力容量Ｐとの関係は（Ｐ＝６×ＶＡＣ×ＩＡＣ＝ＶＤＣ×ＩＤＣ)となる。ＩＡＣに対する（ＩＤＣ／３）の比率は、単位変換器１０３のコンデンサ２０３の容量、電源異常時の運用方法や単位変換器を図２とするか図３とするかによって異なる。

一般に、コンデンサ２０３の容量を小さくし、電源異常時の可用性（運転継続性）を高めるために単位変換器のＰＷＭ変調率の上下限を抑制してコンデンサ電圧ＶＣの利用率を下げ、電力変換装置の効率を重視して単位変換器として図２の双方向チョッパ回路を採用すると（ＩＤＣ／３）の比率が高くなり、等価的な力率が下がる。（ＩＤＣ／３）の比率を高く設計する場合、概略で（ＩＤＣ／３）／ＩＡＣ＝０．５となる。この結果、出力に寄与する電流容量の有効分をＩＡＣとし、直流重畳分（ＩＤＣ／３）を無効分とすると、等価的な力率は０．９程度まで下がる。この値は、ＭＭＣ変換器の方式によらない。

この結果、改造前の同期機の定格力率が０．９以下であれば、改造後も同じ有効電力出力を確保できる。交流回転電気機械として誘導機を使う場合、力率調整できないので、改造後の有効電力出力はＭＭＣ変換器の等価的な力率を掛けた値に減少する。

図５は、第１の実施形態を示す制御装置１０５Ａの制御ブロック図である。

５０１Ａは相電圧演算器、２組の３相線間電圧検出信号から相電圧信号を演算する。５０２は速度演算器で、回転位相θの現在値と前回周期で同一位相の信号からのサンプル数Ｎｐから回転速度周波数ωを演算する。ここで、サンプル周期をΔｔとすると、ω＝２×π／（Ｎｐ×Δｔ）の関係が成り立つ。

５０３Ａは移動平均演算器で、３相交流電流（ＩＲＰ、ＩＳＰ、ＩＴＰ）の合計をＮｐ回の移動平均で直流電流ＩＤＣを演算する。ｄ−ｑ変換器５０４Ｐは数式１、ｄ−ｑ変換器５０４Ｎは数式２の演算を行う。ただし、ここでは相順をＲＳＴとする。

５０５Ａは電力演算器で、回転位相信号と相電圧信号と交流電流信号とから瞬時対称座標法で有効電力Ｐと無効電力Ｑを演算する。

５０６Ａは有効電力調整器、５０７Ａは無効電力調整器で、各々指令値Ｐ＊とＱ＊に演算値Ｐ，Ｑが一致するように電流指令ＩＤ＊とＩＱ＊を出力する。５０８Ａは交流電流調整器で、指令値ＩＤ＊を２等分した指令値の一方と計測演算値ＩＤＰが一致し、かつ指令値ＩＤ＊を２等分した指令値の他方の極性を反転して得られた指令値と計測演算値ＩＱＰが一致するように制御演算するとともに、指令値ＩＱ＊を２等分した指令値の一方と計測演算値ＩＱＰが一致し、かつ指令値ＩＱ＊を２等分した指令値の他方の極性を反転して得られた指令値と計測演算値ＩＱＮが一致するように制御演算する。５０９Ａは直流電流調整器で、出力指令値Ｐ＊と直流電源の出力電圧ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣが一致するように制御演算する。

本実施例の場合、電流経路の自由度は５であり、交流電流調整器５０８Ａには積分演算器を４台設け、直流電流調整器５０９Ａには積分演算器を１台設ける。積分演算器の合計５台で電流経路の自由度５と等しいため、全ての積分器は独立に入力偏差ゼロに抑えることができる。５１０Ｐと５１０Ｎは逆ｄ−ｑ変換器で、数式３を演算する。

５１１Ｐはアーム１０４ＲＰ、１０４ＳＰ、１０４ＴＰへの直流電圧指令補正演算器、５１１Ｎはアーム１０４ＲＮ、１０４ＳＮ、１０４ＴＮへの直流電圧指令補正演算器であり、各アームへの出力電圧指令ＶＲＰ＊，ＶＳＰ＊，ＶＴＰ＊，ＶＲＮ＊，ＶＳＮ＊，ＶＴＮ＊を出力する。

以上より、交流回転電気機械１０２Ａの３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）と３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）の相電圧はほぼ等しく、これを（ＶＲ＊、ＶＳ＊、ＶＴ＊）とすると、アーム１０４ＲＰとアーム１０４ＲＮへの出力電圧指令は、各々概略で
ＶＲＰ＊＝＋ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
ＶＲＮ＊＝−ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
となる。

これらの出力電圧指令と単位変換器１０３のコンデンサ電圧ＶＣとからＰＷＭ演算器５１２Ｐと５１２Ｎでゲート指令ＧａｔｅＰ＊とＧａｔｅＮ＊を出力する。

（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態を示す回路図である。

１０１Ａは直流電源装置、１組の星型結線を備えた交流回転電気機械１０２Ｂには３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）を設け、星型結線の中性点をＮ端子に引き出し、直流電源装置１０１Ａの第２端子（Ｎ）に接続する。ＭＭＣ変換器の単位変換器１０３の出力端子（ｘ、ｙ）のＮ段直列接続からなる２端子（ａ、ｂ）を備えたアームを３台（６０４Ｒ、６０４Ｓ、６０４Ｔ）設け、アーム３台のａ端子を交流回転電気機械１０２Ｂの３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）に接続し、ｂ端子を直流電源装置１０１Ａの第１端子（Ｐ）に星型接続する。

６０５Ａは制御装置で、３台のアームの出力電流を計測する直流電流変成器１０６、３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の線間間電圧を計測する直流電圧変成器６０７、電気角表示の回転位相θを計測する位相検出器１０８からの信号を入力し制御演算し、単位変換器１０３にゲート信号Ｇａｔｅ＊を出力する。断路器６０９は通常運用時は閉路、保守時に開路する。位相検出器１０８は、直流電圧変成器６０７からの線間電圧、直流電流変成器１０６からの電流信号からベクトル演算で回転位相θを推定しても良い。単位変換器１０３の実施形態としては図２あるいは図３がある。

図７は、第２の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線と端子接続の例を示す。簡単のために最小構成に近い構成であるスロット数１８の２極機の例を示す。また、界磁との関係を分かりやすくするために突極同期機を描いているが、円筒同期機や誘導機であっても良い。

図７の巻線は２層コイルによる１２０度位相帯構成である。通常の３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）引き出しの１重星型結線である。

以下、交流回転電気機械が同期機の場合について説明する。改造前の電流は交流系統の周波数であり、電流実効値は有効電力成分と無効電力成分の根２乗和となる。改造後の電流は電力変換装置の出力周波数と直流電流となる。交流電流(ＩＲ、ＩＳ、ＩＴ)は力率１に制御する。ここで電力変換装置交流相電圧と電流の実効値をＶＡＣとＩＡＣとし、重畳する直流電流をＩＤＣ、直流電流は各相巻線に３等分する。直流電源装置１０１Ａの出力電圧をＶＤＣとすると、交流回転電気機械や電力変換装置の損失を無視すると、出力容量Ｐとの関係は、（Ｐ＝３×ＶＡＣ×ＩＡＣ＝ＶＤＣ×ＩＤＣ)となる。ＩＡＣに対する（ＩＤＣ／３）の比率は、図１の場合と同様であり、重複を避けるために説明を省略する。

改造前の同期機の定格力率が０．９以下であれば、改造後も同じ有効電力出力を確保できる。交流回転電気機械として誘導機を使う場合、力率調整できないので、改造後の有効電力出力はＭＭＣ変換器の等価的な力率を掛けた値に減少する。

図８は、第２の実施形態を示す制御装置６０５Ａの制御ブロック図である。
５０１Ｂは相電圧演算器、線間電圧検出信号から相電圧信号を演算する。５０２は速度演算器、５０３Ａは移動平均演算器で、３相交流電流（ＩＲ、ＩＳ、ＩＴ）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣを演算する。ｄ−ｑ変換器５０４Ｃは数式４の演算をおこなう。ただし、相順はＲＳＴの場合を示す。

５０５Ｂは電力演算器で、相電圧信号と交流電流信号から瞬時対称座標法で有効電力Ｐと無効電力Ｑを演算する。

５０６Ｂは有効電力調整器、５０７Ｂは無効電力調整器で、各々指令値Ｐ＊とＱ＊に演算値Ｐ，Ｑが一致するように電流指令ＩＤ＊とＩＱ＊を出力する。５０８Ｂは交流電流調整器で、指令値ＩＤ＊、ＩＱ＊と計測演算値ＩＤ，ＩＱが一致するように制御演算する。５０９Ｂは直流電流調整器で、出力指令値Ｐ＊と直流電源の出力電圧ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊と計測演算値ＩＤＣが一致するように制御演算する。

本実施例の場合、電流経路の自由度は３であり、交流電流調整器５０８Ｂの積分演算器２台と直流電流調整器の積分演算器１台の合計は３台で等しいため、全ての積分演算器入力偏差を独立にゼロに抑えることができる。５１０Ｃは逆ｄ−ｑ変換器で、数式３の演算を行う。

５１１Ｃはアーム６０４Ｒ、６０４Ｓ、６０４Ｔへの直流電圧指令補正演算器で、各アームへの出力電圧指令ＶＲ＊，ＶＳ＊，ＶＴ＊を出力する。

以上より、交流回転電気機械１０２Ｂの３相端子（Ｒ、Ｓ、Ｔ）の相電圧を（ＶＲＧ＊、ＶＳＧ＊、ＶＴＧ＊）とすると、アーム１０４Ｒへの出力電圧指令は、
ＶＲ＊＝＋ＶＲＧ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
となる。

これらの出力電圧指令と単位変換器１０３のコンデンサ電圧ＶＣとからＰＷＭ演算器５１２Ｃでゲート指令Ｇａｔｅ＊を出力する。

（第３の実施形態）
図９は、本発明の第３の実施形態を示す回路図である。ここで、交流回転電気機械９０２Ａは、ダンパー巻線を備えた同期機である。

２組の星型結線を備えた交流回転電気機械９０２Ａには３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）と３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）を設け、２組の星型結線の中性点を締結してＮ端子に引き出し、高抵抗を介して接地する。

直流電源装置９０１は、交流系統側端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）と直流側端子（Ｐ、Ｎ）の間で電力変換する。交流系統側端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）は、交流系統９０３から遮断器９０４を介して接続される。

直流電源装置９０１には、このほかに３組の交流端子（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）（ＵＭ、ＶＭ、ＷＭ）（ＵＸ、ＶＸ、ＷＸ）を備える。交流端子（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）からは、断路器９０５Ｐと遮断器９０６を介して交流回転電気機械９０２Ａの３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）に接続される。交流端子（ＵＭ、ＶＭ、ＷＭ）からは、断路器９０５Ｎを介して交流回転電気機械９０２Ａの３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）に接続される。また、３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）と３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）の間は断路器９０７Ａと９０７Ｂで接続される。交流端子（ＵＸ、ＶＸ、ＷＸ）は、所内電源系統９２０と、界磁用遮断器９０９と界磁用変圧器９１０を介して界磁用電力変換器９１１に分岐される。界磁巻線９０８は、抵抗器９１３に接続する遮断器９１４と、界磁用電力変換器９１１に接続する遮断器９１２によって切り替え接続する。

交流系統９０３には初充電用変圧器９１５と初充電用遮断器９１６、限流抵抗９１７、初充電接続用遮断器９１８を介して交流端子（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）と（ＵＭ、ＶＭ、ＷＭ）に接続される。また、限流抵抗９１７用にはバイパス遮断器９１９を設ける。

図１０は、直流電源装置９０１Ａの実施形態を示す回路図で、特許文献２に開示されたＤＩＭＭＣ変換器を適用している。

変圧器１００１は、交流系統側端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）を一次巻線に接続し、２次・３次巻線は２重星型結線で、各々交流端子（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）と（ＵＭ、ＶＭ、ＷＭ）に接続する。変圧器１００１の交流端子（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）には単位変換器１０３を直列接続した２端子アーム３台（１００４ＵＰ、１００４ＶＰ、１００４ＷＰ）のａ端子に接続し、ｂ端子を直流端子（Ｐ）に星型接続する。一方、交流端子（Ｕｍ、Ｖｍ、Ｗｍ）には単位変換器１０３を直列接続した２端子アーム３台（１００４ＵＭ、１００４ＶＭ、１００４ＷＭ）のｂ端子に接続し、ａ端子を直流端子（Ｎ）に星型接続する。変圧器１００１にデルタ結線された４次巻線を設け、所内電源と界磁回路への給電機能と３次高調波抑制機能を兼ねる。

図１１は、直流電源装置９０１Ｂの別の実施形態を示す回路図で、特許文献１に開示されたＤＳＭＭＣ変換器を適用している。

図１０と同一番号は同一品であり、重複を避けるために説明を省略する。

変圧器１００２は、交流系統側端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）を一次巻線に接続し、デルタ結線の２次巻線端子（Ｕｔ、Ｖｔ、Ｗｔ）を３組の３端子リアクトル１００３の中性点（Ｕｘ、Ｖｘ、Ｗｘ）に接続する。３端子リアクトル１００３の端子（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）には単位変換器１０３を直列接続した２端子アーム３台（１００４ＵＰ、１００４ＶＰ、１００４ＷＰ）のａ端子に接続し、ｂ端子を直流端子（Ｐ）に星型接続する。一方、３端子リアクトル１００３の端子（Ｕｍ、Ｖｍ、Ｗｍ）には単位変換器１０３を直列接続した２端子アーム３台（１００４ＵＭ、１００４ＶＭ、１００４ＷＭ）のｂ端子に接続し、ａ端子を直流端子（Ｎ）に星型接続する。変圧器１００２の２次巻線からは交流端子（ＵＸ、ＶＸ、ＷＸ）を介して所内電源や界磁回路に給電される。

以下、図９の構成で、直流電源装置９０１の単位変換器１０３のコンデンサ２０３を充電する手順を示す。充電期間中、断路器９０５Ｐと９０５Ｎは開路状態に保つ。

バイパス遮断器９１９を開路状態に保ったまま初充電用遮断器９１６、初充電接続用遮断器９１８を閉路すると限流抵抗器９１７で突入電流を抑えながら単位変換器１０３のコンデンサ２０３の充電を開始する。続いてバイパス遮断器９１９を閉路して充電を加速する。初充電用変圧器９１５の交流端子電圧のダイオード整流による充電が終了したら初充電接続用遮断器９１８を開路し、遮断器９０４を閉路して直流電源装置９０１の変圧器１０００１または１００２を充電したのち、単位変換器１０３のＰＷＭ制御で所期の電圧までコンデンサ電圧を昇圧充電する。

次に交流回転電気機械９０２Ａ側の６アーム（１０４ＲＰ、１０４ＳＰ、１０４ＴＰ、１０４ＲＮ、１０４ＳＮ、１０４ＴＮ）の単位変換器１０３には直流電源装置９０１から給電し、ＰＷＭ制御によって各々の単位変換器のコンデンサ２０３を充電する。

以上によって充電を完了した後、交流回転電気機械９０２Ａを停止したまま直流電源装置９０１側の単位変換器１０３のみを動作させ、無効電力調整装置として運用することができる。交流回転電気機械９０２Ａにフランシスポンプ水車を直結した場合、発電方向と揚水方向では相順が反転するが、いずれも変換器の制御のみで切り替え可能であり相反転断路器は不要である。

本実施形態によれば単位変換器は全て充電済み状態であるため、発電・電動何れの回転方向の運転にも迅速に起動することができる。

図１２は、第３の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線と端子接続の例を示す。簡単のために最小構成に近いスロット数３６の４極機の例を示す。また、界磁との関係を示すために突極同期機を描いているが、円筒界磁同期機や誘導機であっても良い。

図１２の巻線と端子構成は、図２２に示す巻線と端子構成からコイル端部の変更のみで実現できる。図２２は、２重星型結線の４極機、一般的な２層コイルの６０度位相帯構成である。図の例では、各相で正極側３回巻、負極側３回巻の合計６回巻である。この星型結線を極間亘り線で２並列している。

一方、図１２では１組目の３相端子（ＲＰ、ＳＰ、ＴＰ）の巻線は２つの正極を直列接続し、合計６回巻である。もう一方の３相端子（ＲＮ、ＳＮ、ＴＮ）の巻線は２つの負極を直列接続し、合計６回巻である。

図１２の実施形態によれば、改造前後で巻数が変わらぬため、定格電圧を維持できる。このため、遮断器９０６などの機器を流用することができる。また、直流電源装置として図１１の実施形態を用いた場合、変圧器１００２の２次側端子電圧が改造前後で変わらぬため、変圧器１００２を流用することができる。

図９の構成では、ＭＭＣ変換器をバイパスして運転することができる。具体的には、断路器９０５Ｐ、９０５Ｎ、遮断器９０６、断路器９０７Ａ、９０７Ｂを閉路することにより、交流回転電気機械９０２Ａを３相の２重星型結線の発電機として運用することができる。フランシスポンプ水車と直結する場合、相順は発電方向に接続することにより、ＭＭＣ変換器をバイパスして発電運用が可能となる。

図１３は、第３の実施形態を示す制御装置９０５の制御ブロック図である。前の図５と同一番号は同一品を示すため、重複を避けるため説明を省略する。

１３０１は指令切替器（ＳＷ１）で、一定の始動周波数ωＳと、回転速度周波数ωに指令を切り替える。１３０２は電流指令発生器で、回転速度周波数ωに比例する電流指令ＩＤ＊を出力する。１３０３は電流指令発生器でＩＤ＊＝０を出力する。１３０４は指令切替器（ＳＷ２）で、有効電力調整器５０６Ａ、電流指令発生器１３０２、電流指令発生器１３０３を選択切り替えして電流指令ＩＤ＊を出力する。

１３０５は指令切替器（ＳＷ３）で、有効電力指令Ｐ＊と有効電力計測値Ｐを選択切り替える。１３０６は電力演算器で、電力演算器５０５に交流発電電動機９０２Ａの線間電圧実効値ＶＧＭの出力を追加している。１３０７は電圧指令発生器で、回転速度周波数ωに比例した電圧指令ＶＧＭ＊の発生器、１３０８は交流発電電動機９０２Ａの電圧調整器、１３０９は電流指令発生器でＩＱ＊＝０を出力する。１３１０は指令切替器（ＳＷ４）で、電圧調整器１３０８、電流指令発生器１３０９、無効電力調整器５０７Ａを選択切り替えして電流指令ＩＱ＊を出力する。

以上より、図９と図１３の実施形態で、交流発電電動装置を起動する方法を図１４に示す。

最初に電動機モードでの起動方法を説明する。

図１４では、時刻Ｔｍ１で予め単位変換器１０３のコンデンサは充電済み、遮断器９０４は閉路、断路器９０５Ｐ、９０５Ｎ、９０７Ａ、９０７Ｂは開路状態に保持する。

遮断器ＣＢＥ２は閉路（ＯＮ）、ＣＢＥ３は開路状態（ＯＦＦ）、指令切替器ＳＷ１は一定速度指令ωＳ固定側に設定、指令切替器ＳＷ２は速度比例のＩＤ＊指令側（ＩＤ＊＝ｋω）に設定する。指令切替器ＳＷ３は有効電力計測値Ｐ側に設定、指令切替器ＳＷ４はＩＱ＊=０に設定する。

以上の状態で時刻Ｔｍ２でＭＭＣ変換器を起動すると（ＭＭＣ制御＿ＯＮ）、交流回転電気機械９０２Ａは、ダンパー巻線による誘導機モードで起動する。時刻Ｔｍ３で回転速度が設定値ωＳ相当になったらＭＭＣ変換器を一旦停止し（ＭＭＣ制御＿ＯＦＦ）、ＣＢＥ３を閉路して界磁用電力変換器９１１に接続する。続いて時刻Ｔｍ４でＣＢＥ２を開路し、抵抗器９１３を切り離す。同時に指令切替器ＳＷ１を回転速度周波数ω（回転速度ω）に切り替えて指令切替器ＳＷ４を電圧調整器１３０８の出力側（ＡＶＲ）に切り替える。これにより、ＩＤ＊指令は速度に比例した指令値を出力し、ＩＱ＊指令も速度に比例した指令値を出力する。同時に界磁制御を開始する。この状態を保ちながら時刻Ｔｍ５でＭＭＣ変換器制御を開始すると（ＭＭＣ制御＿ＯＮ）、同期機トルクで加速を開始する。回転速度ωが可変速運転範囲に入ると時刻Ｔｍ６で指令切替器ＳＷ２の出力をＩＤ＊＝０に一旦切り替え、時刻Ｔｍ７で指令切替器ＳＷ２を有効電力調整器の出力側（ＡＰＲ）に、指令切替器ＳＷ３を指令Ｐ＊側に、指令切替器ＳＷ４を無効電力調整器の出力側（ＡＱＲ）に設定し、通常の可変速電動機モードの運転に入る。

以上、本実施形態によれば、始動用装置に頼ることなく、電動機モードで自己始動が可能となる。

次に発電モードでの始動方法を説明する。

図１４では、Ｔｇ１で予め単位変換器１０３のコンデンサ２０３は充電済み、遮断器９０４は閉路、断路器９０５Ｐ、９０５Ｎ、９０７Ａ，９０７Ｂは開路状態に保持する。

遮断器ＣＢＥ２は開路、ＣＢＥ３は閉路状態、指令切替器ＳＷ１は使用せず（不定なので一方に固定）、指令切替器ＳＷ２はＩＤ＊＝０側に設定する。指令切替器ＳＷ３は有効電力計測値Ｐ側に設定、指令切替器ＳＷ４は電圧調整器出力側に設定する。

発電モードでは交流回転電気機械９０２Ａに直結された原動機の調速機で回転速度制御し、原動機側の駆動トルクで起動・加速する。

以上の状態で、Ｔｇ１で原動機側の調速機で調整しながら加速する。交流回転電気機械９０２Ａは無負荷状態のままとする。回転速度が可変速範囲まで加速された後、Ｔｇ２で調速機への回転速度指令を一定に保つ。この時、位相信号θは回転位相なので、交流回転電気機械９０２Ａの端子に誘起される電圧と電圧指令の位相は同期する。Ｔｇ３でＭＭＣ制御を開始すると同時に指令切替器ＳＷ４を無効電力調整器側に切り替え設定する。続いてＴｇ４で指令切替器ＳＷ２を有効電力調整器出力側に、指令切替器ＳＷ３を有効電力指令Ｐ＊側に切り替え、通常の可変速発電機モードの運転に入る。

（第４の実施形態）
図１５は、本発明の第４の実施形態を示す回路図である。前の図６、図９と同一番号は同一品を示す。重複を避けるため説明を省略する。ここで、交流回転電気機械１５０２Ａは、ダンパー巻線を備えた同期機である。

２組の星型結線を備えた交流回転電気機械１５０２Ａには３相端子（Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１）と３相端子（Ｒ２、Ｓ２、Ｔ２）を設け、２組の星型結線の中性点を締結してＮ端子に引き出し、直流電源装置１５０１の第２端子（Ｎ）に接続する。ＭＭＣ変換器の単位変換器１０３の出力端子（ｘ、ｙ）のＮ段直列接続からなる２端子（ａ、ｂ）を備えたアームを６台（１５０４Ｒ１、１５０４Ｓ１、１５０４Ｔ１、１５０４Ｒ２、１５０４Ｓ２，１５０４Ｔ２）設け、アーム３台（１５０４Ｒ１、１５０４Ｓ１、１５０４Ｔ１）のｂ端子を直流電源装置１５０１の第１端子（Ｐ）に星型接続し、ａ端子を交流回転電気機械１５０２Ａの３相端子（Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１）に接続する。残るアーム３台（１５０４Ｒ２、１５０４Ｓ２、１５０４Ｔ２）のｂ端子を直流電源装置１５０１の第１端子（Ｐ）に星型接続し、ａ端子を交流回転電気機械１５０２Ａの３相端子（Ｒ２、Ｓ２、Ｔ２）に接続する。

１６０５は制御装置で、６台の直流電流変成器１０６、３相端子（Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１）の線間電圧を計測する直流電圧変成器１０７Ｃ、３相端子（Ｒ２、Ｓ２、Ｔ２）の線間電圧を計測する直流電圧変成器１０７Ｄ、電気角表示の回転位相θを計測する位相検出器１０８からの信号を入力して制御演算し、単位変換器１０３にゲート信号（Ｇａｔｅ１＊、Ｇａｔｅ２＊）を出力する。断路器１５０５は通常運用時は閉路、保守時に開路する。断路器１５０７は通常運用時は開路、バイパス運転時は閉路する。

直流電源装置１５０１は、交流系統側端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）と直流側端子（Ｐ、Ｎ）の間で電力変換する。交流系統側端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）は、交流系統９０３から遮断器９０４を介して接続される。

直流電源装置１５０１には、このほかに２組の交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）（ＵＸ、ＶＸ、ＷＸ）を備える。交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）からは、断路器１５０５と遮断器１５０６を介し、断路器１５０７で分岐してから交流回転電気機械の２組の３相端子（Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１）と（Ｒ２、Ｓ２、Ｔ２）に接続される。交流端子（ＵＸ、ＶＸ、ＷＸ）は、所内電源系統９２０と、界磁用遮断器９０９と界磁用変圧器９１０を介して界磁用電力変換器９１１に分岐される。界磁巻線９０８は、抵抗器９１３に接続する遮断器９１４と、界磁用電力変換器９１１に接続する遮断器９１２によって切り替え接続する。

交流系統９０３には初充電用変圧器９１５と初充電用遮断器９１６、限流抵抗９１７、初充電接続用遮断器１５１８を介して交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続される。また、限流抵抗９１７用にはバイパス遮断器９１９を設ける。

図１６は、直流電源装置１５０１の実施形態を示す回路図で、特許文献３に開示されたＺＣＭＭＣ変換器を適用している。

変圧器１６０１は、交流系統側端子（Ａ、Ｂ、Ｃ）を一次巻線に接続し、２次・３次巻線は千鳥結線で、交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に接続する。変圧器１６０１の交流端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）には単位変換器１０３を直列接続した２端子アーム３台（１６０２Ｕ、１６０２Ｖ、１６０２Ｗ）のａ端子に接続し、ｂ端子を直流端子（Ｐ）に星型接続する。一方、千鳥結線の中性点は直流端子（Ｎ）に接続する。変圧器１６０１にデルタ結線された４次巻線を設け、所内電源と界磁回路への給電機能と３次高調波抑制機能を兼ねる。

図１７は、第４の実施形態を示す交流回転電気機械の電機子巻線と端子接続の例を示す。簡単のために最小構成に近いスロット数３６の４極機の例を示す。また、界磁との関係を示すために突極同期機を描いているが、円筒界磁同期機や誘導機であっても良い。

図１７の巻線と端子構成は、図２３に示す巻線と端子構成からコイル端部の変更のみで実現できる。図２３は、２重星型結線の４極機、一般的な２層コイルの１２０度位相帯構成である。図の例では、各相で６回巻である。この星型結線を極間亘り線で２並列している。

一方、図１７では２重星型結線を２組に分けて独立の端子を引き出し、１組目の３相端子（Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１）、２組目の３相端子（Ｒ２、Ｓ２、Ｔ２）の巻線は図２３と同様に合計６回巻である。

図１７の実施形態によれば、改造前後で巻数が変わらぬため、定格電圧を維持できる。このため、遮断器１５０６などの機器を流用することができる。

図１５の構成では、ＭＭＣ変換器をバイパスして運転することができる。具体的には、断路器１５０５、遮断器１５０６、断路器１５０７を閉路することにより、交流回転電気機械１５０２Ａを３相の２重星型結線の発電機として運用することができる。フランシスポンプ水車と直結する場合、相順は発電方向に接続することにより、ＭＭＣ変換器をバイパスして発電運用が可能となる。

図１７の実施形態によれば、交流回転電気機械１５０２Ａの電流容量増大と共に星型結線を並列する場合、並列巻線を等分して端子を分割して引き出すことにより、アームあたりの電流を削減することができる。これによって単位変換器１０３内のスイッチング素子の並列数を削減し、構成を簡素化して信頼性を向上することが可能となる。

図１８は、第４の実施形態を示す制御装置１６０５の制御ブロック図である。前の図５および図８と同一番号は同一品を示すため、重複を避けるため説明を省略する。

１８０１Ａは相電圧演算器、線間電圧検出信号から相電圧信号を演算する。５０２は速度演算器、５０３Ａと５０３Ｂは移動平均演算器で、２組の３相交流電流（ＩＲ１、ＩＳ１、ＩＴ１）（ＩＲ２、ＩＳ２、ＩＴ２）の合計をＮｐ回移動平均して直流電流ＩＤＣ１とＩＤＣ２を演算する。ｄ−ｑ変換器１８０４Ａと１８０４Ｂは数式４の演算を行い、各々（ＩＤ１、ＩＱ１）（ＩＤ２、ＩＱ２）を出力する。ただし、相順はＲＳＴの場合を示す。

１８０６は電力演算器で、相電圧信号と交流電流信号から瞬時対称座標法で有効電力Ｐと無効電力Ｑを演算する。

５０６Ｂは有効電力調整器、５０７Ｂは無効電力調整器で、各々有効電力指令Ｐ＊と無効電力指令Ｑ＊に演算値Ｐ，Ｑが一致するように電流指令ＩＤ＊とＩＱ＊を出力する。５０８Ｂは交流電流調整器で、電流指令ＩＤ＊を２等分した指令値のそれぞれが計測演算値ＩＤ１、ＩＱ１と一致するように制御演算するとともに、電流指令ＩＱ＊を２等分した指令値のそれぞれが計測演算値ＩＤ２、ＩＱ２と一致するように制御演算する。１８０９Ａと１８０９Ｂは直流電流調整器で、直流電流調整器１８０９Ａは、出力指令値Ｐ＊と直流電源の出力電圧指令ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤＣ１が一致するように制御演算し、直流電流調整器１８０９Ｂは、出力指令値Ｐ＊と直流電源の出力電圧指令ＶＤＣ＊の除算から求めた直流電流指令ＩＤＣ＊を２等分した指令値と計測演算値ＩＤＣ２が一致するように制御演算する。

本実施例の場合、電流経路の自由度は６であり、交流電流調整器５０８Ｂの積分演算器４台と直流電流調整器の積分演算器２台の合計は６台で等しいため、全ての積分演算器入力偏差を独立にゼロに抑えることができる。１８１０Ｃと１８１０Ｄは逆ｄ−ｑ変換器で、数式３の演算を行う。

１８１１Ａはアーム１５０４Ｒ１、１５０４Ｓ１、１５０４Ｔ１への直流電圧指令補正演算器で、出力電圧指令ＶＲ１＊，ＶＳ１＊，ＶＴ１＊を出力し、１８１１Ｂはアーム１５０４Ｒ２、１５０４Ｓ２、１５０４Ｔ２への直流電圧指令補正演算器で、出力電圧指令ＶＲ２＊，ＶＳ２＊，ＶＴ２＊を出力する。

以上より、交流回転電気機械１５０２Ａの２組の並列巻線の３相端子（Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１）（Ｒ２、Ｓ２、Ｔ２）の相電圧は等しく（ＶＲ＊、ＶＳ＊、ＶＴ＊）とすると、アーム１５０４Ｒ１への出力電圧指令ＶＲ１＊と１５０４Ｒ２への出力電圧指令ＶＲ２＊は、各々
ＶＲ１＊＝＋ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
ＶＲ２＊＝＋ＶＲ＊＋（１／２）×ＶＤＣ
となる。

これらの出力電圧指令と単位変換器１０３のコンデンサ電圧ＶＣとからＰＷＭ演算器１８１２Ａと１８１２Ｂでゲート指令Ｇａｔｅ１＊とＧａｔｅ２＊を出力する。

（第５の実施形態）
図１９は、第５の実施形態を示す制御装置９０５の制御ブロック図である。前の図１３と同一番号は同一品を示すため、重複を避けるため説明を省略する。

この実施形態では、本発明のシステムのダンパー巻線付同期機９０２Ａにポンプあるいは可逆式ポンプ水車を直結し、ポンプあるいは可逆式ポンプ水車の吐出側に封止弁を設けている。１９０１は回転速度指令発生器で、全揚程信号Ｈｐから水圧確立時の入力Ｐｐと可変速発電電動システムの特性で決まる加速時の電動機入力Ｐｍが一致する速度ωｐを出力する。全揚程の変動幅が小さい場合は一定値出力の指令発生器に簡素化してもよい。１９０２は回転速度調整器で、回転速度指令ωｐ＊と回転速度周波数ωの偏差が零となるよう電流指令ＩＤ＊を調整する。１９０３は指令切替器（ＳＷ５）で、回転速度指令ωｐ＊と回転速度周波数ωを判定条件に電流指令ＩＤ＊を切り替える。

以上より、図９と図１９の実施形態で、交流発電電動システムを起動する方法を図２０に示す。前の図１４と同じ記号は同じ内容であり、重複を避ける為に説明を省略する。

時刻Ｔｍ２でＭＭＣ変換器を起動すると（ＭＭＣ制御＿ＯＮ）、交流回転電気機械９０２Ａは、ダンパー巻線による誘導機モードで起動し、有効電力Ｐｍが０から上昇開始する。時刻Ｔｍ３で回転速度ωが設定値ωＳ相当になったらＭＭＣ変換器を一旦停止し（ＭＭＣ制御＿ＯＦＦ）、有効電力Ｐｍは０に戻る。ＣＢＥ３を閉路して界磁用電力変換器９１１に接続する。続いて時刻Ｔｍ４でＣＢＥ２を開路し、抵抗器９１３を切り離す。同時に指令切替器ＳＷ１を回転速度周波数ωに切り替えて指令切替器ＳＷ４を電圧調整器１３０８の出力側（ＡＶＲ）に切り替える。これにより、ＩＤ＊指令は速度に比例した指令値を出力し、ＩＱ＊指令も速度に比例した指令値を出力する。同時に界磁制御を開始する（界磁制御＿ＯＮ）。この状態を保ちながら時刻Ｔｍ５でＭＭＣ変換器制御を開始すると（ＭＭＣ制御＿ＯＮ）、同期機トルクで加速を開始する。この期間の電圧・電流ともに回転速度ωに比例するため、電動機入力Ｐｍは回転速度ωの２乗に比例して増加する。一方、水圧確立時の入力Ｐｐは回転速度ωにより漸増するが、電動機入力Ｐｍの変化に比べて小さいので、両者が一致する回転速度ωが必ず存在する。この値は全揚程範囲やターボ機械の比速度によって変わるが、定格入力時の回転速度を１００％とすれば、経験的に５０％と９０％の間に収まる。この値を速度指令発生器１９０１で演算して回転速度指令ωｐ＊として出力する。回転速度ωが指令値ωｐ＊まで加速したら、時刻Ｔｍ８で指令切替器ＳＷ５から出力する電流指令ＩＤ＊を回転速度調整器１９０２出力（ＡＳＲ）に切替えると同時に指令切替器ＳＷ４を無効電力調整器５０７Ａ出力（ＡＱＲ）に切り替える。時刻Ｔｍ８で加速を停止するため、電動機入力Ｐｍはいったん低下するが、時刻Ｔｍ９で封止弁を開いて水圧確立すると（封止弁＿開）、電動機入力Ｐｍはポンプあるいはポンプ水車入力Ｐｐの急上昇に応じて再上昇する。この間の電動機入力Ｐｍの変動を抑えるためには、時刻Ｔｍ９と時刻Ｔｍ８の時間差ΔＴｐを出来るだけ短くするよう封止弁を開くタイミングを調整し、回転速度指令発生器１９０１の精度を高めてΔＰｐを小さくすれば良い。水圧確立時の回転速度動揺を回転速度調整器１９０２で整定したら、時刻Ｔｍ１０で指令切替器ＳＷ５で電流指令ＩＤ＊を有効電力調整器の出力（ＡＰＲ）に、指令切替器ＳＷ３を指令Ｐ＊側に切替し、通常の可変速電動機モードの運転に入る。

本実施形態によれば、起動トルクを確保できるために水面押し下げ装置が不要となり、停止時からポンプあるいはポンプ水車を充水状態から加速できるので起動時間を短縮できる。また、加速期間中は単位変換器１０３の出力電流容量の上限で運転できるので加速時間を短縮できる。また、水圧確立時の電動機入力変動を最小限に抑えることができるため、従来の揚水機で必要だった交流系統の負荷調整等が不要となり、柔軟な運用を実現する効果がある。

以上の実施形態では３相の交流回転電気機械を例に説明してきたが、本発明の実施形態をＮ相の交流回転電気機械に展開できることは言うまでもない。また、以上の実施の形態では巻線方式として重ね巻を例に説明してきたが、本発明の各実施の形態を波巻に展開できることは言うまでもない。

１０１Ａ、９０１、９０１Ａ、９０１Ｂ、１５０１ 直流電源装置
１０２Ａ、１０２Ｂ、９０２Ａ、１５０２Ａ 交流回転電気機械
９０３ 交流系統
９０４、９０６、９１２、９１４、１５０６ 遮断器
１００１、１００２、１６０１ 変圧器
１００３ ３端子リアクトル
９２０ 所内電源系統
９０８ 界磁巻線
９０９ 界磁用遮断器
９１０ 界磁用変圧器
９１１ 界磁用電力変換器
９１３ 抵抗器
９１７ 限流抵抗
９１５ 初充電用変圧器
９１６ 初充電用遮断器
９１８、１５１８ 初充電接続用遮断器
９１９ バイパス遮断器
１０９Ａ、１０９Ｂ、６０９、９０５Ｐ、９０５Ｎ、９０７Ａ、９０７Ｂ、１５０５、 １５０７ 断路器
１０４ＲＰ、１０４ＳＰ、１０４ＴＰ、１０４ＲＮ、１０４ＳＮ、１０４ＴＮ、６０４Ｒ、６０４Ｓ、６０４Ｔ、１００４ＵＰ、１００４ＶＰ、１００４ＷＰ、１００４ＵＭ、１００４ＶＭ、１００４ＷＭ、１５０４Ｒ１、１５０４Ｓ１、１５０４Ｔ１、１５０４Ｒ２、１５０４Ｓ２、１５０４Ｔ２、１６０２Ｕ、１６０２Ｖ、１６０２Ｗ アーム
１０６ 直流電流変成器
１０７Ａ、１０７Ｂ、１０７Ｃ、１０７Ｄ、２０８、６０７、５０７Ａ、５０７Ｂ 直流電圧変成器
１０３ 単位変換器
２０１、２０２、２１２、２１３、２１４、２１５ スイッチング素子
１０５Ａ、６０５Ａ、９０５、１６０５ 制御装置
２０３ コンデンサ
２０４Ａ、２０４Ｂ 光通信ケーブル
２０５Ａ、２０５Ｂ 光・電気変換素子
２０６Ａ シリアル・パラレル変換回路
２０７Ａ ゲートドライバ
２０９ アナログ・ディジタル変換器
２１０ パラレル・シリアル変換器
２１１ 電気・光変換素子
５０１Ａ、５０１Ｂ、１８０１Ａ 相電圧演算器
５０２ 速度演算器
５０３Ａ、５０３Ｂ 移動平均演算器
５０４Ｐ、５０４Ｎ、５０４Ｃ、１８０４Ａ、１８０４Ｂ ｄ−ｑ変換器
５０５Ａ、５０５Ｂ、１３０６、１８０６ 電力演算器
５０６Ａ、５０６Ｂ 有効電力調整器
５０７Ａ、５０７Ｂ 無効電力調整器
５０８Ａ、５０８Ｂ 交流電流調整器
５０９Ａ、５０９Ｂ、１８０９Ａ、１８０９Ｂ 直流電流調整器
５１０Ｐ、５１０Ｎ、５１０Ｃ、１８１０Ｃ、１８１０Ｄ 逆ｄ−ｑ変換器
５１１Ｐ、５１１Ｎ、５１１Ｃ、１８１１Ａ、１８１１Ｂ 直流電圧指令補正演算器
５１２Ｐ、５１２Ｎ、５１２Ｃ、１８１２Ａ、１８１２Ｂ ＰＷＭ演算器
１３０１、１３０４、１３０５、１３１０、１９０３ 指令切替器
１３０２、１３０３、１３０９ 電流指令発生器
１３０７ 電圧指令発生器
１３０８ 電圧調整器
１９０１ 回転速度指令発生器
１９０２ 回転速度調整器

Claims (8)

1. 直流電源に接続された電力変換器と、この電力変換器の交流側に接続された３相交流回転電気機械とからなる可変速発電電動装置において、
   前記電力変換器は電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器をｋ個（ｋは１以上の自然数）直列に接続した２端子アームを６個備え、
   前記交流回転電気機械は２層コイルで６０度位相帯の電機子巻線を備え、この電機子巻線を第１極側と第２極側に分けて中性点端子を締結して２重星型結線として２組の３相端子で引き出し、
   前記電機子巻線の第１極側の前記３相端子を前記電力変換器の３個の２端子アームの第１端子にそれぞれ接続し、これら３個の２端子アームの第２端子を前記直流電源の第１端子に星型結線し、
   前記電機子巻線の第２極側の前記３相端子を前記電力変換器の残り３個の２端子アームの第２端子にそれぞれ接続し、これら３個の２端子アームの第１端子を前記直流電源の第２端子に星型結線し、
   前記直流電源の直流電流を３等分して相毎に前記直流電源の第２端子に接続された前記３個の２端子アーム、前記電機子巻線の第２極側の３相端子、前記電機子巻線の第１極側の３相端子、前記直流電源の第１端子に接続された前記３個の２端子アームの順に貫流させる手段、
   を設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
2. 直流電源に接続された電力変換器と、この電力変換器の交流側に接続された３相交流回転電気機械とからなる可変速発電電動装置において、
   前記電力変換器は電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器をｋ個（ｋは１以上の自然数）直列に接続した２端子アームを３個備え、
   前記交流回転電気機械は２層コイルで１２０度位相帯の電機子巻線を備え、この電機子巻線を星型結線して３相端子で引き出し、
   前記星型結線の前記３相端子を前記電力変換器を構成する３個の２端子アームの第１端子にそれぞれ接続し、これら３個の２端子アームの第２端子を前記直流電源の第１端子に星型結線し、前記電機子巻線の中性点を前記直流電源の第２端子に接続し、前記直流電源の直流電流を３等分して相毎に前記直流電源の第２端子に接続された前記電機子巻線の前記中性点、前記電機子巻線の前記３相端子、前記直流電源の第１端子に接続された前記３個の２端子アームの順に貫流させる手段、
   を設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
3. 直流電源に接続された電力変換器と、この電力変換器の交流側に接続された（４×ｎ）極（ｎは１以上の自然数）の３相交流回転電気機械とからなる可変速発電電動装置において、
   前記電力変換器は電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器をｋ個（ｋは１以上の自然数）直列に接続した２端子アームを６個備え、
   前記交流回転電気機械は２層コイルで６０度位相帯の電機子巻線を備え、この電機子巻線の第１極側と第２極側に分けて各相に（２×ｎ）極の巻線を直列接続してｍ（ｍは１以上の自然数）重並列した星型結線の中性点端子を締結し、巻線の反対側を２組の３相端子で引き出し、
   前記電機子巻線の第１極側の前記３相端子を前記電力変換器の３個の２端子アームの第１端子にそれぞれ接続し、これら３個の２端子アームの第２端子を前記直流電源の第１端子に星型結線し、
   前記電機子巻線の第２極側の前記３相端子を前記電力変換器の残り３個の２端子アームの第２端子にそれぞれ接続し、これら３個の２端子アームの第１端子を前記直流電源の第２端子に星型結線し、
   前記直流電源の直流電流を３等分して相毎に前記直流電源の第２端子に接続された前記３個の２端子アーム、前記電機子巻線の第２極側の前記３相端子、前記電機子巻線の第１極側の前記３相端子、前記直流電源の第１端子に接続された前記３個の２端子アームの順に貫流させる手段、
   を設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
4. 直流電源に接続された電力変換器と、この電力変換器の交流側に接続されたダンパー巻線付きの同期機とからなる可変速発電電動システムにおいて、
   前記電力変換器は電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器をｋ個（ｋは１以上の自然数）直列に接続した２端子アームを備え、
   前記電力変換器から前記同期機に供給する電流の周波数および振幅を一定値に調整する第１の制御手段と、
   前記電力変換器から前記同期機に供給する電流の周波数を前記同期機の回転速度に同期させ、この電流の振幅を周波数に比例した値に調整する第２の制御手段と、
   前記第１の制御手段を用いる時は前記同期機の界磁巻線を抵抗で短絡し、前記第２の制御手段を用いる時は前記同期機の界磁巻線を励磁装置に接続する切り替え手段と、
   を設け、
   前記同期機を停止状態から起動する時は前記第１の制御手段を用い、周波数が設定値に達したら前記第２の制御手段に切り替えることを特徴とする可変速発電電動システム。
5. 前記ダンパー巻線付きの同期機にポンプまたは可逆式ポンプ水車を直結して吐出側に封止弁を設け、このポンプまたは可逆式ポンプ水車の揚程信号に応じて回転速度指令を発生し、この回転速度指令に回転速度を調整する第３の制御手段、を設け、
   前記第２の制御手段で前記回転速度指令への加速を検出した場合に前記封止弁を開き、第３の制御手段に切替ることを特徴とする請求項４に記載の可変速発電電動システム。
6. 直流電源に接続された電力変換器と、Ｎは２以上の自然数であって、この電力変換器の交流側に接続されたＮ相交流回転電気機械とからなる可変速発電電動装置において、
   前記電力変換器は電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器をｋ個（ｋは１以上の自然数）直列に接続した２端子アームを（２×Ｎ）個備え、
   前記交流回転電気機械は２層コイルで（１８０／Ｎ）度位相帯の電機子巻線を備え、この電機子巻線の第１極側と第２極側に分けて中性点端子を締結して２重星型結線として２組のＮ相端子で引き出し、
   前記電機子巻線の第１極側の前記Ｎ相端子を前記電力変換器のＮ個の２端子アームの第１端子にそれぞれ接続し、これらＮ個の２端子アームの第２端子を前記直流電源の第１端子に星型結線し、前記電機子巻線の第２極側の前記Ｎ相端子を前記電力変換器の残りＮ個の２端子アームの第２端子にそれぞれ接続し、これらＮ個の２端子アームの第１端子を前記直流電源の第２端子に星型結線し、
   前記直流電源の直流電流をＮ等分して相毎に前記直流電源の第２端子に接続された前記Ｎ個の２端子アーム、前記電機子巻線の第２極側の前記Ｎ相端子、前記電機子巻線の第１極側の前記Ｎ相端子、前記直流電源の第１端子に接続された前記Ｎ個の２端子アームの順に貫流させる手段、
   を設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
7. 直流電源に接続された電力変換器と、Ｎは２以上の自然数であって、この電力変換器の交流側に接続されたＮ相交流回転電気機械とからなる可変速発電電動装置において、
   前記電力変換器は電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器をｋ個（ｋは１以上の自然数）直列に接続した２端子アームをＮ個備え、
   前記交流回転電気機械は２層コイルで（３６０／Ｎ）度位相帯の電機子巻線を備え、この電機子巻線を星型結線してＮ相端子で引き出し、
   前記星型結線の前記Ｎ相端子を前記電力変換器を構成するＮ個の２端子アームの第１端子にそれぞれ接続し、これらＮ個の２端子アームの第２端子を前記直流電源の第１端子に星型結線し、前記電機子巻線の前記中性点を前記直流電源の第２端子に接続し、
   前記直流電源の直流電流をＮ等分して相毎に前記直流電源の第２端子に接続された前記電機子巻線の中性点、前記電機子巻線の前記Ｎ相端子、前記直流電源の第１端子に接続された前記Ｎ個の２端子アームの順に貫流させる手段、
   を設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。
8. 直流電源に接続された電力変換器と、Ｎは２以上の自然数であって、この電力変換器の交流側に接続された（４×ｎ）極（ｎは１以上の自然数）のＮ相交流回転電気機械とからなる可変速発電電動装置において、
   前記電力変換器は電圧源特性のエネルギー貯蔵要素を介して任意の電圧を出力可能な２端子の単位変換器をｋ個（ｋは１以上の自然数）直列に接続した２端子アームを（２×Ｎ）個備え、
   前記交流回転電気機械は２層コイルで（１８０／Ｎ）度位相帯の電機子巻線を備え、この電機子巻線の第１極側と第２極側に分けて各相に（２×ｎ）極の巻線を直列接続してｍ（ｍは１以上の自然数）重並列した星型結線の中性点端子を締結し、巻線の反対側を２組のＮ相端子で引き出し、
   前記電機子巻線の第１極側の前記Ｎ相端子を前記電力変換器のＮ個の２端子アームの第１端子にそれぞれ接続し、これらＮ個の２端子アームの第２端子を前記直流電源の第１端子に星型結線し、
   前記電機子巻線の第２極側の前記Ｎ相端子を前記電力変換器の残りＮ個の２端子アームの第２端子にそれぞれ接続し、これらＮ個の２端子アームの第１端子を前記直流電源の第２端子に星型結線し、
   前記直流電源の直流電流をＮ等分して相毎に前記直流電源の第２端子に接続された前記Ｎ個の２端子アーム、前記電機子巻線の第２極側の前記Ｎ相端子、前記電機子巻線の第１極側の前記Ｎ相端子、前記直流電源の第１端子に接続された前記Ｎ個の２端子アームの順に貫流させる手段、
   を設けたことを特徴とする可変速発電電動装置。

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