JPWO2015194112A1 - Current detector - Google Patents

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Abstract

使用温度が変化する状況下であっても複雑な演算処理を簡略化して電流検出ができる電流検出装置を提供する。電流検出装置（１０）は、クロック生成部（１２）と、変換回路（１３）と、サンプリング部（１５）と、タイミング制御部（１４）とを備える。クロック生成部（１２）は、励磁クロック（ＣＬ１）と、励磁クロック（ＣＬ１）の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロック（ＣＬ２）とを生成する。サンプリング部（１５）は、変換回路（１３）で出力される検出電圧（Ｖｄ）をサンプリングクロック（ＣＬ２）に基づいてサンプリングする。タイミング制御部（１４）は、励磁電流の変曲点に検出電圧（Ｖｄ）をサンプリングするタイミングがくるように、検出電圧（Ｖｄ）をサンプリングするタイミングを制御する。Provided is a current detection device capable of detecting a current by simplifying a complicated calculation process even under a situation where a use temperature changes. The current detection device (10) includes a clock generation unit (12), a conversion circuit (13), a sampling unit (15), and a timing control unit (14). The clock generator (12) generates an excitation clock (CL1) and a sampling clock (CL2) that is oscillated at an even multiple of the frequency of the excitation clock (CL1). The sampling unit (15) samples the detection voltage (Vd) output from the conversion circuit (13) based on the sampling clock (CL2). The timing control unit (14) controls the timing for sampling the detection voltage (Vd) so that the timing for sampling the detection voltage (Vd) comes to the inflection point of the excitation current.

Description

本発明は、一般に電流検出装置、より詳細には導線を流れる被測定電流を検出する電流検出装置に関する発明である。   The present invention generally relates to a current detection device, and more particularly to a current detection device that detects a current to be measured flowing through a conducting wire.

近年、電子機器には、漏電電流を検出するフラックスゲート型の電流検出装置（以下、電流検出装置）が用いられている。   In recent years, flux gate type current detection devices (hereinafter referred to as current detection devices) that detect leakage current have been used in electronic devices.

従来の電流検出装置では、使用温度によって電流検出装置による検出結果が変化する。例えば、同一の漏電電流（被測定電流）であっても、温度が異なると、検出結果が異なってしまう可能性がある。   In the conventional current detection device, the detection result by the current detection device varies depending on the operating temperature. For example, even with the same leakage current (current to be measured), the detection result may be different if the temperature is different.

そこで、使用温度が変化する状況下においても、装置の温度に応じて検出結果を補正する技術がある（文献１「日本国特許公開番号２０１３−６１３２２」参照）。   Therefore, there is a technique for correcting the detection result in accordance with the temperature of the apparatus even under a situation where the use temperature changes (see Document 1 “Japanese Patent Publication No. 2013-61322”).

しかしながら、文献１に記載の構成では、電流検出装置に流れる電流の周波数の基本波成分および２倍高調波成分を抽出するため、演算処理が複雑になるという問題がある。   However, the configuration described in Document 1 has a problem that the arithmetic processing is complicated because the fundamental wave component and the second harmonic component of the frequency of the current flowing through the current detection device are extracted.

そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされており、その目的は、使用温度が変化する状況下であっても複雑な演算処理を簡略化して電流検出ができる電流検出装置を提供することにある。   Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a current detection device capable of detecting a current by simplifying a complicated calculation process even under a situation where a use temperature changes. is there.

本発明の一態様である電流検出装置は、導線に流れる被測定電流を検出する電流検出装置であって、所定の周波数で発振される励磁クロックと、前記所定の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックとを生成するクロック生成部と、前記導線が挿通される開口部を有する磁性体コアと、前記磁性体コアに巻回された励磁コイルとを有し、前記励磁クロックが発振される周期と同一周期の励磁電圧を前記励磁コイルに印加して前記励磁コイルに流れる励磁電流を生成し、生成した前記励磁電流を検出電圧に変換して出力する変換回路と、前記変換回路から出力される前記検出電圧を前記サンプリングクロックに基づいてサンプリングするサンプリング部と、前記励磁電流の変曲点に前記検出電圧をサンプリングするタイミングがくるように、前記検出電圧をサンプリングするタイミングを制御するタイミング制御部とを備えることを特徴とする。   A current detection device according to one aspect of the present invention is a current detection device that detects a current to be measured flowing in a conducting wire, and oscillates at an excitation clock oscillated at a predetermined frequency and an even multiple of the predetermined frequency. A sampling clock that is generated, a magnetic core having an opening through which the conducting wire is inserted, and an excitation coil wound around the magnetic core, and the excitation clock is oscillated. An excitation voltage having the same period as the period to be applied is applied to the excitation coil to generate an excitation current flowing in the excitation coil, and the generated excitation current is converted into a detection voltage and output, and output from the conversion circuit A sampling unit for sampling the detected voltage based on the sampling clock, and a timing for sampling the detected voltage at an inflection point of the excitation current Come manner, characterized in that it comprises a timing controller for controlling the timing of sampling the detection voltage.

この電流検出装置によると、使用温度が変化する状況下であっても複雑な演算処理を簡略化して電流検出を行うことができる。   According to this current detection device, current detection can be performed by simplifying complicated arithmetic processing even under a situation where the operating temperature changes.

実施形態１における電流検出装置の構成を説明する図である。It is a figure explaining the structure of the electric current detection apparatus in Embodiment 1. FIG. 実施形態１における電流検出装置の利用形態の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the utilization form of the electric current detection apparatus in Embodiment 1. FIG. タイミング制御部１４の構成を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a timing control unit 14. 実施形態１における電流検出装置が行うサンプリングタイミングの制御を説明する流れ図である。3 is a flowchart illustrating sampling timing control performed by the current detection device according to the first embodiment. 図５Ａは、磁束密度Ｂと磁界Ｈとの特性を示す磁気ヒステリシス曲線を温度別に表した図であり、図５Ｂは、磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。FIG. 5A is a diagram showing a magnetic hysteresis curve showing the characteristics of the magnetic flux density B and the magnetic field H for each temperature, and FIG. 5B is a diagram for explaining the relationship between the magnetic flux density B and the inflection point of the excitation current. . 図６Ａは、被測定電流が０である場合において、励磁電流と時間との関係を、温度別に表した図である。図６Ｂは、被測定電流が０である場合において、励磁電流時間微分と時間との関係を、温度別に表した図である。図６Ｃは、励磁電流差分と時間との関係を、温度別に表した図である。FIG. 6A is a diagram showing the relationship between the excitation current and time for each temperature when the measured current is zero. FIG. 6B is a diagram showing the relationship between the excitation current time derivative and time for each temperature when the measured current is zero. FIG. 6C is a diagram showing the relationship between the excitation current difference and time for each temperature. 実施形態１の変形例における変換回路１３の構成を説明する図である。FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a conversion circuit 13 in a modification of the first embodiment. 実施形態１の変形例における磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。It is a figure explaining the relationship between the magnetic flux density B in the modification of Embodiment 1, and the inflexion point of an exciting current. 実施形態１の電流検出装置との比較例である一般的な電流検出装置の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the general electric current detection apparatus which is a comparative example with the electric current detection apparatus of Embodiment 1. 図１０Ａは電流検出装置１０との比較例である一般的な電流検出装置における検出電圧を説明する図であり、図１０ＢはＰＷＭ信号を説明する図であり、図１０Ｃは出力電圧の出力レベルを説明する図である。10A is a diagram for explaining a detection voltage in a general current detection device that is a comparative example with respect to the current detection device 10, FIG. 10B is a diagram for explaining a PWM signal, and FIG. 10C shows an output level of the output voltage. It is a figure explaining. 電流検出装置１０との比較例である一般的な電流検出装置が検出する検出電圧も温度変化によって変化することを説明する図である。It is a figure explaining that the detection voltage which the general electric current detection apparatus which is a comparative example with the electric current detection apparatus 10 detects also changes with temperature. 実施形態２における変換回路１３の構成を説明する図である。It is a figure explaining the structure of the conversion circuit 13 in Embodiment 2. FIG. 実施形態３における電流検出装置が行う励磁電流の変曲点となるタイミングを検出する動作を説明する流れ図である。10 is a flowchart for explaining an operation of detecting a timing that is an inflection point of an excitation current performed by the current detection device according to the third embodiment. 図１４Ａから図１４Ｄは、実施形態３のタイミング制御部が行うサンプリングのタイミングの設定を説明する図である。FIG. 14A to FIG. 14D are diagrams illustrating the setting of the sampling timing performed by the timing control unit of the third embodiment. 変形例（１）の電流検出装置が行う励磁電流の変曲点となるタイミングを検出する動作を説明する流れ図である。It is a flowchart explaining the operation | movement which detects the timing used as the inflection point of the exciting current which the current detection apparatus of a modification (1) performs.

（実施形態１）
以下、本実施形態のフラックスゲート型の電流検出装置（以下、電流検出装置）１０について説明する。図１は、本実施形態の電流検出装置１０の構成を説明する図であり、図２は、電流検出装置１０の利用用途を説明する図である。(Embodiment 1)
Hereinafter, the fluxgate type current detection device (hereinafter, current detection device) 10 of the present embodiment will be described. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a current detection device 10 according to the present embodiment, and FIG. 2 is a diagram illustrating a use application of the current detection device 10.

電流検出装置１０は、導線４０に流れる被測定電流（不平衡な直流電流）を検出することで、導線４０の漏電を検出する装置であり、図２に示すように、電動車両３０の蓄電池を充電する充電システムで用いられる。電動車両３０として、例えば電気自動車やプラグインハイブリッド車などがある。具体的には、充電システムは、商用電源を供給する商用系統２０と、電動車両３０とが、変換装置５０を介して接続される。そして、電流検出装置１０は、商用系統２０と変換装置５０との間に介在し、商用系統２０と変換装置５０を接続する導線４０に対する漏電を検出する。なお、変換装置５０は、交流電源を直流電源に変換、および直流電源を交流電源に変換する機能を備える。ここで、導線４０には、商用系統２０から電動車両３０の方向へと電流が流れる第１の導線と、電動車両３０から商用系統２０の方向へと電流が流れる第２の導線とを有している。導線４０で漏電が発生していない場合には第１の導線に流れる電流の量と第２の導線に流れる電流の量とは同一であるため被測定電流は発生しない。しかしながら、漏電が発生している場合には、第１の導線に流れる電流の量と第２の導線に流れる電流の量とは異なるため被測定電流が発生する。電流検出装置１０が、この被測定電流を検出することで導線４０の漏電を検出することができる。   The current detection device 10 is a device that detects a leakage current of the conducting wire 40 by detecting a measured current (unbalanced DC current) flowing through the conducting wire 40. As shown in FIG. Used in charging systems that charge. Examples of the electric vehicle 30 include an electric vehicle and a plug-in hybrid vehicle. Specifically, in the charging system, a commercial system 20 that supplies commercial power and an electric vehicle 30 are connected via a converter 50. Then, the current detection device 10 is interposed between the commercial system 20 and the conversion device 50, and detects an electrical leakage with respect to the conducting wire 40 that connects the commercial system 20 and the conversion device 50. The conversion device 50 has functions of converting an AC power source into a DC power source and converting the DC power source into an AC power source. Here, the conductive wire 40 has a first conductive wire in which a current flows from the commercial system 20 to the electric vehicle 30 and a second conductive wire in which a current flows from the electric vehicle 30 to the commercial system 20. ing. When no leakage occurs in the conductor 40, the amount of current flowing through the first conductor and the amount of current flowing through the second conductor are the same, so no current to be measured is generated. However, when leakage occurs, the current to be measured is generated because the amount of current flowing through the first conductor differs from the amount of current flowing through the second conductor. The current detection device 10 can detect the leakage of the conducting wire 40 by detecting the current to be measured.

これにより、電流検出装置１０は、商用系統２０と変換装置５０との間で流れる交流電流、変換装置５０に流れる高周波電流、および変換装置５０と電動車両３０との間で流れる直流電流についての漏電を検出することができる。   As a result, the current detection device 10 has a leakage current with respect to the alternating current flowing between the commercial system 20 and the conversion device 50, the high-frequency current flowing through the conversion device 50, and the direct current flowing between the conversion device 50 and the electric vehicle 30. Can be detected.

以下、電流検出装置１０の各構成要素について説明する。   Hereinafter, each component of the current detection device 10 will be described.

本実施形態に係る電流検出装置１０は、図１に示すように、発振器１１、クロック生成部１２、変換回路１３、タイミング制御部１４、サンプリング部１５および検波部１６を備えている。   As shown in FIG. 1, the current detection device 10 according to the present embodiment includes an oscillator 11, a clock generation unit 12, a conversion circuit 13, a timing control unit 14, a sampling unit 15, and a detection unit 16.

発振器１１は、後述する励磁クロックＣＬ１およびサンプリングクロックＣＬ２の基となる源クロックＣＬ０を出力する。ここで、源クロックＣＬ０の周波数は、励磁クロックＣＬ１の周波数およびサンプリングクロックＣＬ２の周波数の整数倍である。   The oscillator 11 outputs a source clock CL0 that is a basis of an excitation clock CL1 and a sampling clock CL2, which will be described later. Here, the frequency of the source clock CL0 is an integer multiple of the frequency of the excitation clock CL1 and the frequency of the sampling clock CL2.

クロック生成部１２は、発振器１１から出力された源クロックＣＬ０を分周して、所定の周波数で発振される励磁クロックＣＬ１と、励磁クロックＣＬ１の周波数の２倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２とを生成する。クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１を変換回路１３に、サンプリングクロックＣＬ２をサンプリング部１５へ、それぞれ出力する。   The clock generation unit 12 divides the source clock CL0 output from the oscillator 11, divides the excitation clock CL1 oscillated at a predetermined frequency, and the sampling clock CL2 oscillated at twice the frequency of the excitation clock CL1. And generate The clock generation unit 12 outputs the excitation clock CL1 to the conversion circuit 13 and the sampling clock CL2 to the sampling unit 15, respectively.

変換回路１３は、励磁クロックＣＬ１を基に、励磁電流を発生し、発生した励磁電流を検出電圧Ｖｄへと変換する。変換回路１３は、図１に示すように、導線４０が挿通される開口部を有する環状の磁性体コア１００と、アンプ１０１と、磁性体コア１００に巻回された励磁コイル１０２と、検出抵抗Ｒｓとを備えている。   The conversion circuit 13 generates an excitation current based on the excitation clock CL1, and converts the generated excitation current into a detection voltage Vd. As shown in FIG. 1, the conversion circuit 13 includes an annular magnetic core 100 having an opening through which the conducting wire 40 is inserted, an amplifier 101, an excitation coil 102 wound around the magnetic core 100, and a detection resistor. Rs.

アンプ１０１は、励磁クロックＣＬ１を増幅し、所定の電圧振幅を有する方形波信号（励磁電圧）を生成し、方形波信号を励磁コイル１０２へ出力する。これにより、励磁電圧が励磁コイル１０２に印加されることとなる。   The amplifier 101 amplifies the excitation clock CL1, generates a square wave signal (excitation voltage) having a predetermined voltage amplitude, and outputs the square wave signal to the excitation coil 102. As a result, an excitation voltage is applied to the excitation coil 102.

検出抵抗Ｒｓは、励磁コイル１０２から出力される励磁電流を、検出電圧Ｖｄに変換する。   The detection resistor Rs converts the excitation current output from the excitation coil 102 into the detection voltage Vd.

タイミング制御部１４は、励磁電流の変曲点に検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングがくるように、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングを制御する。ここで、励磁電流の変曲点とは、励磁コイル１０２の磁束密度が０となる励磁電流の値であって、励磁電流の時間微分が極小値となる点、および極大値となる点である。この極小点および極大点は、磁束密度（Ｂ）と磁界（Ｈ）との関係から励磁クロックＣＬ１の周期の１／２の周期で出現する。また、サンプリングするタイミングとは、励磁クロックＣＬ１の周期が開始された時点からのずれ量を示す値であり、サンプリングクロックＣＬ２の周期の開始時点となる。   The timing control unit 14 controls the timing for sampling the detection voltage Vd so that the timing for sampling the detection voltage Vd comes to the inflection point of the excitation current. Here, the inflection point of the excitation current is an excitation current value at which the magnetic flux density of the excitation coil 102 is 0, and is a point at which the time differentiation of the excitation current becomes a minimum value and a maximum value. . The local minimum point and local maximum point appear at a period that is ½ of the period of the excitation clock CL1 due to the relationship between the magnetic flux density (B) and the magnetic field (H). The sampling timing is a value indicating the amount of deviation from the time when the cycle of the excitation clock CL1 is started and is the start time of the cycle of the sampling clock CL2.

タイミング制御部１４は、図３に示すように、温度センサ１４０、メモリ１４１および処理部１４２を備えている。   As shown in FIG. 3, the timing control unit 14 includes a temperature sensor 140, a memory 141, and a processing unit 142.

温度センサ１４０は、磁性体コア１００の使用温度を計測する。   The temperature sensor 140 measures the operating temperature of the magnetic core 100.

メモリ１４１は、複数の使用温度について、当該温度とサンプリングタイミングとを対応付けたテーブルを有している。例えば、温度について、励磁電流の時間微分が極小値となるタイミングがサンプリングタイミングとして対応付けられている。   The memory 141 has a table in which the temperature and the sampling timing are associated with each other for a plurality of operating temperatures. For example, for the temperature, the timing at which the time differentiation of the excitation current becomes the minimum value is associated as the sampling timing.

処理部１４２は、温度センサ１４０で計測された使用温度に応じたサンプリングタイミングをメモリ１４１のテーブルから読み出す。   The processing unit 142 reads the sampling timing corresponding to the use temperature measured by the temperature sensor 140 from the table of the memory 141.

処理部１４２は、読み出されたサンプリングタイミングでサンプリングクロックが開始されるように、クロック生成部１２を制御する。   The processing unit 142 controls the clock generation unit 12 so that the sampling clock is started at the read sampling timing.

サンプリング部１５は、クロック生成部１２から出力されたサンプリングクロックＣＬ２を基に、検出電圧Ｖｄをサンプリングし、検波部１６へ出力する。上述したように、サンプリングクロックＣＬ２の周波数は、励磁クロックＣＬ１の周波数の２倍であるので、励磁クロックＣＬ１の１周期内においてサンプリングの周期は２回存在する。そこで、サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期において、検出電圧Ｖｄのサンプリングを２回行う。   The sampling unit 15 samples the detection voltage Vd based on the sampling clock CL <b> 2 output from the clock generation unit 12 and outputs it to the detection unit 16. As described above, since the frequency of the sampling clock CL2 is twice the frequency of the excitation clock CL1, there are two sampling periods within one period of the excitation clock CL1. Therefore, the sampling unit 15 samples the detection voltage Vd twice in the cycle of the excitation clock CL1.

検波部１６は、励磁クロックＣＬ１の周期においてサンプリングされた２つの検出電圧Ｖｄから、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。具体的には、検波部１６は、漏電が生じていない、つまり導線４０に不平衡な直流電流が流れていない状態での励磁電流の平均値に比例した値（基準値）を予め記憶している。漏電が生じている、つまり導線４０に不平衡な直流電流が流れていると、磁性体コア１００の電界に変化が生じ、検出される検出電圧Ｖｄも変化する。検波部１６は、この変化量に基づいて漏電を検出する。   The detector 16 calculates a value proportional to the average value of the excitation current from the two detection voltages Vd sampled in the period of the excitation clock CL1, and detects the leakage of the conducting wire 40 based on the result. Specifically, the detector 16 stores in advance a value (reference value) that is proportional to the average value of the excitation current in a state in which no leakage occurs, that is, no unbalanced DC current is flowing through the conductor 40. Yes. If leakage occurs, that is, if an unbalanced DC current flows through the conductive wire 40, the electric field of the magnetic core 100 changes, and the detected voltage Vd detected also changes. The detector 16 detects a leakage based on the amount of change.

次に、電流検出装置１０が行うサンプリングタイミングの制御について、図４に示す流れ図を用いて説明する。   Next, the sampling timing control performed by the current detection device 10 will be described with reference to the flowchart shown in FIG.

タイミング制御部１４の処理部１４２は、温度センサ１４０で計測された使用温度を取得する（ステップＳ５）。   The processing unit 142 of the timing control unit 14 acquires the use temperature measured by the temperature sensor 140 (step S5).

処理部１４２は、メモリ１４１のテーブルから取得した使用温度に対応するサンプリングタイミングを取得する（ステップＳ１０）。処理部１４２は、取得したサンプリングタイミングでサンプリング部１５が検出電圧Ｖｄをサンプリングするように、クロック生成部１２に対してサンプリングクロックＣＬ２の出力を制御する。   The processing unit 142 acquires the sampling timing corresponding to the use temperature acquired from the table of the memory 141 (step S10). The processing unit 142 controls the output of the sampling clock CL2 to the clock generation unit 12 so that the sampling unit 15 samples the detection voltage Vd at the acquired sampling timing.

サンプリング部１５は、クロック生成部１２から出力されたサンプリングクロックＣＬ２に基づいて、２周期分の検出電圧Ｖｄをサンプリングする（ステップＳ１５）。これにより、励磁クロックＣＬ１の１周期内で出現する２か所のサンプリング点に対する検出電圧Ｖｄをサンプリングすることができる。   The sampling unit 15 samples the detection voltage Vd for two periods based on the sampling clock CL2 output from the clock generation unit 12 (step S15). Thereby, it is possible to sample the detection voltage Vd for two sampling points appearing within one cycle of the excitation clock CL1.

検出電圧Ｖｄのサンプリングがされた後、処理部１４２は、温度センサ１４０で計測された使用温度を取得する（ステップＳ２０）。   After the detection voltage Vd is sampled, the processing unit 142 acquires the use temperature measured by the temperature sensor 140 (step S20).

処理部１４２は、取得した使用温度を基に、使用温度に変化が生じているか否かを判断する（ステップＳ２５）。例えば、処理部１４２は、前回取得した使用温度と今回取得した使用温度との差分を算出する。処理部１４２は、算出した差分が、例えば±５℃の範囲内である場合には、使用温度に変化が生じていないと判断し、それ以外の場合には使用温度に変化が生じていると判断する。なお、本実施形態では、使用温度に変化の判断基準の一例として、±５℃の範囲内の範囲を用いるが、この範囲に限定する趣旨ではない。また、別の例として、処理部１４２は、初回に取得した使用温度を基準値として、基準値と今回取得した使用温度との差分を算出してもよい。この場合、処理部１４２は、算出した差分が所定の範囲内（例えば、±５℃の範囲内）である場合には、使用温度に変化が生じていないと判断し、それ以外の場合には使用温度に変化が生じていると判断する。   The processing unit 142 determines whether there is a change in the use temperature based on the acquired use temperature (step S25). For example, the processing unit 142 calculates a difference between the use temperature acquired last time and the use temperature acquired this time. For example, when the calculated difference is within a range of ± 5 ° C., the processing unit 142 determines that the use temperature has not changed, and in other cases, the use temperature has changed. to decide. In this embodiment, a range within ± 5 ° C. is used as an example of a criterion for determining a change in the operating temperature, but this is not intended to be limited to this range. As another example, the processing unit 142 may calculate a difference between the reference value and the current use temperature acquired this time, using the first use temperature acquired as a reference value. In this case, the processing unit 142 determines that the use temperature has not changed when the calculated difference is within a predetermined range (for example, within a range of ± 5 ° C.), and otherwise. Judge that the operating temperature has changed.

温度変化が生じていると判断する場合（ステップＳ２５における「Ｙｅｓ」）、処理はステップＳ１０へ戻る。つまり、この場合の処理部１４２は、今回取得した使用温度に対応するサンプリングタイミングをテーブルから再度取得して、ステップＳ１５以降の処理を続行する。   If it is determined that a temperature change has occurred (“Yes” in step S25), the process returns to step S10. In other words, the processing unit 142 in this case acquires again the sampling timing corresponding to the use temperature acquired this time from the table, and continues the processing after step S15.

温度変化が生じていないと判断する場合（ステップＳ２５における「Ｎｏ」）、処理はステップＳ１５へ戻る。つまり、処理部１４２は、サンプリングタイミングの変更は行わない。   If it is determined that no temperature change has occurred ("No" in step S25), the process returns to step S15. That is, the processing unit 142 does not change the sampling timing.

なお、温度変化の判断は、必ずしもサンプリングごとに毎回行う必要はない。前回の温度変化の判断からの経過時間が、温度変化が生じない程度に短い場合には、温度変化の判断を省略してもよい。   Note that it is not always necessary to determine the temperature change every sampling. When the elapsed time from the previous temperature change determination is short enough that no temperature change occurs, the temperature change determination may be omitted.

次に、具体例を用いて、サンプリングのタイミングについて説明する。   Next, sampling timing will be described using a specific example.

図５Ａは、磁束密度Ｂと磁界Ｈとの特性を示す磁気ヒステリシス曲線（Ｂ−Ｈ曲線）を温度別に表した図である。図５Ａでは、高温時のＢ−Ｈ曲線は破線で表し、低温時のＢ−Ｈ曲線は実線で表している。そして、中間の温度のＢ−Ｈ曲線は一点鎖線で表している。   FIG. 5A is a diagram showing a magnetic hysteresis curve (BH curve) showing the characteristics of the magnetic flux density B and the magnetic field H for each temperature. In FIG. 5A, the BH curve at high temperature is represented by a broken line, and the BH curve at low temperature is represented by a solid line. A BH curve at an intermediate temperature is indicated by a one-dot chain line.

従来、フラックスゲート型の電流検出では、図５ＡのＨ１、Ｈ２付近で示されるＢ−Ｈ特性の温度依存性が大きい飽和領域を使用しているが、本実施形態では、温度依存性が低い磁束密度Ｂが０となるポイントを電流検出に用いている。以下、その理由を述べる。   Conventionally, in the flux gate type current detection, a saturation region having a large temperature dependency of the BH characteristic shown in the vicinity of H1 and H2 in FIG. 5A is used. In this embodiment, the magnetic flux having a low temperature dependency is used. The point where the density B becomes 0 is used for current detection. The reason will be described below.

図５Ｂは磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。図５Ｂの上段左は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を示す図である。磁界Ｈは、励磁電流に比例するため、磁束密度Ｂと励磁電流との関係は、Ｂ−Ｈ曲線と同様の関係性が得られる。図５Ｂの上段右は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を、励磁電流と時間との関係に変換した図である。この図によると、磁束密度Ｂが０であるポイントＰ１に相当する時点ｔ１およびＰ２に相当する時点ｔ２のそれぞれでは、励磁電流の増減はほとんどないことが分かる。図５Ｂの下段は、励磁電流を時間微分した値と時間との関係を示す図である。この図によると、時点ｔ１が励磁電流を時間微分した値の極小点、時点ｔ２が励磁電流を時間微分した値の極大点となっていることが分かる。   FIG. 5B is a diagram for explaining the relationship between the magnetic flux density B and the inflection point of the excitation current. The upper left of FIG. 5B is a diagram showing the relationship between the magnetic flux density B and the excitation current. Since the magnetic field H is proportional to the excitation current, the relationship between the magnetic flux density B and the excitation current is the same as the BH curve. The upper right of FIG. 5B is a diagram in which the relationship between the magnetic flux density B and the excitation current is converted into the relationship between the excitation current and time. According to this figure, it can be seen that there is almost no increase or decrease in the excitation current at each of the time point t1 corresponding to the point P1 where the magnetic flux density B is 0 and the time point t2 corresponding to P2. The lower part of FIG. 5B is a diagram showing the relationship between time and a value obtained by differentiating the excitation current. According to this figure, it can be seen that the time point t1 is the minimum point of the value obtained by differentiating the excitation current with respect to time, and the time point t2 is the maximum point of the value obtained by differentiating the excitation current with time.

また、Ｂ−Ｈ曲線の原点対称性の関係から、励磁電流の極小点と極大点とは、励磁クロックＣＬ１の周期の１／２周期で出現している。   Further, from the origin symmetry relationship of the BH curve, the minimum point and the maximum point of the excitation current appear in half the cycle of the excitation clock CL1.

つまり、磁束密度Ｂが０となるポイントが励磁電流の変曲点（極小点、極大点）であり、そのポイントが励磁クロックＣＬ１の周期の１／２周期で出現することが分かる。   That is, it can be seen that the point at which the magnetic flux density B becomes 0 is the inflection point (minimum point, maximum point) of the excitation current, and that point appears in half the period of the excitation clock CL1.

次に、図６Ａは、被測定電流が０である場合において、励磁電流と時間との関係を、温度別に表した図である。図６Ｂは、被測定電流が０ｍＡである場合において、励磁電流時間微分と時間との関係を、温度別に表した図である。なお、時間０．００Ｅ＋００からＴｅまでが励磁クロックＣＬ１の周期である。   Next, FIG. 6A is a diagram showing the relationship between the excitation current and time for each temperature when the current to be measured is zero. FIG. 6B is a diagram showing the relationship between the excitation current time derivative and time for each temperature when the measured current is 0 mA. The period from the time 0.00E + 00 to Te is the cycle of the excitation clock CL1.

図５Ｂで説明したように、励磁電流の増減はほとんどない箇所が、励磁電流を時間微分した値の極小点となっている（図６Ａ、６Ｂ参照）。   As described with reference to FIG. 5B, the portion where the excitation current hardly increases or decreases is the minimum point of the value obtained by time-differentiating the excitation current (see FIGS. 6A and 6B).

図６Ｃは、励磁電流差分と時間との関係を、温度別に表した図である。ここで、励磁電流差分とは、被測定電流が検出された場合における励磁電流と、被測定電流が０である場合の励磁電流との差分である。図６Ｂ、６Ｃに示すように、温度ごとに示される励磁電流差分は、励磁電流の極小点の近傍では増減はほとんどない。   FIG. 6C is a diagram showing the relationship between the excitation current difference and time for each temperature. Here, the excitation current difference is a difference between the excitation current when the current to be measured is detected and the excitation current when the current to be measured is zero. As shown in FIGS. 6B and 6C, the excitation current difference shown for each temperature hardly increases or decreases near the minimum point of the excitation current.

つまり、温度ごとに示される励磁電流の極小点の近傍における励磁電流差分は、温度依存性が小さい。   That is, the excitation current difference in the vicinity of the minimum point of the excitation current indicated for each temperature has a small temperature dependency.

また、変曲点のタイミングは温度によって変化する（図６Ｃの時点ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３参照）。そこで、電流検出装置１０は、温度に応じてサンプリングタイミングを可変制御することで、温度依存性が小さい励磁電流差分を検出することができる。言い換えると、電流検出装置１０は、温度に応じた変曲点にサンプリングタイミングがくるようにサンプリングクロックＣＬ２を制御することで、温度依存性の小さい励磁電流差分を検出することができる。   Further, the timing of the inflection point varies depending on the temperature (see time points t11, t12, and t13 in FIG. 6C). Therefore, the current detection device 10 can detect the excitation current difference having a small temperature dependency by variably controlling the sampling timing according to the temperature. In other words, the current detection device 10 can detect the excitation current difference having a small temperature dependency by controlling the sampling clock CL2 so that the sampling timing comes to the inflection point according to the temperature.

本実施形態の電流検出装置１０の検波部１６は、磁性体コア１００の磁束密度Ｂが０となる時点ｔ１、ｔ２のそれぞれでサンプリングした検出電圧Ｖｄの値Ｓ１、Ｓ２を用いて、励磁電流の平均値に比例した値を算出する。なお、Ｓ１は励磁電流の極小点で検出された検出電圧Ｖｄの値であり、Ｓ２は励磁電流の極大点で検出された検出電圧Ｖｄの値である。また、算出に用いる数式は、例えば 数式１“−（Ｓ１＋Ｓ２）／２”である。電圧は電流に比例するので、数式１での結果は、励磁電流の平均値に比例した値となることが分かる。   The detection unit 16 of the current detection device 10 according to the present embodiment uses the values S1 and S2 of the detection voltage Vd sampled at each of the time points t1 and t2 when the magnetic flux density B of the magnetic core 100 becomes 0, and the excitation current A value proportional to the average value is calculated. S1 is the value of the detection voltage Vd detected at the minimum point of the excitation current, and S2 is the value of the detection voltage Vd detected at the maximum point of the excitation current. The mathematical formula used for the calculation is, for example, the mathematical formula 1 “− (S1 + S2) / 2”. Since the voltage is proportional to the current, it can be seen that the result of Equation 1 is a value proportional to the average value of the excitation current.

ここで、本実施形態で説明した変換回路１３の構成の変形例について説明する。   Here, a modified example of the configuration of the conversion circuit 13 described in the present embodiment will be described.

本変形例の変換回路１３は、図７に示すように、励磁電圧源１１０と、第１のスイッチ１１１、第２のスイッチ１１２と、励磁コイル１０２と、検出抵抗Ｒｓとを備えている。なお、図７では図示していないが、本変形例の変換回路１３は、導線４０が挿通される開口部を有する磁性体コア１００も備えており、励磁コイル１０２は、磁性体コア１００に巻回されている。   As shown in FIG. 7, the conversion circuit 13 of the present modification includes an excitation voltage source 110, a first switch 111, a second switch 112, an excitation coil 102, and a detection resistor Rs. Although not shown in FIG. 7, the conversion circuit 13 of this modification also includes a magnetic core 100 having an opening through which the conducting wire 40 is inserted, and the exciting coil 102 is wound around the magnetic core 100. It has been turned.

励磁電圧源１１０は、第１のスイッチ１１１および第２のスイッチ１１２の一方の電極と電気的に接続されており、励磁クロックＣＬ１と同一の周期の励磁電圧を励磁コイル１０２と検出抵抗Ｒｓとの直列回路に印加している。   The excitation voltage source 110 is electrically connected to one electrode of the first switch 111 and the second switch 112, and applies an excitation voltage having the same cycle as the excitation clock CL1 between the excitation coil 102 and the detection resistor Rs. Applied to series circuit.

第１のスイッチ１１１および第２のスイッチ１１２の他方の電極はグラウンドと電気的に接続されており、励磁コイル１０２に流れる励磁電流を、検出電圧Ｖｄに変換する。   The other electrodes of the first switch 111 and the second switch 112 are electrically connected to the ground, and convert the exciting current flowing in the exciting coil 102 into the detection voltage Vd.

第１のスイッチ１１１および第２のスイッチ１１２は、励磁クロックＣＬ１の周期で、オン・オフの関係が反転し、励磁コイル１０２に流れる電流の向きを反転させる。具体的には、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間では、第１のスイッチ１１１は励磁コイル１０２の一端と励磁電圧源１１０とを電気的に接続させ、第２のスイッチ１１２は検出抵抗Ｒｓとグラウンドとを電気的に接続させる。励磁クロックＣＬ１の周期の他の半分の期間では、第１のスイッチ１１１は励磁コイル１０２の一端とグラウンドとを電気的に接続させ、第２のスイッチ１１２は検出抵抗Ｒｓと励磁電圧源１１０とを電気的に接続させる。   The first switch 111 and the second switch 112 invert the on / off relationship in the cycle of the excitation clock CL1, and reverse the direction of the current flowing in the excitation coil 102. Specifically, in the half period of the excitation clock CL1, the first switch 111 electrically connects one end of the excitation coil 102 and the excitation voltage source 110, and the second switch 112 has the detection resistor Rs. Electrically connect to ground. In the other half of the period of the excitation clock CL1, the first switch 111 electrically connects one end of the excitation coil 102 and the ground, and the second switch 112 connects the detection resistor Rs and the excitation voltage source 110. Connect electrically.

この回路構成によると、実施形態１のようにアンプ１０１を備える変換回路１３と同様に、出力される検出電圧Ｖｄは、励磁コイル１０２に流れる電流波形に比例する電圧となる。したがって、検波部１６では、数式１を用いて、励磁電流の平均値に比例した値を算出することができる。   According to this circuit configuration, similarly to the conversion circuit 13 including the amplifier 101 as in the first embodiment, the output detection voltage Vd is a voltage proportional to the current waveform flowing through the exciting coil 102. Therefore, the detection unit 16 can calculate a value proportional to the average value of the excitation current using Equation 1.

また、本実施形態では、クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の２倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成するとしたが、これに限定されない。クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成してもよい。   In the present embodiment, the clock generation unit 12 generates the sampling clock CL2 that is oscillated at twice the frequency of the excitation clock CL1, but the present invention is not limited to this. The clock generator 12 may generate a sampling clock CL2 that oscillates at an even multiple of the frequency of the excitation clock CL1.

例えば、クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の４倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成してもよい。図８は、クロック生成部１２が励磁クロックＣＬ１の周波数の４倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成する場合における磁束密度Ｂと励磁電流の変曲点との関係を説明する図である。図８の上段左は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を示す図である。磁界Ｈは、励磁電流に比例するため、磁束密度Ｂと励磁電流との関係は、Ｂ−Ｈ曲線と同様の関係性が得られる。   For example, the clock generator 12 may generate a sampling clock CL2 that oscillates at a frequency four times the frequency of the excitation clock CL1. FIG. 8 is a diagram for explaining the relationship between the magnetic flux density B and the inflection point of the excitation current when the clock generator 12 generates the sampling clock CL2 oscillated at a frequency four times the frequency of the excitation clock CL1. . The upper left of FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the magnetic flux density B and the excitation current. Since the magnetic field H is proportional to the excitation current, the relationship between the magnetic flux density B and the excitation current is the same as the BH curve.

図８の上段右は、磁束密度Ｂと励磁電流との関係を、励磁電流と時間との関係に変換した図である。この図によると、磁束密度Ｂが０であるポイントＰ１に相当する時点は、４つのサンプリングポイントのうち１番目の時点ｔａ１であり、磁束密度Ｂが０であるポイントＰ２に相当する時点は、４つのサンプリングポイントのうち３番目の時点ｔａ３である。時点ｔａ１，ｔａ３では、励磁電流の増減はほとんどない。   The upper right of FIG. 8 is a diagram in which the relationship between the magnetic flux density B and the excitation current is converted into the relationship between the excitation current and time. According to this figure, the time point corresponding to the point P1 where the magnetic flux density B is 0 is the first time point ta1 of the four sampling points, and the time point corresponding to the point P2 where the magnetic flux density B is 0 is 4 It is the third time point ta3 of the two sampling points. At time points ta1 and ta3, the excitation current hardly increases or decreases.

図８の下段は、励磁電流を時間微分した値と時間との関係を示す図である。この図によると、時点ｔａ１が励磁電流を時間微分した値の極小点、時点ｔａ３が励磁電流を時間微分した値の極大点となっている。   The lower part of FIG. 8 is a diagram showing the relationship between time and a value obtained by differentiating the excitation current. According to this figure, the time point ta1 is the minimum point of the value obtained by differentiating the excitation current with respect to time, and the time point ta3 is the maximum point of the value obtained by differentiating the excitation current with respect to time.

この場合、検波部１６は、サンプリングされた４つの検出電圧Ｖｄのうち１番目と３番目の検出電圧から、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。   In this case, the detection unit 16 calculates a value proportional to the average value of the excitation current from the first and third detection voltages of the four sampled detection voltages Vd, and based on the result, Detect leakage.

また、クロック生成部１２は、励磁クロックＣＬ１の周波数の６倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成する場合、磁束密度Ｂが０となる時点は、６つのサンプリングポイントのうち１番目の時点と、４番目の時点となる。そして、検波部１６は、サンプリングされた６つの検出電圧Ｖｄのうち１番目と４番目の検出電圧から、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。   In addition, when the clock generator 12 generates the sampling clock CL2 that oscillates at a frequency six times the frequency of the excitation clock CL1, the time when the magnetic flux density B becomes 0 is the first time among the six sampling points. And the fourth point in time. Then, the detection unit 16 calculates a value proportional to the average value of the excitation current from the first and fourth detection voltages of the six sampled detection voltages Vd, and based on the result, the leakage of the conductor 40 is calculated. Detection is performed.

つまり、クロック生成部１２が、励磁クロックＣＬ１の周波数の２ｎ倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２を生成する場合、磁束密度Ｂが０となる時点は、２ｎ個のサンプリングポイントのうち１番目の時点と、ｎ＋１番目の時点となる。なお、ｎは、１以上の整数である。そして、検波部１６は、サンプリングされた２ｎ個の検出電圧Ｖｄのうち１番目とｎ＋１番目の検出電圧から、励磁電流の平均値に比例した値を計算し、その結果を基に、導線４０の漏電の検出を行う。   That is, when the clock generator 12 generates the sampling clock CL2 oscillated at a frequency 2n times the excitation clock CL1, the time when the magnetic flux density B becomes 0 is the first of the 2n sampling points. It becomes the time point and the (n + 1) th time point. Note that n is an integer of 1 or more. Then, the detection unit 16 calculates a value proportional to the average value of the excitation current from the first and (n + 1) th detection voltages among the 2n sampled detection voltages Vd, and based on the result, Detect leakage.

ここで、本実施形態の電流検出装置１０との比較例として、図９に一般的なフラックスゲート型の電流検出装置（以下、電流検出装置）７０の構成の一例を示す。電流検出装置７０は、高透磁性材料からなり、被測定電流が流れる導線を貫通する開口部を有する磁性体コア８０を備えている。この磁性体コアには励磁コイル８２が巻回されている。   Here, as a comparative example with the current detection device 10 of the present embodiment, FIG. 9 shows an example of a configuration of a general flux gate type current detection device (hereinafter, current detection device) 70. The current detection device 70 includes a magnetic core 80 made of a highly permeable material and having an opening that penetrates a conducting wire through which a current to be measured flows. An exciting coil 82 is wound around the magnetic core.

電流検出装置７０のアンプ８１は、発振器７１から所定の周期で発振されるクロックを増幅し、所定の電圧振幅を有する励磁電圧を生成し励磁コイル８２に印加する。これにより、励磁電流が発生される。電流検出装置７０の変換回路７２は、抵抗Ｒｓを用いて励磁コイル８２に流れる励磁電流を検出電圧に変換する（図１０Ａ参照）。なお、図１０Ａでは、漏電電流（被計測電流）がある場合には実線で示され、漏電電流がない場合には破線で示されている。   The amplifier 81 of the current detection device 70 amplifies a clock oscillated from the oscillator 71 at a predetermined cycle, generates an excitation voltage having a predetermined voltage amplitude, and applies the excitation voltage to the excitation coil 82. Thereby, an exciting current is generated. The conversion circuit 72 of the current detection device 70 converts the excitation current flowing through the excitation coil 82 into a detection voltage using the resistor Rs (see FIG. 10A). In FIG. 10A, when there is a leakage current (measured current), it is indicated by a solid line, and when there is no leakage current, it is indicated by a broken line.

ＰＷＭ（pulse width modulation）変換部７３は、検出電圧と閾値との大小関係に基づくＰＷＭ信号を出力する（図１０Ｂ参照）。なお、図１０Ｂでは、漏電電流がある場合には実線で示され、漏電電流がない場合には破線で示されている。   A PWM (pulse width modulation) converter 73 outputs a PWM signal based on the magnitude relationship between the detection voltage and the threshold (see FIG. 10B). In FIG. 10B, when there is a leakage current, it is indicated by a solid line, and when there is no leakage current, it is indicated by a broken line.

算出部７４は、ＰＷＭ信号の平均値を検出結果として出力する（図１０Ｃ参照）。なお、図１０Ｃでは、漏電電流（被計測電流）がある場合には実線で示されている。漏電電流がない場合には平均レベルは０となる。   The calculation unit 74 outputs the average value of the PWM signals as a detection result (see FIG. 10C). In FIG. 10C, when there is a leakage current (current to be measured), it is indicated by a solid line. When there is no leakage current, the average level is zero.

電流検出装置７０は、この出力電圧に基づいて導線に流れる被測定電流を検出する。   The current detection device 70 detects the current to be measured flowing through the conducting wire based on the output voltage.

電流検出装置１０との比較例である電流検出装置７０は、図５Ａに示す磁性体コアの磁気ヒステリシス曲線（Ｂ−Ｈ曲線）において飽和磁束密度に接近する領域を検出電圧の検出に用いている。Ｂ−Ｈ曲線、特に飽和磁束密度の値は、磁性体コアの温度変化により変化する。その結果、電流検出装置が検出する検出電圧も温度変化によって変化する（図１１参照）。図１１の実線は、使用温度が低である場合の入力漏電電流に対する検出結果を表している。図１１の一点鎖線は、使用温度が中である場合の入力漏電電流に対する検出結果を表している。図１１の破線は、使用温度が高である場合の入力漏電電流に対する検出結果を表している。   The current detection device 70 which is a comparative example with the current detection device 10 uses a region approaching the saturation magnetic flux density in the magnetic hysteresis curve (BH curve) of the magnetic core shown in FIG. 5A for detection voltage detection. . The value of the BH curve, in particular the saturation magnetic flux density, varies with the temperature change of the magnetic core. As a result, the detection voltage detected by the current detection device also changes due to the temperature change (see FIG. 11). The solid line in FIG. 11 represents the detection result for the input leakage current when the operating temperature is low. The dashed-dotted line in FIG. 11 represents the detection result for the input leakage current when the operating temperature is medium. The broken line in FIG. 11 represents the detection result for the input leakage current when the operating temperature is high.

図１１によると、同一の漏電電流（被測定電流）であっても、温度が異なると、検出される検出結果は異なってしまう。そのため、温度変化が大きい装置に、電流検出装置を組み込んでも正確な検出（漏電検出）を行うことができない場合がある。   According to FIG. 11, even if it is the same leakage current (current to be measured), if the temperature is different, the detected detection result is different. Therefore, there are cases where accurate detection (leakage detection) cannot be performed even if the current detection device is incorporated in a device having a large temperature change.

一方、本実施形態の電流検出装置１０は、上述したように、温度依存性が低い磁束密度Ｂが０となるポイント、特に励磁電流の極小点および極大点となるポイントを電流検出に用いている。そのため、温度ごとに示される励磁電流の極小点の近傍における励磁電流差分は、温度依存性が小さいので、温度変化が大きい装置に、電流検出装置を組み込んでも正確な検出（漏電検出）を行うことができる。   On the other hand, as described above, the current detection device 10 according to the present embodiment uses the points at which the magnetic flux density B having low temperature dependency is 0, particularly the points at which the excitation current has minimum and maximum points, for current detection. . For this reason, the excitation current difference in the vicinity of the minimum point of the excitation current indicated for each temperature is small in temperature dependence, so accurate detection (leakage detection) should be performed even if the current detection device is incorporated in a device with a large temperature change. Can do.

以上説明したように、本実施形態の導線４０に流れる被測定電流を検出する電流検出装置１０は、クロック生成部１２と、変換回路１３と、サンプリング部１５と、タイミング制御部１４とを備える。クロック生成部１２は、所定の周波数で発振される励磁クロックＣＬ１と、所定の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックＣＬ２とを生成する。変換回路１３は、導線４０が挿通される開口部を有する磁性体コア１００と、磁性体コア１００に巻回された励磁コイルとを有している。変換回路１３は、励磁クロックＣＬ１が発振される周期と同一周期の励磁電圧を励磁コイル１０２に印加して励磁コイル１０２に流れる励磁電流を生成し、生成した励磁電流を検出電圧Ｖｄに変換して出力する。サンプリング部１５は、変換回路１３から出力される検出電圧ＶｄをサンプリングクロックＣＬ２に基づいてサンプリングする。タイミング制御部１４は、励磁電流の変曲点に検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングがくるように、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングを制御する。   As described above, the current detection device 10 that detects the current to be measured flowing through the conducting wire 40 according to the present embodiment includes the clock generation unit 12, the conversion circuit 13, the sampling unit 15, and the timing control unit 14. The clock generation unit 12 generates an excitation clock CL1 oscillated at a predetermined frequency and a sampling clock CL2 oscillated at an even multiple of the predetermined frequency. The conversion circuit 13 includes a magnetic core 100 having an opening through which the conductive wire 40 is inserted, and an excitation coil wound around the magnetic core 100. The conversion circuit 13 applies an excitation voltage having the same period as the period of oscillation of the excitation clock CL1 to the excitation coil 102 to generate an excitation current flowing through the excitation coil 102, and converts the generated excitation current into a detection voltage Vd. Output. The sampling unit 15 samples the detection voltage Vd output from the conversion circuit 13 based on the sampling clock CL2. The timing control unit 14 controls the timing for sampling the detection voltage Vd so that the timing for sampling the detection voltage Vd comes to the inflection point of the excitation current.

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、使用温度が変化する状況下であっても複雑な演算処理を簡略化して電流検出を行うことができる。なぜなら、励磁電流の変曲点は、磁束密度が０となるポイントであり、そのポイントの近傍では温度依存性が小さいからである。   According to this configuration, the current detection device 10 according to the present embodiment can perform current detection by simplifying complicated arithmetic processing even under a situation where the operating temperature changes. This is because the inflection point of the exciting current is a point where the magnetic flux density becomes 0, and the temperature dependence is small in the vicinity of the point.

ここで、サンプリングクロックＣＬ２の周波数は、所定の周波数の２倍の周波数であることが好ましい。   Here, the frequency of the sampling clock CL2 is preferably twice the predetermined frequency.

この構成によると、電流検出装置１０は、サンプリング周波数を最小限に抑えることができる。これにより、電流検出装置１０は、サンプリング周期をできるだけ大きな値とすることができるので、サンプリングを行う回路の動作の頻度を最小限に抑えることができる。   According to this configuration, the current detection device 10 can minimize the sampling frequency. As a result, the current detection device 10 can set the sampling period to a value as large as possible, so that the frequency of operation of the circuit that performs sampling can be minimized.

ここで、タイミング制御部１４は、磁性体コア１００の使用温度を計測する温度センサ１４０を備え、温度センサ１４０で測定された使用温度に応じて、サンプリングクロックＣＬ２を制御することが好ましい。   Here, it is preferable that the timing control unit 14 includes a temperature sensor 140 that measures a use temperature of the magnetic core 100, and controls the sampling clock CL <b> 2 according to the use temperature measured by the temperature sensor 140.

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、磁性体コアの使用温度に応じ、サンプリングクロックを制御するので、使用温度に応じて適切なタイミングで検出電圧を検出することができる。これにより、本実施形態の電流検出装置１０は、高精度の検出電圧を検出することができる。   According to this configuration, the current detection device 10 of the present embodiment controls the sampling clock according to the operating temperature of the magnetic core, and thus can detect the detection voltage at an appropriate timing according to the operating temperature. Thereby, the current detection device 10 of the present embodiment can detect the detection voltage with high accuracy.

ここで、変換回路１３は、さらに、アンプ１０１と検出抵抗Ｒｓとを備えることが好ましい。アンプ１０１は、クロック生成部１２で生成された励磁クロックＣＬ１を増幅し、増幅後の励磁クロックＣＬ１を励磁コイル１０２に出力することで、励磁電圧を励磁コイル１０２に印加する。検出抵抗Ｒｓは、励磁コイル１０２から出力される励磁電流を検出電圧Ｖｄに変換する。   Here, the conversion circuit 13 preferably further includes an amplifier 101 and a detection resistor Rs. The amplifier 101 amplifies the excitation clock CL <b> 1 generated by the clock generator 12 and outputs the amplified excitation clock CL <b> 1 to the excitation coil 102 to apply the excitation voltage to the excitation coil 102. The detection resistor Rs converts the excitation current output from the excitation coil 102 into the detection voltage Vd.

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、検出抵抗Ｒｓに励磁電流に比例した検出電圧を加えることができる。   According to this configuration, the current detection device 10 according to the present embodiment can apply a detection voltage proportional to the excitation current to the detection resistor Rs.

ここで、電流検出装置１０は、さらに、サンプリング部１５でサンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づいて、漏電を検知する検波部１６を備えることが好ましい。   Here, the current detection device 10 preferably further includes a detection unit 16 that detects a leakage based on the detection voltage Vd sampled by the sampling unit 15.

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、出力結果の温度依存性を小さくすることができる。   According to this configuration, the current detection device 10 of the present embodiment can reduce the temperature dependence of the output result.

（実施形態２）
本実施形態における電流検出装置１０について、実施形態１とは異なる点を中心に説明する。本実施形態の電流検出装置１０の基本構成は、実施形態１と同じであり、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を適宜省略する。(Embodiment 2)
The current detection device 10 in the present embodiment will be described focusing on differences from the first embodiment. The basic configuration of the current detection device 10 of the present embodiment is the same as that of the first embodiment, and the same components as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted as appropriate.

本実施形態の電流検出装置１０では、変換回路１３の構成が、実施形態１とは異なっている。   In the current detection device 10 of the present embodiment, the configuration of the conversion circuit 13 is different from that of the first embodiment.

本実施形態の変換回路１３は、図１２に示すように、励磁電圧源１２０と、第１のスイッチ１２１、第２のスイッチ１２２と、励磁コイル１０２と、検出抵抗Ｒｓとを備えている。なお、図１２では図示していないが、本実施形態の変換回路１３は、導線４０が挿通される開口部を有する磁性体コア１００も備えており、励磁コイル１０２は、磁性体コア１００に巻回されている。   As shown in FIG. 12, the conversion circuit 13 of the present embodiment includes an excitation voltage source 120, a first switch 121, a second switch 122, an excitation coil 102, and a detection resistor Rs. Although not shown in FIG. 12, the conversion circuit 13 of this embodiment also includes a magnetic core 100 having an opening through which the conducting wire 40 is inserted, and the exciting coil 102 is wound around the magnetic core 100. It has been turned.

励磁電圧源１２０は、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の一方の電極と電気的に接続されており、励磁クロックＣＬ１と同一の周期の励磁電圧を励磁コイル１０２に印加している。   The excitation voltage source 120 is electrically connected to one electrode of the first switch 121 and the second switch 122, and applies an excitation voltage having the same cycle as the excitation clock CL1 to the excitation coil 102.

検出抵抗Ｒｓは、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の他方の電極と電気的に接続されており、励磁コイル１０２に流れる励磁電流を、検出電圧Ｖｄに変換する。   The detection resistor Rs is electrically connected to the other electrode of the first switch 121 and the second switch 122, and converts the excitation current flowing through the excitation coil 102 into the detection voltage Vd.

第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２は、励磁クロックＣＬ１の周期で、オン・オフの関係が反転し、励磁コイル１０２に流れる電流の向きを反転させる。具体的には、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間では、第１のスイッチ１２１は励磁コイル１０２の一端と励磁電圧源１２０とを電気的に接続させ、第２のスイッチ１２２は励磁コイル１０２の他端を検出抵抗Ｒｓと電気的に接続させる。この場合の電流経路を第１経路とする。励磁クロックＣＬ１の周期の他の半分の期間では、第１のスイッチ１２１は励磁コイル１０２の一端と検出抵抗Ｒｓとを電気的に接続させ、第２のスイッチ１２２は励磁コイル１０２の他端と励磁電圧源１２０とを電気的に接続させる。この場合の電流経路を第２経路とする。   The first switch 121 and the second switch 122 invert the ON / OFF relationship in the cycle of the excitation clock CL1, and reverse the direction of the current flowing through the excitation coil 102. Specifically, during the half period of the excitation clock CL1, the first switch 121 electrically connects one end of the excitation coil 102 and the excitation voltage source 120, and the second switch 122 connects the excitation coil 102. The other end is electrically connected to the detection resistor Rs. The current path in this case is the first path. In the other half of the period of the excitation clock CL1, the first switch 121 electrically connects one end of the excitation coil 102 and the detection resistor Rs, and the second switch 122 performs excitation with the other end of the excitation coil 102. The voltage source 120 is electrically connected. The current path in this case is the second path.

つまり、本実施形態では、電流検出装置１０は、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２により、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間ごとに、第１経路と第２経路とを切り替えている。ここで、第１のスイッチ１２１と第２のスイッチ１２２とが、本発明の切替部に相当する。   In other words, in the present embodiment, the current detection device 10 switches between the first path and the second path by the first switch 121 and the second switch 122 every half the period of the excitation clock CL1. . Here, the first switch 121 and the second switch 122 correspond to the switching unit of the present invention.

本実施形態の検波部１６は、実施形態１と同様に、励磁クロックＣＬ１の周期においてサンプリングされた２つの検出電圧Ｖｄの値Ｓ１、Ｓ２から、励磁電流の平均値に比例した値を計算する。しかしながら、本実施形態では、計算式が実施形態１の数式１とは異なる。本実施形態の検波部１６が用いる数式は、数式２“（−Ｓ１＋Ｓ２）／２”である。本実施形態では、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の制御により、励磁クロックＣＬ１の周期の半分の期間と、他の半分の期間とでは励磁電流の向きが異なる。そのため、数式１そのものを利用することはできず、例えばＳ２に対して値“−１”を乗算する補正を行う必要がある。その結果として数式２が得られる。   As in the first embodiment, the detection unit 16 of the present embodiment calculates a value proportional to the average value of the excitation current from the values S1 and S2 of the two detection voltages Vd sampled in the cycle of the excitation clock CL1. However, in this embodiment, the calculation formula is different from Formula 1 in the first embodiment. The mathematical formula used by the detection unit 16 of the present embodiment is the mathematical formula 2 “(−S1 + S2) / 2”. In the present embodiment, the direction of the excitation current differs between the half period of the excitation clock CL1 and the other half period by the control of the first switch 121 and the second switch 122. Therefore, Formula 1 itself cannot be used, and for example, it is necessary to perform correction by multiplying S2 by the value “−1”. As a result, Formula 2 is obtained.

実施形態１に示すように、変換回路１３がアンプ１０１を備える構成では、アナログ回路によっては、オフセットが加わる虞がある。そこで、正確な検出電圧Ｖｄを取得するためには、オフセットをキャンセルする必要がある。例えば、Ｓ１およびＳ２に対して、同じ量のオフセットが加わった場合には、数式２を用いることで、そのオフセットはキャンセルされる。   As shown in the first embodiment, in the configuration in which the conversion circuit 13 includes the amplifier 101, an offset may be applied depending on the analog circuit. Therefore, in order to acquire the accurate detection voltage Vd, it is necessary to cancel the offset. For example, when the same amount of offset is added to S1 and S2, the offset is canceled by using Equation 2.

なお、本実施形態の電流検出装置１０が行うサンプリングタイミングの制御の動作は、実施形態１の動作と同様であるので、ここでの説明は省略する。   Note that the operation of controlling the sampling timing performed by the current detection device 10 of the present embodiment is the same as the operation of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted here.

以上説明したように、本実施形態の電流検出装置１０の変換回路１３は、さらに、励磁電圧源１２０と、第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の組（切替部）と、検出抵抗Ｒｓとを備えることが好ましい。励磁電圧源１２０は、励磁コイル１０２に励磁電圧を印加する。第１のスイッチ１２１および第２のスイッチ１２２の組は、所定の周波数で表される周期の１／２周期で、励磁コイル１０２に流れる励磁電流の第１経路と第２経路とを切り換える。検出抵抗Ｒｓは、励磁コイル１０２から出力される励磁電流を検出電圧Ｖｄに変換する。   As described above, the conversion circuit 13 of the current detection device 10 according to the present embodiment further includes the excitation voltage source 120, the first switch 121 and the second switch 122 (switching unit), and the detection resistor Rs. It is preferable to comprise. The excitation voltage source 120 applies an excitation voltage to the excitation coil 102. The set of the first switch 121 and the second switch 122 switches between the first path and the second path of the exciting current flowing in the exciting coil 102 at a half cycle of a period represented by a predetermined frequency. The detection resistor Rs converts the excitation current output from the excitation coil 102 into the detection voltage Vd.

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、変換回路１３において信号レベルのオフセットの影響をキャンセルすることができる。   According to this configuration, the current detection device 10 of the present embodiment can cancel the influence of the signal level offset in the conversion circuit 13.

（実施形態３）
本実施形態における電流検出装置１０について、実施形態１及び実施形態２とは異なる点を中心に説明する。本実施形態の電流検出装置１０の基本構成は、実施形態１と同じであり、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を適宜省略する。(Embodiment 3)
The current detection device 10 in the present embodiment will be described focusing on differences from the first and second embodiments. The basic configuration of the current detection device 10 of the present embodiment is the same as that of the first embodiment, and the same components as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted as appropriate.

本実施形態の電流検出装置１０では、タイミング制御部１４の機能動作が、実施形態１とは異なっている。   In the current detection device 10 of the present embodiment, the functional operation of the timing control unit 14 is different from that of the first embodiment.

以下、本実施形態のタイミング制御部１４の機能動作について、説明する。   Hereinafter, the functional operation of the timing control unit 14 of the present embodiment will be described.

本実施形態のタイミング制御部１４は、被測定電流の計測開始するに先立って、励磁コイル１０２に流れる励磁電流から変曲点となるタイミングを検出する。タイミング制御部１４は、検出したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとしてメモリへ設定する。タイミング制御部１４は、設定したタイミングに基づいて、クロック生成部１２に対してサンプリングクロックを出力するように制御する。   Prior to the start of measurement of the current to be measured, the timing control unit 14 of the present embodiment detects the timing at which the inflection point is obtained from the excitation current flowing through the excitation coil 102. The timing control unit 14 sets the detected timing in the memory as a timing for sampling the detection voltage Vd. The timing control unit 14 controls the clock generation unit 12 to output a sampling clock based on the set timing.

励磁電流の変曲点となるタイミングの検出および設定は、例えば電流検出装置１０に電源が投入されたタイミングで行われる。   The detection and setting of the timing that becomes the inflection point of the excitation current is performed, for example, at the timing when the current detector 10 is turned on.

以下、励磁コイル１０２に流れる励磁電流の変曲点となるタイミングを検出する動作について、図１３に示す流れ図を用いて説明する。   Hereinafter, the operation for detecting the timing of the inflection point of the exciting current flowing through the exciting coil 102 will be described with reference to the flowchart shown in FIG.

ここでは、タイミング制御部１４は、初期段階として、サンプリングクロックＣＬ２が励磁クロックＣＬ１の開始時点からΔｔだけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御している。   Here, as an initial stage, the timing control unit 14 controls the clock generation unit 12 so that the sampling clock CL2 is started with a delay of Δt from the start time of the excitation clock CL1.

タイミング制御部１４は、自装置に電源が投入されると、処理を開始する（ステップＳ１００）。   The timing control unit 14 starts processing when power is turned on to the own device (step S100).

サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期内に２回出現するサンプリングのタイミングのそれぞれで、検出電圧Ｖｄを検出する。タイミング制御部１４は、検出された各検出電圧Ｖｄの値（Ｓ１、Ｓ２）を用いて励磁電流の値を測定する（ステップＳ１０５）。具体的には、変換回路１３が実施形態１で示す回路である場合には、タイミング制御部１４は、数式“（Ｓ１＋Ｓ２）／（２Ｒｓ）”で励磁電流の値を算出する。または、変換回路１３が実施形態２で示す回路である場合には、タイミング制御部１４は、数式“（Ｓ１−Ｓ２）／（２Ｒｓ）”で励磁電流の値を算出する。   The sampling unit 15 detects the detection voltage Vd at each sampling timing that appears twice within the period of the excitation clock CL1. The timing control unit 14 measures the value of the excitation current using the detected value (S1, S2) of each detected voltage Vd (step S105). Specifically, when the conversion circuit 13 is the circuit shown in the first embodiment, the timing control unit 14 calculates the value of the excitation current using the formula “(S1 + S2) / (2Rs)”. Alternatively, when the conversion circuit 13 is the circuit shown in the second embodiment, the timing control unit 14 calculates the value of the excitation current using the formula “(S1-S2) / (2Rs)”.

タイミング制御部１４は、サンプリングのタイミングを変更する処理を行う（ステップＳ１１０）。具体的には、タイミング制御部１４は、サンプリングクロックＣＬ２がさらにΔｔ（つまり励磁クロックＣＬ１の開始時点からΔ２ｔ）だけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御する。   The timing control unit 14 performs a process of changing the sampling timing (step S110). Specifically, the timing controller 14 controls the clock generator 12 so that the sampling clock CL2 is further delayed by Δt (that is, Δ2t from the start time of the excitation clock CL1).

サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期内に２回出現するサンプリングのタイミングのそれぞれで、検出電圧Ｖｄを検出する。タイミング制御部１４は、検出された各検出電圧Ｖｄの値を用いて励磁電流の値を測定する（ステップＳ１１５）。測定方法は、ステップＳ１０５の場合と同様である。   The sampling unit 15 detects the detection voltage Vd at each sampling timing that appears twice within the period of the excitation clock CL1. The timing control unit 14 measures the value of the excitation current using the detected value of each detection voltage Vd (step S115). The measurement method is the same as in step S105.

タイミング制御部１４は、ステップＳ１０５およびステップＳ１１５のそれぞれで測定した励磁電流の差分ΔＬを算出する（ステップＳ１２０）。   The timing control unit 14 calculates the difference ΔL of the excitation current measured in each of step S105 and step S115 (step S120).

タイミング制御部１４は、サンプリングのタイミングを変更する処理を行う（ステップＳ１２５）。具体的には、タイミング制御部１４は、現在設定されているタイミングからさらにΔｔだけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御する。   The timing control unit 14 performs a process of changing the sampling timing (step S125). Specifically, the timing control unit 14 controls the clock generation unit 12 so as to start with a delay of Δt from the currently set timing.

サンプリング部１５は、励磁クロックＣＬ１の周期内に２回出現するサンプリングのタイミングのそれぞれで、検出電圧Ｖｄを検出する。タイミング制御部１４は、検出された各検出電圧Ｖｄの値を用いて励磁電流の値を測定する（ステップＳ１３０）。測定方法は、ステップＳ１０５の場合と同様である。   The sampling unit 15 detects the detection voltage Vd at each sampling timing that appears twice within the period of the excitation clock CL1. The timing control unit 14 measures the value of the excitation current using the detected value of each detection voltage Vd (step S130). The measurement method is the same as in step S105.

タイミング制御部１４は、ステップＳ１３０で測定された励磁電流の絶対値が設定範囲内であるか否かを判断する（ステップＳ１３５）。例えば、設定範囲が０ｍＡ以上１０ｍＡ以下であるとする。このとき、タイミング制御部１４は、計測された励磁電流の絶対値が設定範囲の上限値（１０ｍＡ）以下である場合に、測定された励磁電流の絶対値が設定範囲内であると判断する。言い換えると、タイミング制御部１４は、計測された励磁電流が−１０ｍＡ以上１０ｍＡ以下である場合に、測定された励磁電流の絶対値が設定範囲内であると判断する。なお、設定範囲の上限値が、本発明における設定値に相当する。   The timing control unit 14 determines whether or not the absolute value of the excitation current measured in step S130 is within the set range (step S135). For example, it is assumed that the setting range is 0 mA or more and 10 mA or less. At this time, the timing control unit 14 determines that the measured absolute value of the excitation current is within the set range when the measured absolute value of the excitation current is equal to or less than the upper limit (10 mA) of the set range. In other words, the timing control unit 14 determines that the absolute value of the measured excitation current is within the set range when the measured excitation current is −10 mA to 10 mA. The upper limit value of the setting range corresponds to the setting value in the present invention.

励磁電流の絶対値が設定範囲内である判断する場合（ステップＳ１３５における「Ｙｅｓ」）、タイミング制御部１４は、前回計測した励磁電流の値と今回計測した励磁電流の値との差分値を算出する（ステップＳ１４０）。その後、処理は、ステップＳ１２５へ戻る。   When determining that the absolute value of the excitation current is within the set range (“Yes” in step S135), the timing control unit 14 calculates a difference value between the value of the excitation current measured last time and the value of the excitation current measured this time. (Step S140). Thereafter, the process returns to step S125.

励磁電流の絶対値が設定範囲内でない判断する場合（ステップＳ１３５における「Ｎｏ」）、タイミング制御部１４は、ステップＳ１４０で算出した１つ以上の差分値のうち最小の差分値（差分最小値）がΔＬより小さいか否かを判断する（ステップＳ１４５）。   When determining that the absolute value of the excitation current is not within the set range (“No” in step S135), the timing control unit 14 determines the smallest difference value (difference minimum value) among the one or more difference values calculated in step S140. Is smaller than ΔL (step S145).

差分最小値がΔＬより小さいと判断する場合（ステップＳ１４５における「Ｙｅｓ」）、タイミング制御部１４は、比較処理を行う（ステップＳ１５０）。具体的には、タイミング制御部１４は、差分最小値となる励磁電流値の組み合わせのうち一方の励磁電流値を含む第１の組み合わせによる差分値と、他方の励磁電流値を含む第２の組み合わせ差分値とを比較する。   If it is determined that the minimum difference value is smaller than ΔL (“Yes” in step S145), the timing control unit 14 performs a comparison process (step S150). Specifically, the timing control unit 14 includes a difference value obtained by a first combination including one excitation current value among combinations of excitation current values serving as a minimum difference, and a second combination including the other excitation current value. Compare the difference value.

タイミング制御部１４は、サンプリングのタイミングの設定処理を行う（ステップＳ１５５）。具体的には、タイミング制御部１４は、ステップＳ１５０で小さいと判断した組み合わせの要素のうち差分最小値となる励磁電流値の組み合わせに含まれる励磁電流値を測定したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。   The timing control unit 14 performs sampling timing setting processing (step S155). Specifically, the timing control unit 14 samples the detection voltage Vd at the timing at which the excitation current value included in the combination of excitation current values that is the minimum difference among the combinations determined to be small in step S150. Set as the timing to perform.

差分最小値がΔＬより小さくないと判断する場合（ステップＳ１４５における「Ｎｏ」）、タイミング制御部１４は、タイミングの初期化を行う（ステップＳ１６０）。具体的には、タイミング制御部１４は、サンプリングクロックＣＬ２が励磁クロックＣＬ１の開始時点からΔｔだけ遅れて開始されるようにクロック生成部１２を制御する。   If it is determined that the minimum difference value is not smaller than ΔL (“No” in step S145), the timing control unit 14 initializes timing (step S160). Specifically, the timing control unit 14 controls the clock generation unit 12 so that the sampling clock CL2 is started with a delay of Δt from the start time of the excitation clock CL1.

タイミングの初期化後、タイミング制御部１４は、変更処理を行う（ステップＳ１６５）。具体的には、タイミング制御部１４は、ステップＳ１１０、Ｓ１２５においてサンプリングのタイミングの変更をΔｔだけ遅らせるのではなく、Δｔだけ早くなるようにサンプリングタイミングの変更方法を変更する。   After timing initialization, the timing control unit 14 performs change processing (step S165). Specifically, the timing control unit 14 does not delay the change of the sampling timing by Δt in steps S110 and S125, but changes the sampling timing changing method so as to be advanced by Δt.

次に、タイミング制御部１４が行うサンプリングのタイミングの設定について、図１４Ａから図１４Ｄに示す具体例を用いて説明する。   Next, the setting of the sampling timing performed by the timing control unit 14 will be described using specific examples shown in FIGS. 14A to 14D.

本具体例では、設定範囲ＳＲを０ｍＡ〜１０ｍＡとしている。つまり、電流検出装置１０は、サンプリングする励磁電流Ｉａの範囲を−１０ｍＡ〜１０ｍＡとして、励磁クロックＣＬ１の１周期ごとに、サンプリングのタイミングをΔｔずつ遅延させて、励磁電流Ｉａの測定を６回行う（図１４Ａ参照）。具体的には、電流検出装置１０は、１回目の励磁クロックの周期の時点ｔ２１、時点ｔ３１のそれぞれで検出電圧Ｖｄを取得して、１回目の励磁電流Ｉａの値を算出する（図１４Ｂ参照）。次に、２回目の励磁クロックの周期で、時点ｔ２１、時点ｔ３１のそれぞれよりΔｔだけ遅れた時点ｔ２２、ｔ３２で、検出電圧Ｖｄを取得して、２回目の励磁電流Ｉａの値を算出する（図１４Ｃ参照）。以降、励磁クロックＣＬ１の１周期ごとに、励磁電流Ｉａの算出ポイントをΔｔずつ遅延させて、励磁電流Ｉａの値を算出する。図１４Ａでは、３回目の励磁電流Ｉａの値は、時点ｔ２３、ｔ３３のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、４回目の励磁電流値Ｉａの値は、時点ｔ２４、ｔ３４のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、それぞれ算出される。さらに、５回目の励磁電流Ｉａの値は、時点ｔ２５、ｔ３５のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、６回目の励磁電流Ｉａの値は、時点ｔ２６、ｔ３６のそれぞれの検出電圧Ｖｄから、それぞれ算出される。   In this specific example, the setting range SR is set to 0 mA to 10 mA. In other words, the current detection device 10 sets the range of the excitation current Ia to be sampled to −10 mA to 10 mA, delays the sampling timing by Δt for each period of the excitation clock CL1, and measures the excitation current Ia six times. (See FIG. 14A). Specifically, the current detection device 10 acquires the detection voltage Vd at each of the time points t21 and t31 of the first excitation clock cycle, and calculates the value of the first excitation current Ia (see FIG. 14B). ). Next, at the times t22 and t32 which are delayed by Δt from the time t21 and the time t31 in the second excitation clock cycle, the detection voltage Vd is acquired and the value of the second excitation current Ia is calculated ( (See FIG. 14C). Thereafter, the excitation current Ia value is calculated by delaying the calculation point of the excitation current Ia by Δt for each cycle of the excitation clock CL1. In FIG. 14A, the value of the third excitation current Ia is from the respective detection voltages Vd at time points t23 and t33, and the value of the fourth excitation current value Ia is from the respective detection voltages Vd at time points t24 and t34. Calculated. Further, the value of the fifth excitation current Ia is calculated from the detection voltages Vd at the times t25 and t35, and the value of the sixth excitation current Ia is calculated from the detection voltages Vd at the times t26 and t36. .

図１４Ｄは、励磁電流の差分値の変化を表す図である。図１４Ｄの横軸に記載する組（ｍ−１、ｍ）は、（ｍ−１）回目の励磁電流Ｉａの値と、ｍ回目の励磁電流Ｉａの値の組み合わせを表す。なお、ｍは２以上６以下の整数である。そして、縦軸の励磁電流差分は、組（ｍ−１、ｍ）における励磁電流値の差分、つまりは、（ｍ−１）回目の励磁電流Ｉａの値と、ｍ回目の励磁電流Ｉａの値との差分を表す。また、組（１、２）で算出された励磁電流値の差分は、上述したΔＬに相当する値となっている。図１４Ｄに示す例では、組（３、４）の励磁電流差分が、励磁電流差分のうち最小の励磁電流差分（最小差分値）であって、ΔＬよりも小さい値となっている。そのため、上述した図１３のステップＳ１４５の判断条件が真となる。電流検出装置１０は、ステップＳ１５０の比較処理により、組（２、３）の励磁電流差分の値と、組（４、５）の励磁電流差分の値とを比較する。この場合、組（２、３）の励磁電流差分の値の方が、組（４、５）の励磁電流差分の値よりも小さい。そのため、電流検出装置１０は、ステップＳ１５５の設定処理により、３回目に励磁電流を計測したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。   FIG. 14D is a diagram illustrating a change in the difference value of the excitation current. A set (m−1, m) described on the horizontal axis of FIG. 14D represents a combination of the value of the (m−1) th excitation current Ia and the value of the mth excitation current Ia. Note that m is an integer of 2 to 6. The excitation current difference on the vertical axis is the difference between the excitation current values in the set (m−1, m), that is, the value of the (m−1) th excitation current Ia and the value of the mth excitation current Ia. Represents the difference. Further, the difference between the excitation current values calculated in the set (1, 2) is a value corresponding to the above-described ΔL. In the example shown in FIG. 14D, the excitation current difference of the group (3, 4) is the smallest excitation current difference (minimum difference value) of the excitation current differences, and is a value smaller than ΔL. Therefore, the determination condition in step S145 of FIG. 13 described above becomes true. The current detection device 10 compares the excitation current difference value of the group (2, 3) with the excitation current difference value of the group (4, 5) by the comparison process in step S150. In this case, the value of the excitation current difference of the group (2, 3) is smaller than the value of the excitation current difference of the group (4, 5). Therefore, the current detection apparatus 10 sets the timing at which the excitation current is measured for the third time as the timing for sampling the detection voltage Vd by the setting process in step S155.

本実施形態における励磁電流差分の算出により、励磁電流の時間微分を算出している。また、本実施形態では、各タイミングで計測された励磁電流の絶対値のそれぞれは、設定範囲ＳＲ内である。つまり、サンプリングのタイミングと設定されるタイミングは、励磁電流の絶対値が予め定められた設定値以下であり、かつ励磁電流の絶対値に対する時間微分した値が最小となるタイミングとなっている。   By calculating the excitation current difference in the present embodiment, the time derivative of the excitation current is calculated. In the present embodiment, each of the absolute values of the excitation current measured at each timing is within the set range SR. That is, the sampling timing and the set timing are timings at which the absolute value of the excitation current is equal to or less than a predetermined set value and the value obtained by time differentiation with respect to the absolute value of the excitation current is minimized.

以上説明したように、本実施形態の電流検出装置１０のタイミング制御部１４は、以下のように検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングを設定することが好ましい。タイミング制御部１４は、励磁電流の絶対値が予め定められた設定値以下であり、かつ励磁電流の絶対値に対する時間微分した値が最小となるタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。   As described above, the timing control unit 14 of the current detection device 10 according to the present embodiment preferably sets the timing for sampling the detection voltage Vd as follows. The timing control unit 14 sets the timing at which the absolute value of the excitation current is equal to or less than a predetermined set value and the time differentiated value with respect to the absolute value of the excitation current is minimum as the timing for sampling the detection voltage Vd. .

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、追加部品を用いることなく、サンプリングのタイミングの制御ができる。   According to this configuration, the current detection device 10 of the present embodiment can control the sampling timing without using additional components.

また、タイミング制御部１４は、以下のように動作することが好ましい。タイミング制御部１４は、励磁クロックＣＬ１の所定の周波数で表される励磁周期において出現する２回のサンプリングのタイミングを、励磁周期ごとに変化させる。タイミング制御部１４は、励磁周期ごとに、当該励磁周期で出現する２回のサンプリングのタイミングでサンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づいて励磁電流を算出する。タイミング制御部１４は、励磁周期ごとに算出された励磁電流と、当該励磁電流が算出された一の励磁周期の直前の励磁周期または直後の励磁周期で算出された励磁電流との差分を算出する。タイミング制御部１４は、算出した各差分から変曲点が出現するタイミングを特定し、特定したタイミングを、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングとして設定する。   The timing control unit 14 preferably operates as follows. The timing control unit 14 changes the timing of two samplings that appear in the excitation cycle represented by the predetermined frequency of the excitation clock CL1 for each excitation cycle. For each excitation period, the timing control unit 14 calculates an excitation current based on the detection voltage Vd sampled at the timing of two samplings appearing in the excitation period. The timing control unit 14 calculates the difference between the excitation current calculated for each excitation cycle and the excitation current calculated immediately before or after the one excitation cycle for which the excitation current is calculated. . The timing control unit 14 identifies the timing at which the inflection point appears from the calculated differences, and sets the identified timing as the timing for sampling the detection voltage Vd.

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、変換回路１３から出力される検出電圧Ｖｄに基づいて、サンプリングのタイミングを設定するので、より正確なサンプリングのタイミングで電流検出を行うことができる。また、電流検出装置１０は、サンプリングタイミングを設定する際に新たな部品は必要としない。そのため、電流検出装置１０は、新たな部品を追加することなくサンプリングタイミングの制御を行うことができる。   According to this configuration, the current detection device 10 of the present embodiment sets the sampling timing based on the detection voltage Vd output from the conversion circuit 13, and therefore can detect the current at a more accurate sampling timing. it can. Further, the current detection device 10 does not require a new part when setting the sampling timing. Therefore, the current detection device 10 can control the sampling timing without adding new parts.

ここで、タイミング制御部１４は、自装置の電源投入時に、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングの設定を行うことが好ましい。   Here, it is preferable that the timing control unit 14 sets the timing for sampling the detection voltage Vd when the apparatus is powered on.

この構成によると、本実施形態の電流検出装置１０は、電源が投入された直後であっても適切なサンプリングタイミングで電流検出を行うことができる。   According to this configuration, the current detection device 10 of the present embodiment can detect current at an appropriate sampling timing even immediately after the power is turned on.

（変形例）
以上、実施形態１から実施形態３に基づいて本発明について説明したが、本発明は上述した実施形態に限られない。例えば、以下のような変形例が考えられる。(Modification)
As mentioned above, although this invention was demonstrated based on Embodiment 1-Embodiment 3, this invention is not restricted to embodiment mentioned above. For example, the following modifications can be considered.

（１）上記実施形態３では、励磁電流の変曲点となるタイミングの検出および設定は、例えば電流検出装置１０に電源が投入されたタイミングで行われるとしたが、これに限定されない。電流検出装置１０は、サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流の変化量が所定値以上である場合に、励磁電流の変曲点となるタイミングの検出および設定を行ってもよい。   (1) In the third embodiment, the detection and setting of the timing at which the inflection point of the excitation current is detected is performed, for example, at the timing when power is supplied to the current detection device 10, but the present invention is not limited to this. The current detection device 10 may detect and set a timing that becomes an inflection point of the excitation current when the change amount of the excitation current based on the sampled detection voltage Vd is equal to or greater than a predetermined value.

この場合における電流検出装置１０の動作について、図１５に示す流れ図を用いて説明する。   The operation of the current detection device 10 in this case will be described with reference to the flowchart shown in FIG.

電流検出装置１０のタイミング制御部１４は、サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流の変化量が所定値以上であるか否かを判断する（ステップＳ２００）。具体的には、タイミング制御部１４は、今回サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流と、前回サンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流との差分が、所定値以上であるか否かを判断する。   The timing control unit 14 of the current detection device 10 determines whether or not the change amount of the excitation current based on the sampled detection voltage Vd is greater than or equal to a predetermined value (step S200). Specifically, the timing control unit 14 determines whether or not the difference between the excitation current based on the detection voltage Vd sampled this time and the excitation current based on the detection voltage Vd sampled last time is a predetermined value or more. To do.

変化量が所定値以上である判断する場合（ステップＳ２００における「Ｙｅｓ」）、タイミング制御部１４は、タイミング設定処理を行う（ステップＳ２０５）。タイミング設定処理は、図１３に示すステップＳ１０５〜ステップＳ１６５と同様であるので、ここでの説明は省略する。   When determining that the amount of change is equal to or greater than the predetermined value (“Yes” in step S200), the timing control unit 14 performs a timing setting process (step S205). Since the timing setting process is the same as steps S105 to S165 shown in FIG. 13, the description thereof is omitted here.

以上説明したように、本変形例の電流検出装置１０のタイミング制御部１４は、以下のように動作することが好ましい。タイミング制御部１４は、設定したタイミングでサンプリングされた検出電圧Ｖｄに基づく励磁電流の変化量が所定値以上である場合に、検出電圧Ｖｄをサンプリングするタイミングの設定を再度行う。   As described above, it is preferable that the timing control unit 14 of the current detection device 10 of the present modification operates as follows. The timing control unit 14 sets the timing for sampling the detection voltage Vd again when the change amount of the excitation current based on the detection voltage Vd sampled at the set timing is equal to or greater than a predetermined value.

この構成によると、本変形例の電流検出装置１０は、電流検出の動作中であっても、温度変化に応じた適切なタイミングで電流検出を行うことができる。なぜなら、励磁電流が所定値以上変化することは、温度が変化しているとみなすことができるからである。   According to this configuration, the current detection device 10 according to the present modification can perform current detection at an appropriate timing according to a temperature change even during the current detection operation. This is because a change in excitation current by a predetermined value or more can be regarded as a change in temperature.

（２）上記各実施形態において、磁性体コア１００の形状を環状としたが、これに限定されない。磁性体コア１００の形状は、閉磁路が形成される形状であればよい。   (2) In each of the embodiments described above, the magnetic core 100 has an annular shape, but is not limited thereto. The shape of the magnetic core 100 may be any shape that forms a closed magnetic path.

（３）上記実施形態および変形例を組み合わせてもよい。   (3) You may combine the said embodiment and modification.

Claims (10)

導線に流れる被測定電流を検出する電流検出装置であって、
所定の周波数で発振される励磁クロックと、前記所定の周波数の偶数倍の周波数で発振されるサンプリングクロックとを生成するクロック生成部と、
前記導線が挿通される開口部を有する磁性体コアと、前記磁性体コアに巻回された励磁コイルとを有し、前記励磁クロックが発振される周期と同一周期の励磁電圧を前記励磁コイルに印加して前記励磁コイルに流れる励磁電流を生成し、生成した前記励磁電流を検出電圧に変換して出力する変換回路と、
前記変換回路から出力される前記検出電圧を前記サンプリングクロックに基づいてサンプリングするサンプリング部と、
前記励磁電流の変曲点に前記検出電圧をサンプリングするタイミングがくるように、前記検出電圧をサンプリングするタイミングを制御するタイミング制御部とを備える
ことを特徴とする電流検出装置。A current detection device for detecting a current to be measured flowing in a conducting wire,
A clock generator for generating an excitation clock oscillated at a predetermined frequency and a sampling clock oscillated at an even multiple of the predetermined frequency;
A magnetic core having an opening through which the conducting wire is inserted; and an excitation coil wound around the magnetic core; and an excitation voltage having the same period as the period at which the excitation clock is oscillated. A conversion circuit for applying and generating an excitation current flowing in the excitation coil, converting the generated excitation current into a detection voltage and outputting the detection voltage;
A sampling unit that samples the detection voltage output from the conversion circuit based on the sampling clock;
And a timing control unit that controls the timing for sampling the detection voltage so that the timing for sampling the detection voltage comes to the inflection point of the excitation current. 前記サンプリングクロックの周波数は、前記所定の周波数の２倍の周波数である
ことを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。The current detection device according to claim 1, wherein the frequency of the sampling clock is twice the predetermined frequency. 前記タイミング制御部は、前記磁性体コアの使用温度を計測する温度センサを備え、
前記タイミング制御部は、前記温度センサで測定された前記使用温度に応じて、前記サンプリングクロックを制御する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流検出装置。The timing control unit includes a temperature sensor that measures a use temperature of the magnetic core,
The current detection device according to claim 1, wherein the timing control unit controls the sampling clock according to the operating temperature measured by the temperature sensor. 前記タイミング制御部は、前記励磁電流の絶対値が予め定められた設定値以下であり、かつ前記励磁電流の絶対値に対する時間微分した値が最小となるタイミングを、前記検出電圧をサンプリングするタイミングとして設定する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流検出装置。The timing control unit sets a timing at which the absolute value of the excitation current is equal to or less than a predetermined set value and the time-differentiated value with respect to the absolute value of the excitation current is minimized as a timing for sampling the detection voltage. The current detection device according to claim 1, wherein the current detection device is set. 前記タイミング制御部は、
前記励磁クロックの前記所定の周波数で表される励磁周期において出現する２回の前記サンプリングのタイミングを、前記励磁周期ごとに変化させ、
前記励磁周期ごとに、当該励磁周期で出現する２回の前記サンプリングのタイミングでサンプリングされた前記検出電圧に基づいて前記励磁電流を算出し、
前記励磁周期ごとに算出された前記励磁電流と、当該励磁電流が算出された一の励磁周期の直前の励磁周期または直後の励磁周期で算出された励磁電流との差分を算出し、
算出した各差分から前記変曲点が出現するタイミングを特定し、特定したタイミングを、前記検出電圧をサンプリングするタイミングとして設定する
ことを特徴とする請求項４に記載の電流検出装置。The timing controller is
The timing of the two samplings appearing in the excitation cycle represented by the predetermined frequency of the excitation clock is changed for each excitation cycle,
For each excitation period, calculate the excitation current based on the detection voltage sampled at the timing of the two samplings appearing in the excitation period,
Calculating the difference between the excitation current calculated for each excitation cycle and the excitation current calculated immediately before the excitation cycle for which the excitation current was calculated or the excitation current calculated immediately after the excitation cycle;
The current detection device according to claim 4, wherein a timing at which the inflection point appears is specified from each calculated difference, and the specified timing is set as a timing for sampling the detection voltage. 前記タイミング制御部は、自装置の電源投入時に、前記検出電圧をサンプリングするタイミングの設定を行う
ことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の電流検出装置。The current detection device according to claim 4, wherein the timing control unit sets a timing for sampling the detection voltage when the power of the device is turned on. 前記タイミング制御部は、
設定したタイミングでサンプリングされた前記検出電圧に基づく前記励磁電流の変化量が所定値以上である場合に、前記検出電圧をサンプリングするタイミングの設定を再度行う
ことを特徴とする請求項４乃至請求項６のいずれか一項に記載の電流検出装置。The timing controller is
The timing for sampling the detection voltage is set again when the amount of change in the excitation current based on the detection voltage sampled at the set timing is a predetermined value or more. The current detection device according to claim 6. 前記変換回路は、さらに、
前記クロック生成部で生成された前記励磁クロックを増幅し、増幅後の前記励磁クロックを前記励磁コイルに出力することで、前記励磁電圧を前記励磁コイルに印加するアンプと、
前記励磁コイルから出力される前記励磁電流を前記検出電圧に変換する検出抵抗とを備える
ことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電流検出装置。The conversion circuit further includes:
An amplifier for applying the excitation voltage to the excitation coil by amplifying the excitation clock generated by the clock generator and outputting the amplified excitation clock to the excitation coil;
The current detection device according to claim 1, further comprising: a detection resistor that converts the excitation current output from the excitation coil into the detection voltage. 前記変換回路は、さらに、
前記励磁コイルに前記励磁電圧を印加する励磁電圧源と、
前記所定の周波数で表される周期の１／２周期で、前記励磁コイルに流れる前記励磁電流の第１経路と第２経路とを切り換える切替部と、
前記励磁コイルから出力される前記励磁電流を前記検出電圧に変換する検出抵抗とを備える
ことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の電流検出装置。The conversion circuit further includes:
An excitation voltage source for applying the excitation voltage to the excitation coil;
A switching unit that switches between a first path and a second path of the exciting current flowing in the exciting coil in a half period of the period represented by the predetermined frequency;
The current detection device according to claim 1, further comprising: a detection resistor that converts the excitation current output from the excitation coil into the detection voltage. さらに、前記サンプリング部でサンプリングされた前記検出電圧に基づいて、漏電を検知する検波部を備える
ことを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか一項に記載の電流検出装置。The current detection device according to claim 1, further comprising: a detection unit that detects a leakage based on the detection voltage sampled by the sampling unit.
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