JPWO2012140840A1 - コンバータ装置及び半導体装置 - Google Patents

コンバータ装置及び半導体装置 Download PDF

Info

Publication number
JPWO2012140840A1
JPWO2012140840A1 JP2013509752A JP2013509752A JPWO2012140840A1 JP WO2012140840 A1 JPWO2012140840 A1 JP WO2012140840A1 JP 2013509752 A JP2013509752 A JP 2013509752A JP 2013509752 A JP2013509752 A JP 2013509752A JP WO2012140840 A1 JPWO2012140840 A1 JP WO2012140840A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
input
circuit
terminal
discharge
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2013509752A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5899469B2 (ja
Inventor
達也 櫻井
達也 櫻井
隆司 佐治
隆司 佐治
哲之 福島
哲之 福島
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=47009035&utm_source=***_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=JPWO2012140840(A1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2013509752A priority Critical patent/JP5899469B2/ja
Publication of JPWO2012140840A1 publication Critical patent/JPWO2012140840A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5899469B2 publication Critical patent/JP5899469B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/322—Means for rapidly discharging a capacitor of the converter for protecting electrical components or for preventing electrical shock

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

コンバータ装置（１）であって、ブリッジダイオード（１１）と、ブリッジダイオード（１１）の前段に配置されたＸコンデンサ（１２）と、ブリッジダイオード（１１）の後段に配置された平滑コンデンサ（１３）と、入力交流電圧が遮断された時にＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路（２０）と、ブリッジダイオード（１１）のカソードと平滑コンデンサ（１３）とを接続する接続点に接続されＡＣ遮断検出信号が出力された場合に、平滑コンデンサ（１３）及びＸコンデンサ（１２）の残留電荷を放電させる放電回路（３０）とを備え、放電回路（３０）は、ドレイン端子が上記接続点に接続され放電電圧を降圧するＪＦＥＴ（３０１）と、ＪＦＥＴ（３０１）のソース端子に接続された第１放電用スイッチ素子（３０２）とを備える。

Description

本発明は、交流電源を直流電源に変換するコンバータ装置及び半導体装置に関するものである。
入力された交流電源を直流電源に変換して所望の直流電圧を出力する電源装置に代表されるコンバータ装置には、通常アクロスザラインコンデンサ（以下、これをＸコンデンサと記載する）と呼ばれるラインノイズを低減するコンデンサが、交流電圧ライン間に接続されている。
このＸコンデンサには、交流電源に接続されている電源装置のプラグが当該交流電源である商用電源から引き抜かれたときには、引き抜かれる直前に蓄積された電荷が残留してしまう。このとき、引き抜かれた直後のプラグの差込部が人に触れると、この残留電荷により感電する恐れがある。この感電に対しては防止のための安全規格があり、交流電源が遮断された時には、所定時間内にＸコンデンサを放電させなければならないとされている。
従来、この感電対策として、残留電荷を放電させるための放電抵抗がＸコンデンサに並列に設けられている。しかし、この放電抵抗は、電源装置に交流電圧が供給されている間には、常時電力を消費してしまう。特に、待機時に放電抵抗にて消費される電力は無視できないほど大きくなってしまうという問題がある。
上記問題を解決するため、特許文献１では、上記放電抵抗を導通状態または非導通状態に切り換えるトランジスタと、当該トランジスタのオンオフ状態を制御する制御部とを備え、交流電圧が供給されていないときのみ制御部が当該トランジスタをオン状態にして放電ループを構成するようになされた電源回路が開示されている。
特開２００６−２０４０２８号公報
しかしながら、特許文献１に開示された電源回路では、制御部の部品数が多くなる。また、放電用スイッチング素子として使用されるトランジスタは、高電圧の交流電源に接続されているため高耐圧特性が要求されるが、当該特性を有する高耐圧素子は高コストである。よって、感電対策を行ないつつ電源装置の低コスト化や小型化を図ることは困難である。
また、電源装置には、変換された直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサが直流電圧ライン間に接続されている。この平滑コンデンサにも、交流電源が遮断された時には残留電荷が蓄積しており、電源装置の内部回路に触れる可能性のあるサービスエンジニアが平滑コンデンサの残留電荷により感電してしまう恐れがある。
しかしながら、特許文献１に開示された電源回路では、平滑コンデンサの放電対策は講じられていない。
本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたものであり、交流電源遮断状態における感電対策を行ないつつ小型化及び低コスト化を実現できるコンバータ装置及び半導体装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとを接続する第１接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、前記放電回路は、ドレイン端子が前記第１接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備えることを特徴とする。
本構成によれば、放電時に整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの第１接続点に印加されている電圧が、接合型トランジスタにより降圧されるので、接合型トランジスタのソース端子に接続される第１放電用スイッチは、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計が容易となり、小型化及び素子コストの削減を実現できる。
また、前記整流器は、前記入力交流電圧を半端整流し、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力してもよい。
これにより、入力交流電圧が半波整流されていても、入力交流電圧が遮断されたことを検出できるため、ＡＣ遮断検出回路の前段に配置されるダイオードが不要となる。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
また、さらに、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し、当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記接合型トランジスタの前記ソース端子は、前記レギュレータに接続されていてもよい。
これにより、接合型トランジスタは、本来、制御回路への電力供給動作のために配置されるものであるが、放電回路による放電動作を兼用させている。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
また、前記第１放電用スイッチの一端は前記接合型トランジスタの前記ソース端子に接続され、前記第１放電用スイッチの他端は接地され、前記放電回路は、前記レギュレータから前記制御回路への電流経路とは独立した経路で、前記接合型トランジスタ及び前記第１放電用スイッチを経由して前記残留電荷を接地放電させてもよい。
これにより、第１放電用スイッチを介した放電経路と、レギュレータへの電源供給経路とが分離されているため、制御回路の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。
また、前記レギュレータは、前記第１放電用スイッチを含み、当該第１放電用スイッチを経由して前記制御回路に電力を供給し、前記放電回路は、前記第１放電用スイッチを導通状態にして前記残留電荷を放電させてもよい。
これにより、充電経路と、放電経路とがレギュレータに内蔵される第１放電用スイッチで兼用できるので、放電回路として別途放電用スイッチ素子を設ける必要がなく、小型化及び部品点数の削減につながる。
また、前記第１放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号に対応した信号がゲートに印加されることにより導通状態となってもよい。
これにより、制御回路の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。
また、前記制御回路は、前記ＡＣ遮断検出信号が入力されることにより、前記スイッチ素子を非導通状態とし、前記第１放電用スイッチは、前記スイッチ素子の非導通状態により前記電源電圧が参照電圧以下となったときに導通状態となってもよい。
これにより、制御回路がスイッチ素子を非導通とすることで制御回路の電源電圧への電力供給が停止された後、第１放電用スイッチが導通状態となることで、残留電荷の放電が実行される。よって、上記残留電荷の放電により、電源電圧への電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
また、前記放電回路は、さらに、前記第１放電用スイッチと前記制御回路とを接続する第２接続点と接地端子との間に第２放電用スイッチを備え、前記第２放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、前記電源電圧を降圧させ、前記第１放電用スイッチは、前記電源電圧が降圧することにより導通状態となることで、前記残留電荷を放電させてもよい。
これにより、ＡＣ電源遮断時に、まず第１放電用スイッチの導通により電源電圧を接地電位近くまで降圧させた状態にした後に、残留電荷の放電動作が開始される。よって、当該放電動作による電源電圧への電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
また、さらに、前記第１接続点と前記平滑コンデンサとの間に、前記第１接続点から前記平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備えてもよい。
これにより、ダイオードは、放電回路が放電動作を実行する場合に平滑コンデンサの残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサの残留電荷のみを放電させることが可能となる。
また、さらに、前記第１接続点と前記平滑コンデンサとの間に、前記ダイオードと並列接続された抵抗素子を備えてもよい。
これにより、Ｘコンデンサの残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサの残留電荷も放電することができる。よって、コンバータ装置の入力端子からの感電を優先的に防止でき、装置内部の回路に接触することによる感電も防止することが可能となる。
また、さらに、前記整流器のカソード端子と前記第１接続点との間に、前記整流器のカソード端子から前記第１接続点へ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備えてもよい。
これにより、放電回路が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ及びＸコンデンサの双方の残留電荷を放電させることが可能となる。
また、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記第１接続点に接続されていてもよい。
これにより、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路が接続されている場合にＡＣ遮断検出回路の入力側に必須である整流用のダイオードが不要となる。また、ＡＣ遮断検出回路を外部サージ電圧から保護することができる。
また、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、第１のアノード端子及び第１のカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、第２のアノード端子及び第２のカソード端子を有し前記第２のアノード端子が前記第１のカソード端子に接続され前記第２のカソード端子が前記平滑コンデンサに接続されたダイオードと、前記ダイオードと並列接続された抵抗素子と、前記第１のカソード端子と前記第２のアノード端子との接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの残留電荷を放電させる放電用スイッチを有する放電回路とを備えることを特徴とする。
これにより、Ｘコンデンサの残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサの残留電荷も放電することができる。よって、コンバータ装置の入力端子からの感電を優先的に防止でき、装置内部の回路に接触することによる感電も防止することが可能となる。
また、前記整流器は、前記入力交流電圧を半端整流し、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力してもよい。
これにより、入力交流電圧が半波整流されていても、入力交流電圧が遮断されたことを検出できるため、ＡＣ遮断検出回路の前段に配置されるダイオードが不要となる。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
また、前記放電回路は、さらに、ドレイン端子が前記接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタを備え、前記放電用スイッチは、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させてもよい。
これにより、放電時に整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの接続点に印加されている電圧が、接合型トランジスタにより降圧されるので、接合型トランジスタのソースに接続される第１放電用スイッチは、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計が容易となり、小型化及び素子コストの削減を実現できる。
また、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記接続点に接続されていてもよい。
これにより、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路が接続されている場合にＡＣ遮断検出回路の入力側に必須である整流用のダイオードが不要となる。また、ＡＣ遮断検出回路を外部サージ電圧から保護することができる。
また、前記ＡＣ遮断検出回路は、正入力である基準電圧と、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断信号を出力させないタイマー回路とを備えてもよい。
これにより、ＡＣ遮断されると、一定期間の経過後にＡＣ遮断信号が出力される。
また、本発明は、コンバータ装置に用いられる半導体装置として実現することもできる。具体的には、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続されている。
本構成によれば、放電時に整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの接続点に印加されている電圧が、接合型トランジスタにより降圧されるので、接合型トランジスタのソース端子に接続される第１放電用スイッチは、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計が容易となり、小型化及び素子コストの削減を実現できる。
また、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、アノード端子及びカソード端子を有する整流素子と、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流素子のカソード端子に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続され、前記ＡＣ遮断検出回路は、正入力である基準電圧と、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断信号を出力させないタイマー回路を備えてもよい。
また、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に接続され、アノード端子及びカソード端子を有する整流素子と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記整流器の前段に接続され、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記アクロスザラインコンデンサの残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路とを備え、前記放電回路は、前記整流素子のカソード端子に接続された、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる第１放電用スイッチとを備えることを特徴とする。
これにより、放電回路が整流器の後段に接続された回路に比べて、電源出力の大きい場合にも対応可能となり、コストの増加及び実装面積の拡大も最小に抑えることができる。
また、さらに、接合型トランジスタのドレイン端子と、前記整流器のカソード端子及び前記平滑コンデンサを接続する第１接続点との間に接続された抵抗素子を備えてもよい。
これにより、アクロスザラインコンデンサの残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサの残留電荷も放電することが可能となる。
また、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に接続された整流素子と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記整流器の前段に接続され、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの両方の残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路と、前記平滑コンデンサの残留電荷の放電経路となる抵抗素子とを備え、前記放電回路は、ドレイン端子が、前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとを接続する第１接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備え、前記抵抗素子は、前記接合型トランジスタのドレイン端子と前記第１接続点との間に直列挿入されていることを特徴とする。
また、本発明の一態様に係る半導体装置は、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとの接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続されていることを特徴とする。
また、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流素子のカソード端子に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続され、前記ＡＣ遮断検出回路は、正入力である基準電圧と、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断信号を出力させないタイマー回路とを備えてもよい。
本発明に係るコンバータ装置及び半導体装置によれば、放電用スイッチング素子として高耐圧素子を用いることなくコンデンサの残留電荷を放電できるので、交流電源遮断状態における感電対策を行ないつつ小型化及び低コスト化を実現できる。
図１は、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図２は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の回路構成図である。 図３は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図４Ａは、本発明の実施の形態１の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図４Ｂは、本発明の実施の形態１の第３の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図４Ｃは、本発明の実施の形態１の第４の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図５は、本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図６は、本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図７は、本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図８は、実施の形態１〜４に係るコンバータ装置の放電動作の比較を説明する図である。 図９は、本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１０は、本発明の実施の形態５の第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１１Ａは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１１Ｂは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図１１Ｃは、ＡＣ遮断検出回路の動作を表すタイミングチャートである。 図１２は、本発明の実施の形態５の第３の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１３は、本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１４は、本発明の実施の形態６の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１５Ａは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図１５Ｂは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図１５Ｃは、ＡＣ遮断検出回路の動作を表すタイミングチャートである。 図１６は、本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１７は、本発明の実施の形態８に係る第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１８は、本発明の実施の形態８に係る第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１９は、本発明の実施の形態９に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図２０は、本発明の実施の形態９の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。
以下、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置及び半導体装置について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施の形態では、ドレイン端子、ソース端子、ゲート端子、アノード端子及びカソード端子を、それぞれ、単にドレイン、ソース、ゲート、アノード及びカソードと記す場合がある。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置は、具体的には、第１放電用スイッチの一端は接合型トランジスタのソース端子に接続され、第１放電用スイッチの他端は接地され、放電回路は、レギュレータから制御回路への電流経路とは独立した経路で、接合型トランジスタ及び第１放電用スイッチを経て残留電荷を接地放電させる。
図１は、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１は、ブリッジダイオード１１と、アクロスザラインコンデンサ１２（以下、Ｘコンデンサと記す）と、平滑コンデンサ１３と、ＡＣ遮断検出回路２０と、放電回路３０と、ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂとを備える。
ブリッジダイオード１１は、アノード端子及びカソード端子を有し、外部の交流電源１０１に接続され、交流電源１０１から供給される入力交流電圧を整流する機能を有する整流器である。ブリッジダイオード１１は、例えば、４つのダイオードから構成され、第１及び第２のダイオードのカソードどうしが第１接続点にて接続され、第３及び第４のダイオードのアノードどうしが第２接続点にて接続され、第１のダイオードのアノードと第３のカソードが第３接続点にて接続され、第２のダイオードのアノードと第４のカソードが第４接続点にて接続される。この接続構成において、第３接続点と第４接続点とは、それぞれ、コンバータ装置１の２つ入力端子と接続されている。この２つの入力端子は、交流電源１０１と接続され、第３接続点と一方の入力端子とを接続するラインと、第４接続点と他方の入力端子とを接続するラインとは、交流電圧ラインを構成する。また、第１接続点は、ブリッジダイオード１１のカソードであり、第２接続点は、ブリッジダイオード１１のアノードと定義される。
Ｘコンデンサ１２は、ブリッジダイオード１１の前段に配置され、ラインノイズを低減させる機能を有する。Ｘコンデンサ１２の両電極は、上記交流電圧ライン間に接続される。
平滑コンデンサ１３は、ブリッジダイオード１１の後段に配置され、ブリッジダイオード１１で整流された整流電圧を平滑化する機能を有する。平滑コンデンサ１３の両電極は、それぞれ、ブリッジダイオード１１の第１接続点であるカソード及び第２接続点であるアノードに接続される。平滑コンデンサ１３の一方の電極とブリッジダイオード１１のカソードとを接続するラインと、平滑コンデンサ１３の他方の電極とブリッジダイオード１１のアノードとを接続するラインとは、直流電圧ラインを構成する。
ＡＣ遮断検出回路２０は、ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂを介して、交流電圧ラインに接続される。ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂは、入力交流電圧を整流してＡＣ遮断検出回路２０に出力する。これにより、ＡＣ遮断検出回路２０は、直流電圧の変化を検出することで、入力交流電圧が遮断されたことを検知できる。ＡＣ遮断検出回路２０は、交流電源１０１とコンバータ装置１とが非導通となったこと、つまり、入力交流電圧が遮断されたことを検知し、このとき、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆを出力する。なお、図１に記載されたＡＣ遮断検出回路２０は、全波整流された交流電圧の遮断を検出する回路であるが、半波整流された交流電圧を検出する回路であってもよい。また、図１に記載されたＡＣ遮断検出回路２０は、交流電圧ラインに接続されているが、直流電圧ラインに接続されてもよい。この場合には、ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂは不要となる。直流電圧ラインに接続されたＡＣ遮断検出回路２０の構成については、実施の形態５で説明する。また、半波整流された交流電圧を検出するＡＣ遮断検出回路の構成については実施の形態７で説明する。
放電回路３０の入力端子は、ブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆがＡＣ遮断検出回路２０から出力された場合に、少なくとも平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の一方の残留電荷を放電させる機能を有する。放電回路３０は、接合型トランジスタ（以下、ＪＦＥＴと記す）３０１と、放電用スイッチ素子３０２とを備える。ＪＦＥＴ３０１のドレインは上記接続点に接続され、ソースは放電用スイッチ素子３０２の一方の端子に接続され、ゲートは接地されている。この接続構成により、ＪＦＥＴ３０１は、常にソース−ドレイン間に電流を流すことが可能であり、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する機能を有する。また、ＪＦＥＴ３０１は小型であり、省スペース化及び薄型化に適している。放電用スイッチ素子３０２は、ＪＦＥＴ３０１で降圧された電圧が印加された状態で残留電荷を放電させる機能を有する第１放電用スイッチである。
図２は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１Ａは、図１に記載されたコンバータ装置１の備える構成要素に加え、レギュレータ４０と、制御回路５０と、入出力変換部６０と、スイッチ素子７０とを備える。
レギュレータ４０は、ＪＦＥＴ３０１のソースと放電用スイッチ素子３０２との接続点に接続された電源供給用の回路である。レギュレータ４０は、コンバータ装置１Ａの起動時または制御回路５０が電力を必要とする時に内蔵スイッチがオンし、ＪＦＥＴ３０１から受けた電力を、制御回路５０に必要な分だけ供給するよう制御する。
制御回路５０は、レギュレータ４０及びスイッチ素子７０に接続され、レギュレータ４０からの電力供給を受け、スイッチ素子７０の制御を行なう機能を有する。
コンバータ装置１Ａでは、ＪＦＥＴ３０１は、本来、制御回路５０への電力供給動作のために配置されたものであるが、本実施の形態では放電回路３０による放電動作を兼用させている。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
次に、コンバータ装置１Ａの動作の説明を行う。
まず、ＡＣ遮断検出回路２０は、交流電源１０１が遮断されたことを検出するとＡＣ遮断信号Ｖａｃｏｆｆを生成する。ＡＣ遮断信号Ｖａｃｏｆｆは、放電回路３０に入力され、当該信号に応じて放電用スイッチ素子３０２は導通状態となる。
次に、放電用スイッチ素子３０２が導通状態となると、Ｘコンデンサ１２と平滑コンデンサ１３の残留電荷がＪＦＥＴ３０１と放電用スイッチ素子３０２とを経由して放電される。
この構成により、放電時にブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に印加されている電圧が、ＪＦＥＴ３０１により降圧されるので、ＪＦＥＴ３０１のソースに接続される放電用スイッチ素子３０２は、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計を容易にし、小型化及び素子コストの削減が実現きる。なお、ここでいう高耐圧素子とは耐圧１００Ｖ以上の素子を指し、低耐圧素子とは耐圧が１００Ｖよりも小さい素子のことを指す。
図３は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１Ａは、図２に記載されたコンバータ装置１Ａのレギュレータ４０及び入出力変換部６０の回路構成を具体的に表したものとなっている。
レギュレータ４０は、スイッチ素子４０１と、電圧比較器４０２とを備える。制御回路５０及び内部回路の電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４０２の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成し、スイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。このように、レギュレータ４０は、放電回路３０による放電動作とは独立に、制御回路５０及び内部回路への電力供給の制御を行う。
一方、放電用スイッチ素子３０２は接地されており、放電回路３０は、レギュレータ４０から制御回路５０への電力供給経路とは独立した経路で、ＪＦＥＴ３０１及び放電用スイッチ素子３０２を経由してＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の残留電荷を接地放電する。
入出力変換部６０は、トランスＴ１と、ダイオード６０１と、平滑コンデンサ６０２とを備える。トランス巻線ｓ１の一端は平滑コンデンサ１３の正極に接続され、他端はスイッチ素子７０の一端に接続される。トランス巻線ｓ２の一端は、電源電圧Ｖｃｃを生成するためのダイオード１１３のアノードに接続され、他端は接地されている。ダイオード１１３のカソードは、電源電圧Ｖｃｃを生成するための平滑コンデンサ１１２の正極に接続される。平滑コンデンサ１１２の負極は接地されている。また、平滑コンデンサ１１２の正極は電圧比較器４０２の負入力端子に接続される。これにより、スイッチ素子７０は、制御回路５０で生成されるＶｇａｔｅ信号に応じてオンオフ動作を行ない、トランスＴ１の巻線ｓ３を介して所望の直流電圧を２次側回路である負荷１０２へ伝達する。
上記構成により、放電用スイッチ素子３０２を介した放電経路と、レギュレータ４０への電源供給経路とが分離されているため、制御回路５０の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。
次に、上述した入出力変換部６０と異なる構成を有する入出力変換部について説明する。
上記実施の形態１では、入出力変換部６０にトランスを用いるフライバック型のコンバータ装置について説明した。これに対して、本発明の入出力変換部は、降圧型チョッパ回路、極性反転型チョッパ回路又は昇圧型チョッパ回路であってもよい。
まず、降圧型チョッパ回路の例について説明する。
図４Ａは、本発明の実施の形態１の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。図４Ａに示すコンバータ装置１Ｃは、図３に示すコンバータ装置１Ａと比較して、入出力変換部６０の代わりに入出力変換部６１を備える点が異なる。以下では、図３に示すコンバータ装置１Ａと同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
入出力変換部６１は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を出力電圧に変換して、出力端子に接続される負荷１０２に出力電力を供給する。図４Ａに示すように、入出力変換部６１は、コイル６１２と、ダイオード６１１と、コンデンサ６１３とを備える。
コイル６１２は、エネルギー伝達素子の一例であり、入出力変換部６１の入力端子の正極側と出力端子の正極側との間に接続されている。コイル６１２は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を交流の出力電圧に変換する。
ダイオード６１１は、整流素子の一例であり、アノードが入出力変換部６１の入力端子の負極側と出力端子の負極側とに接続され、カソードがスイッチ素子７０とコイル６１２との接続点に接続されている。ダイオード６１１は、コイル６１２によって生成された交流の出力電圧を整流する。
コンデンサ６１３は、平滑容量素子の一例であり、一端がコイル６１２と入出力変換部６１の出力端子の正極側との接続点に接続され、他端が入出力変換部６１の入力端子の負極側と出力端子の負極側とに接続されている。コンデンサ６１３は、コイル６１２によって生成された交流の出力電圧を平滑化する。
以上の構成により、本変形例に係るコンバータ装置１Ｃは、直流の入力電圧をスイッチ素子７０によってスイッチングすることにより、直流の出力電圧を出力端子に発生させる。このとき、入出力変換部６１は、図４Ａに示すような降圧型チョッパ回路であるので、入力電圧より低い出力電圧を生成する。
次に、極性反転型チョッパ回路の例について説明する。
図４Ｂは、本発明の実施の形態１の第３の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。図４Ｂに示すコンバータ装置１Ｄは、図３に示すコンバータ装置１Ａと比較して、入出力変換部６０の代わりに入出力変換部６２を備える点が異なる。以下では、図３に示すコンバータ装置１Ａと同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
入出力変換部６２は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を出力電圧に変換して、出力端子に接続される負荷１０２に出力電力を供給する。図４Ｂに示すように、入出力変換部６２は、コイル６１４と、ダイオード６１５と、コンデンサ６１６とを備える。
コイル６１４は、エネルギー伝達素子の一例であり、スイッチ素子７０とダイオード６１５のカソードとの接続点と、入出力変換部６２の入力端子の負極側と出力端子の正極側との接続点との間に接続されている。コイル６１４は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を交流の出力電圧に変換する。
ダイオード６１５は、整流素子の一例であり、アノードが入出力変換部６２の出力端子の負極側に接続され、カソードがスイッチ素子７０とコイル６１４との接続点に接続されている。ダイオード６１５は、コイル６１４によって生成された交流の出力電圧を整流する。
コンデンサ６１６は、平滑容量素子の一例であり、一端がダイオード６１５のアノードと入出力変換部６２の出力端子の負極側との接続点に接続され、他端がコイル６１４と入出力変換部６２の出力端子の正極側との接続点に接続されている。コンデンサ６１６は、コイル６１４によって生成された交流の出力電圧を平滑化する。
以上の構成により、本変形例に係るコンバータ装置１Ｄは、直流の入力電圧をスイッチ素子７０によってスイッチングすることにより、直流の出力電圧を出力端子に発生させる。このとき、入出力変換部６２は、図４Ｂに示すような極性反転型チョッパ回路であるので、入力電圧の極性が反転した出力電圧を生成する。
続いて、昇圧型チョッパ回路の例について説明する。
図４Ｃは、本発明の実施の形態１の第４の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。図４Ｃに示すコンバータ電源装置１Ｅは、図３に示すコンバータ装置１Ａと比較して、入出力変換部６０の代わりに入出力変換部６３を備える点が異なっている。以下では、図３に示すコンバータ装置１Ａと同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
入出力変換部６３は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を出力電圧に変換して、出力端子に接続される負荷１０２に出力電力を供給する。図４Ｃに示すように、入出力変換部６３は、コイル６３４と、ダイオード６３５と、コンデンサ６２１とを備える。
コイル６３４は、エネルギー伝達素子の一例であり、スイッチ素子７０と入出力変換部６３の入力端子との間に接続されている。コイル６３４は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を交流の出力電圧に変換する。
ダイオード６３５は、整流素子の一例であり、アノードがスイッチ素子７０とコイル６３４との接続点に接続され、カソードがコンデンサ６２１の一端と入出力変換部６３の出力端子の正極側とに接続されている。ダイオード６３５は、コイル６３４によって生成された交流の出力電圧を整流する。
コンデンサ６２１は、平滑容量素子の一例であり、一端がダイオード６３５のカソードと入出力変換部６３の出力端子の正極側との接続点に接続され、他端が入出力変換部６３の入力端子の負極側と出力端子の負極側とに接続されている。コンデンサ６２１は、コイル６３４によって生成された交流の出力電圧を平滑化する。
以上の構成により、本変形例に係るコンバータ装置１Ｅは、直流の入力電圧をスイッチ素子７０によってスイッチングすることによって、直流の出力電圧を出力端子に発生させる。このとき、入出力変換部６３は、図４Ｃに示すような昇圧型チョッパ回路であるので、入力電圧より高い出力電圧を生成する。
なお、本実施の形態で説明したＡＣ遮断検出回路２０は、Ｘコンデンサ１２に残留電荷がある状態でもＡＣ遮断を検出することが出来ればよい。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態２に係るレギュレータは、第１放電用スイッチを含み、当該第１放電用スイッチを経由して制御回路に電力を供給し、放電回路は、第１放電用スイッチを導通状態にして残留電荷を放電させる。ここで、第１放電用スイッチは、ＡＣ遮断検出信号に対応した信号がゲートに印加されることにより導通状態となる。
図５は、本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置２は、図３に記載されたコンバータ装置１Ａと比較して、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆの出力先、及び、レギュレータの構成が異なる。図３に記載されたコンバータ装置１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
レギュレータ４１は、スイッチ素子４０１と、論理素子４１２と、電圧比較器４１３とを備える。ここで、スイッチ素子４０１は、放電回路３０の第１放電用スイッチとしての機能とレギュレータ４１のスイッチ素子としての機能とを兼用している。
ＪＦＥＴ３０１のソースは、スイッチ素子４０１の一方の端子に接続される。また、電圧比較器４１３の負入力端子と、電源電圧Ｖｃｃと、スイッチ素子４０１の他方の端子と、制御回路５１とは、互いに接続されている。そして、ＡＣ遮断が検出されたときに生成されるＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆと、電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなった場合に生成されるＶｃｃｏｆｆ信号とは、論理素子４１２に入力される。
コンバータ装置２に交流電源１０１が接続され通常動作している場合に、電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４１３の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなるとき、電圧比較器４１３はＶｃｃｏｆｆ信号を生成し、論理素子４１２を介してスイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４１３はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。一方、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆが論理素子４１２に入力された場合に、スイッチ素子４０１は導通状態となり電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルまで残留電荷は放電される。その後、電源電圧Ｖｃｃは、制御回路５１及び内部回路により消費され、０Ｖに向かって徐々に減少していく。
つまり、本実施の形態に係るスイッチ素子４０１は、交流電源１０１が接続され通常動作している場合には電源電圧Ｖｃｃを安定化させ、ＡＣ遮断時には残留電荷を放電させる。
本実施の形態によれば、制御回路５１の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。なお、電源電圧Ｖｃｃは、例えば、３０Ｖ程度に設定されており、通常は感電安全電位である４５Ｖ以下のレベルとなっている。よって、上述したように、電源電圧Ｖｃｃへの高速放電が実行されれば、感電防止の目的が達成される。
また、充電経路と、放電経路とがレギュレータ４１に内蔵されるスイッチ素子で兼用できるので、放電回路として別途放電用スイッチ素子を設ける必要がなく、小型化及び部品点数の削減につながる。
さらに、ＡＣ遮断となっても、上記残留電荷の放電が終了するまでの期間では、電源電圧Ｖｃｃの電圧はある程度保持されるため、ＡＣ遮断時のような電源供給が瞬間的に遮断された場合でも、即座に電源電圧Ｖｃｃが立ち上がるので電源回路動作の復帰が速くなる。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態３に係る制御回路は、ＡＣ遮断検出信号が入力されることにより、上記スイッチ素子を非導通状態とし、上記第１放電用スイッチは、当該スイッチ素子の非導通状態により電源電圧が参照電圧以下となったときに導通状態となる。
図６は、本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置３は、図３に記載されたコンバータ装置１Ａと比較して、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆの出力先が異なる。図３に記載されたコンバータ装置１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
レギュレータ４０は、スイッチ素子４０１と、電圧比較器４０２とを備える。ここで、スイッチ素子４０１は、放電回路３０の第１放電用スイッチとしての機能とレギュレータ４０のスイッチ素子としての機能とを兼用している。
ＪＦＥＴ３０１のソースは、スイッチ素子４０１の一方の端子に接続される。また、電圧比較器４０２の負入力端子と、電源電圧Ｖｃｃと、スイッチ素子４０１の他方の端子と、制御回路５２とは、互いに接続されている。電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなった場合に生成されるＶｃｃｏｆｆ信号は、スイッチ素子４０１のゲートに入力される。そして、ＡＣ遮断が検出されたときに生成されるＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは、制御回路５２に入力される。
コンバータ装置３に交流電源１０１が接続され通常動作している場合に、電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４０２の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなるとき、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成しスイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。
一方、ＡＣ電源が遮断されると、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ信号が制御回路５２に入力されＶｇａｔｅ信号の出力がスイッチ素子７０のゲートに入力されなくなり、スイッチ素子７０のスイッチング動作が停止する。この制御はブラウンアウト機能と呼ばれ、ＡＣ電源が低下したときに、電源電圧を生成するためのスイッチ素子７０のスイッチング動作を停止させ異常動作を防ぐために用いられる。具体的には、上記スイッチング動作が停止し、トランスＴ１の２次側にエネルギーが伝達できなくなると、２次側の出力は低下し、それに比例してＶｃｃ電圧も制御回路５２での電力消費に伴い低下する。Ｖｃｃ電圧が電圧比較器４０２の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成し、Ｖｃｃｏｆｆ信号はスイッチ素子４０１のゲートに入力される。スイッチ素子４０１は、Ｖｃｃｏｆｆ信号に応じて導通状態となり、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３に充電されている残留電荷を平滑コンデンサ１１２に放電する。その後、電源電圧Ｖｃｃは、制御回路５２及び内部回路により消費され、Ｖｒｅｆから０Ｖに向かって徐々に減少していく。
上記構成によれば、制御回路５２からのＶｇａｔｅ信号を停止させることにより、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３に充電されている残留電荷を放電することができ、感電を防止することができる。また、Ｖｇａｔｅ信号が停止されることで、スイッチ素子７０のスイッチング動作による電源電圧Ｖｃｃへの電力供給も停止していることから、上記残留電荷の放電による電源電圧Ｖｃｃへの電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
さらに、ＡＣ遮断となっても、上記残留電荷の放電が終了するまでの期間では、電源電圧Ｖｃｃの電圧はある程度保持されるため、ＡＣ遮断時のような電源供給が瞬間的に遮断された場合でも、即座に電源電圧Ｖｃｃが立ち上がるので電源回路動作の復帰が速くなる。
また、本実施の形態に係る放電用スイッチ素子３０２は、交流電源１０１が接続され通常動作している場合には電源電圧Ｖｃｃを安定化させ、ＡＣ遮断時には残留電荷を放電させる。よって、充電経路と放電経路とがレギュレータ４０に内蔵されるスイッチ素子で兼用できるので、放電回路として別途放電用スイッチ素子を設ける必要がなく、小型化及び部品点数の削減につながる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
さらに、本発明の実施の形態４に係る放電回路は、さらに、上記第１放電用スイッチと制御回路との接続点と接地端子との間に第２放電用スイッチを備え、当該第２放電用スイッチは、ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、制御回路の電源電圧を降圧させ、上記第１放電用スイッチは、制御回路の電源電圧が降圧することにより導通状態となることで残留電荷を放電させる。
図７は、本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置４は、図３に記載されたコンバータ装置１Ａと比較して、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆの出力先、放電回路、及び、レギュレータの構成が異なる。図３に記載されたコンバータ装置１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
レギュレータ４０は、スイッチ素子４０１と、電圧比較器４０２とを備える。ここで、スイッチ素子４０１は、放電回路３０の第１放電用スイッチとしての機能とレギュレータ４０のスイッチ素子としての機能とを兼用している。
放電回路３３は、ＪＦＥＴ３０１と、スイッチ素子４０１と、放電用スイッチ素子３０３とを備える。ＪＦＥＴ３０１のソースはスイッチ素子４０１の一方の端子に接続され、ゲートは接地されている。この接続構成により、ＪＦＥＴ３０１は、常にソース−ドレイン間に電流を流すことが可能であり、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する機能を有する。また、ＪＦＥＴ３０１は小型であり、省スペース化及び薄型化に適している。放電用スイッチ素子３０３は、一方の端子が接地され、ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、電源電圧Ｖｃｃを降圧させる機能を有する第２放電用スイッチである。スイッチ素子４０１は、電源電圧Ｖｃｃが降圧することにより導通状態となることで残留電荷を放電させる機能を有する第１放電用スイッチである。
また、電圧比較器４０２の負入力端子と、電源電圧Ｖｃｃと、スイッチ素子４０１の他方の端子と、放電用スイッチ素子３０３の他方の端子と、制御回路５３とは、互いに接続されている。電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなった場合に生成されるＶｃｃｏｆｆ信号は、スイッチ素子４０１のゲートに入力される。そして、ＡＣ遮断が検出されたときに生成されるＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは、制御回路５３に入力される。
コンバータ装置４に交流電源１０１が接続され通常動作している場合に、電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４０２の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなるとき、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成しスイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。
一方、ＡＣ電源が遮断され、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆが放電用スイッチ素子３０３に入力されると、放電用スイッチ素子３０３はオン状態となる。放電用スイッチ素子３０３がオン状態となると、まず、電源電圧Ｖｃｃの放電が実行される。電源電圧Ｖｃｃが接地電位へ向けて放電され、基準電圧Ｖｒｅｆよりも電源電圧Ｖｃｃが低くなると、レギュレータ４０は制御回路５３に供給する電源電圧の充電動作を行う。この時点で、ＪＦＥＴ３０１とスイッチ素子４０１と放電用スイッチ素子３０３のすべてがオンされるので、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の接地放電が開始する。その後、電源電圧Ｖｃｃは、放電用スイッチ素子３０３の導通状態により接地放電され、Ｖｒｅｆから０Ｖに向かって高速に減少していく。
上記構成によれば、ＡＣ電源遮断時に、まず電源電圧Ｖｃｃを起動前の電圧近くまで降圧させた状態にした後にＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の放電動作を開始させることにより、当該放電動作による電源電圧Ｖｃｃへの電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
さらに、ＡＣ遮断となっても、上記残留電荷の放電が終了するまでの期間では、電源電圧Ｖｃｃの電圧はある程度保持されるため、ＡＣ遮断時のような電源供給が瞬間的に遮断された場合でも、即座に電源電圧Ｖｃｃが立ち上がるので電源回路動作の復帰が速くなる。
ただし、実施の形態３に係るコンバータ装置３では、電源電圧Ｖｃｃの放電は制御回路の電力消費による放電であるのに対し、コンバータ装置４では、電源電圧Ｖｃｃの放電は接地電位への直接放電であることから、コンバータ装置３と比較して放電は速い。
ここで、図３に記載された実施の形態１に係るコンバータ装置１Ａ、実施の形態２に係るコンバータ装置２、実施の形態３に係るコンバータ装置３、及び実施の形態４に係るコンバータ装置４の放電動作を比較する。
図８は、実施の形態１〜４に係るコンバータ装置の放電動作の比較を説明する図である。
コンバータ装置１Ａの場合は、放電経路と電源供給経路とが分離されているため、ＡＣ遮断検出後、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３のＡＣ遮断前電位Ｖｉｎは、接地電位（０Ｖ）まで高速に降下する。つまり、コンバータ装置１Ａの放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の接地放電、となる。
一方、コンバータ装置２の場合は、ＡＣ遮断検出後、まず電源電圧Ｖｃｃへの放電パスが確保されるため、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎが電源電圧Ｖｃｃまで高速に降下し、その後平滑コンデンサ１１２の正極電位とともにさらに降下していく。つまり、コンバータ装置２の放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３のＶｃｃ放電→電源電圧Ｖｃｃの接地放電、となる。
また、コンバータ装置３の場合は、ＡＣ遮断検出後、まず電源電圧Ｖｃｃの降下動作が実行されるため、平滑コンデンサ１１２の正極電位が基準電位Ｖｒｅｆまで降下した後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎが降下していく。その後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎ及び平滑コンデンサ１１２の正極電位は基準電位Ｖｒｅｆに向けて降下していく。そして、制御回路５２の電力消費により平滑コンデンサ１１２の正極電位が接地電位（０Ｖ）まで降下していく。つまり、コンバータ装置３の放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→Ｖｇａｔｅ信号停止→電源電圧Ｖｃｃの基準電位放電→Ｖｃｃｏｆｆ信号出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の基準電位放電、となる。
また、コンバータ装置４の場合は、ＡＣ遮断検出後、まず電源電圧Ｖｃｃの降下動作が実行されるため、平滑コンデンサ１１２の正極電位が基準電位Ｖｒｅｆまで降下した後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎが降下していく。その後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎ及び平滑コンデンサ１１２の正極電位は基準電位Ｖｒｅｆに向けて降下していく。そして、制御回路５３の電力消費により平滑コンデンサ１１２の正極電位が接地電位（０Ｖ）まで降下していく。つまり、コンバータ装置４の放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→電源電圧Ｖｃｃの基準電位放電→Ｖｃｃｏｆｆ信号出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の基準電位放電、となる。
上述した放電シーケンスの差異により、各コンバータ装置間で、高速放電、過電圧防止、回路復帰動作の効果は若干異なるが、いずれのコンバータ装置においても、ＡＣ遮断検出時に、高速にＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の放電が可能である。
また、放電動作時にＡＣ遮断前電位ＶｉｎがＪＦＥＴ３０１により降圧されるので、ＪＦＥＴ３０１のソースに接続される放電用スイッチ素子は、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。
よって、実施の形態１〜４に係るコンバータ装置によれば、交流電源遮断状態における感電対策を行ないつつ小型化及び低コスト化を実現できる。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
さらに、本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置は、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、上記接続点から平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備える。
図９は、本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置５Ａは、図１に記載されたコンバータ装置１と比較して、直流電圧ライン上にダイオードが配置されている点のみが構成として異なる。図１に記載されたコンバータ装置１と構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
ダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１と放電回路３０との接続点に接続され、カソードが平滑コンデンサ１３の正極に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３の残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる機能を有する。つまり、ダイオード６４の配置の有無により、放電対象としてＸコンデンサ１２のみ、もしくはＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の両方、を選択できる。
図１０は、本発明の実施の形態５の第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置５Ｂは、図９に記載されたコンバータ装置５Ａと比較して、直流電圧ライン上のダイオードの配置位置のみが構成として異なる。図９に記載されたコンバータ装置５Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１のカソードに接続され、カソードが放電回路３０と平滑コンデンサ１３の正極との接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能である。
図１１Ａは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置６Ａは、図９に記載されたコンバータ装置５Ａと比較して、ＡＣ遮断検出回路２０が直流電圧ライン上に接続されている点が構成として異なる。図９に記載されたコンバータ装置５Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のＡＣ遮断検出回路２０は、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されている。この接続により、ＡＣ遮断検出回路２０を直流電圧ラインに接続することで、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路２０が接続されているコンバータ装置１に必須配置されていた整流用のダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂが不要となる。また、ブリッジダイオード１１の前段に配置された場合には、外部サージ電圧の影響を受けるのに対し、ＡＣ遮断検出回路２０を外部サージ電圧から保護することができる。
また、放電回路３０も、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３の残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる機能を有する。
次に、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されたＡＣ遮断検出回路の構成について説明する。
図１１Ｂは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置６Ａは、図１１Ａに記載されたコンバータ装置６ＡにおけるＡＣ遮断検出回路２０の具体的回路構成を示すものである。以下、ＡＣ遮断検出回路２０の回路構成及び回路動作について説明する。
ＡＣ遮断検出回路２０は、抵抗２１１及び２１２、電圧比較器２２０、インバータ回路２１３、２１８及び２１９、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６、定電流源２１４、ならびにコンデンサ２１７で構成される。
ブリッジダイオード１１で整流された電圧は抵抗２１１と抵抗２１２とで分圧される。分圧された電圧は電圧比較器２２０の正極に入力される。電圧比較器２２０は、基準電圧Ｖｒｅｆと上記分圧された入力電圧とを比較し、当該入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなったときにＨレベルの信号を生成し、入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなったときにＬレベルの信号を生成する。このＨレベルの信号は、インバータ回路２１３を経由してＬレベルの信号に変換され、このＬレベルの信号がゲートに入力されたＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオン状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオフ状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオン状態となると、定電流源２１４からＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５を経由してコンデンサ２１７に電荷が蓄えられ、Ｖｃ点の電圧が上昇する。一定期間Ｔが経ってＶｃの電圧がインバータ回路２１８の閾値Ｖｔｈを超えると、インバータ回路２１８の出力はＨレベルからＬレベルに切り替わり、インバータ回路２１９を経由してＨレベルの信号に切り替わり、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆとして出力される。なお、一定期間Ｔは交流電源の周期の半分以上であればよい。
そして、電圧比較器２２０がＬレベルの信号を生成した時はインバータ回路２１３を経由してＨレベルの信号に変換され、このＨレベルの信号がゲートに入力されたＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオフ状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオン状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオフ状態となると、定電流源２１４からコンデンサ２１７に電流の供給は停止し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６がオン状態となるためコンデンサ２１７に蓄えられた電荷は放電されＶｃ点の電圧はＬレベルにリセットされる。すると、インバータ回路２１８の出力はＬレベルからＨレベルに切り替わり、このＨレベルの信号はインバータ回路２１９を経由してＬレベルの信号に切り替わるので、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは出力されなくなる。
図１１Ｃは、ＡＣ遮断検出回路の動作を表すタイミングチャートである。Ｖａは電圧比較器２２０の正極の入力電圧、Ｖｂは電圧比較器２２０の出力電圧、及びＶｃはコンデンサ２１７とインバータ回路２１８との接続点の電圧を示す。
通常動作時では、一定の周期でＶａの電圧は基準電圧Ｖｒｅｆを通過するので、Ｖａの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを高レベル側から低レベル側に通過するタイミングでＶｃはリセットされ、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは出力されない。しかし、ＡＣ遮断されると、Ｖｃがリセットされなくなるので、一定期間Ｔが経過するとＶｃはＶｔｈに達してＡＣ遮断信号Ｖａｃｏｆｆが出力される。
なお、図１に記載されたコンバータ装置１のように、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路２０が接続された場合であっても、ＡＣ遮断検出回路２０の回路構成及び回路動作は、上述した回路構成及び回路動作と同様である。
また、商用の交流電源に接続されるコンバータ装置には、雷サージ対策がなされるのが一般的である。雷サージの代表的な対策部品としてバリスタがある。バリスタは交流電圧ライン間に接続される（図には記載していない）。雷サージはこのバリスタを経由してグランドへ逃がされる。このときに大電流が交流電圧ラインを通ってバリスタに流れるため、この交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路が接続されていると、その大電流の一部が流れ込みＡＣ遮断検出回路を破壊する恐れがある。しかし、ブリッジダイオード１１の整流後のラインにＡＣ遮断検出回路２０を接続すれば、雷サージの影響はブリッジダイオード１１の前段のバリスタが吸収してくれるので、ＡＣ遮断検出回路２０を雷サージから保護することができる。
図１２は、本発明の実施の形態５の第３の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置６Ｂは、図１１Ａに記載されたコンバータ装置６Ａと比較して、直流電圧ライン上のダイオードの配置位置のみが構成として異なる。図１１Ａに記載されたコンバータ装置６Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１のカソードに接続され、カソードが放電回路３０と平滑コンデンサ１３の正極との接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能である。
なお、本実施の形態では、コンバータ装置５Ａ、５Ｂ、６Ａ及び６Ｂの基本的な回路構成を例示して説明したが、直流電圧ラインにダイオード６４を挿入するという本実施の形態の構成は、実施の形態１〜４に記載された全てのコンバータ装置に適用でき、放電対象を限定できるという同様の効果が奏され、本発明の範囲に含まれる。
なお、本変形例に係るコンバータ装置６Ｂにおいて、ダイオード６４の有無にかかわらず平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能であるが、ＡＣ遮断検出回路２０を直流電圧ラインに接続する場合には、ダイオード６４の配置は必須である。ダイオード６４が配置されない場合には、直流電圧ライン上には平滑コンデンサ１３により平滑化された直流電圧が印加されているので、図１１Ｂで説明したような直流電圧のリップルを検出してＡＣ電源が供給されていることを検出することが不可能であるからである。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
さらに、本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置は、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、上記接続点から平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードと、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、当該ダイオードと並列接続された抵抗素子とを備える。
図１３は、本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置７は、図９に記載されたコンバータ装置５Ａと比較して、ダイオード６４と並列接続された抵抗素子７５が配置された点のみが構成として異なる。図９に記載されたコンバータ装置５Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
抵抗素子７５は、直流電圧ライン上で放電回路３０が接続された点と平滑コンデンサの正極との間であって、ダイオード６４と並列接続されている。抵抗素子７５の抵抗値としては、数十ｋΩ〜数ＭΩ程度であることが好ましい。
実施の形態５に係るコンバータ装置５Ａでは、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみ放電させるのに対し、本実施の形態に係るコンバータ装置７によれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電することができる。
以下、上記優先放電が必要な理由を説明する。電源プラグを抜いてからの電源プラグの残留電圧（本願ではＸコンデンサ１２の残留電圧に相当する）については、特許文献１でも記載されているように、安全規格が定められている。この安全規格を満たすには、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を所定の期間内に放電させる必要があり、例えば、実施の形態５に係るコンバータ装置５Ａのように、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる構成が最良の形態の一つとなる。しかし、この場合、平滑コンデンサ１３の残留電荷は放電できないので、例えば、サービスエンジニアがメンテナンス等でコンバータ装置に触れる際に、この平滑コンデンサ１３に接触すると感電する危険がある。よって、上記観点からすれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させることは感電防止対策としては不十分となる。
そこで、本実施の形態に係るコンバータ装置７のように、抵抗素子７５を接続することにより、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電させつつ、所定時間経過すれば平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電できるので、平滑コンデンサ１３の残留電荷により感電することを防止できる。よって、抵抗素子７５を一つ追加するだけで、Ｘコンデンサ１２と平滑コンデンサ１３の両方の残留電荷が放電できるようになるので、コストの増加、実装面積の拡大も最小限で抑えることができる。
図１４は、本発明の実施の形態６の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置８は、図１３に記載されたコンバータ装置７と比較して、ＡＣ遮断検出回路２０が直流電圧ライン上に接続されている点が構成として異なる。図１３に記載されたコンバータ装置７と構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のＡＣ遮断検出回路２０は、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されている。この接続により、ＡＣ遮断検出回路２０を直流電圧ラインに接続することで、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路２０が接続されているコンバータ装置７に必須配置されていた整流用のダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂが不要となる。また、ブリッジダイオード１１の前段に配置された場合には、外部サージ電圧の影響を受けるのに対し、ＡＣ遮断検出回路２０を外部サージ電圧から保護することができる。
なお、本実施の形態では、コンバータ装置７及び８の基本的な回路構成を例示して説明したが、直流電圧ラインにダイオード６４及び抵抗素子７５を挿入するという本実施の形態の構成は、実施の形態１〜５に記載された全てのコンバータ装置に適用でき、放電対象を限定できるという同様の効果が奏され、本発明の範囲に含まれる。
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、“半端整流された交流電圧の遮断を検出して”ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置は、具体的には、第１放電用スイッチの一端は接合型トランジスタのソース端子に接続され、第１放電用スイッチの他端は接地され、放電回路は、レギュレータから制御回路への電流経路とは独立した経路で、接合型トランジスタ及び第１放電用スイッチを経て残留電荷を接地放電させる。
図１５Ａは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置９Ａは、図１に記載されたコンバータ装置１と比較して、全波整流された交流電圧を検出するＡＣ遮断検出回路２０が、半端整流された交流電圧を検出するＡＣ遮断検出回路２１に換わり、ダイオード１１１Ａとダイオード１１１Ｂとが不要となっている点が異なる。以下、異なる点のみ説明する。
ＡＣ遮断検出回路２１は、交流電圧ラインに直接接続され、ブリッジダイオード１１により半端整流された直流電圧の変化を検出することで、入力交流電圧が遮断されたことを検出できる。具体的には、ＡＣ遮断検出回路２１は、交流電源１０１とコンバータ装置９Ａとが非導通となったこと、つまり、入力交流電圧が遮断されたことを検知し、このとき、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆを出力する。
図１５Ｂは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置９Ａは、図１５Ａに記載されたコンバータ装置９ＡにおけるＡＣ遮断検出回路２１の具体的回路構成を示すものである。以下、ＡＣ遮断検出回路２１の回路構成及び回路動作について説明する。
ＡＣ遮断検出回路２１は、図１１Ｂに記載されたＡＣ遮断検出回路２０と比較して、電圧比較器２２０の出力とタイマー回路２３０の入力との間にパルス発生器２３１が接続されている点と、抵抗２１１の一端がブリッジダイオードのカソード端子ではなくＸコンデンサ１２の他端に接続されている点が構成として異なる。図１１Ｂに記載されたコンバータ装置６Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
ＡＣ遮断検出回路２１は、抵抗２１１及び２１２と、電圧比較器２２０と、パルス発生回路２３１と、タイマー回路２３０とで構成される。パルス発生回路２３１は、インバータ回路２０１、２０２、２０３、２０４、２０６、２０７及び２０８と、ＮＯＲ回路２０５、２０９及び２１０とで構成される。タイマー回路２３０は、インバータ回路２１３、２１８及び２１９と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６と、定電流源２１４と、コンデンサ２１７とで構成される。
電圧比較器２２０から生成された信号は、インバータ回路２０１及び２０２とＮＯＲ回路２０５とに入力される。電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２０５とインバータ回路２０２及び２０１とにＬレベルの信号が入力される。インバータ回路２０２に入力されたＬレベルの信号は、インバータ回路２０３及び２０４を介してＨレベルの信号に変換される。ただし、インバータ回路２０２に入力されたＬレベルの信号がＨレベルの信号に変換されてＮＯＲ回路２０５に入力されるまでには、約数十から数百ｎｓ程度の時間の遅れが生じる。よって、この信号の変換期間では、ＮＯＲ回路２０５には、インバータ回路２０４からのＬレベルの信号と電圧比較器２２０からのＬレベルの信号が入力されるので、ＮＯＲ回路２０５からはＨレベルの信号が出力される。一方、上記信号の変換後では、ＮＯＲ回路２０５には、インバータ回路２０４からのＨレベルの信号と電圧比較器２２０からの直接のＬレベルの信号が入力されるので、ＮＯＲ回路２０５からはＬレベルの信号が出力される。つまり、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２０５からは約数十から数百ｎｓ程度のＨレベルのパルス信号が出力され、このパルス信号がＮＯＲ回路２１０に入力される。
一方、電圧比較器２２０からインバータ回路２０１に入力されたＬレベルの信号はＨレベルの信号に変換され、このＨレベルの信号はＮＯＲ回路２０９に直接入力される。また、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わる前は、インバータ回路２０８からＨレベルの信号がＮＯＲ回路２０９に入力されているので、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わる間は、ＮＯＲ回路２０９の２つの入力の少なくとも一つにはＨレベルの信号が入力されているため、ＮＯＲ回路２０９からはＬレベルの信号が生成され、ＮＯＲ回路２１０に入力されている。
以上より、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２１０にはＮＯＲ回路２０５から生成されるＨレベルのパルス信号とＮＯＲ回路２０９から生成されるＬレベルの信号とが入力され、ＮＯＲ回路２１０からはＬレベルのパルス信号が出力される。このＬレベルのパルス信号はインバータ回路２１３を経由して、Ｈレベルのパルス信号に変換され、このＨレベルのパルス信号がゲートに入力されたＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオフ状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオン状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオフ状態となると、定電流源２１４からコンデンサ２１７に電流の供給は停止し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６がオン状態となるためコンデンサ２１７に蓄えられた電荷は放電されＶｇ点の電圧はＬレベルにリセットされる。その結果、インバータ回路２１８の出力はＨレベルに維持され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆはＬレベルの信号で維持される。
さらに、電圧比較器２２０で生成される信号がＬレベルの信号からＨレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２１０にはＮＯＲ回路２０５から生成されるＬレベルの信号とＮＯＲ回路２０９から生成されるＨレベルのパルス信号が入力され、ＮＯＲ回路２１０からはＬレベルのパルス信号が出力される。以降の回路動作は電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わる時と同じである。
そして、ＮＯＲ回路２１０からＬレベルのパルス信号が生成されず、Ｈレベルの信号が生成されている時には、インバータ回路２１３を経由してＬレベルの信号に切り替わり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオン状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオフ状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオン状態となると、定電流源２１４からＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５を経由してコンデンサ２１７に電荷が蓄えられ、Ｖｇ点の電圧が上昇する。一定期間Ｔが経ってＶｇの電圧がインバータ回路２１８の閾値Ｖｔｈを超えると、インバータ回路２１８の出力はＨレベルからＬレベルに切り替わり、インバータ回路２１９を経由してＨレベルの信号に切り替わり、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆとして出力される。なお、一定期間Ｔは交流電源の周期の半分以上であればよい。
図１５Ｃは、ＡＣ遮断検出回路２１の動作を表すタイミングチャートである。Ｖｄは電圧比較器２２０の正極の入力電圧、Ｖｅは電圧比較器２２０の出力電圧、ＶｆはＮＯＲ回路２１０の出力電圧、及びＶｇはコンデンサ２１７とインバータ回路２１８との接続点の電圧を示す。
通常動作時では、一定の周期でＶｄの電圧は基準電圧Ｖｒｅｆを通過するので、Ｖｄの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを高レベル側から低レベル側に通過するタイミング、及び低レベル側から高レベル側に通過するタイミングとでＶｇはリセットされ、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは出力されない。しかし、ＡＣ遮断されると、Ｖｇがリセットされなくなるので、一定期間Ｔが経過するとＶｇはＶｔｈに達してＡＣ遮断信号Ｖａｃｏｆｆが出力される。
また、ＡＣ遮断検出回路２１は、図１に記載されたコンバータ装置１のように入力交流電圧を整流するために接続されているダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂがなく、入力交流電圧が半波整流されていても入力交流電圧が遮断されたことを検出できるため、電源回路の部品点数を削減することができる。さらに、全波整流で入力交流電圧の遮断を検出するときよりも、抵抗２１１及び２１２で消費される電力が約半分になるので電源の効率も改善される。
なお、本実施の形態のＡＣ遮断検出回路２１は、Ｘコンデンサ１２に残留電荷がある状態でもＡＣ遮断を検出することが出来ればよい。
（実施の形態８）
本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、“半端整流された交流電圧の遮断を検出して”ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
さらに、本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置は、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、上記接続点から平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備える。
図１６は、本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１０Ａは、図１５Ａに記載されたコンバータ装置９Ａと比較して、直流電圧ライン上にダイオードが配置されている点のみが構成として異なる。図１５Ａに記載されたコンバータ装置９Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
ダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１と放電回路３０との接続点に接続され、カソードが平滑コンデンサ１３の正極に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３の残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる機能を有する。つまり、ダイオード６４の配置の有無により、放電対象としてＸコンデンサ１２のみ、もしくはＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の両方、を選択できる。
図１７は、本発明の実施の形態８に係る第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１０Ｂは、図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと比較して、直流電圧ライン上のダイオードの配置位置のみが構成として異なる。図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１のカソードに接続され、カソードが放電回路３０と平滑コンデンサ１３の正極との接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能である。
図１８は、本発明の実施の形態８に係る第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１０Ｃは、図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと比較して、ダイオード６４と並列接続された抵抗素子７５が配置された点のみが構成として異なる。図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
抵抗素子７５は、直流電圧ライン上で放電回路３０が接続された点と平滑コンデンサ１３の正極との間であって、ダイオード６４と並列接続されている。抵抗素子７５の抵抗値としては、数十ｋΩ〜数ＭΩ程度であることが好ましい。
実施の形態８に係るコンバータ装置１０Ａでは、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみ放電させるのに対し、本実施の形態に係るコンバータ装置１０Ｃによれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電することができる。
（実施の形態９）
本発明の実施の形態９に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、“半端整流された交流電圧の遮断を検出して”ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、アクロスザラインコンデンサの一端にアノードが接続された第１ダイオードと、アクロスザラインコンデンサの他端にアノードが接続された第２ダイオードと、第１ダイオードのカソード及び第２ダイオードのカソードの両方に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、第１ダイオード及び第２ダイオードを介して平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
図１９は、本発明の実施の形態９に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１１Ａは、図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと比較して、ダイオード１１２Ａ及び１１２Ｂとを備え、ＪＦＥＴ３０１のドレインの接続点が、ダイオード１１２Ａとダイオード１１２Ｂのカソードになっている点と、ダイオード６４が除かれている点が異なる。図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
入力交流電圧が遮断されると、Ｘコンデンサ１２の残留電荷はダイオード１１２Ａ及び１１２Ｂを介して放電回路３０から放電される。
さらに、本発明の実施の形態９の効果について説明する。コンバータ装置１０Ａの場合、電源出力が数１０Ｗ程度の電源回路ではダイオード６４を流れる電流が小さいので、ダイオード６４の発熱は問題にならない。しかし、電源出力が１００Ｗ程度になるとダイオード６４に流れる電流が大きくなり、ダイオード６４の発熱が問題となる可能性がある。この発熱を抑えるためには、放熱板をダイオード６４に実装するか、定格電流の大きなダイオード６４を使用するか、少なくともいずれか一方の対策が必要となる。しかし、放熱板をダイオード６４に実装すると実装面積が大きくなってしまい、放熱板分のコストが増加する。また、ダイオード６４の定格電流を大きくすると、それに応じてダイオード６４のサイズも大きくなり、さらにダイオードのコストも増加する。
そこで、電源出力の大きい場合は、コンバータ装置１１Ａのような構成にすれば、上記対策をとらなくても、放電回路の接続を変えるだけでコストの増加、実装面積の拡大も最小に抑えることができる。
図２０は、本発明の実施の形態９の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１１Ｂは、図１９に記載されたコンバータ装置１１Ａと比較して、接合型トランジスタのドレインとブリッジダイオードのカソードとの間に抵抗素子７５が接続されている点のみが構成として異なる。図１９に記載されたコンバータ装置１１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
抵抗素子７５は、一端が、ブリッジダイオード１１と平滑コンデンサ１３の正極との間に接続され、他端が、ダイオード１１２Ａ及び１１２Ｂのカソードに接続されている。抵抗素子７５の抵抗値としては、数十ｋΩ〜数ＭΩ程度であることが好ましい。
実施の形態９に係るコンバータ装置１１Ａでは、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみ放電させるのに対し、本変形例に係るコンバータ装置１１Ｂによれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電することができる。
上記優先放電が必要な理由は実施の形態６に係るコンバータ装置７と同様である。
以上、本発明に係るコンバータ装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を当該実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
例えば、実施の形態２〜４に係るコンバータ装置２〜４の入出力変換部６０を、実施の形態１の第２の変形例〜第４の変形例に係るコンバータ装置１Ｃ〜１Ｅの入出力変換部６１〜６３で置き換えた構成も、本発明の範囲に含まれ、同様の効果が奏される。
また、実施の形態７〜９に係るコンバータ装置において、ＡＣ遮断検出回路２１を、実施の形態１〜６に記載されたＡＣ遮断検出回路２０と置き換えたコンバータ装置も、本発明の範囲に含まれ、同様の効果が奏される。
また、上記実施の形態１〜９に係るコンバータ装置に備えられ、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時にＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路２０と、ブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆがＡＣ遮断検出回路２０から出力された場合に、平滑コンデンサ１３及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路と、整流された直流電圧を所望の直流電圧へと調整するための制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、当該放電回路は、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタ３０１と、接合型トランジスタ３０１で降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、接合型トランジスタ３０１の降圧側端子であるソース端子はレギュレータに接続されていることを特徴とする半導体装置も本発明の範囲に含まれる。
また、上記実施の形態７〜９に係るコンバータ装置に備えられ、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時にＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路２１と、ブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆがＡＣ遮断検出回路２１から出力された場合に、平滑コンデンサ１３及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路と、整流された直流電圧を所望の直流電圧へと調整するための制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、当該放電回路は、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタ３０１と、接合型トランジスタ３０１で降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、接合型トランジスタ３０１の降圧側端子であるソース端子はレギュレータに接続されていることを特徴とする半導体装置も本発明の範囲に含まれる。
また、上記半導体装置に含まれる各処理部は、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又はＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて各処理部の集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性として考えられる。
また、実施の形態１〜９に係るコンバータ装置は、交流電源を所望の直流電圧を有する直流電源へと変換する電源変換装置を例示して説明してきたが、本発明のコンバータ装置はこれに限られない。本発明のコンバータ装置は、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を負荷とし、当該ＬＥＤに所望の直流電圧を供給するＬＥＤ駆動装置としても適用できる。この場合においても、実施の形態１〜９において説明した構成を適用でき、同様の効果が奏される。
また、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。
本発明は、感電対策をしつつ小型化及び低コストが要求されるコンバータ装置に適用され、特に、ＡＣ−ＤＣコンバータ、電源装置及びＬＥＤ駆動装置などに有用である。
１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ、２、３、４、５Ａ、５Ｂ、６Ａ、６Ｂ、７、８、９Ａ、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１１Ａ、１１Ｂ コンバータ装置
１１ ブリッジダイオード
１２ アクロスザラインコンデンサ（Ｘコンデンサ）
１３、１１２、６０２ 平滑コンデンサ
２０、２１ ＡＣ遮断検出回路
３０、３２、３３ 放電回路
４０、４１ レギュレータ
５０、５１、５２、５３ 制御回路
６０、６１、６２、６３ 入出力変換部
６４、１１１Ａ、１１１Ｂ、１１２Ａ、１１２Ｂ、１１３、６０１、６１１、６１５、６３５ ダイオード
７０、４０１ スイッチ素子
７５ 抵抗素子
１０１ 交流電源
１０２ 負荷
２０１、２０２、２０３、２０４、２０６、２０７、２０８、２１３、２１８、２１９ インバータ回路
２０５、２０９、２１０ ＮＯＲ回路
２１１、２１２ 抵抗
２１４ 定電流源
２１５ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
２１６ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
２１７、６１３、６１６、６２１ コンデンサ
２２０、４０２、４１３ 電圧比較器
３０１ 接合型トランジスタ（ＪＦＥＴ）
３０２、３０３ 放電用スイッチ素子
６１２、６１４、６３４ コイル
Ｔ１ トランス
本発明は、交流電源を直流電源に変換するコンバータ装置及び半導体装置に関するものである。
入力された交流電源を直流電源に変換して所望の直流電圧を出力する電源装置に代表されるコンバータ装置には、通常アクロスザラインコンデンサ（以下、これをＸコンデンサと記載する）と呼ばれるラインノイズを低減するコンデンサが、交流電圧ライン間に接続されている。
このＸコンデンサには、交流電源に接続されている電源装置のプラグが当該交流電源である商用電源から引き抜かれたときには、引き抜かれる直前に蓄積された電荷が残留してしまう。このとき、引き抜かれた直後のプラグの差込部が人に触れると、この残留電荷により感電する恐れがある。この感電に対しては防止のための安全規格があり、交流電源が遮断された時には、所定時間内にＸコンデンサを放電させなければならないとされている。
従来、この感電対策として、残留電荷を放電させるための放電抵抗がＸコンデンサに並列に設けられている。しかし、この放電抵抗は、電源装置に交流電圧が供給されている間には、常時電力を消費してしまう。特に、待機時に放電抵抗にて消費される電力は無視できないほど大きくなってしまうという問題がある。
上記問題を解決するため、特許文献１では、上記放電抵抗を導通状態または非導通状態に切り換えるトランジスタと、当該トランジスタのオンオフ状態を制御する制御部とを備え、交流電圧が供給されていないときのみ制御部が当該トランジスタをオン状態にして放電ループを構成するようになされた電源回路が開示されている。
特開２００６−２０４０２８号公報
しかしながら、特許文献１に開示された電源回路では、制御部の部品数が多くなる。また、放電用スイッチング素子として使用されるトランジスタは、高電圧の交流電源に接続されているため高耐圧特性が要求されるが、当該特性を有する高耐圧素子は高コストである。よって、感電対策を行ないつつ電源装置の低コスト化や小型化を図ることは困難である。
また、電源装置には、変換された直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサが直流電圧ライン間に接続されている。この平滑コンデンサにも、交流電源が遮断された時には残留電荷が蓄積しており、電源装置の内部回路に触れる可能性のあるサービスエンジニアが平滑コンデンサの残留電荷により感電してしまう恐れがある。
しかしながら、特許文献１に開示された電源回路では、平滑コンデンサの放電対策は講じられていない。
本発明は、上記従来の課題を解決するためになされたものであり、交流電源遮断状態における感電対策を行ないつつ小型化及び低コスト化を実現できるコンバータ装置及び半導体装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、アノード端子及びカソード端子を有し、前記入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとを接続する第１接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、前記放電回路は、ドレイン端子が前記第１接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号の出力値に応じて、前記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備えることを特徴とする。
本構成によれば、放電時に整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの第１接続点に印加されている電圧が、接合型トランジスタにより降圧されるので、接合型トランジスタのソース端子に接続される第１放電用スイッチは、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計が容易となり、小型化及び素子コストの削減を実現できる。
また、前記整流器は、前記入力交流電圧を半波整流し、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力してもよい。
これにより、入力交流電圧が半波整流されていても、入力交流電圧が遮断されたことを検出できるため、ＡＣ遮断検出回路の前段に配置されるダイオードが不要となる。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
また、さらに、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し、当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記接合型トランジスタの前記ソース端子は、前記レギュレータに接続されていてもよい。
これにより、接合型トランジスタは、本来、制御回路への電力供給動作のために配置されるものであるが、放電回路による放電動作を兼用させている。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
また、前記第１放電用スイッチの一端は前記接合型トランジスタの前記ソース端子に接続され、前記第１放電用スイッチの他端は接地され、前記放電回路は、前記レギュレータから前記制御回路への電流経路とは独立した経路で、前記接合型トランジスタ及び前記第１放電用スイッチを経由して前記残留電荷を接地放電させてもよい。
これにより、第１放電用スイッチを介した放電経路と、レギュレータへの電源供給経路とが分離されているため、制御回路の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。
また、前記レギュレータは、前記第１放電用スイッチを含み、当該第１放電用スイッチを経由して前記制御回路に電力を供給し、前記放電回路は、前記第１放電用スイッチを導通状態にして前記残留電荷を放電させてもよい。
これにより、充電経路と、放電経路とがレギュレータに内蔵される第１放電用スイッチで兼用できるので、放電回路として別途放電用スイッチ素子を設ける必要がなく、小型化及び部品点数の削減につながる。
また、前記第１放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号に対応した信号がゲートに印加されることにより導通状態となってもよい。
これにより、制御回路の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。
また、前記制御回路は、前記ＡＣ遮断検出信号が入力されることにより、前記スイッチ素子を非導通状態とし、前記第１放電用スイッチは、前記スイッチ素子の非導通状態により前記電源電圧が参照電圧以下となったときに導通状態となってもよい。
これにより、制御回路がスイッチ素子を非導通とすることで制御回路の電源電圧への電力供給が停止された後、第１放電用スイッチが導通状態となることで、残留電荷の放電が実行される。よって、上記残留電荷の放電により、電源電圧への電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
また、前記放電回路は、さらに、前記第１放電用スイッチと前記制御回路とを接続する第２接続点と接地端子との間に第２放電用スイッチを備え、前記第２放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、前記電源電圧を降圧させ、前記第１放電用スイッチは、前記電源電圧が降圧することにより導通状態となることで、前記残留電荷を放電させてもよい。
これにより、ＡＣ電源遮断時に、まず第１放電用スイッチの導通により電源電圧を接地電位近くまで降圧させた状態にした後に、残留電荷の放電動作が開始される。よって、当該放電動作による電源電圧への電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
また、さらに、前記第１接続点と前記平滑コンデンサとの間に、前記第１接続点から前記平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備えてもよい。
これにより、ダイオードは、放電回路が放電動作を実行する場合に平滑コンデンサの残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサの残留電荷のみを放電させることが可能となる。
また、さらに、前記第１接続点と前記平滑コンデンサとの間に、前記ダイオードと並列接続された抵抗素子を備えてもよい。
これにより、Ｘコンデンサの残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサの残留電荷も放電することができる。よって、コンバータ装置の入力端子からの感電を優先的に防止でき、装置内部の回路に接触することによる感電も防止することが可能となる。
また、さらに、前記整流器のカソード端子と前記第１接続点との間に、前記整流器のカソード端子から前記第１接続点へ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備えてもよい。
これにより、放電回路が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ及びＸコンデンサの双方の残留電荷を放電させることが可能となる。
また、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記第１接続点に接続されていてもよい。
これにより、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路が接続されている場合にＡＣ遮断検出回路の入力側に必須である整流用のダイオードが不要となる。また、ＡＣ遮断検出回路を外部サージ電圧から保護することができる。
また、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、第１のアノード端子及び第１のカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、第２のアノード端子及び第２のカソード端子を有し前記第２のアノード端子が前記第１のカソード端子に接続され前記第２のカソード端子が前記平滑コンデンサに接続されたダイオードと、前記ダイオードと並列接続された抵抗素子と、前記第１のカソード端子と前記第２のアノード端子との接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの残留電荷を放電させる放電用スイッチを有する放電回路とを備えることを特徴とする。
これにより、Ｘコンデンサの残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサの残留電荷も放電することができる。よって、コンバータ装置の入力端子からの感電を優先的に防止でき、装置内部の回路に接触することによる感電も防止することが可能となる。
また、前記整流器は、前記入力交流電圧を半波整流し、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力してもよい。
これにより、入力交流電圧が半波整流されていても、入力交流電圧が遮断されたことを検出できるため、ＡＣ遮断検出回路の前段に配置されるダイオードが不要となる。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
また、前記放電回路は、さらに、ドレイン端子が前記接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタを備え、前記放電用スイッチは、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させてもよい。
これにより、放電時に整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの接続点に印加されている電圧が、接合型トランジスタにより降圧されるので、接合型トランジスタのソースに接続される第１放電用スイッチは、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計が容易となり、小型化及び素子コストの削減を実現できる。
また、前記ＡＣ遮断検出回路は、前記接続点に接続されていてもよい。
これにより、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路が接続されている場合にＡＣ遮断検出回路の入力側に必須である整流用のダイオードが不要となる。また、ＡＣ遮断検出回路を外部サージ電圧から保護することができる。
また、前記ＡＣ遮断検出回路は、正入力である基準電圧と、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断検出信号を出力させないタイマー回路とを備えてもよい。
これにより、ＡＣ遮断されると、一定期間の経過後にＡＣ遮断検出信号が出力される。
また、本発明は、コンバータ装置に用いられる半導体装置として実現することもできる。具体的には、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続されている。
本構成によれば、放電時に整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの接続点に印加されている電圧が、接合型トランジスタにより降圧されるので、接合型トランジスタのソース端子に接続される第１放電用スイッチは、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計が容易となり、小型化及び素子コストの削減を実現できる。
また、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、アノード端子及びカソード端子を有する整流素子と、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、整流器によって半波整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流素子のカソード端子に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続され、前記ＡＣ遮断検出回路は、正入力である基準電圧と、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断検出信号を出力させないタイマー回路を備えてもよい。
また、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に接続され、アノード端子及びカソード端子を有する整流素子と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記整流器の前段に接続され、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記アクロスザラインコンデンサの残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路とを備え、前記放電回路は、前記整流素子のカソード端子に接続された、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる第１放電用スイッチとを備えることを特徴とする。
これにより、放電回路が整流器の後段に接続された回路に比べて、電源出力の大きい場合にも対応可能となり、コストの増加及び実装面積の拡大も最小に抑えることができる。
また、さらに、接合型トランジスタのドレイン端子と、前記整流器のカソード端子及び前記平滑コンデンサを接続する第１接続点との間に接続された抵抗素子を備えてもよい。
これにより、アクロスザラインコンデンサの残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサの残留電荷も放電することが可能となる。
また、本発明の一態様に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に接続された整流素子と、前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記整流器の前段に接続され、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの両方の残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路と、前記平滑コンデンサの残留電荷の放電経路となる抵抗素子とを備え、前記放電回路は、ドレイン端子が、前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとを接続する第１接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備え、前記抵抗素子は、前記接合型トランジスタのドレイン端子と前記第１接続点との間に直列挿入されていることを特徴とする。
また、本発明の一態様に係る半導体装置は、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとの接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続されていることを特徴とする。
また、アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、前記整流素子のカソード端子に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、前記放電回路は、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続され、前記ＡＣ遮断検出回路は、正入力である基準電圧と、前記整流器によって半波整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断検出信号を出力させないタイマー回路とを備えてもよい。
本発明に係るコンバータ装置及び半導体装置によれば、放電用スイッチング素子として高耐圧素子を用いることなくコンデンサの残留電荷を放電できるので、交流電源遮断状態における感電対策を行ないつつ小型化及び低コスト化を実現できる。
図１は、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図２は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の回路構成図である。 図３は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図４Ａは、本発明の実施の形態１の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図４Ｂは、本発明の実施の形態１の第３の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図４Ｃは、本発明の実施の形態１の第４の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図５は、本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図６は、本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図７は、本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図８は、実施の形態１〜４に係るコンバータ装置の放電動作の比較を説明する図である。 図９は、本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１０は、本発明の実施の形態５の第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１１Ａは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１１Ｂは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図１１Ｃは、ＡＣ遮断検出回路の動作を表すタイミングチャートである。 図１２は、本発明の実施の形態５の第３の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１３は、本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１４は、本発明の実施の形態６の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１５Ａは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図１５Ｂは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図１５Ｃは、ＡＣ遮断検出回路の動作を表すタイミングチャートである。 図１６は、本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１７は、本発明の実施の形態８に係る第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１８は、本発明の実施の形態８に係る第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１９は、本発明の実施の形態９に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。 図２０は、本発明の実施の形態９の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。
以下、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置及び半導体装置について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施の形態では、ドレイン端子、ソース端子、ゲート端子、アノード端子及びカソード端子を、それぞれ、単にドレイン、ソース、ゲート、アノード及びカソードと記す場合がある。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置は、具体的には、第１放電用スイッチの一端は接合型トランジスタのソース端子に接続され、第１放電用スイッチの他端は接地され、放電回路は、レギュレータから制御回路への電流経路とは独立した経路で、接合型トランジスタ及び第１放電用スイッチを経て残留電荷を接地放電させる。
図１は、本発明の実施の形態１に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１は、ブリッジダイオード１１と、アクロスザラインコンデンサ１２（以下、Ｘコンデンサと記す）と、平滑コンデンサ１３と、ＡＣ遮断検出回路２０と、放電回路３０と、ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂとを備える。
ブリッジダイオード１１は、アノード端子及びカソード端子を有し、外部の交流電源１０１に接続され、交流電源１０１から供給される入力交流電圧を整流する機能を有する整流器である。ブリッジダイオード１１は、例えば、４つのダイオードから構成され、第１及び第２のダイオードのカソードどうしが第１接続点にて接続され、第３及び第４のダイオードのアノードどうしが第２接続点にて接続され、第１のダイオードのアノードと第３のダイオードのカソードが第３接続点にて接続され、第２のダイオードのアノードと第４のダイオードのカソードが第４接続点にて接続される。この接続構成において、第３接続点と第４接続点とは、それぞれ、コンバータ装置１の２つ入力端子と接続されている。この２つの入力端子は、交流電源１０１と接続され、第３接続点と一方の入力端子とを接続するラインと、第４接続点と他方の入力端子とを接続するラインとは、交流電圧ラインを構成する。また、第１接続点は、ブリッジダイオード１１のカソードであり、第２接続点は、ブリッジダイオード１１のアノードと定義される。
Ｘコンデンサ１２は、ブリッジダイオード１１の前段に配置され、ラインノイズを低減させる機能を有する。Ｘコンデンサ１２の両電極は、上記交流電圧ライン間に接続される。
平滑コンデンサ１３は、ブリッジダイオード１１の後段に配置され、ブリッジダイオード１１で整流された整流電圧を平滑化する機能を有する。平滑コンデンサ１３の両電極は、それぞれ、ブリッジダイオード１１の第１接続点であるカソード及び第２接続点であるアノードに接続される。平滑コンデンサ１３の一方の電極とブリッジダイオード１１のカソードとを接続するラインと、平滑コンデンサ１３の他方の電極とブリッジダイオード１１のアノードとを接続するラインとは、直流電圧ラインを構成する。
ＡＣ遮断検出回路２０は、ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂを介して、交流電圧ラインに接続される。ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂは、入力交流電圧を整流してＡＣ遮断検出回路２０に出力する。これにより、ＡＣ遮断検出回路２０は、直流電圧の変化を検出することで、入力交流電圧が遮断されたことを検知できる。ＡＣ遮断検出回路２０は、交流電源１０１とコンバータ装置１とが非導通となったこと、つまり、入力交流電圧が遮断されたことを検知し、このとき、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆを出力する。なお、図１に記載されたＡＣ遮断検出回路２０は、全波整流された交流電圧の遮断を検出する回路であるが、半波整流された交流電圧を検出する回路であってもよい。また、図１に記載されたＡＣ遮断検出回路２０は、交流電圧ラインに接続されているが、直流電圧ラインに接続されてもよい。この場合には、ダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂは不要となる。直流電圧ラインに接続されたＡＣ遮断検出回路２０の構成については、実施の形態５で説明する。また、半波整流された交流電圧を検出するＡＣ遮断検出回路の構成については実施の形態７で説明する。
放電回路３０の入力端子は、ブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆがＡＣ遮断検出回路２０から出力された場合に、少なくとも平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の一方の残留電荷を放電させる機能を有する。放電回路３０は、接合型トランジスタ（以下、ＪＦＥＴと記す）３０１と、放電用スイッチ素子３０２とを備える。ＪＦＥＴ３０１のドレインは上記接続点に接続され、ソースは放電用スイッチ素子３０２の一方の端子に接続され、ゲートは接地されている。この接続構成により、ＪＦＥＴ３０１は、常にソース−ドレイン間に電流を流すことが可能であり、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する機能を有する。また、ＪＦＥＴ３０１は小型であり、省スペース化及び薄型化に適している。放電用スイッチ素子３０２は、ＪＦＥＴ３０１で降圧された電圧が印加された状態で残留電荷を放電させる機能を有する第１放電用スイッチである。
図２は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１Ａは、図１に記載されたコンバータ装置１の備える構成要素に加え、レギュレータ４０と、制御回路５０と、入出力変換部６０と、スイッチ素子７０とを備える。
レギュレータ４０は、ＪＦＥＴ３０１のソースと放電用スイッチ素子３０２との接続点に接続された電源供給用の回路である。レギュレータ４０は、コンバータ装置１Ａの起動時または制御回路５０が電力を必要とする時に内蔵スイッチがオンし、ＪＦＥＴ３０１から受けた電力を、制御回路５０に必要な分だけ供給するよう制御する。
制御回路５０は、レギュレータ４０及びスイッチ素子７０に接続され、レギュレータ４０からの電力供給を受け、スイッチ素子７０の制御を行なう機能を有する。
コンバータ装置１Ａでは、ＪＦＥＴ３０１は、本来、制御回路５０への電力供給動作のために配置されたものであるが、本実施の形態では放電回路３０による放電動作を兼用させている。よって、コンバータ装置の放電対策として必要な素子数を削減できる。
次に、コンバータ装置１Ａの動作の説明を行う。
まず、ＡＣ遮断検出回路２０は、交流電源１０１が遮断されたことを検出するとＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆを生成する。ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは、放電回路３０に入力され、当該信号に応じて放電用スイッチ素子３０２は導通状態となる。
次に、放電用スイッチ素子３０２が導通状態となると、Ｘコンデンサ１２と平滑コンデンサ１３の残留電荷がＪＦＥＴ３０１と放電用スイッチ素子３０２とを経由して放電される。
この構成により、放電時にブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に印加されている電圧が、ＪＦＥＴ３０１により降圧されるので、ＪＦＥＴ３０１のソースに接続される放電用スイッチ素子３０２は、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。これにより、回路設計を容易にし、小型化及び素子コストの削減が実現きる。なお、ここでいう高耐圧素子とは耐圧１００Ｖ以上の素子を指し、低耐圧素子とは耐圧が１００Ｖよりも小さい素子のことを指す。
図３は、本発明の実施の形態１の第１の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１Ａは、図２に記載されたコンバータ装置１Ａのレギュレータ４０及び入出力変換部６０の回路構成を具体的に表したものとなっている。
レギュレータ４０は、スイッチ素子４０１と、電圧比較器４０２とを備える。制御回路５０及び内部回路の電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４０２の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成し、スイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。このように、レギュレータ４０は、放電回路３０による放電動作とは独立に、制御回路５０及び内部回路への電力供給の制御を行う。
一方、放電用スイッチ素子３０２は接地されており、放電回路３０は、レギュレータ４０から制御回路５０への電力供給経路とは独立した経路で、ＪＦＥＴ３０１及び放電用スイッチ素子３０２を経由してＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の残留電荷を接地放電する。
入出力変換部６０は、トランスＴ１と、ダイオード６０１と、平滑コンデンサ６０２とを備える。トランス巻線ｓ１の一端は平滑コンデンサ１３の正極に接続され、他端はスイッチ素子７０の一端に接続される。トランス巻線ｓ２の一端は、電源電圧Ｖｃｃを生成するためのダイオード１１３のアノードに接続され、他端は接地されている。ダイオード１１３のカソードは、電源電圧Ｖｃｃを生成するための平滑コンデンサ１１２の正極に接続される。平滑コンデンサ１１２の負極は接地されている。また、平滑コンデンサ１１２の正極は電圧比較器４０２の負入力端子に接続される。これにより、スイッチ素子７０は、制御回路５０で生成されるＶｇａｔｅ信号に応じてオンオフ動作を行ない、トランスＴ１の巻線ｓ３を介して所望の直流電圧を２次側回路である負荷１０２へ伝達する。
上記構成により、放電用スイッチ素子３０２を介した放電経路と、レギュレータ４０への電源供給経路とが分離されているため、制御回路５０の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。
次に、上述した入出力変換部６０と異なる構成を有する入出力変換部について説明する。
上記実施の形態１では、入出力変換部６０にトランスを用いるフライバック型のコンバータ装置について説明した。これに対して、本発明の入出力変換部は、降圧型チョッパ回路、極性反転型チョッパ回路又は昇圧型チョッパ回路であってもよい。
まず、降圧型チョッパ回路の例について説明する。
図４Ａは、本発明の実施の形態１の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。図４Ａに示すコンバータ装置１Ｃは、図３に示すコンバータ装置１Ａと比較して、入出力変換部６０の代わりに入出力変換部６１を備える点が異なる。以下では、図３に示すコンバータ装置１Ａと同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
入出力変換部６１は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を出力電圧に変換して、出力端子に接続される負荷１０２に出力電力を供給する。図４Ａに示すように、入出力変換部６１は、コイル６１２と、ダイオード６１１と、コンデンサ６１３とを備える。
コイル６１２は、エネルギー伝達素子の一例であり、入出力変換部６１の入力端子の正極側と出力端子の正極側との間に接続されている。コイル６１２は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を交流の出力電圧に変換する。
ダイオード６１１は、整流素子の一例であり、アノードが入出力変換部６１の入力端子の負極側と出力端子の負極側とに接続され、カソードがスイッチ素子７０とコイル６１２との接続点に接続されている。ダイオード６１１は、コイル６１２によって生成された交流の出力電圧を整流する。
コンデンサ６１３は、平滑容量素子の一例であり、一端がコイル６１２と入出力変換部６１の出力端子の正極側との接続点に接続され、他端が入出力変換部６１の入力端子の負極側と出力端子の負極側とに接続されている。コンデンサ６１３は、コイル６１２によって生成された交流の出力電圧を平滑化する。
以上の構成により、本変形例に係るコンバータ装置１Ｃは、直流の入力電圧をスイッチ素子７０によってスイッチングすることにより、直流の出力電圧を出力端子に発生させる。このとき、入出力変換部６１は、図４Ａに示すような降圧型チョッパ回路であるので、入力電圧より低い出力電圧を生成する。
次に、極性反転型チョッパ回路の例について説明する。
図４Ｂは、本発明の実施の形態１の第３の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。図４Ｂに示すコンバータ装置１Ｄは、図３に示すコンバータ装置１Ａと比較して、入出力変換部６０の代わりに入出力変換部６２を備える点が異なる。以下では、図３に示すコンバータ装置１Ａと同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
入出力変換部６２は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を出力電圧に変換して、出力端子に接続される負荷１０２に出力電力を供給する。図４Ｂに示すように、入出力変換部６２は、コイル６１４と、ダイオード６１５と、コンデンサ６１６とを備える。
コイル６１４は、エネルギー伝達素子の一例であり、スイッチ素子７０とダイオード６１５のカソードとの接続点と、入出力変換部６２の入力端子の負極側と出力端子の正極側との接続点との間に接続されている。コイル６１４は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を交流の出力電圧に変換する。
ダイオード６１５は、整流素子の一例であり、アノードが入出力変換部６２の出力端子の負極側に接続され、カソードがスイッチ素子７０とコイル６１４との接続点に接続されている。ダイオード６１５は、コイル６１４によって生成された交流の出力電圧を整流する。
コンデンサ６１６は、平滑容量素子の一例であり、一端がダイオード６１５のアノードと入出力変換部６２の出力端子の負極側との接続点に接続され、他端がコイル６１４と入出力変換部６２の出力端子の正極側との接続点に接続されている。コンデンサ６１６は、コイル６１４によって生成された交流の出力電圧を平滑化する。
以上の構成により、本変形例に係るコンバータ装置１Ｄは、直流の入力電圧をスイッチ素子７０によってスイッチングすることにより、直流の出力電圧を出力端子に発生させる。このとき、入出力変換部６２は、図４Ｂに示すような極性反転型チョッパ回路であるので、入力電圧の極性が反転した出力電圧を生成する。
続いて、昇圧型チョッパ回路の例について説明する。
図４Ｃは、本発明の実施の形態１の第４の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。図４Ｃに示すコンバータ電源装置１Ｅは、図３に示すコンバータ装置１Ａと比較して、入出力変換部６０の代わりに入出力変換部６３を備える点が異なっている。以下では、図３に示すコンバータ装置１Ａと同じ構成要素には同じ参照符号を付して説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
入出力変換部６３は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を出力電圧に変換して、出力端子に接続される負荷１０２に出力電力を供給する。図４Ｃに示すように、入出力変換部６３は、コイル６３４と、ダイオード６３５と、コンデンサ６２１とを備える。
コイル６３４は、エネルギー伝達素子の一例であり、スイッチ素子７０と入出力変換部６３の入力端子との間に接続されている。コイル６３４は、スイッチ素子７０によりスイッチングされた入力電圧を交流の出力電圧に変換する。
ダイオード６３５は、整流素子の一例であり、アノードがスイッチ素子７０とコイル６３４との接続点に接続され、カソードがコンデンサ６２１の一端と入出力変換部６３の出力端子の正極側とに接続されている。ダイオード６３５は、コイル６３４によって生成された交流の出力電圧を整流する。
コンデンサ６２１は、平滑容量素子の一例であり、一端がダイオード６３５のカソードと入出力変換部６３の出力端子の正極側との接続点に接続され、他端が入出力変換部６３の入力端子の負極側と出力端子の負極側とに接続されている。コンデンサ６２１は、コイル６３４によって生成された交流の出力電圧を平滑化する。
以上の構成により、本変形例に係るコンバータ装置１Ｅは、直流の入力電圧をスイッチ素子７０によってスイッチングすることによって、直流の出力電圧を出力端子に発生させる。このとき、入出力変換部６３は、図４Ｃに示すような昇圧型チョッパ回路であるので、入力電圧より高い出力電圧を生成する。
なお、本実施の形態で説明したＡＣ遮断検出回路２０は、Ｘコンデンサ１２に残留電荷がある状態でもＡＣ遮断を検出することが出来ればよい。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態２に係るレギュレータは、第１放電用スイッチを含み、当該第１放電用スイッチを経由して制御回路に電力を供給し、放電回路は、第１放電用スイッチを導通状態にして残留電荷を放電させる。ここで、第１放電用スイッチは、ＡＣ遮断検出信号に対応した信号がゲートに印加されることにより導通状態となる。
図５は、本発明の実施の形態２に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置２は、図３に記載されたコンバータ装置１Ａと比較して、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆの出力先、及び、レギュレータの構成が異なる。図３に記載されたコンバータ装置１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
レギュレータ４１は、スイッチ素子４０１と、論理素子４１２と、電圧比較器４１３とを備える。ここで、スイッチ素子４０１は、放電回路３０の第１放電用スイッチとしての機能とレギュレータ４１のスイッチ素子としての機能とを兼用している。
ＪＦＥＴ３０１のソースは、スイッチ素子４０１の一方の端子に接続される。また、電圧比較器４１３の負入力端子と、電源電圧Ｖｃｃと、スイッチ素子４０１の他方の端子と、制御回路５１とは、互いに接続されている。そして、ＡＣ遮断が検出されたときに生成されるＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆと、電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなった場合に生成されるＶｃｃｏｆｆ信号とは、論理素子４１２に入力される。
コンバータ装置２に交流電源１０１が接続され通常動作している場合に、電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４１３の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなるとき、電圧比較器４１３はＶｃｃｏｆｆ信号を生成し、論理素子４１２を介してスイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４１３はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。一方、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆが論理素子４１２に入力された場合に、スイッチ素子４０１は導通状態となり電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルまで残留電荷は放電される。その後、電源電圧Ｖｃｃは、制御回路５１及び内部回路により消費され、０Ｖに向かって徐々に減少していく。
つまり、本実施の形態に係るスイッチ素子４０１は、交流電源１０１が接続され通常動作している場合には電源電圧Ｖｃｃを安定化させ、ＡＣ遮断時には残留電荷を放電させる。
本実施の形態によれば、制御回路５１の動作に影響されることなく高速に放電を行なうことができる。なお、電源電圧Ｖｃｃは、例えば、３０Ｖ程度に設定されており、通常は感電安全電位である４５Ｖ以下のレベルとなっている。よって、上述したように、電源電圧Ｖｃｃへの高速放電が実行されれば、感電防止の目的が達成される。
また、充電経路と、放電経路とがレギュレータ４１に内蔵されるスイッチ素子で兼用できるので、放電回路として別途放電用スイッチ素子を設ける必要がなく、小型化及び部品点数の削減につながる。
さらに、ＡＣ遮断となっても、上記残留電荷の放電が終了するまでの期間では、電源電圧Ｖｃｃの電圧はある程度保持されるため、ＡＣ遮断時のような電源供給が瞬間的に遮断された場合でも、即座に電源電圧Ｖｃｃが立ち上がるので電源回路動作の復帰が速くなる。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態３に係る制御回路は、ＡＣ遮断検出信号が入力されることにより、上記スイッチ素子を非導通状態とし、上記第１放電用スイッチは、当該スイッチ素子の非導通状態により電源電圧が参照電圧以下となったときに導通状態となる。
図６は、本発明の実施の形態３に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置３は、図３に記載されたコンバータ装置１Ａと比較して、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆの出力先、及び、放電回路の構成が異なる。図３に記載されたコンバータ装置１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
レギュレータ４０は、スイッチ素子４０１と、電圧比較器４０２とを備える。ここで、スイッチ素子４０１は、放電回路３０の第１放電用スイッチとしての機能とレギュレータ４０のスイッチ素子としての機能とを兼用している。
ＪＦＥＴ３０１のソースは、スイッチ素子４０１の一方の端子に接続される。また、電圧比較器４０２の負入力端子と、電源電圧Ｖｃｃと、スイッチ素子４０１の他方の端子と、制御回路５２とは、互いに接続されている。電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなった場合に生成されるＶｃｃｏｆｆ信号は、スイッチ素子４０１のゲートに入力される。そして、ＡＣ遮断が検出されたときに生成されるＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは、制御回路５２に入力される。
コンバータ装置３に交流電源１０１が接続され通常動作している場合に、電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４０２の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなるとき、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成しスイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。
一方、ＡＣ電源が遮断されると、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ信号が制御回路５２に入力されＶｇａｔｅ信号の出力がスイッチ素子７０のゲートに入力されなくなり、スイッチ素子７０のスイッチング動作が停止する。この制御はブラウンアウト機能と呼ばれ、ＡＣ電源が低下したときに、電源電圧を生成するためのスイッチ素子７０のスイッチング動作を停止させ異常動作を防ぐために用いられる。具体的には、上記スイッチング動作が停止し、トランスＴ１の２次側にエネルギーが伝達できなくなると、２次側の出力は低下し、それに比例してＶｃｃ電圧も制御回路５２での電力消費に伴い低下する。Ｖｃｃ電圧が電圧比較器４０２の基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成し、Ｖｃｃｏｆｆ信号はスイッチ素子４０１のゲートに入力される。スイッチ素子４０１は、Ｖｃｃｏｆｆ信号に応じて導通状態となり、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３に充電されている残留電荷を平滑コンデンサ１１２に放電する。その後、電源電圧Ｖｃｃは、制御回路５２及び内部回路により消費され、Ｖｒｅｆから０Ｖに向かって徐々に減少していく。
上記構成によれば、制御回路５２からのＶｇａｔｅ信号を停止させることにより、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３に充電されている残留電荷を放電することができ、感電を防止することができる。また、Ｖｇａｔｅ信号が停止されることで、スイッチ素子７０のスイッチング動作による電源電圧Ｖｃｃへの電力供給も停止していることから、上記残留電荷の放電による電源電圧Ｖｃｃへの電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
さらに、ＡＣ遮断となっても、上記残留電荷の放電が終了するまでの期間では、電源電圧Ｖｃｃの電圧はある程度保持されるため、ＡＣ遮断時のような電源供給が瞬間的に遮断された場合でも、即座に電源電圧Ｖｃｃが立ち上がるので電源回路動作の復帰が速くなる。
また、本実施の形態に係るスイッチ素子４０１は、交流電源１０１が接続され通常動作している場合には電源電圧Ｖｃｃを安定化させ、ＡＣ遮断時には残留電荷を放電させる。よって、充電経路と放電経路とがレギュレータ４０に内蔵されるスイッチ素子で兼用できるので、放電回路として別途放電用スイッチ素子を設ける必要がなく、小型化及び部品点数の削減につながる。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
さらに、本発明の実施の形態４に係る放電回路は、さらに、上記第１放電用スイッチと制御回路との接続点と接地端子との間に第２放電用スイッチを備え、当該第２放電用スイッチは、ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、制御回路の電源電圧を降圧させ、上記第１放電用スイッチは、制御回路の電源電圧が降圧することにより導通状態となることで残留電荷を放電させる。
図７は、本発明の実施の形態４に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置４は、図３に記載されたコンバータ装置１Ａと比較して、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆの出力先、放電回路、及び、レギュレータの構成が異なる。図３に記載されたコンバータ装置１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
レギュレータ４０は、スイッチ素子４０１と、電圧比較器４０２とを備える。ここで、スイッチ素子４０１は、放電回路３０の第１放電用スイッチとしての機能とレギュレータ４０のスイッチ素子としての機能とを兼用している。
放電回路３３は、ＪＦＥＴ３０１と、スイッチ素子４０１と、放電用スイッチ素子３０３とを備える。ＪＦＥＴ３０１のソースはスイッチ素子４０１の一方の端子に接続され、ゲートは接地されている。この接続構成により、ＪＦＥＴ３０１は、常にソース−ドレイン間に電流を流すことが可能であり、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する機能を有する。また、ＪＦＥＴ３０１は小型であり、省スペース化及び薄型化に適している。放電用スイッチ素子３０３は、一方の端子が接地され、ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、電源電圧Ｖｃｃを降圧させる機能を有する第２放電用スイッチである。スイッチ素子４０１は、電源電圧Ｖｃｃが降圧することにより導通状態となることで残留電荷を放電させる機能を有する第１放電用スイッチである。
また、電圧比較器４０２の負入力端子と、電源電圧Ｖｃｃと、スイッチ素子４０１の他方の端子と、放電用スイッチ素子３０３の他方の端子と、制御回路５３とは、互いに接続されている。電源電圧Ｖｃｃの電圧レベルが基準電圧Ｖｒｅｆより低くなった場合に生成されるＶｃｃｏｆｆ信号は、スイッチ素子４０１のゲートに入力される。そして、ＡＣ遮断が検出されたときに生成されるＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは、放電用スイッチ素子３０３に入力される。
コンバータ装置４に交流電源１０１が接続され通常動作している場合に、電源電圧Ｖｃｃが電圧比較器４０２の正入力である基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなるとき、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号を生成しスイッチ素子４０１を導通状態にする。そうすると、電源電圧Ｖｃｃは、ＪＦＥＴ３０１を経由して直流電圧ラインからの電圧供給を受けることで上昇する。そして、電源電圧Ｖｃｃが基準電圧Ｖｒｅｆと同レベルに達すると、電圧比較器４０２はＶｃｃｏｆｆ信号の生成を中止する。
一方、ＡＣ電源が遮断され、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆが放電用スイッチ素子３０３に入力されると、放電用スイッチ素子３０３はオン状態となる。放電用スイッチ素子３０３がオン状態となると、まず、電源電圧Ｖｃｃの放電が実行される。電源電圧Ｖｃｃが接地電位へ向けて放電され、基準電圧Ｖｒｅｆよりも電源電圧Ｖｃｃが低くなると、レギュレータ４０は制御回路５３に供給する電源電圧の充電動作を行う。この時点で、ＪＦＥＴ３０１とスイッチ素子４０１と放電用スイッチ素子３０３のすべてがオンされるので、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の接地放電が開始する。その後、電源電圧Ｖｃｃは、放電用スイッチ素子３０３の導通状態により接地放電され、Ｖｒｅｆから０Ｖに向かって高速に減少していく。
上記構成によれば、ＡＣ電源遮断時に、まず電源電圧Ｖｃｃを起動前の電圧近くまで降圧させた状態にした後にＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の放電動作を開始させることにより、当該放電動作による電源電圧Ｖｃｃへの電力過剰供給による過電圧を防ぐことができる。
さらに、ＡＣ遮断となっても、上記残留電荷の放電が終了するまでの期間では、電源電圧Ｖｃｃの電圧はある程度保持されるため、ＡＣ遮断時のような電源供給が瞬間的に遮断された場合でも、即座に電源電圧Ｖｃｃが立ち上がるので電源回路動作の復帰が速くなる。
ただし、実施の形態３に係るコンバータ装置３では、電源電圧Ｖｃｃの放電は制御回路の電力消費による放電であるのに対し、コンバータ装置４では、電源電圧Ｖｃｃの放電は接地電位への直接放電であることから、コンバータ装置３と比較して放電は速い。
ここで、図３に記載された実施の形態１に係るコンバータ装置１Ａ、実施の形態２に係るコンバータ装置２、実施の形態３に係るコンバータ装置３、及び実施の形態４に係るコンバータ装置４の放電動作を比較する。
図８は、実施の形態１〜４に係るコンバータ装置の放電動作の比較を説明する図である。
コンバータ装置１Ａの場合は、放電経路と電源供給経路とが分離されているため、ＡＣ遮断検出後、Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３のＡＣ遮断前電位Ｖｉｎは、接地電位（０Ｖ）まで高速に降下する。つまり、コンバータ装置１Ａの放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の接地放電、となる。
一方、コンバータ装置２の場合は、ＡＣ遮断検出後、まず電源電圧Ｖｃｃへの放電パスが確保されるため、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎが電源電圧Ｖｃｃまで高速に降下し、その後平滑コンデンサ１１２の正極電位とともにさらに降下していく。つまり、コンバータ装置２の放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３のＶｃｃ放電→電源電圧Ｖｃｃの接地放電、となる。
また、コンバータ装置３の場合は、ＡＣ遮断検出後、まず電源電圧Ｖｃｃの降下動作が実行されるため、平滑コンデンサ１１２の正極電位が基準電位Ｖｒｅｆまで降下した後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎが降下していく。その後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎ及び平滑コンデンサ１１２の正極電位は基準電位Ｖｒｅｆに向けて降下していく。そして、制御回路５２の電力消費により平滑コンデンサ１１２の正極電位が接地電位（０Ｖ）まで降下していく。つまり、コンバータ装置３の放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→Ｖｇａｔｅ信号停止→電源電圧Ｖｃｃの基準電位放電→Ｖｃｃｏｆｆ信号出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の基準電位放電、となる。
また、コンバータ装置４の場合は、ＡＣ遮断検出後、まず電源電圧Ｖｃｃの降下動作が実行されるため、平滑コンデンサ１１２の正極電位が基準電位Ｖｒｅｆまで降下した後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎが降下していく。その後、ＡＣ遮断前電位Ｖｉｎ及び平滑コンデンサ１１２の正極電位は基準電位Ｖｒｅｆに向けて降下していく。そして、制御回路５３の電力消費により平滑コンデンサ１１２の正極電位が接地電位（０Ｖ）まで降下していく。つまり、コンバータ装置４の放電シーケンスは、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆ出力→電源電圧Ｖｃｃの基準電位放電→Ｖｃｃｏｆｆ信号出力→Ｘコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の基準電位放電、となる。
上述した放電シーケンスの差異により、各コンバータ装置間で、高速放電、過電圧防止、回路復帰動作の効果は若干異なるが、いずれのコンバータ装置においても、ＡＣ遮断検出時に、高速にＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の放電が可能である。
また、放電動作時にＡＣ遮断前電位ＶｉｎがＪＦＥＴ３０１により降圧されるので、ＪＦＥＴ３０１のソースに接続される放電用スイッチ素子は、高耐圧素子である必要はなく低耐圧素子で構成できる。
よって、実施の形態１〜４に係るコンバータ装置によれば、交流電源遮断状態における感電対策を行ないつつ小型化及び低コスト化を実現できる。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
さらに、本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置は、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、上記接続点から平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備える。
図９は、本発明の実施の形態５に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置５Ａは、図１に記載されたコンバータ装置１と比較して、直流電圧ライン上にダイオードが配置されている点のみが構成として異なる。図１に記載されたコンバータ装置１と構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
ダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１と放電回路３０との接続点に接続され、カソードが平滑コンデンサ１３の正極に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３の残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる機能を有する。つまり、ダイオード６４の配置の有無により、放電対象としてＸコンデンサ１２のみ、もしくはＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の両方、を選択できる。
図１０は、本発明の実施の形態５の第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置５Ｂは、図９に記載されたコンバータ装置５Ａと比較して、直流電圧ライン上のダイオードの配置位置のみが構成として異なる。図９に記載されたコンバータ装置５Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１のカソードに接続され、カソードが放電回路３０と平滑コンデンサ１３の正極との接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能である。
図１１Ａは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置６Ａは、図９に記載されたコンバータ装置５Ａと比較して、ＡＣ遮断検出回路２０が直流電圧ライン上に接続されている点が構成として異なる。図９に記載されたコンバータ装置５Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のＡＣ遮断検出回路２０は、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されている。この接続により、ＡＣ遮断検出回路２０を直流電圧ラインに接続することで、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路２０が接続されているコンバータ装置１に必須配置されていた整流用のダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂが不要となる。また、ブリッジダイオード１１の前段に配置された場合には、外部サージ電圧の影響を受けるのに対し、ＡＣ遮断検出回路２０を外部サージ電圧から保護することができる。
また、放電回路３０も、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３の残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる機能を有する。
次に、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されたＡＣ遮断検出回路の構成について説明する。
図１１Ｂは、本発明の実施の形態５の第２の変形例に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置６Ａは、図１１Ａに記載されたコンバータ装置６ＡにおけるＡＣ遮断検出回路２０の具体的回路構成を示すものである。以下、ＡＣ遮断検出回路２０の回路構成及び回路動作について説明する。
ＡＣ遮断検出回路２０は、抵抗２１１及び２１２、電圧比較器２２０、インバータ回路２１３、２１８及び２１９、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６、定電流源２１４、ならびにコンデンサ２１７で構成される。
ブリッジダイオード１１で整流された電圧は抵抗２１１と抵抗２１２とで分圧される。分圧された電圧は電圧比較器２２０の正極に入力される。電圧比較器２２０は、基準電圧Ｖｒｅｆと上記分圧された入力電圧とを比較し、当該入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなったときにＨレベルの信号を生成し、入力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなったときにＬレベルの信号を生成する。このＨレベルの信号は、インバータ回路２１３を経由してＬレベルの信号に変換され、このＬレベルの信号がゲートに入力されたＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオン状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオフ状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオン状態となると、定電流源２１４からＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５を経由してコンデンサ２１７に電荷が蓄えられ、Ｖｃ点の電圧が上昇する。一定期間Ｔが経ってＶｃの電圧がインバータ回路２１８の閾値Ｖｔｈを超えると、インバータ回路２１８の出力はＨレベルからＬレベルに切り替わり、インバータ回路２１９を経由してＨレベルの信号に切り替わり、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆとして出力される。なお、一定期間Ｔは交流電源の周期の半分以上であればよい。
そして、電圧比較器２２０がＬレベルの信号を生成した時はインバータ回路２１３を経由してＨレベルの信号に変換され、このＨレベルの信号がゲートに入力されたＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオフ状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオン状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオフ状態となると、定電流源２１４からコンデンサ２１７に電流の供給は停止し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６がオン状態となるためコンデンサ２１７に蓄えられた電荷は放電されＶｃ点の電圧はＬレベルにリセットされる。すると、インバータ回路２１８の出力はＬレベルからＨレベルに切り替わり、このＨレベルの信号はインバータ回路２１９を経由してＬレベルの信号に切り替わるので、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは出力されなくなる。
図１１Ｃは、ＡＣ遮断検出回路の動作を表すタイミングチャートである。Ｖａは電圧比較器２２０の正極の入力電圧、Ｖｂは電圧比較器２２０の出力電圧、及びＶｃはコンデンサ２１７とインバータ回路２１８との接続点の電圧を示す。
通常動作時では、一定の周期でＶａの電圧は基準電圧Ｖｒｅｆを通過するので、Ｖａの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを高レベル側から低レベル側に通過するタイミングでＶｃはリセットされ、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは出力されない。しかし、ＡＣ遮断されると、Ｖｃがリセットされなくなるので、一定期間Ｔが経過するとＶｃはＶｔｈに達してＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆが出力される。
なお、図１に記載されたコンバータ装置１のように、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路２０が接続された場合であっても、ＡＣ遮断検出回路２０の回路構成及び回路動作は、上述した回路構成及び回路動作と同様である。
また、商用の交流電源に接続されるコンバータ装置には、雷サージ対策がなされるのが一般的である。雷サージの代表的な対策部品としてバリスタがある。バリスタは交流電圧ライン間に接続される（図には記載していない）。雷サージはこのバリスタを経由してグランドへ逃がされる。このときに大電流が交流電圧ラインを通ってバリスタに流れるため、この交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路が接続されていると、その大電流の一部が流れ込みＡＣ遮断検出回路を破壊する恐れがある。しかし、ブリッジダイオード１１の整流後のラインにＡＣ遮断検出回路２０を接続すれば、雷サージの影響はブリッジダイオード１１の前段のバリスタが吸収してくれるので、ＡＣ遮断検出回路２０を雷サージから保護することができる。
図１２は、本発明の実施の形態５の第３の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置６Ｂは、図１１Ａに記載されたコンバータ装置６Ａと比較して、直流電圧ライン上のダイオードの配置位置のみが構成として異なる。図１１Ａに記載されたコンバータ装置６Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１のカソードに接続され、カソードが放電回路３０と平滑コンデンサ１３の正極との接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能である。
なお、本実施の形態では、コンバータ装置５Ａ、５Ｂ、６Ａ及び６Ｂの基本的な回路構成を例示して説明したが、直流電圧ラインにダイオード６４を挿入するという本実施の形態の構成は、実施の形態１〜４に記載された全てのコンバータ装置に適用でき、放電対象を限定できるという同様の効果が奏され、本発明の範囲に含まれる。
なお、本変形例に係るコンバータ装置６Ｂにおいて、ダイオード６４の有無にかかわらず平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能であるが、ＡＣ遮断検出回路２０を直流電圧ラインに接続する場合には、ダイオード６４の配置は必須である。ダイオード６４が配置されない場合には、直流電圧ライン上には平滑コンデンサ１３により平滑化された直流電圧が印加されているので、図１１Ｂで説明したような直流電圧のリップルを検出してＡＣ電源が供給されていることを検出することが不可能であるからである。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
さらに、本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置は、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、上記接続点から平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードと、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、当該ダイオードと並列接続された抵抗素子とを備える。
図１３は、本発明の実施の形態６に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置７は、図９に記載されたコンバータ装置５Ａと比較して、ダイオード６４と並列接続された抵抗素子７５が配置された点のみが構成として異なる。図９に記載されたコンバータ装置５Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
抵抗素子７５は、直流電圧ライン上で放電回路３０が接続された点と平滑コンデンサの正極との間であって、ダイオード６４と並列接続されている。抵抗素子７５の抵抗値としては、数十ｋΩ〜数ＭΩ程度であることが好ましい。
実施の形態５に係るコンバータ装置５Ａでは、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみ放電させるのに対し、本実施の形態に係るコンバータ装置７によれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電することができる。
以下、上記優先放電が必要な理由を説明する。電源プラグを抜いてからの電源プラグの残留電圧（本願ではＸコンデンサ１２の残留電圧に相当する）については、特許文献１でも記載されているように、安全規格が定められている。この安全規格を満たすには、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を所定の期間内に放電させる必要があり、例えば、実施の形態５に係るコンバータ装置５Ａのように、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる構成が最良の形態の一つとなる。しかし、この場合、平滑コンデンサ１３の残留電荷は放電できないので、例えば、サービスエンジニアがメンテナンス等でコンバータ装置に触れる際に、この平滑コンデンサ１３に接触すると感電する危険がある。よって、上記観点からすれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させることは感電防止対策としては不十分となる。
そこで、本実施の形態に係るコンバータ装置７のように、抵抗素子７５を接続することにより、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電させつつ、所定時間経過すれば平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電できるので、平滑コンデンサ１３の残留電荷により感電することを防止できる。よって、抵抗素子７５を一つ追加するだけで、Ｘコンデンサ１２と平滑コンデンサ１３の両方の残留電荷が放電できるようになるので、コストの増加、実装面積の拡大も最小限で抑えることができる。
図１４は、本発明の実施の形態６の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置８は、図１３に記載されたコンバータ装置７と比較して、ＡＣ遮断検出回路２０が直流電圧ライン上に接続されている点が構成として異なる。図１３に記載されたコンバータ装置７と構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のＡＣ遮断検出回路２０は、ブリッジダイオード１１のカソードとダイオード６４のアノードとの接続点に接続されている。この接続により、ＡＣ遮断検出回路２０を直流電圧ラインに接続することで、交流電圧ラインにＡＣ遮断検出回路２０が接続されているコンバータ装置７に必須配置されていた整流用のダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂが不要となる。また、ブリッジダイオード１１の前段に配置された場合には、外部サージ電圧の影響を受けるのに対し、ＡＣ遮断検出回路２０を外部サージ電圧から保護することができる。
なお、本実施の形態では、コンバータ装置７及び８の基本的な回路構成を例示して説明したが、直流電圧ラインにダイオード６４及び抵抗素子７５を挿入するという本実施の形態の構成は、実施の形態１〜５に記載された全てのコンバータ装置に適用でき、放電対象を限定できるという同様の効果が奏され、本発明の範囲に含まれる。
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、“半波整流された交流電圧の遮断を検出して”ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
また、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置は、さらに、平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、当該スイッチ素子でオンオフされた端子電圧を所望の直流電圧に変換して負荷に供給する入出力変換部と、スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、接合型トランジスタのソース端子は、レギュレータに接続されている。
また、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置は、具体的には、第１放電用スイッチの一端は接合型トランジスタのソース端子に接続され、第１放電用スイッチの他端は接地され、放電回路は、レギュレータから制御回路への電流経路とは独立した経路で、接合型トランジスタ及び第１放電用スイッチを経て残留電荷を接地放電させる。
図１５Ａは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置９Ａは、図１に記載されたコンバータ装置１と比較して、全波整流された交流電圧を検出するＡＣ遮断検出回路２０が、半波整流された交流電圧を検出するＡＣ遮断検出回路２１に換わり、ダイオード１１１Ａとダイオード１１１Ｂとが不要となっている点が異なる。以下、異なる点のみ説明する。
ＡＣ遮断検出回路２１は、交流電圧ラインに直接接続され、ブリッジダイオード１１により半波整流された直流電圧の変化を検出することで、入力交流電圧が遮断されたことを検出できる。具体的には、ＡＣ遮断検出回路２１は、交流電源１０１とコンバータ装置９Ａとが非導通となったこと、つまり、入力交流電圧が遮断されたことを検知し、このとき、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆを出力する。
図１５Ｂは、本発明の実施の形態７に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置９Ａは、図１５Ａに記載されたコンバータ装置９ＡにおけるＡＣ遮断検出回路２１の具体的回路構成を示すものである。以下、ＡＣ遮断検出回路２１の回路構成及び回路動作について説明する。
ＡＣ遮断検出回路２１は、図１１Ｂに記載されたＡＣ遮断検出回路２０と比較して、電圧比較器２２０の出力とタイマー回路２３０の入力との間にパルス発生回路２３１が接続されている点と、抵抗２１１の一端がブリッジダイオードのカソード端子ではなくＸコンデンサ１２の他端に接続されている点が構成として異なる。図１１Ｂに記載されたコンバータ装置６Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
ＡＣ遮断検出回路２１は、抵抗２１１及び２１２と、電圧比較器２２０と、パルス発生回路２３１と、タイマー回路２３０とで構成される。パルス発生回路２３１は、インバータ回路２０１、２０２、２０３、２０４、２０６、２０７及び２０８と、ＮＯＲ回路２０５、２０９及び２１０とで構成される。タイマー回路２３０は、インバータ回路２１３、２１８及び２１９と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６と、定電流源２１４と、コンデンサ２１７とで構成される。
電圧比較器２２０から生成された信号は、インバータ回路２０１及び２０２とＮＯＲ回路２０５とに入力される。電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２０５とインバータ回路２０２及び２０１とにＬレベルの信号が入力される。インバータ回路２０２に入力されたＬレベルの信号は、インバータ回路２０３及び２０４を介してＨレベルの信号に変換される。ただし、インバータ回路２０２に入力されたＬレベルの信号がＨレベルの信号に変換されてＮＯＲ回路２０５に入力されるまでには、約数十から数百ｎｓ程度の時間の遅れが生じる。よって、この信号の変換期間では、ＮＯＲ回路２０５には、インバータ回路２０４からのＬレベルの信号と電圧比較器２２０からのＬレベルの信号が入力されるので、ＮＯＲ回路２０５からはＨレベルの信号が出力される。一方、上記信号の変換後では、ＮＯＲ回路２０５には、インバータ回路２０４からのＨレベルの信号と電圧比較器２２０からの直接のＬレベルの信号が入力されるので、ＮＯＲ回路２０５からはＬレベルの信号が出力される。つまり、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２０５からは約数十から数百ｎｓ程度のＨレベルのパルス信号が出力され、このパルス信号がＮＯＲ回路２１０に入力される。
一方、電圧比較器２２０からインバータ回路２０１に入力されたＬレベルの信号はＨレベルの信号に変換され、このＨレベルの信号はＮＯＲ回路２０９に直接入力される。また、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わる前は、インバータ回路２０８からＨレベルの信号がＮＯＲ回路２０９に入力されているので、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わる間は、ＮＯＲ回路２０９の２つの入力の少なくとも一つにはＨレベルの信号が入力されているため、ＮＯＲ回路２０９からはＬレベルの信号が生成され、ＮＯＲ回路２１０に入力されている。
以上より、電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２１０にはＮＯＲ回路２０５から生成されるＨレベルのパルス信号とＮＯＲ回路２０９から生成されるＬレベルの信号とが入力され、ＮＯＲ回路２１０からはＬレベルのパルス信号が出力される。このＬレベルのパルス信号はインバータ回路２１３を経由して、Ｈレベルのパルス信号に変換され、このＨレベルのパルス信号がゲートに入力されたＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオフ状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオン状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオフ状態となると、定電流源２１４からコンデンサ２１７に電流の供給は停止し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６がオン状態となるためコンデンサ２１７に蓄えられた電荷は放電されＶｇ点の電圧はＬレベルにリセットされる。その結果、インバータ回路２１８の出力はＨレベルに維持され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆはＬレベルの信号で維持される。
さらに、電圧比較器２２０で生成される信号がＬレベルの信号からＨレベルの信号に切り替わると、ＮＯＲ回路２１０にはＮＯＲ回路２０５から生成されるＬレベルの信号とＮＯＲ回路２０９から生成されるＨレベルのパルス信号が入力され、ＮＯＲ回路２１０からはＬレベルのパルス信号が出力される。以降の回路動作は電圧比較器２２０で生成される信号がＨレベルの信号からＬレベルの信号に切り替わる時と同じである。
そして、ＮＯＲ回路２１０からＬレベルのパルス信号が生成されず、Ｈレベルの信号が生成されている時には、インバータ回路２１３を経由してＬレベルの信号に切り替わり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５はオン状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２１６はオフ状態となる。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２１５がオン状態となると、定電流源２１４からＰ型ＭＯＳＦＥＴ２１５を経由してコンデンサ２１７に電荷が蓄えられ、Ｖｇ点の電圧が上昇する。一定期間Ｔが経ってＶｇの電圧がインバータ回路２１８の閾値Ｖｔｈを超えると、インバータ回路２１８の出力はＨレベルからＬレベルに切り替わり、インバータ回路２１９を経由してＨレベルの信号に切り替わり、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆとして出力される。なお、一定期間Ｔは交流電源の周期の半分以上であればよい。
図１５Ｃは、ＡＣ遮断検出回路２１の動作を表すタイミングチャートである。Ｖｄは電圧比較器２２０の正極の入力電圧、Ｖｅは電圧比較器２２０の出力電圧、ＶｆはＮＯＲ回路２１０の出力電圧、及びＶｇはコンデンサ２１７とインバータ回路２１８との接続点の電圧を示す。
通常動作時では、一定の周期でＶｄの電圧は基準電圧Ｖｒｅｆを通過するので、Ｖｄの電圧が基準電圧Ｖｒｅｆを高レベル側から低レベル側に通過するタイミング、及び低レベル側から高レベル側に通過するタイミングとでＶｇはリセットされ、ＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆは出力されない。しかし、ＡＣ遮断されると、Ｖｇがリセットされなくなるので、一定期間Ｔが経過するとＶｇはＶｔｈに達してＡＣ遮断検出信号Ｖａｃｏｆｆが出力される。
また、ＡＣ遮断検出回路２１は、図１に記載されたコンバータ装置１のように入力交流電圧を整流するために接続されているダイオード１１１Ａ及び１１１Ｂがなく、入力交流電圧が半波整流されていても入力交流電圧が遮断されたことを検出できるため、電源回路の部品点数を削減することができる。さらに、全波整流で入力交流電圧の遮断を検出するときよりも、抵抗２１１及び２１２で消費される電力が約半分になるので電源の効率も改善される。
なお、本実施の形態のＡＣ遮断検出回路２１は、Ｘコンデンサ１２に残留電荷がある状態でもＡＣ遮断を検出することが出来ればよい。
（実施の形態８）
本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、“半波整流された交流電圧の遮断を検出して”ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、ブリッジダイオードのカソードと平滑コンデンサとの接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され、上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
さらに、本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置は、上記接続点と平滑コンデンサとの間に、上記接続点から平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備える。
図１６は、本発明の実施の形態８に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１０Ａは、図１５Ａに記載されたコンバータ装置９Ａと比較して、直流電圧ライン上にダイオードが配置されている点のみが構成として異なる。図１５Ａに記載されたコンバータ装置９Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
ダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１と放電回路３０との接続点に接続され、カソードが平滑コンデンサ１３の正極に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３の残留電荷の放電を防止し、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみを放電させる機能を有する。つまり、ダイオード６４の配置の有無により、放電対象としてＸコンデンサ１２のみ、もしくはＸコンデンサ１２及び平滑コンデンサ１３の両方、を選択できる。
図１７は、本発明の実施の形態８に係る第１の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１０Ｂは、図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと比較して、直流電圧ライン上のダイオードの配置位置のみが構成として異なる。図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
本変形例のダイオード６４は、アノードがブリッジダイオード１１のカソードに接続され、カソードが放電回路３０と平滑コンデンサ１３の正極との接続点に接続されている。この接続により、ダイオード６４は、放電回路３０が放電動作を実行する場合に、平滑コンデンサ１３及びＸコンデンサ１２の双方の残留電荷の放電が可能である。
図１８は、本発明の実施の形態８に係る第２の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１０Ｃは、図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと比較して、ダイオード６４と並列接続された抵抗素子７５が配置された点のみが構成として異なる。図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
抵抗素子７５は、直流電圧ライン上で放電回路３０が接続された点と平滑コンデンサ１３の正極との間であって、ダイオード６４と並列接続されている。抵抗素子７５の抵抗値としては、数十ｋΩ〜数ＭΩ程度であることが好ましい。
実施の形態８に係るコンバータ装置１０Ａでは、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみ放電させるのに対し、本実施の形態に係るコンバータ装置１０Ｃによれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電することができる。
（実施の形態９）
本発明の実施の形態９に係るコンバータ装置は、入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、入力交流電圧を整流するブリッジダイオードと、ブリッジダイオードの前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、ブリッジダイオードの後段に配置された、ブリッジダイオードで整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時に、“半波整流された交流電圧の遮断を検出して”ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、アクロスザラインコンデンサの一端にアノードが接続された第１ダイオードと、アクロスザラインコンデンサの他端にアノードが接続された第２ダイオードと、第１ダイオードのカソード及び第２ダイオードのカソードの両方に接続され、ＡＣ遮断検出信号がＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、第１ダイオード及び第２ダイオードを介して平滑コンデンサ及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、放電回路は、ドレイン端子が上記接続点に接続され上記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、当該接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され上記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える。
図１９は、本発明の実施の形態９に係るコンバータ装置の具体的な回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１１Ａは、図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと比較して、ダイオード１１２Ａ及び１１２Ｂとを備え、ＪＦＥＴ３０１のドレインの接続点が、ダイオード１１２Ａとダイオード１１２Ｂのカソードになっている点と、ダイオード６４が除かれている点が異なる。図１６に記載されたコンバータ装置１０Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
入力交流電圧が遮断されると、Ｘコンデンサ１２の残留電荷はダイオード１１２Ａ及び１１２Ｂを介して放電回路３０から放電される。
さらに、本発明の実施の形態９の効果について説明する。コンバータ装置１０Ａの場合、電源出力が数１０Ｗ程度の電源回路ではダイオード６４を流れる電流が小さいので、ダイオード６４の発熱は問題にならない。しかし、電源出力が１００Ｗ程度になるとダイオード６４に流れる電流が大きくなり、ダイオード６４の発熱が問題となる可能性がある。この発熱を抑えるためには、放熱板をダイオード６４に実装するか、定格電流の大きなダイオード６４を使用するか、少なくともいずれか一方の対策が必要となる。しかし、放熱板をダイオード６４に実装すると実装面積が大きくなってしまい、放熱板分のコストが増加する。また、ダイオード６４の定格電流を大きくすると、それに応じてダイオード６４のサイズも大きくなり、さらにダイオードのコストも増加する。
そこで、電源出力の大きい場合は、コンバータ装置１１Ａのような構成にすれば、上記対策をとらなくても、放電回路の接続を変えるだけでコストの増加、実装面積の拡大も最小に抑えることができる。
図２０は、本発明の実施の形態９の変形例に係るコンバータ装置の一構成例を示す回路構成図である。同図に記載されたコンバータ装置１１Ｂは、図１９に記載されたコンバータ装置１１Ａと比較して、接合型トランジスタのドレインとブリッジダイオードのカソードとの間に抵抗素子７５が接続されている点のみが構成として異なる。図１９に記載されたコンバータ装置１１Ａと構成が同じ点は説明を省略し、以下、異なる点のみ説明する。
抵抗素子７５は、一端が、ブリッジダイオード１１と平滑コンデンサ１３の正極との間に接続され、他端が、ダイオード１１２Ａ及び１１２Ｂのカソードに接続されている。抵抗素子７５の抵抗値としては、数十ｋΩ〜数ＭΩ程度であることが好ましい。
実施の形態９に係るコンバータ装置１１Ａでは、Ｘコンデンサ１２の残留電荷のみ放電させるのに対し、本変形例に係るコンバータ装置１１Ｂによれば、Ｘコンデンサ１２の残留電荷を優先的に放電し、かつ、平滑コンデンサ１３の残留電荷も放電することができる。
上記優先放電が必要な理由は実施の形態６に係るコンバータ装置７と同様である。
以上、本発明に係るコンバータ装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を当該実施の形態に施したものや、異なる実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本発明の範囲内に含まれる。
例えば、実施の形態２〜４に係るコンバータ装置２〜４の入出力変換部６０を、実施の形態１の第２の変形例〜第４の変形例に係るコンバータ装置１Ｃ〜１Ｅの入出力変換部６１〜６３で置き換えた構成も、本発明の範囲に含まれ、同様の効果が奏される。
また、実施の形態７〜９に係るコンバータ装置において、ＡＣ遮断検出回路２１を、実施の形態１〜６に記載されたＡＣ遮断検出回路２０と置き換えたコンバータ装置も、本発明の範囲に含まれ、同様の効果が奏される。
また、上記実施の形態１〜９に係るコンバータ装置に備えられ、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時にＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路２０と、ブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆがＡＣ遮断検出回路２０から出力された場合に、平滑コンデンサ１３及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路と、整流された直流電圧を所望の直流電圧へと調整するための制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、当該放電回路は、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタ３０１と、接合型トランジスタ３０１で降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、接合型トランジスタ３０１の降圧側端子であるソース端子はレギュレータに接続されていることを特徴とする半導体装置も本発明の範囲に含まれる。
また、上記実施の形態７〜９に係るコンバータ装置に備えられ、入力端子への入力交流電圧の入力が遮断された時にＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路２１と、ブリッジダイオード１１のカソードと平滑コンデンサ１３との接続点に接続され、ＡＣ遮断検出信号ＶａｃｏｆｆがＡＣ遮断検出回路２１から出力された場合に、平滑コンデンサ１３及びアクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路と、整流された直流電圧を所望の直流電圧へと調整するための制御回路と、当該制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、当該放電回路は、残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタ３０１と、接合型トランジスタ３０１で降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、接合型トランジスタ３０１の降圧側端子であるソース端子はレギュレータに接続されていることを特徴とする半導体装置も本発明の範囲に含まれる。
また、上記半導体装置に含まれる各処理部は、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又はＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて各処理部の集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性として考えられる。
また、実施の形態１〜９に係るコンバータ装置は、交流電源を所望の直流電圧を有する直流電源へと変換する電源変換装置を例示して説明してきたが、本発明のコンバータ装置はこれに限られない。本発明のコンバータ装置は、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を負荷とし、当該ＬＥＤに所望の直流電圧を供給するＬＥＤ駆動装置としても適用できる。この場合においても、実施の形態１〜９において説明した構成を適用でき、同様の効果が奏される。
また、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。
本発明は、感電対策をしつつ小型化及び低コストが要求されるコンバータ装置に適用され、特に、ＡＣ−ＤＣコンバータ、電源装置及びＬＥＤ駆動装置などに有用である。
１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ、２、３、４、５Ａ、５Ｂ、６Ａ、６Ｂ、７、８、９Ａ、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１１Ａ、１１Ｂ コンバータ装置
１１ ブリッジダイオード
１２ アクロスザラインコンデンサ（Ｘコンデンサ）
１３、１１２、６０２ 平滑コンデンサ
２０、２１ ＡＣ遮断検出回路
３０、３２、３３ 放電回路
４０、４１ レギュレータ
５０、５１、５２、５３ 制御回路
６０、６１、６２、６３ 入出力変換部
６４、１１１Ａ、１１１Ｂ、１１２Ａ、１１２Ｂ、１１３、６０１、６１１、６１５、６３５ ダイオード
７０、４０１ スイッチ素子
７５ 抵抗素子
１０１ 交流電源
１０２ 負荷
２０１、２０２、２０３、２０４、２０６、２０７、２０８、２１３、２１８、２１９ インバータ回路
２０５、２０９、２１０ ＮＯＲ回路
２１１、２１２ 抵抗
２１４ 定電流源
２１５ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
２１６ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
２１７、６１３、６１６、６２１ コンデンサ
２２０、４０２、４１３ 電圧比較器
３０１ 接合型トランジスタ（ＪＦＥＴ）
３０２、３０３ 放電用スイッチ素子
６１２、６１４、６３４ コイル
Ｔ１ トランス

Claims (32)

  1. 入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、
    アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、
    前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、
    前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
    入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとを接続する第１接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの少なくとも一方の残留電荷を放電させる放電回路とを備え、
    前記放電回路は、
    ドレイン端子が前記第１接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、
    前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備える
    コンバータ装置。
  2. 前記整流器は、前記入力交流電圧を半端整流し、
    前記ＡＣ遮断検出回路は、前記入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力する
    請求項１に記載のコンバータ装置。
  3. さらに、
    前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、
    前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し、当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部と、
    前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、
    前記接合型トランジスタの前記ソース端子は、前記レギュレータに接続されている
    請求項１または２に記載のコンバータ装置。
  4. 前記第１放電用スイッチの一端は前記接合型トランジスタの前記ソース端子に接続され、前記第１放電用スイッチの他端は接地され、
    前記放電回路は、前記レギュレータから前記制御回路への電流経路とは独立した経路で、前記接合型トランジスタ及び前記第１放電用スイッチを経由して前記残留電荷を接地放電させる
    請求項３に記載のコンバータ装置。
  5. 前記レギュレータは、前記第１放電用スイッチを含み、当該第１放電用スイッチを経由して前記制御回路に電力を供給し、
    前記放電回路は、前記第１放電用スイッチを導通状態にして前記残留電荷を放電させる
    請求項３に記載のコンバータ装置。
  6. 前記第１放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号に対応した信号がゲートに印加されることにより導通状態となる
    請求項５に記載のコンバータ装置。
  7. 前記制御回路は、前記ＡＣ遮断検出信号が入力されることにより、前記スイッチ素子を非導通状態とし、
    前記第１放電用スイッチは、前記スイッチ素子の非導通状態により前記電源電圧が参照電圧以下となったときに導通状態となる
    請求項５に記載のコンバータ装置。
  8. 前記放電回路は、さらに、前記第１放電用スイッチと前記制御回路とを接続する第２接続点と接地端子との間に第２放電用スイッチを備え、
    前記第２放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、前記電源電圧を降圧させ、
    前記第１放電用スイッチは、前記電源電圧が降圧することにより導通状態となることで、前記残留電荷を放電させる
    請求項５に記載のコンバータ装置。
  9. さらに、
    前記第１接続点と前記平滑コンデンサとの間に、前記第１接続点から前記平滑コンデンサへ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備える
    請求項１〜８のうちいずれか１項に記載のコンバータ装置。
  10. さらに、
    前記第１接続点と前記平滑コンデンサとの間に、前記ダイオードと並列接続された抵抗素子を備える
    請求項９に記載のコンバータ装置。
  11. さらに、
    前記整流器のカソード端子と前記第１接続点との間に、前記整流器のカソード端子から前記第１接続点へ向かう方向を順方向として直列挿入されたダイオードを備える
    請求項１〜８のうちいずれか１項に記載のコンバータ装置。
  12. 前記ＡＣ遮断検出回路は、前記第１接続点に接続されている
    請求項１〜１１のうちいずれか１項に記載のコンバータ装置。
  13. 入力交流電圧を所望の直流電圧に変換するコンバータ装置であって、
    第１のアノード端子及び第１のカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、
    前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、
    前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
    入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    第２のアノード端子及び第２のカソード端子を有し、前記第２のアノード端子が前記第１のカソード端子に接続され、前記第２のカソード端子が前記平滑コンデンサに接続されたダイオードと、
    前記ダイオードと並列接続された抵抗素子と、
    前記第１のカソード端子と前記第２のアノード端子との接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの残留電荷を放電させる放電用スイッチを有する放電回路とを備える
    コンバータ装置。
  14. 前記整流器は、前記入力交流電圧を半端整流し、
    前記ＡＣ遮断検出回路は、前記入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力する
    請求項１３に記載のコンバータ装置。
  15. 前記放電回路は、さらに、
    ドレイン端子が前記接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタを備え、
    前記放電用スイッチは、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させる
    請求項１３に記載のコンバータ装置。
  16. 前記ＡＣ遮断検出回路は、前記接続点に接続されている
    請求項１３に記載のコンバータ装置。
  17. 前記ＡＣ遮断検出回路は、
    正入力である基準電圧と、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、
    前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、
    前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断信号を出力させないタイマー回路とを備える
    請求項２または１４に記載のコンバータ装置。
  18. アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、
    入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、ＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    前記整流器のカソード端子と平滑コンデンサとの接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、
    前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、
    前記放電回路は、
    前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、
    前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、
    前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続されている
    半導体装置。
  19. アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、アノード端子及びカソード端子を有する整流素子と、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、
    入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    前記整流素子のカソード端子に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路と、
    前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、
    前記放電回路は、
    前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、
    前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、
    前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続され、
    前記ＡＣ遮断検出回路は、
    正入力である基準電圧と、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、
    前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、
    前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断信号を出力させないタイマー回路を備える
    半導体装置。
  20. 入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、
    アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、
    前記整流器の前段に接続され、アノード端子及びカソード端子を有する整流素子と、
    前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、
    前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
    前記整流器の前段に接続され、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記アクロスザラインコンデンサの残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路とを備え、
    前記放電回路は、
    前記整流素子のカソード端子に接続された、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、
    前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる第１放電用スイッチとを備える
    コンバータ装置。
  21. さらに、
    前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、
    前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し、当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部と、
    前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、
    前記接合型トランジスタの前記ソース端子は、前記レギュレータに接続されている
    請求項２０に記載のコンバータ装置。
  22. 前記第１放電用スイッチの一端は前記接合型トランジスタの前記ソース端子に接続され、前記第１放電用スイッチの他端は接地され、
    前記放電回路は、前記レギュレータから前記制御回路への電流経路とは独立した経路で、前記接合型トランジスタ及び前記第１放電用スイッチを経由して前記残留電荷を接地放電させる
    請求項２１に記載のコンバータ装置。
  23. 前記レギュレータは、前記第１放電用スイッチを含み、当該第１放電用スイッチを経由して前記制御回路に電力を供給し、
    前記放電回路は、前記第１放電用スイッチを導通状態にして前記残留電荷を放電させる
    請求項２１に記載のコンバータ装置。
  24. 前記第１放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号に対応した信号がゲートに印加されることにより導通状態となる
    請求項２３に記載のコンバータ装置。
  25. 前記制御回路は、前記ＡＣ遮断検出信号が入力されることにより、前記スイッチ素子を非導通状態とし、
    前記第１放電用スイッチは、前記スイッチ素子の非導通状態により前記電源電圧が参照電圧以下となったときに導通状態となる
    請求項２３に記載のコンバータ装置。
  26. 前記放電回路は、さらに、前記第１放電用スイッチと前記制御回路とを接続する第２接続点と接地端子との間に第２放電用スイッチを備え、
    前記第２放電用スイッチは、前記ＡＣ遮断検出信号がゲートに印加されることにより導通状態となることで、前記電源電圧を降圧させ、
    前記第１放電用スイッチは、前記電源電圧が降圧することにより導通状態となることで、前記残留電荷を放電させる
    請求項２３に記載のコンバータ装置。
  27. さらに、
    接合型トランジスタのドレイン端子と、前記整流器のカソード端子及び前記平滑コンデンサを接続する第１接続点との間に接続された抵抗素子を備える
    請求項２０に記載のコンバータ装置。
  28. 入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装置であって、
    アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、
    前記整流器の前段に接続された整流素子と、
    前記整流器の前段に配置された、ラインノイズを低減するためのアクロスザラインコンデンサと、
    前記整流器の後段に配置された、前記整流器で整流された整流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
    前記整流器の前段に接続され、入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの両方の残留電荷を、前記整流素子を介して放電させる放電回路と、
    前記平滑コンデンサの残留電荷の放電経路となる抵抗素子とを備え、
    前記放電回路は、
    ドレイン端子が、前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとを接続する第１接続点に接続され、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、
    前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させる第１放電用スイッチとを備え、
    前記抵抗素子は、前記接合型トランジスタのドレイン端子と前記第１接続点との間に直列挿入されている
    コンバータ装置。
  29. 前記放電回路は、さらに、
    ドレイン端子が前記整流素子のカソード端子に接続された、前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタを備え、
    前記第１放電用スイッチは、前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子に接続され、前記残留電荷を放電させる
    請求項２８に記載のコンバータ装置。
  30. 前記ＡＣ遮断検出回路は、
    正入力である基準電圧と、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、
    前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、
    前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断信号を出力させないタイマー回路とを備える
    請求項２０または２８に記載のコンバータ装置。
  31. アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、
    入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    前記整流器のカソード端子と前記平滑コンデンサとの接続点に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、
    前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、
    前記放電回路は、
    前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、
    前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、
    前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続されている
    半導体装置。
  32. アノード端子及びカソード端子を有し、入力交流電圧を整流する整流器と、前記整流器の前段に配置されたアクロスザラインコンデンサと、前記整流器の後段に配置された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの端子電圧をオンオフするスイッチ素子と、前記スイッチ素子でオンオフされた前記端子電圧を所望の直流電圧に変換し当該直流電圧を負荷に供給する入出力変換部とを備えるコンバータ装置に備えられる半導体装置であって、
    入力端子への前記入力交流電圧の入力が遮断された時に、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧を検出してＡＣ遮断検出信号を出力するＡＣ遮断検出回路と、
    前記整流素子のカソード端子に接続され、前記ＡＣ遮断検出信号が前記ＡＣ遮断検出回路から出力された場合に、少なくとも前記平滑コンデンサ及び前記アクロスザラインコンデンサの一方の残留電荷を放電させる放電回路と、
    前記スイッチ素子のオンオフを制御する制御回路と、
    前記制御回路に電源電圧を供給するレギュレータとを備え、
    前記放電回路は、
    前記残留電荷を放電させるときの放電電圧を降圧する接合型トランジスタと、
    前記接合型トランジスタで降圧された電圧を放電させる放電用スイッチとを備え、
    前記接合型トランジスタの降圧側端子であるソース端子は、前記レギュレータに接続され、
    前記ＡＣ遮断検出回路は、
    正入力である基準電圧と、前記整流器によって半端整流された前記入力交流電圧とを比較する電圧比較器と、
    前記電圧比較器から入力される信号の変化をパルス信号として出力するパルス発生回路と、
    前記入力交流電圧の入力が遮断されてから、一定時間経過しないと前記ＡＣ遮断信号を出力させないタイマー回路とを備える
    半導体装置。
JP2013509752A 2011-04-14 2012-03-28 コンバータ装置及び半導体装置 Active JP5899469B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013509752A JP5899469B2 (ja) 2011-04-14 2012-03-28 コンバータ装置及び半導体装置

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011090360 2011-04-14
JP2011090360 2011-04-14
JP2013509752A JP5899469B2 (ja) 2011-04-14 2012-03-28 コンバータ装置及び半導体装置
PCT/JP2012/002162 WO2012140840A1 (ja) 2011-04-14 2012-03-28 コンバータ装置及び半導体装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2012140840A1 true JPWO2012140840A1 (ja) 2014-07-28
JP5899469B2 JP5899469B2 (ja) 2016-04-06

Family

ID=47009035

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013509752A Active JP5899469B2 (ja) 2011-04-14 2012-03-28 コンバータ装置及び半導体装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9246402B2 (ja)
JP (1) JP5899469B2 (ja)
WO (1) WO2012140840A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019092254A (ja) * 2017-11-13 2019-06-13 ニチコン株式会社 低電圧検出装置

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101329620B1 (ko) * 2007-07-27 2013-11-15 삼성전자주식회사 영상표시장치의 전원공급회로
CN102545195B (zh) * 2012-03-16 2014-11-05 成都芯源***有限公司 Emi滤波电容器放电电路及放电方法
CN102749498B (zh) * 2012-07-16 2015-02-04 成都芯源***有限公司 一种交流电压检测电路及其方法和安规电容放电电路
JP6075048B2 (ja) * 2012-12-11 2017-02-08 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置の制御回路
JP6107204B2 (ja) * 2013-02-15 2017-04-05 富士電機株式会社 電源用集積回路装置
JP6103977B2 (ja) * 2013-02-15 2017-03-29 日本無線株式会社 直流給電システム
KR101444602B1 (ko) * 2013-05-21 2014-11-03 삼성전기주식회사 정류회로 및 이를 포함하는 전원공급장치
KR102059204B1 (ko) * 2013-06-28 2020-02-10 매그나칩 반도체 유한회사 Ac-오프 상태를 감지하는 전원공급장치
US9455621B2 (en) * 2013-08-28 2016-09-27 Power Integrations, Inc. Controller IC with zero-crossing detector and capacitor discharge switching element
KR102156230B1 (ko) * 2013-10-24 2020-09-15 삼성전자주식회사 잔류 전압을 강제로 방전시킬 수 있는 데이터 저장 장치, 이의 동작 방법, 및 이를 포함하는 데이터 처리 시스템
US20150170651A1 (en) * 2013-12-12 2015-06-18 International Business Machines Corporation Remedying distortions in speech audios received by participants in conference calls using voice over internet (voip)
US10345348B2 (en) 2014-11-04 2019-07-09 Stmicroelectronics S.R.L. Detection circuit for an active discharge circuit of an X-capacitor, related active discharge circuit, integrated circuit and method
JP6443120B2 (ja) * 2015-02-23 2018-12-26 ミツミ電機株式会社 電源制御用半導体装置
JP6611530B2 (ja) * 2015-09-11 2019-11-27 キヤノン株式会社 電力供給装置及び画像形成装置
CN105356735B (zh) * 2015-10-15 2018-01-16 无锡华润矽科微电子有限公司 一种减小输出电压过冲的开路保护电路
JP6789654B2 (ja) * 2016-04-04 2020-11-25 東芝キヤリア株式会社 電源装置
JP6649622B2 (ja) * 2016-05-24 2020-02-19 サンケン電気株式会社 コンデンサ放電回路
US10485082B2 (en) * 2016-05-31 2019-11-19 Current Lighting Solutions, Llc Method of protecting and detecting a surge event in a node
JP6629452B2 (ja) * 2016-08-09 2020-01-15 日立オートモティブシステムズ株式会社 誘起電圧抑制装置、モータシステム、および電力変換システム
CN109643955B (zh) 2016-08-30 2021-03-12 新唐科技日本株式会社 开关电源装置及半导体装置
US10170975B1 (en) * 2018-02-27 2019-01-01 Dialog Semiconductor Inc. AC line detection and X capacitor discharge using a single terminal
US11863062B2 (en) * 2018-04-27 2024-01-02 Raytheon Company Capacitor discharge circuit
TWI677173B (zh) 2018-10-29 2019-11-11 群光電能科技股份有限公司 電源轉換器
CN111937287A (zh) * 2018-10-31 2020-11-13 富士电机株式会社 集成电路、电源电路
CN110445361B (zh) * 2019-08-01 2021-02-19 成都芯源***有限公司 一种安规电容器的放电电路和放电方法
CN111884533B (zh) * 2020-07-13 2023-08-08 广东工业大学 一种基于双开关电容的多电平升压逆变电路
CN112968618B (zh) * 2021-02-07 2024-01-23 杰华特微电子股份有限公司 一种x电容放电方法、放电电路及开关电源
TWI809662B (zh) * 2022-01-18 2023-07-21 廣達電腦股份有限公司 電子裝置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6459513A (en) * 1987-08-31 1989-03-07 Pfu Ltd Power failure detecting circuit
JPH0937562A (ja) 1995-07-17 1997-02-07 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置
EP0875983B1 (en) 1997-04-30 2004-09-15 Fidelix Y.K. A power supply apparatus
JPH11235043A (ja) * 1998-02-12 1999-08-27 Mitsubishi Electric Corp インバータ主回路
JP2000116027A (ja) 1998-03-10 2000-04-21 Fiderikkusu:Kk 電源装置
JP2000184718A (ja) 1998-12-10 2000-06-30 Sharp Corp スイッチング電源装置
JP2001095261A (ja) 1999-09-27 2001-04-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd ディスプレイ装置用電源回路
JP4446136B2 (ja) 2000-04-19 2010-04-07 ソニー株式会社 電源回路
JP4085853B2 (ja) 2003-03-18 2008-05-14 松下電器産業株式会社 電子機器
JP4290085B2 (ja) * 2004-07-09 2009-07-01 三洋電機株式会社 電源回路
JP4682624B2 (ja) 2005-01-21 2011-05-11 パナソニック株式会社 直流電源装置
US7245510B2 (en) * 2005-07-07 2007-07-17 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for conditional response to a fault condition in a switching power supply
JP2010004613A (ja) 2008-06-18 2010-01-07 Sony Corp 電源装置
US8461915B2 (en) * 2009-06-03 2013-06-11 System General Corp. Start-up circuit to discharge EMI filter for power saving of power supplies
JP2011067075A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Sharp Corp スイッチング電源装置
US8228646B2 (en) * 2009-11-18 2012-07-24 Lien Chang Electronic Enterprise Co., Ltd. Apparatus and method for draining stored power
TWI437239B (zh) * 2010-04-07 2014-05-11 Richpower Microelectronics 電壓偵測器以及使用該電壓偵測器的保護裝置
KR20120016792A (ko) * 2010-08-17 2012-02-27 삼성전자주식회사 디스플레이장치, 전원공급장치 및 그 전원공급방법

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019092254A (ja) * 2017-11-13 2019-06-13 ニチコン株式会社 低電圧検出装置

Also Published As

Publication number Publication date
US9246402B2 (en) 2016-01-26
JP5899469B2 (ja) 2016-04-06
US20140036561A1 (en) 2014-02-06
WO2012140840A1 (ja) 2012-10-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5899469B2 (ja) コンバータ装置及び半導体装置
US10411591B2 (en) Holdup time circuit and method for bridgeless PFC converter
US11171480B2 (en) Switching power supply device and semiconductor device
US8179098B2 (en) Charge controlling semiconductor integrated circuit
US9985543B1 (en) Switching power supply
US10367348B2 (en) Switch-mode power supply and control having protection from a short-circuited current sensing resistor
JP2008092617A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN109643955B (zh) 开关电源装置及半导体装置
JP6203020B2 (ja) 充放電スイッチ回路を有する電池パック
US10176950B2 (en) Latching relay drive circuit
US9025302B2 (en) Ionizer
JP7209502B2 (ja) 照明用電源装置および過電流発生の抑制方法
JP6685465B2 (ja) 電子式回路遮断器
JP6842252B2 (ja) 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータ、その保護方法、電源アダプタおよび電子機器
JP2016021297A (ja) 漏電遮断器
US9077256B2 (en) Method of forming a low power dissipation regulator and structure therefor
TWI419450B (zh) A system and method for reducing the standby power consumption of a switch mode power converter
KR20150070590A (ko) 동기 정류기 구동 회로 및 이를 포함하는 전원 공급 장치
JP2020182344A (ja) 電源装置
JP6365162B2 (ja) 電源装置および照明装置
JP6054236B2 (ja) 電力供給回路、半導体集積回路、絶縁型スイッチング電源
JP2024017055A (ja) 半導体装置、スイッチング電源
JP5502179B2 (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
A711 Notification of change in applicant

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711

Effective date: 20141001

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20150123

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20150818

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20151002

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20151201

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20151211

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 5899469

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

R157 Certificate of patent or utility model (correction)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R157

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113

SZ03 Written request for cancellation of trust registration

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313Z03

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250