JPWO2010032832A1 - 送信装置、受信装置及び送受信装置並びに送受信方法 - Google Patents

Abstract

非接触通信を介して直流電圧を出力する送受信装置において、受信装置の面積及び消費電量を削減すること。受信装置は、立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流と立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長く第１の電流とは逆方向の第２の電流を送信コイルに流すことによって起電力が誘起される受信コイルと、受信コイルに誘起された起電力をフィルタリングするフィルタ回路と、フィルタ回路によって出力された電流を積分する積分回路と、を備えている。

Description

（関連出願についての記載）
本発明は、日本国特許出願：特願２００８−２４１１７２号（２００８年 ９月１９日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
本発明は、送信装置、受信装置及び送受信装置並びに送受信方法に関し、特に、アナログ信号の送信装置、受信装置及び送受信装置並びに送受信方法に関する。

互いに接触し、又は、数１００μｍ程度の距離で隔離されたＬＳＩ間におけるデータ通信を非接触で実現する非接触通信技術に対する需要が高まっている。特に、ＬＳＩチップを複数枚重ねて１つのシステムとして機能させるシステム・イン・パッケージ（Ｓｙｓｔｅｍ ｉｎ Ｐａｃｋａｇｅ、ＳｉＰ）においてチップ間配線を不要とする伝送方式として、又は、ウェハ上のＬＳＩを検査するためのプローブカードにおいて用いられる検査針（ニードル）を不要とすることによりプローブカードの寿命やプローブカードによる同時測定数を向上させる技術として、非接触通信技術に対する需要が高まっている。

近距離の非接触通信技術には、チップ内に形成されたコイル（インダクタ）間の電磁誘導に基づく通信方式、チップごとに平板を有し、チップを積層した際にチップ間に平行平板キャパシタ（容量）が形成されるようにした容量結合に基づく通信方式が含まれる。しかし、後者の方式においては、通信距離が数μｍ〜１０数μｍに制限され、複数のチップ間の伝送が困難であることから、主に前者の方式が採用されている。

図９は、従来の送受信装置の構成を示すブロック図である。図９を参照すると、送受信装置は、送信装置１１１及び受信装置１１２を備えている。送信装置１１１はデータ送信回路２０１及び送信コイル２０６を備えている。受信装置１１２は、データ受信回路２０２及び受信コイル２０７を備えている。

データ送信回路２０１は、図１０に示すように時間的に変化するパルス状の電流Ｉを送信コイル２０６に出力する。このとき、電流Ｉの時間微分ｄＩ／ｄｔに比例する誘導磁場が生じ、受信コイル２０７には図１０に示す誘導起電力がパルス電圧として生じる。

例えば、信号「０」を送信する場合には、図１０のように、まず送信コイル２０６に流れる電流を増加させて受信コイル２０７に正の電圧（誘導起電力）を発生させる。次に、送信コイル２０６に流れる電流を減少させて受信コイル２０７に負の電圧を発生させる。一方、信号「１」を送信する場合には、まず送信コイル２０６に流れる電流を減少させて受信コイル２０７に負の電圧を発生させる。次に、送信コイル２０６に流れる電流を増加させて受信コイル２０７に正の電圧を発生させる。データ受信回路２０２は、受信コイル２０７の電圧を増幅した後、これら２つのパルス状の電圧の差を検出し、デジタルデータに変換する。

非接触通信においては、デジタルデータの送信が可能であるものの、受信装置１１２において、任意のレベル（大きさ）の直流電圧を出力することが困難であるという問題がある。受信装置１１２において一定の大きさの任意の直流電圧を発生させるためには、送信装置１１１の送信コイル２０６における電流を一定の割合で単調に増加（又は減少）させなければならない。すなわち、一定のｄＩ／ｄｔを発生させる必要がある。しかしながら、送信コイル２０６に流す電流を長期間にわたって一定の割合で増加（又は減少）させるには、送信コイル２０６に強大な電流を流す必要があり、電流の駆動能力に一定の限度がある通常の送信装置１１１により、かかる強大な電流を生成することはできない。

そこで、非接触通信方式において、アナログ信号を出力させるために、次の方法が考えられる。すなわち、出力させたいアナログ信号の値をデジタルデータとして送信装置１１１から受信装置１１２へ送信し、受信装置１１２は、デジタルデータを受信した後、自身に設けられたデジタル−アナログ変換回路（非図示）を用いてアナログ信号を出力する方法である。特許文献１には、クロック周期ごとに、入力デジタル信号の「０」、「１」に応じて一定量だけ出力電圧を増減するデルタ変調方式が記載されている。

一方、デジタル−アナログ変換回路を用いることなく、直流信号を生成する方法として、例えば、特許文献２に記載されているように、受信したパルス信号を低域透過フィルタ（ローパスフィルタ）回路に通すことにより、パルス信号の直流成分を出力信号の直流信号とする方式も考えられる。

他の方法として、受信装置１１２に電圧積分回路（非図示）を設け、電圧パルスが受信装置１１２に入力される度に、電圧積分回路が出力電圧値を微小量Ｖずつ積分する方法も考えられる。ことのき、パルスをＮ回送信することによって、所望のレベルの直流電圧が受信装置１１２において得られる。このような方法の一例として、特許文献３において、受信コイルの誘導起電力を半波整流又は全波整流した後、積分回路に通す方法が記載されている。この方法によると、パルス数Ｎに比例した直流電圧を出力することができる。

特開平８−３１６９１５号公報 特開２００４−２０８１１２号公報 特開２００４−３２００８３号公報

上記特許文献１から３の全開示内容はその引用をもって本書に繰込み記載する。
以下の分析は、本発明者によってなされたものである。デジタル（バイナリ）信号からアナログ信号に変換する一般的なデジタル−アナログ変換回路や、特許文献１に記載されたデルタ変調方式は、変換回路の面積が大きく、デジタル−アナログ変換回路専用のクロックが必要であり、出力電圧のレンジが狭い（すなわち、グランドレベルから電源電圧レベルの全レンジに対応したデジタル−アナログ変換回路は困難である）等の問題がある。さらに、受信装置１１２に入力される微小な誘導起電力を、デジタル−アナログ変換回路の入力信号（すなわち、デジタル信号）に変換するための増幅回路の面積や消費電力が大きいという問題もある。

ところで、非接触通信においては、データ送信回路２０１による電流が流れていない２つの時点（図１１の時刻０及びＴ）の間におけるパルスの形状に依らず、受信装置１１２における誘導起電力Ｖの時間積分は０となる。すなわち、次式

のように、受信装置１１２における誘導起電力の時間積分はつねに０となる。このとき、誘導起電力をローパスフィルタに入力して得られるフィルタ出力電圧も０となってしまう。したがって、特許文献２に記載されているようなローパスフィルタを用いる方法においては、任意の出力レベルの直流電圧を生成することはできないという問題がある。

また、特許文献３に記載の方法によると、直流電圧値を変更する際、例えば、前回の直流電圧値よりも低い電圧に変更したい場合には、一旦直流電圧を０に戻して（リセットして）、再度パルスを入力する必要がある。したがって、別途リセット信号が必要となり、リセット信号を送受信するための送信器及び受信器が別途必要とされるという問題がある。さらに、送信強度や受信装置の増幅回路のばらつきなどによって、微小量Ｖの値が変動し、高精度な電圧値設定が困難であるという問題もある。

このように、コイル（インダクタ）やキャパシタを用いた従来の近距離非接触通信においては、任意のレベルの直流電圧を受信回路で出力することが困難であるという問題がある。また、受信装置にデジタル−アナログ変換器を設ける方法によると、変換回路の面積が大きく、出力レンジが狭く、専用のクロックやリセット信号が必要となる上、受信装置に入力される微小な誘導起電力をデジタル信号に変換するための増幅回路によって面積及び消費電力が増加する問題がある。さらに、送信強度や受信装置における増幅回路のばらつき等により、高精度な電圧値を設定することが困難であるという問題もある。

そこで、非接触通信を介して直流電圧を出力する送受信装置において、受信装置の面積及び消費電力を削減することが課題となる。また、送信電流の強度や受信回路のばらつきがある場合において、出力される直流電圧の値を補償する手段を提供することが課題となる。

本発明の第１の視点に係る受信装置は、
送信コイルによって起電力が誘起される受信コイルと、
立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流を前記送信コイルに流すことによって誘起された場合と立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長く該第１の電流とは逆方向の第２の電流を前記送信コイルに流すことによって誘起された場合とで前記起電力に対する透過特性が異なるフィルタ回路と、
前記フィルタ回路によって出力された電流を積分する積分回路と、を備えている。
すなわち、受信装置は、立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流又は立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長く該第１の電流とは逆方向の第２の電流を送信コイルに流すことによって起電力が誘起される受信コイルと、
前記受信コイルに誘起された起電力をフィルタリングするフィルタ回路と、
前記フィルタ回路によって出力された電流を積分する積分回路と、を備えている。

本発明の第２の視点に係る送信装置は、
電磁誘導によって受信コイルに起電力を誘起する送信コイルと、
立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流と立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長く該第１の電流とは逆方向の第２の電流を前記送信コイルに出力するデータ送信回路と、を備えている。

本発明の第３の視点に係るフィルタ回路は、

所定の論理閾値を有する第１のダイオードと第２のダイオードを含み、該第１のダイオードのカソードが該第２のダイオードのアノードと第１のノードに接続されるとともに、該第１のダイオードのアノードが該第２のダイオードのカソードと出力ノードに接続された双方向ダイオードと、
入力電圧と出力電圧とが等しく、入力の一方が前記出力ノードに接続されるとともに、出力が第２のノードに接続されたユニティゲインバッファと、
前記第１のノードと前記第２のノードに接続された抵抗と、を備えている。

本発明の第４の視点に係る送受信方法は、
立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流及び該第１の電流と逆符号であって立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長い第２の電流を送信コイルに出力する工程と、
前記送信コイルに出力された電流にもとづいて受信コイルに起電力が誘起される工程と、
前記第１の電流によって誘起された場合と前記第２の電流によって誘起された場合とで前記起電力に対する透過特性が異なるフィルタ回路に前記起電力を入力する工程と、
前記フィルタ回路によって出力された電流を積分する工程と、を含む。
すなわち、送受信方法は、
立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流又は該第１の電流と逆符号であって立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長い第２の電流を送信コイルに流す工程と、
前記送信コイルに出力された電流にもとづいて受信コイルに起電力が誘起される工程と、
前記受信コイルに誘起された起電力をフィルタ回路によってフィルタリングする工程と、
前記フィルタ回路によって出力された電流を積分回路によって積分する工程と、を含む。

第１の展開形態の受信装置は、前記フィルタ回路が、自身への入力電圧とその平均値との差が所定の閾値以上である場合に電流を出力することが好ましい。

第２の展開形態の受信装置は、前記フィルタ回路が、自身への入力電圧と前記積分回路の出力電圧との差が所定の閾値以上である場合に電流を出力することが好ましい。

第３の展開形態の受信装置は、前記フィルタ回路が、自身への入力電圧が所定の閾値を上回る周波数の周波数成分を含む場合に電流を出力することが好ましい。

第４の展開形態の受信装置は、前記フィルタ回路が、自身への入力電圧とその平均値との差に応じた強度の電流を出力することが好ましい。

第５の展開形態の受信装置は、前記フィルタ回路が、自身への入力電圧と前記積分回路の出力電圧との差に応じた強度の電流を出力することが好ましい。

第６の展開形態の受信装置は、前記フィルタ回路が、自身への入力電圧とその平均値との差が所定の閾値を上回った時点から所定の期間にわたって電流を出力することが好ましい。

第７の展開形態の受信装置は、前記フィルタ回路が、自身への入力電圧と前記積分回路の出力電圧との差が所定の閾値を上回った時点から所定の期間にわたって電流を出力することが好ましい。

第８の展開形態の送信装置は、前記データ送信回路が、受信したデジタルデータの値に応じて前記第１の電流又は前記第２の電流のいずれかを前記送信コイルに出力することが好ましい。

第９の展開形態の送受信装置は、上記の受信装置と上記の送信装置とを備えていることが好ましい。

第１０の展開形態の送受信装置は、
前記受信装置は、前記データ受信回路の出力電圧と所定の参照電圧とを比較するとともに、比較結果を前記送信装置に送信する比較回路を備え、
前記送信装置は、前記比較結果を受信するとともに、受信した前記比較結果に応じて前記データ送信回路によって生成される前記第１の電流、及び／又は、前記第２の電流の強度、及び／又は、パルス数を制御する制御回路を備えていることが好ましい。

第１１の展開形態の送受信装置は、前記比較回路が、前記データ送信回路により前記第１の電流又は前記第２の電流のいずれか一方の電流が所定の回数出力されたときの積分電圧値と前記参照電圧とを比較することが好ましい。

第１２の展開形態の送受信装置は、前記制御回路が、前記第１の電流又は前記第２の電流のいずれか一方の電流が前記データ送信回路によってＮ−１回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を下回るとともにＮ回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を上回ったとき、又は、該電流が前記データ送信回路によってＮ−１回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を上回るとともにＮ回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を下回ったときに、該電流の１回の出力当たりの積分電圧値の増分が前記参照電圧の絶対値をＮで除したものに等しいと推定することが好ましい。

第１３の展開形態の送受信装置は、前記制御回路が、前記データ受信回路によって出力された電圧において所定の分解能が得られない場合には、前記データ送信回路によって生成される前記第１の電流、及び／又は、前記第２の電流量を削減することが好ましい。

第１４の展開形態のフィルタ回路は、前記入力ノードと前記第１のノードに接続されたキャパシタをさらに備えていることが好ましい。

第１５の展開形態の送受信方法は、
前記積分回路によって出力された電圧と所定の参照電圧との比較を行う工程と、
前記比較の結果に応じて前記第１の電流、及び／又は、前記第２の電流の強度、及び／又は、パルス数を制御する工程と、を含むことが好ましい。

本発明により、受信装置において微小な誘導起電力をデジタル信号に変換する増幅回路が不要となる。したがって、受信装置の面積や消費電力が削減される。

また、すべての回路が非同期で動作することにより、受信装置において入力データをサンプリングするための同期（クロック）信号も不要となる。さらに、積分回路の出力電圧を加算するだけでなく、減算することもできるため、従来技術のようにリセット信号を用いなくても、減算によって以前の出力電圧よりも低い出力電圧を生成することもできる。

また、入力バイアスが常に出力バイアスとなっている両極性ダイオードを用いたフィルタ回路を用いることにより、グランドから電源電圧まで広い出力レンジが得られる。

さらに、比較回路を備えた構成により、送信電流の強度や受信回路のばらつきがある場合であっても出力される直流電圧の値を補償することができる。

本発明の第１の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施例に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施例に係る送受信装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第１の実施例に係る送受信装置におけるフィルタ回路及び積分回路の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施例に係る送受信装置におけるフィルタ回路及び積分回路の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第１の実施例に係る送受信装置におけるフィルタ回路及び積分回路の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第２の実施例に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施例に係る送受信装置の動作を示すタイミングチャートである。 従来の送受信装置の構成を示すブロック図である。 従来の送受信装置の動作を示すタイミングチャートである。 従来の送受信装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第１の実施例に係る送信装置におけるデータ送信回路の構成を示す回路図である。

本発明の実施形態に係る受信装置について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。

図１を参照すると、受信装置１２は、受信コイル１０７、フィルタ回路１０４及び積分回路１０５を備えている。受信コイル１０７には、送信コイル１０６によって起電力が誘起される。フィルタ回路１０４は、立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流を前記送信コイルに流すことによって誘起された場合と立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長く該第１の電流とは逆方向の第２の電流を前記送信コイルに流すことによって誘起された場合とで前記起電力に対する透過特性が異なる。積分回路１０５は、フィルタ回路１０４によって出力された電流を積分する。

本発明の第１の実施例に係る送受信装置について図面を参照して説明する。

図２は、本発明の第１の実施例に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。図２を参照すると、送受信装置は送信装置１１及び受信装置１２を備えている。送信装置１１は、データ送信回路１０１及び送信コイル１０６を備えている。受信装置１２は、データ受信回路１０２及び受信コイル１０７を備えている。

データ送信回路１０１は、送信すべきデジタルデータを受信し、受信したデジタルデータの値に応じて送信コイル１０６に電流を出力する。データ受信回路１０２は、受信したデータに応じて直流電圧を出力する。データ受信回路１０２は、増幅回路１０３、フィルタ回路１０４及び積分回路１０５を備えている。

図３は、本実施例に係る送受信装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。まず、データ送信回路１０１は、入力されるデジタルデータに応じて、第１の電流又は第２の電流のいずれかを選択する。ここで、第１の電流は、立ち上がり時間が短く、電流の時間微分ｄＩ／ｄｔが大きい第１の期間と、立ち下がり時間が長く、ｄＩ／ｄｔの絶対値が小さい第２の期間において正方向に流れる電流である。一方、第２の電流は、立ち上がり時間が長い第２の期間と、立ち下がり時間が短い第１の期間と、立ち上がり時間が長い第２の期間において負方向に流れる電流である。データ送信回路１０１によって選択された第１の電流又は第２の電流は、送信コイル１０６に流され、電磁誘導によって誘導磁場が発生する。

誘導磁場によって、受信コイル１０７には誘導起電力が発生する。図３に示すように、第１の電流によって発生する誘導起電力は、第１の期間における電流のｄＩ／ｄｔに応じた高い（絶対値の大きい）正電圧と、第２の期間における電流のｄＩ／ｄｔに応じた低い（絶対値の小さい）負電圧とからなる。一方、第２の電流によって発生する誘導起電力は、第１の期間における電流のｄＩ／ｄｔに応じた高い（絶対値の大きい）負電圧と、第２の期間における電流のｄＩ／ｄｔに応じた低い（絶対値の小さい）正電圧とからなる。

増幅回路１０３は、この誘導起電力を増幅して出力する。フィルタ回路１０４は、増幅回路１０３によって出力された電圧と、その平均電圧との差が一定値以上のときに限り、電流を出力する。第１の電流の場合には、フィルタ回路１０４は、平均電圧との差が小さい負電圧を遮断し、正電圧の一部のみを通過させる。一方、第２の電流の場合には、フィルタ回路１０４は、平均電圧との差が小さい正電圧を遮断し、負電圧の一部のみを通過させる。

積分回路１０５は、フィルタ回路１０４によって出力された電流を積分する。第１の電流に基づくフィルタ回路１０４の出力電流が１回入力された場合に、積分回路１０５は、出力電圧を微小量Ｖｐだけ増加させる。一方、第２の電流に基づくフィルタ回路１０４の出力電流が１回入力された場合に、積分回路１０５は、出力電圧を微小量Ｖｍだけ減少させる。

図４は、本実施例に係る送受信装置におけるフィルタ回路１０４及び積分回路１０５の構成を示すブロック図である。図４を参照すると、フィルタ回路１０４は、キャパシタ３０１、双方向ダイオード３０２、ユニティゲインバッファ３０３、抵抗３０４を備えている。双方向ダイオード３０２は、論理閾値Ｖｄを有する２個のダイオードのアノード側とカソード側を互いに逆に短絡して構成される。ユニティゲインバッファ３０３においては、入力電圧と出力電圧とがつねに等しい。

図５及び図６は、フィルタ回路１０４及び積分回路１０５の動作を示すタイミングチャートである。フィルタ回路１０４は、増幅回路１０３の出力電圧のうち絶対値が一定値以下のものを遮断する。入力電圧が出力電圧に比べダイオードの論理閾値以上高い場合には、フィルタ回路１０４において入力から出力へ正方向の電流が流れる（図５）。一方、入力電圧が出力電圧に比べダイオードの論理閾値以上低い場合には、フィルタ回路において出力から入力に向けて負方向の電流が流れる（図６）。さらに、入力電圧と出力電圧との電圧差がダイオードの論理閾値以下である場合には、フィルタ回路１０４において電流は流れない。

キャパシタ３０１とユニティゲインバッファ３０３と抵抗３０４は、バイアス変換回路を形成する。フィルタ回路１０４の出力電圧がＶｏｕｔのとき、入力信号の電圧が、入力信号の平均電圧からΔＶｘ高い電圧のときには、キャパシタ３０１の出力ＶｃはＶｏｕｔ＋ΔＶｘとなる。次に、出力Ｖｏｕｔが入力Ｖｃに比べＶｄ以上低い、つまりΔＶｘ＞Ｖｄであると、双方向ダイオード３０２には入力から出力に向けて正方向に電流が流れ、積分回路１０５により、出力Ｖｏｕｔが増加する。また、出力Ｖｏｕｔが入力Ｖｃに比べＶｄ以上高い、つまりΔＶｘ＜−Ｖｄであると、双方向ダイオード３０２には出力から入力に向けて正方向に電流が流れ、積分回路１０５により、出力Ｖｏｕｔが減少する。一方、ＶｏｕｔとＶｃとの電圧差がＶｄ以下である場合、双方向ダイオード３０２には電流が流れない。フィルタ回路１０４の特徴は、出力電流が出力電圧の値に依存せず、ＶｄとΔＶｘのみによって決まる点にある。

なお、フィルタ回路１０４は、キャパシタ３０１を有さない構成としてもよい。この場合には、フィルタ回路１０４は自身への入力電圧と積分回路１０５の出力電圧との差がダイオードの論理閾値以上であるときに電流を出力する。

フィルタ回路１０４を用いることにより、第１の電流が１回入力されたときのＶｐや、第２の電流が１回入力されたときのＶｍはＶｏｕｔによらない一定値となる。したがって、第１の電流をＮ回入力、第２の電流をＭ回入力した場合、Ｖｏｕｔは、Ｎ＊Ｖｐ−Ｍ＊Ｖｍだけ増加する。

本実施例に係る送受信装置により、データ受信回路１０２に入力される微小な誘導起電力をデジタル変換することなく、簡単な増幅とフィルタ処理のみによって、出力電圧を増減することができる。したがって、データ受信回路１０２の面積及び消費電力を削減することができる。また、データ受信回路１０２においては、データをサンプリングする同期クロック信号が不要であるため、クロックを別途入力する煩雑さも解消される。さらに、２種類の送信電流（第１の電流及び第２の電流）を用いることによって、積分回路の出力信号レベルを加算するのみならず、減算することもできる。したがって、従来の送受信装置のようにリセット信号を用いることなく、以前のＶｏｕｔよりも低いＶｏｕｔを減算によって生成することができる。

図１２に、一例として、本実施例に係る送信装置１１のデータ送信回路１０１を示す。第１の電流及び第２の電流を生成するには、次の方法を用いることができる。図１２を参照すると、Ｈブリッジ型電流駆動回路６０２の入力ドライバ６０３、６０４におけるＰＭＯＳの駆動力を高くするとともに、ＮＭＯＳの駆動力を小さくすることによって、入力ドライバ６０３、６０４におけるＰＭＯＳがオンとなる第１の期間においては立ち上がり又は立ち上がり電流遷移時間を短くするとともに、入力ドライバ６０３、６０４のＮＭＯＳがオンとなる第２の期間においては立ち上がり又は立ち上がり電流遷移時間を長くすることができる。

本発明の第２の実施例に係る送受信装置について、図面を参照して説明する。第１の実施例において、第１の電流が１回入力されたときの出力電圧の上昇Ｖｐは、通信距離や双方向ダイオード３０２の論理閾値Ｖｄのばらつきによって変化する。第２の電流が１回入力されたときの出力電圧の下降Ｖｍについても同様である。したがって、その変化を補正し、常に意図した出力電圧を提供できるように補償手段を提供する必要がある。

本実施例の送受信装置は、かかる補償手段を提供する。図７は、本実施例に係る送受信装置の構成を示すブロック図である。図７を参照すると、送受信装置は、送信装置２１及び受信装置２２を備えている。送信装置２１は、データ送信回路１０１、送信コイル１０６、受信コイル１１７、比較結果受信回路５０３及び制御回路５０４を備えている。受信装置２２は、データ受信回路１０２、受信コイル１０７、比較回路５０１、比較結果送信回路５０２及び送信コイル１１６を備えている。

データ送信回路１０１及びデータ受信回路１０２は、上記第１の実施例に係る送受信装置におけるもの（図２）と同様である。比較回路５０１は、データ受信回路１０２の出力電圧と、所定の参照電圧Ｖｒｅｆとを比較する。比較結果送信回路５０２は、比較回路５０１による比較結果を送信装置２１にフィードバックする。制御回路５０４は、比較結果に応じてデータ送信回路１０１の通信強度及び送信パルス数を制御する。ここで、参照電圧Ｖｒｅｆは、グランドから電源電圧までの範囲内の適当な値を受信装置２２の内部で発生させてもよいし、受信装置２２の外部から入力するようにしてもよい。

図８は、本実施例に係る送受信装置の動作を示すタイミングチャートである。まず、出力電圧Ｖｏｕｔを最低レベル（例えば０）に設定する。これは、第２の電流を適当な回数出力することによって実現し得る。次に、第１の電流を１回ずつ入力し、データ受信回路１０２の出力結果Ｖｏｕｔと、参照電圧Ｖｒｅｆとを比較し、比較結果を制御回路５０４に送信する。

第１の電流をＮｒ−１回入力した場合にはデータ受信回路１０２の出力結果が参照電圧Ｖｒｅｆを下回り、第１の電流をＮｒ回入力した場合にはデータ受信回路１０２の出力結果が参照電圧Ｖｒｅｆを上回ったとき、制御回路５０４は、参照電圧Ｖｒｅｆと第１の電流が１回入力されたときの出力電圧の上昇Ｖｐとの関係がＶｐ＝Ｖｒｅｆ／Ｎｒであると推定する。

同様にして、制御回路５０４は、Ｖｍの値も推定することができる。まず、データ受信回路１０２の出力結果Ｖｏｕｔを最高レベル（例えば、電源電圧Ｖｄｄ）に設定する。これは、第１の電流を適当な回数出力することによって実現し得る。次に、第２の電流を１回ずつ入力し、受信回路の出力結果と参照電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その結果を制御回路５０４に送信する。

第２の電流をＮｆ−１回入力した場合には受信回路の出力結果が参照電圧Ｖｒｅｆを上回り、第２の電流をＮｆ回入力した場合には受信回路の出力結果が参照電圧を下回ったとき、制御回路５０４は、参照電圧Ｖｒｅｆと第２の送信電流波形が１回入力されたときの出力電圧の減少Ｖｍとの関係はＶｐ＝（Ｖｄｄ−Ｖｒｅｆ）／Ｎｆであると推定する。

また、データ受信回路１０２の出力電圧を所定の値Ｖｏに設定したい場合には、制御回路５０４は、上述のようにして推定したＶｐ及びＶｍ、並びに、次式
Ｖｏ＝（第１の電流の入力回数）＊Ｖｐ−（第２の電流の入力回数）＊Ｖｍ
に基づいて第１の電流の入力回数及び第２の電流の入力回数を決定する。

また、Ｖｐ及びＶｍの値が大きすぎることによって、出力電圧Ｖｏｕｔにおいて期待する電圧分解能が得られない場合には、データ送信回路１０１の送信電流の強度を低下させることにより、Ｖｐ及びＶｍの値を小さくすることができる。ここで、送信電流を下げたときのＶｐ及びＶｍの値は、送信電流を下げた後に、再度、上述の補正を行うことによって算出することができる。データ送信回路１０１の送信電流を下げる方法として、データ送信回路１０１の電源電圧を下げる方法、又はデータ送信回路１０１を駆動するトランジスタの大きさを調整して駆動電流を切り替える方法等が考えられる。以上により、データ受信回路１０２の出力電圧の電圧分解能を向上させることができる。

本実施例に係る送受信装置によって、送信電流の強度やデータ受信回路１０２のばらつきが生じた場合においても、データ受信回路１０２の出力電圧の値を正しく制御することができる。さらに、本実施例に係る送受信装置は、データ受信回路１０２において補正回路を必要としないため、回路構成が簡易である上、データ受信回路１０２の面積の増加も防ぐことができる。また、比較回路５０１及び比較結果送信回路５０２もクロックを用いない非同期回路とするできるため、受信装置２２においてクロック信号及びリセット信号が不要となる。

なお、本発明が上記各実施例に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施例は適宜変更され得ることは明らかである。

１１、２１、１１１ 送信装置
１２、２２、１１２ 受信装置
１０１、２０１ データ送信回路
１０２、２０２ データ受信回路
１０３ 増幅回路
１０４ フィルタ回路
１０５ 積分回路
１０６、１１６、２０６ 送信コイル
１０７、１１７、２０７ 受信コイル
３０１ キャパシタ
３０２ 双方向ダイオード
３０３ ユニティゲインバッファ
３０４ 抵抗
５０１ 比較回路
５０２ 比較結果送信回路
５０３ 比較結果受信回路
５０４、６０１ 制御回路
６０２ Ｈブリッジ型電流駆動回路
６０３、６０４ 入力ドライバ

Claims (19)

1. 立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流又は立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長く該第１の電流とは逆方向の第２の電流を送信コイルに流すことによって起電力が誘起される受信コイルと、
   前記受信コイルに誘起された起電力をフィルタリングするフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路によって出力された電流を積分する積分回路と、を備えていることを特徴とする受信装置。
2. 前記フィルタ回路は、自身への入力電圧とその平均値との差が所定の閾値以上である場合に電流を出力することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
3. 前記フィルタ回路は、自身への入力電圧と前記積分回路の出力電圧との差が所定の閾値以上である場合に電流を出力することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
4. 前記フィルタ回路は、自身への入力電圧が所定の閾値を上回る周波数の周波数成分を含む場合に電流を出力することを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
5. 前記フィルタ回路は、自身への入力電圧とその平均値との差に応じた強度の電流を出力することを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の受信装置。
6. 前記フィルタ回路は、自身への入力電圧と前記積分回路の出力電圧との差に応じた強度の電流を出力することを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の受信装置。
7. 前記フィルタ回路は、自身への入力電圧とその平均値との差が所定の閾値を上回った時点から所定の期間にわたって電流を出力することを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の受信装置。
8. 前記フィルタ回路は、自身への入力電圧と前記積分回路の出力電圧との差が所定の閾値を上回った時点から所定の期間にわたって電流を出力することを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の受信装置。
9. 電磁誘導によって受信コイルに起電力を誘起する送信コイルと、
   立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流と立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長く該第１の電流とは逆方向の第２の電流を前記送信コイルに出力するデータ送信回路と、を備えていることを特徴とする送信装置。
10. 前記データ送信回路は、受信したデジタルデータの値に応じて前記第１の電流又は前記第２の電流のいずれかを前記送信コイルに出力することを特徴とする、請求項９に記載の送信装置。
11. 請求項１乃至８のいずれか１項に記載の受信装置と、
    請求項９又は１０に記載の送信装置と、を備えていることを特徴とする送受信装置。
12. 前記受信装置は、前記データ受信回路の出力電圧と所定の参照電圧とを比較するとともに、比較結果を前記送信装置に送信する比較回路を備え、
    前記送信装置は、前記比較結果を受信するとともに、受信した前記比較結果に応じて前記データ送信回路によって生成される前記第１の電流、及び／又は、前記第２の電流の強度、及び／又は、パルス数を制御する制御回路を備えていることを特徴とする、請求項１１に記載の送受信装置。
13. 前記比較回路は、前記データ送信回路により前記第１の電流又は前記第２の電流のいずれか一方の電流が所定の回数出力されたときの積分電圧値と前記参照電圧とを比較することを特徴とする、請求項１２に記載の送受信装置。
14. 前記制御回路は、前記第１の電流又は前記第２の電流のいずれか一方の電流が前記データ送信回路によってＮ−１回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を下回るとともにＮ回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を上回ったとき、又は、該電流が前記データ送信回路によってＮ−１回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を上回るとともにＮ回出力された場合における積分電圧値が前記参照電圧を下回ったときに、該電流の１回の出力当たりの積分電圧値の増分が前記参照電圧の絶対値をＮで除したものに等しいと推定することを特徴とする、請求項１２又は１３に記載の送受信装置。
15. 前記制御回路は、前記データ受信回路によって出力された電圧において所定の分解能が得られない場合には、前記データ送信回路によって生成される前記第１の電流、及び／又は、前記第２の電流量を削減することを特徴とする、請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載の送受信装置。
16. 所定の論理閾値を有する第１のダイオードと第２のダイオードを含み、該第１のダイオードのカソードが該第２のダイオードのアノードと第１のノードに接続されるとともに、該第１のダイオードのアノードが該第２のダイオードのカソードと出力ノードに接続された双方向ダイオードと、
    入力電圧と出力電圧とが等しく、入力の一方が前記出力ノードに接続されるとともに、出力が第２のノードに接続されたユニティゲインバッファと、
    前記第１のノードと前記第２のノードに接続された抵抗と、を備えていることを特徴とするフィルタ回路。
17. 前記入力ノードと前記第１のノードに接続されたキャパシタをさらに備えていることを特徴とする、請求項１６に記載のフィルタ回路。
18. 立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも短い第１の電流又は該第１の電流と逆符号であって立ち上がり時間が立ち下がり時間よりも長い第２の電流を送信コイルに流す工程と、
    前記送信コイルに出力された電流にもとづいて受信コイルに起電力が誘起される工程と、
    前記受信コイルに誘起された起電力をフィルタ回路によってフィルタリングする工程と、
    前記フィルタ回路によって出力された電流を積分回路によって積分する工程と、を含むことを特徴とする送受信方法。
19. 前記積分回路によって出力された電圧と所定の参照電圧との比較を行う工程と、
    前記比較の結果に応じて前記第１の電流、及び／又は，前記第２の電流の強度、及び／又は、パルス数を制御する工程と、を含むことを特徴とする、請求項１８に記載の送受信方法。

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