JPWO2007023917A1 - 無線通信方法および受信機 - Google Patents
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Abstract
【課題】 OFDM通信方式において、セクタのエッジ付近であっても、伝搬路の推定を高精度で行なうと共に、MIMO受信ができない端末が存在しても、システム全体の通信性能が劣化しないようなプリアンブルパターンを生成および送信する。【解決手段】 OFDM通信方式による無線通信方法であって、任意の一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交すると共に、各符号列の成分の一部が相互に直交するように各符号列を生成し、単一あるいは複数のアンテナを用いて単一系統のデータ通信を行なう場合と複数のアンテナを用いて複数系統のデータ通信を行なう場合において、生成した各符号列を同一の方法によりサブキャリアに割り当てて、それぞれのセクタ内に存在する移動局装置へシンボルを送信する。【選択図】 図9
Description
本発明は、OFDM通信方式において伝搬路の推定を高精度で行なうこと、およびMIMO使用時に他のセクタへの影響を抑えることができる無線通信方法および受信機に関する。
従来から、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)を用いる通信システムであって、各基地局が同じ周波数帯を使用するセルラ方式、さらに各基地局はいくつかのセクタを持ち、同様に全セクタが同一の周波数帯を使用する通信システムが知られている。このような通信システムでは、セクタ間は同一の基地局が制御しているため、基地局から移動局への通信は全てのセクタで同期しているものと考えられる。そのため、OFDMでは必要である、伝搬路を推定するための伝搬路推定シンボル(CEシンボル:Channel Estimate)は同一のタイミングで送信されるため、移動局では伝搬路を推定できるたけではなく、このシンボルをどのセクタから送信されたシンボルであるかを識別し、さらには、どのセクタからの電波の精度が高いかを測定できるようになっていることが望ましいと考えられる。
図16に基地局が制御するセクタ数が3つの場合の伝搬路推定用シンボルに使用する符号について示す。図16において、1つの四角形が各サブキャリアの符号であるとする。OFDM送信機内の複素IFFT(Inverse Fourier Transform)入力に「1」は「1+0j」を、「−1」は「−1+0j」を入力して、伝搬路推定用のシンボルを作成することを示している。
図16に示したパターンは4つの符号で構成される符号列をセクタ毎にサブキャリアに繰り返し割り当てる構成となっている。すなわち、セクタ1では(1,1,1,1)、セクタ2では(1,−1,−1,1)、セクタ3では(1,1,−1,−1)となっており、それぞれが直交符号(各符号語を乗算し、総加算すると0になる)となっている。
図17にこの符号を識別し、さらには、接続したいセクタとの伝搬路を推定することが可能な、受信機のブロック構成を示す。また、図18は図17の相関演算部の詳細な構成を示すブロック図である。図17および図18に沿って、基本的な伝搬路の推定方法を示す。図17において、受信されたOFDM信号にシンボル同期が取られ、OFDMシンボル中からFFTに必要なポイント数のデータがFFT部(Fast Fourier Transform)101に入力され、FFTが施される。FFTされたデータは、そのシンボルがCEの場合、相関演算部102_1から102_3に入力される。ここで、この相関演算部が3個あるのは、ここで仮定しているシステムが3セクタであるため、3種類の信号を識別する必要があるためである。
各相関演算部102_1から102_3では、それぞれのセクタのパターンにより相関検出が施される。この詳細について図18を用いて説明する。FFT部101の出力中、サブキャリア数分のデータが入力される。セクタを識別するための符号を4つの直交符号としているため、相関は4サブキャリア毎に計算される。ここで、伝送に用いるサブキャリア総数を4N本とすると、1つの相関演算部にはN個の相関部150_1〜150_3(図18中の四角形で囲まれた部分)が必要となる。
1つの相関部ではFFTの出力中f4k−3、f4k−2、f4k−1、f4k(kは1からNの自然数)が入力される。ここで、fxはx番目のキャリアのFFT出力を複素数で表したものであり、f4k−3の場合は、4k−3番目のサブキャリアの出力である。このグルーピングは直交系をなすように割り当てられた4本のサブキャリアが選択される。これらのデータに送信系で用いられた符号の複素共役信号が乗算部121_1から121_4において乗ぜられる。ここで、Sector符号1は、メモリ120_1に、Sector符号2は、メモリ120_2に、Sector符号3は、メモリ120_3に、Sector符号4は、メモリ120_4にそれぞれ記憶されている。
例えば、セクタ1の相関を検出する場合、120_1から120_4にすべて1がセットされ、セクタ2の場合は120_1および120_4に1、120_2および120_3に−1がセットされる。そして、それらが和演算部122で加算される。この信号をFmとし(Fmは複素数、mは1からNの自然数)、Fmをセレクト部103に出力する一方、絶対値演算部123において、Fmの絶対値が演算される。その後、和演算部124において全てのmについて加算し、セクタ選択部104に出力される。
受信OFDM信号は信号が1つの基地局からのみの場合、セクタ選択部104に出力されるデータは102_1から102_3のうち、1つだけが大きな値をとり、その他は小さな値となる。これは、符号が直交しているためであり、伝搬路が4本のサブキャリア内で大きく変動しない限り、この関係は保たれる。
そこで、セクタ選択部104では最大出力となった、相関演算部102_1から102_3のデータを送信セクタと決定し、選択されたセクタに対応する相関演算部で求めたFmを伝搬路推定部105にセレクト部103を介して入力する。
伝搬路推定部105では入力されたFmをもとに各サブキャリアの伝搬路を推定する。ここでは、先にも示したようにFmを算出するために使用した4本のサブキャリア内での伝搬路変動は一定としているため、f4m−3からf4mの伝搬路はFm/4と推定される。
こうして得られた伝搬路情報を元にデータを復調する。FFT部101に入力されたデータOFDMシンボルはFFTが施され、伝搬路補償部106に入力される。伝搬路補償部106ではサブキャリア毎に、先に求めた伝搬路推定値の複素共役信号を乗ずることで、伝搬路が補償される。そして、伝搬路補償されたデータがデータ復調部107に入力され、送信データが復調される。
特表2006−500864号公報
"3GPP R1−050589 NTT DoCoMo"
しかしながら、昨今の通信システムではMIMO(Multi−Input Multi−Output)を導入し、システムのスループットの向上を図ることが必要不可欠である。図19に2×2MIMO(送信から2系列のデータを同時に送信し、受信側でも系統の受信系により処理する)を想定した場合の、プリアンブルパターンを示す。図19で、白色の四角形はアンテナ1からのみの送信、網掛けがされた四角形はアンテナ2からのみの送信になる。この図19に示すように、プリアンブルを設定すれば、アンテナ毎にセクタ間でも直交性を保つことができ、また、伝搬路推定も8サブキャリア間隔で可能になる。
ただし、この例のパターンでは、図16に示したパターンと、サブキャリア毎で異なるため、全ての移動端末がMIMO受信可能であることと、さらには何かの手段であらかじめMIMOを用いて送信が行なわれていることを認識していることが必要となる。MIMO受信ができない端末も実システム上は低消費電力の観点から無視すべきものではなく、このような端末が存在しても、システムが正常に動作することが望ましい。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、OFDM通信方式において、セクタのエッジ付近であっても、伝搬路の推定を高精度で行なうことができ、かつ、MIMO受信ができない端末が存在しても、システム全体の通信性能が劣化しないようなプリアンブルパターンを生成および送信する無線通信方法およびそのプリアンブルパターンを受信する受信機を提供することを目的とする。
(1)上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明に係る無線通信方法は、複数のセクタを制御し、いずれかのセクタ内に存在する移動局装置との間でOFDM通信方式により無線通信を行なう基地局装置の無線通信方法であって、任意の一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交すると共に、前記各符号列の成分の一部が相互に直交するように前記各符号列を生成し、単一あるいは複数のアンテナを用いて単一系統のデータ通信を行なう場合と複数のアンテナを用いて複数系統のデータ通信を行なう場合において、前記生成した各符号列を同一の方法によりサブキャリアに割り当てて、それぞれのセクタ内に存在する移動局装置へシンボルを送信することを特徴としている。
このように、基地局装置が制御する、任意の一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交するのみならず、各符号列の成分の一部が相互に直交するので、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。また、このような符号を使用することにより、受信側では相関を検出することでMIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(2)また、本発明に係る無線通信方法は、最大使用アンテナ数がM(Mは自然数)以下の系統のデータ通信を行なうMIMOを使用可能であって、複数のセクタを制御し、いずれかのセクタ内に存在する移動局装置との間でOFDM通信方式により無線通信を行なう基地局装置の無線通信方法であって、前記すべてのセクタのうち、任意の一つのセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列Caを、Ca=(A1,A2,・・・,An)(nは自然数で符号長を表わす)と表わし、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列Cbを、Cb=(B1,B2,・・・,Bn)(nは自然数で符号長を表わす)と表わしたとき、(A1,A2,・・・,An)と(B1,B2,・・・,Bn)とが直交し、かつ、Rおよびkを、1≦R≦M、0≦k<n/Mを満たす整数として、前記符号列Caの成分の一部を、(AR,・・・,A(k×M+R),・・・)と表わし、前記符号列Cbの成分の一部を、(BR,・・・,B(k×M+R),・・・)と表わしたとき、(AR,・・・,A(k×M+R),・・・)と(BR,・・・,B(k×M+R),・・・)とが直交する符号列CaおよびCbを生成し、m(mはMの約数)系統のMIMOを使用する際に、伝搬路推定用のサブキャリア番号をkとした場合、(k mod M)mod m により分類される伝搬路推定用のサブキャリア毎に前記符号列CaおよびCbを、伝搬路推定用のサブキャリア数に対して割り当てて、同じアンテナからシンボルを送信することを特徴としている。
このように、基地局装置が制御する、任意の一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交するのみならず、各符号列の成分の一部が相互に直交するので、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。また、このような符号を使用することにより、受信側では相関を検出することでMIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(3)また、本発明に係る無線通信方法において、伝搬路推定用のサブキャリアの本数N(Nは自然数)に対して、符号列の組み合わせをN/n回繰り返し割り当てて、同じアンテナからシンボルを送信することを特徴としている。
この構成により、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。また、このような符号を使用することにより、受信側では相関を検出することでMIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(4)また、本発明に係る無線通信方法において、伝搬路推定用のサブキャリアの本数N(Nは自然数)に対して、異なる符号列の組み合わせを割り当てて、同じアンテナからシンボルを送信することを特徴としている。
この構成により、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。また、このような符号を使用することにより、受信側では相関を検出することでMIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(5)また、本発明に係る無線通信方法は、それぞれのセクタ内に存在する移動局装置に対し、一パケット内で複数回シンボルを異なるアンテナの組み合わせに割り当てて送信することを特徴としている。
このように、一パケット内で複数回シンボルを送信するので、符号列を時間方向に拡張することができ、サブキャリア間隔における大きな周波数変動が生じても伝搬路の推定制度を維持・向上させることが可能となる。
(6)また、本発明に係る無線通信方法は、nは自然数で前記符号列CaおよびCbの符号長を表わすものとし、前記符号列CaおよびCbをM分割した各分割符号列の間に、(A1,・・・,A(n/M))と(B1,・・・,B(n/M))とが直交し、(A(n/M)+1,・・・,A(2n/M))と(B(n/M)+1,・・・,B(2n/M))とが直交し、・・・、(A((M−1)×n/M+1),・・・,A(n))と(B((M−1)×n/M+1),・・・,B(n))とが直交する、というすべての関係を満たす符号列CaおよびCbを生成することを特徴としている。
このように、符号列CaおよびCb間のすべての成分について直交関係が成立すると共に、M個の連続する成分同士も直交関係が成立するので、連続するサブキャリアにおいて平均伝搬路特性を推定することが可能となる。さらに、周波数方向における伝搬路変動からの影響を受けにくくなり、伝搬路の推定制度を向上させることが可能となる。
(7)また、本発明に係る無線通信方法は、任意の2つのセクタを隣接セクタとすることを特徴としている。
この構成により、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。また、このような符号を使用することにより、受信側では相関を検出することでMIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(8)また、本発明に係る無線通信方法において、相互に隣接する3つのセクタを制御し、各セクタで伝搬路を推定するために使用する符号列が、それぞれ、(1,1,1,1,1,1,1,1,)、(1,1,−1,−1,−1,−1,1,1,)、および(1、−1,1、−1、−1,1、−1,1)、であることを特徴としている。
このように、各符号列のすべての成分について直交関係が成立すると共に、4個の連続する成分同士も直交関係が成立するので、連続するサブキャリアにおいて平均伝搬路特性を推定することが可能となる。さらに、周波数方向における伝搬路変動からの影響を受けにくくなり、伝搬路の推定制度を向上させることが可能となる。
(9)また、本発明に係る無線通信方法は、MIMO通信を行なう場合において、伝搬路推定用の符号列とデータとをサブキャリアに配置する場合、単一のデータ用サブキャリアの両端に存在する伝搬路推定用のサブキャリアのいずれか一方と、前記単一のデータ用サブキャリアとを同一のアンテナから送信し、または、連続する複数のデータ用サブキャリア群の両端に存在する伝搬路推定用のサブキャリアのいずれか一方と、前記連続する複数のデータ用サブキャリア群とを同一のアンテナから送信することを特徴としている。
このように、単一のデータ用サブキャリアの両端に存在する伝搬路推定用のサブキャリアのいずれか一方と、前記単一のデータ用サブキャリアとを同一のアンテナから送信し、または、連続する複数のデータ用サブキャリア群の両端に存在する伝搬路推定用のサブキャリアのいずれか一方と、前記連続する複数のデータ用サブキャリア群とを同一のアンテナから送信するので、通信相手がSISOのみに対応した通信装置であっても、通信相手においてデータを復調することが可能となる。例えば、データ部分に「MIMO」による送信であることを示す情報を含ませることによって、SISOのみに対応した通信装置は最初に受信したスロットからMIMO送信であることを把握することができる。そして、それ以降のスロットは復調動作を止めることができるので、SISOのみに対応した通信装置の電力を節約することが可能となる。
(10)また、本発明に係る受信機は、OFDM通信方式で送信されたデータを受信する受信機であって、受信したシンボルを高速フーリエ変換して各サブキャリアの複素情報を算出し、サブキャリア毎の複素情報を符号列が割り当てられたサブキャリア群に分割して出力するFFT部と、伝搬路推定用のサブキャリアに割り当てられた1符号列長の範囲において、最大アンテナ数の場合に異なるアンテナで送信されるサブキャリアの組ごとに、それぞれ対応する符号列により相関演算を行ない、上記組に対して相関演算結果の自己相関および相互相関を用いてMIMO送信の判定を行なう判定部と、を備えることを特徴としている。
このように、伝搬路推定用のサブキャリアに割り当てられた1符号列長の範囲において、最大アンテナ数の場合に異なるアンテナで送信されるサブキャリアの組ごとに、それぞれ対応する符号列により相関演算を行ない、上記組に対して相関演算結果の自己相関および相互相関を用いてMIMO送信の判定を行なうので、直交性を損なうことなく、隣接するセクタからの影響を受けずに伝搬路の推定を行なうことが可能となる。また、MIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(11)また、本発明に係る受信機において、前記判定部は、1符合長の範囲において組ごとに行なった相関演算結果の自己相関値及び相互相関値を、複数の符号長の範囲において積分することを特徴としている。
このように、1符合長の範囲において組ごとに行なった相関演算結果の自己相関値及び相互相関値を、複数の符号長の範囲において積分するので、直交性を損なうことなく、隣接するセクタからの影響を受けずに伝搬路の推定を行なうことが可能となる。また、MIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(12)また、本発明に係る受信機において、前記判定部は、積分する複数の符号長の範囲を受信機に割り当てられる最小のサブキャリア数の範囲とすることを特徴としている。
このように、積分する複数の符号長の範囲を受信機に割り当てられる最小のサブキャリア数の範囲とするので、直交性を損なうことなく、隣接するセクタからの影響を受けずに伝搬路の推定を行なうことが可能となる。また、MIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(13)また、本発明に係る受信機において、前記判定部は、積分する複数の符号長の範囲を通信帯域全体とすることを特徴としている。
このように、積分する複数の符号長の範囲を通信帯域全体とするので、直交性を損なうことなく、隣接するセクタからの影響を受けずに伝搬路の推定を行なうことが可能となる。
(14)また、本発明に係る受信機は、隣接セクタに対してもMIMO送信を判定し、符号列に対する相関演算方法を変更することを特徴としている。
このように、隣接セクタに対してもMIMO送信を判定し、符号列に対する相関演算方法を変更するので、直交性を損なうことなく、隣接するセクタからの影響を受けずに伝搬路の推定を行なうことが可能となる。
(15)また、本発明に係る移動局装置は、請求項10から請求項14のいずれかに記載の受信機を備えることを特徴としている。
本発明に係る移動局装置によれば、伝搬路推定用のサブキャリアに割り当てられた1符号列長の範囲において、最大アンテナ数の場合に異なるアンテナで送信されるサブキャリアの組ごとに、それぞれ対応する符号列により相関演算を行ない、上記組に対して相関演算結果の自己相関および相互相関を用いてMIMO送信の判定を行なうので、直交性を損なうことなく、隣接するセクタからの影響を受けずに伝搬路の推定を行なうことが可能となる。また、MIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
(16)また、本発明に係る基地局装置は、複数のセクタを制御し、いずれかのセクタ内に存在する請求項14記載の移動局装置との間でOFDM通信方式により無線通信を行なう基地局装置であって、隣接するいずれか一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交すると共に、前記各符号列の成分の一部が相互に直交するように前記各符号列を生成する符号列生成部と、前記生成した各符号列をサブキャリアに割り当てて、それぞれのセクタ内に存在する請求項15記載の移動局装置へシンボルを送信する送信部と、を備えることを特徴としている。
本発明に係る基地局装置によれば、隣接するいずれか一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交するのみならず、各符号列の成分の一部が相互に直交するので、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。
(17)また、本発明に係る無線通信システムによれば、請求項15記載の移動局装置と、請求項16記載の基地局装置とから構成されることを特徴としている。
本発明に係る無線通信システムによれば、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。
本発明によれば、基地局装置が制御する、一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交するのみならず、各符号列の成分の一部が相互に直交するので、従来よりもフェージングによる周波数変動を受けにくくし、伝搬路の推定精度を維持・向上させることが可能となる。さらには、単一あるいは複数のアンテナを用いて単一系統のデータ通信を行なう場合と複数のアンテナを用いて複数系統のデータ通信を行なう場合において、前記生成した各符号列を同一の方法によりサブキャリアに割り当てて、それぞれのセクタ内に存在する移動局装置へシンボルを送信することで、単一データ通信のみ対応できる端末が存在しても、システムへの影響をなくすことが可能となる。また、このような符号を使用し、受信側では相関を検出することでMIMOであるかSISOであるかを容易に判定することが可能となる。
次に、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。図1は、本実施の形態に係る無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。この無線通信システムは、基地局装置1(単に「基地局」と呼ぶこともある)と、移動局装置2(単に「移動局」と呼ぶこともある)とから構成されている。基地局装置1は、送信部1aによって、符号列生成部1bが生成した伝搬路を推定するための符号列(本明細書ではプリアンブルパターンと呼称することもある)を移動局装置2へ送信する。移動局装置2は、受信した符号列に基づいて、伝搬路状態を測定または推定し、測定または推定した結果を基地局装置1へ送信する。基地局装置1は、移動局装置2から送信された伝搬路状態を示す情報を受信部1cで受信する。
(第1の実施形態)
図2に本発明におけるプリアンブルパターンの例を示す。ただし、基地局装置1が制御するセクタ数は3、MIMOの最大送信系列数は2の2×2MIMOを考慮するものとする。図2において、上側の図がシングルアンテナでの送信パターンであり、下側の図がダブルアンテナ(MIMO時)の送信パターンである。
図2に本発明におけるプリアンブルパターンの例を示す。ただし、基地局装置1が制御するセクタ数は3、MIMOの最大送信系列数は2の2×2MIMOを考慮するものとする。図2において、上側の図がシングルアンテナでの送信パターンであり、下側の図がダブルアンテナ(MIMO時)の送信パターンである。
まず、最初に直交符号を使用することで、セクタ間の伝搬路が識別できる原理を簡単に示す。
仮にセクタAからCEに(1、1、−1、−1)という符号がサブキャリア(周波数)方向に繰り返されており、セクタBからは(1、−1、−1、1)で同様な構成としている。これは、4サブキャリア程度では、伝搬路を一定と考えられる場合に、使用可能な伝搬路推定用シンボルである。
ある受信機において、セクタAからのサブキャリアkからk+3の伝搬路を一様にfa−k、同様にセクタBからの伝搬路を一様にfb−kとする。CEを受信し、シンボル同期後、サブキャリアkからk+3におけるFFTの出力は、fa−k×1+fb−k×1、fa−k×1+fb−k×(−1)、fa−k×(−1)+fb−k×(−1)、fa−k×(−1)+fb−k×1となる。セクタAからの伝搬路を求める場合、これらに、(1、1、−1、−1)を乗じ加算すると、4×fa−kとなり、最終的に4で除算することで、セクタAからのkからk+3における伝搬路を算出することが可能になる。同様にセクタBからの伝搬路を求める場合は、(1、−1、−1、1)を乗じ同様の処理をすることでfb−kを算出することが可能になる。
図2に示したパターンは、8つの符号で構成される直交符号列使用している。セクタ1では(1,1,1,1,1,1,1,1)、セクタ2では(1,1,−1,−1,−1,−1,1,1)、セクタ3では(1,1,1,1,−1,−1,−1,−1)である。上記の原理で示したように8つのサブキャリア間で伝搬路がほぼ一定とみなせるシステムを想定している。
第1の実施形態において用いる符号は、8つの符号語が直交関係にある上に、1つおきの4つの符号語で構成される符号も、直交している。即ち(1,3,5,7)のサブキャリア対で直交化され、(2,4,6,8)のサブキャリア対で直交化され、(1,2,3,4,5,6,7,8)のサブキャリア対で直交化されている。全てのサブキャリアでこの配置が繰り返される。
移動局装置2側の受信機では、相関を検出する際、送信側が2つのアンテナから送信していることを前提に、1サブキャリアおきの相関をとり、どのアンテナが使用されているかを検出する必要がある。従って、本プリアンブルを受信し、データを復調するブロック構成は従来例とほぼ同様の構成になり、相関演算部への入力パターンが異なることになる。
図3にこの符号を識別し、さらには、接続したいセクタとの伝搬路を推定することが可能な、受信機30のブロック構成を示す。ただし、図3のブロック構成を持つ受信機30は、MIMO受信はできない。
また、図4は図3の相関演算部102_2から102_3の詳細を示す図である。図3および図4に沿って、基本的な伝搬路の推定方法を示す。図3において、受信されたOFDM信号にシンボル同期が取られ、OFDMシンボル中からFFTに必要なポイント数のデータがFFT部(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)101に入力され、FFTが施される。FFTされたデータは、そのシンボルがCEの場合、相関演算部102_1から102_3に入力される。ここで、この相関演算部が3個あるのは、ここで仮定しているシステムが3セクタであるため、3種類の信号を識別するためである。また、それぞれ相関演算部がa、bと2つずつあるのは、奇数番号のサブキャリアと偶数番号のサブキャリアを別々の相関演算部に入力するのを明示的に示すためである。
相関演算部102_1から102_3ではそれぞれのセクタのパターンにより相関検出が施される。この詳細について図4を用いて説明する。FFT部101の出力中、サブキャリア分のデータが入力される。セクタを識別するための符号が8つの符号語を1つおきに利用した4つの符号語の直交符号としているため、相関は4サブキャリア毎に計算される。ここで、伝送に用いるサブキャリア総数を8N本とすると、1つの相関演算部にはN個の相関部1s〜Ns(図4中の四角で囲まれた部分)が必要となる。
添え字がaで示される相関演算部102_1a〜102_3aには、FFTの出力中、奇数のサブキャリアが4つずつ組みとなり、入力される。入力されるサブキャリア番号はkをN以下の自然数として、
f{8(k−1)+1}、
f{8(k−1)+3}、
f{8(k−1)+5}、
f{8(k−1)+7}で表され、
bの添え字で示される相関演算部102_1b〜102_3bには、
f{8(k−1)+2}、
f{8(k−1)+4}、
f{8(k−1)+6}、
f{8(k−1)+8}が入力される。
f{8(k−1)+1}、
f{8(k−1)+3}、
f{8(k−1)+5}、
f{8(k−1)+7}で表され、
bの添え字で示される相関演算部102_1b〜102_3bには、
f{8(k−1)+2}、
f{8(k−1)+4}、
f{8(k−1)+6}、
f{8(k−1)+8}が入力される。
fxは、従来例と同様にx番目のサブキャリアのFFT出力を複素数で示したものであり、f{8(k−1)+1}は、{8(k−1)+1}番目のサブキャリアのFFT出力になる。
これらのデータに送信系で用いられた符号の複素共役信号が乗算部121_1から121_4において乗ぜられる。ここで、Sector符号1は、メモリ120_1に、Sector符号2は、メモリ120_2に、Sector符号3は、メモリ120_3に、Sector符号4は、メモリ120_4にそれぞれ記憶されている。
例えば、セクタ1の相関を検出する場合、120_1から120_4にすべて1がセットされ、セクタ2の場合は120_1および120_4に1、120_2および120_3に−1がセットされる。そして、それらが和演算部122で加算される。添え字がaである相関演算部(102_1a〜102_3a)からの出力をFm_a、添え字がbである相関演算部(102_1b〜102_3b)からの出力をFm_b(mは1からNの自然数)、Fm_a、Fm_bをセレクト部103に出力する一方、絶対値演算部123において、Fm_a、Fm_bの絶対値が演算される。その後、和演算部124において相関演算部(102_1a〜102_3a)および、相関演算部(102_1b〜102_3b)かつすべてのmについて加算し、セクタ選択部104に出力される。
受信OFDM信号は1つの基地局装置からのみの場合、セクタ選択部104に出力されるデータは102_1から102_3のうち、1つだけが大きな値をとり、その他は小さな値となる。これは、符号が直交しているためであり、伝搬路が8本のサブキャリア帯域内で大きく変動しない限り、この関係は保たれる。
そこで、セクタ選択部104では最大出力となった、相関演算部102_1から102_3のいずれか一つのデータを送信セクタと決定し、選択されたセクタに対応する相関演算部で求めたFm_a、Fm_bをMIMO判定部108にセレクト部103を介して入力する。通常このセクタ選択は、通信開始時に行なわれ、通信中は固定されている。ただし、セクタハンドオーバの際には同じような処理により接続すべきセクタを選択する。
MIMO判定部108では入力されたFmに基づいて、送信された伝搬路推定信号がMIMOを使用しているか否かを判定する。
あるmに対し、Sm=|Fm_a×Fm_a*−Fm_a×Fm_b*|を計算する。ここで*は複素共役を示し、|x|はxの絶対値を示す。
送信側が同一のアンテナで信号を送信している場合、上式に示すFm_a*とFm_b*がほぼ同一のなるため、Smは0に近い値を算出する。MIMOを使用している場合は異なる値となるため、Smは0にはならない。この性質を利用して、符合が割り当てられたサブキャリア単位で、送信時にMIMO送信がされたか否かを判定することが可能である。
さらにOFDMAシステムのように、サブチャネル単位でMIMO送信をするかしないかを決定するシステムの場合は、Sを、サブチャネルを構成するmに対して和演算することで精度の高い判定が可能になる。
もちろん、すべてのサブチャネルで同時にMIMO送信するかしないかを決定するようなシステムでは、Smをすべてのmで和演算すると最も精度が高くなると考えられる。
MIMO判定部108において、MIMOを使用されていないと判定した場合は、Fm_aおよびFm_bから伝搬路を推定し、以下に続く信号を復調する。
本受信機はMIMO受信ができないものを想定しているため、MIMO判定部108において送信データがMIMO送信であると判定された場合は、品質測定部500で、各周波数あるいは各アンテナの品質情報を取得し、別に用意される送信手段を用いて、基地局に通知される。この品質測定部500は、従来例には明記していないが、第1の実施形態に示すようなMIMO判定部108を設けることで、従来の通信方法ではアンテナ毎の識別を行なえなかったことに対し、ここで示したような通信方法では可能となり、誤った通知によるシステムの性能劣化を防ぐことが可能になる。
図5にMIMO判定部108の詳細を示す。550_1から550_Nは自己相関演算部であり、Fm_a×Fm_a*が算出される。一方、551_1から551_Nは相互相関演算部でありFm_a×Fm_b*が算出される。552_1から552_Nは各mについてSmを算出する差・絶対値演算部である。553は判定部であり、システムに応じて上述の加算等が行なわれ、各サブキャリアの送信方法を推定する。その推定結果をもとに、サブキャリア毎の伝搬路推定が行なわれる。
このように送信機において、MIMO使用時と未使用時において、同一の直交性をもった符号を伝搬路推定用OFDMシンボルに割り当てることで、MIMO受信ができない端末において、MIMO送信時に誤ってデータを復調することがなくなり、受信品質について、MIMO使用時と未使用時にわけてデータを基地局に通知できるため、基地局でのスケジューリングや適応変調が正常に動作することが可能になる。
一方、MIMO未使用であると判定された場合、伝搬路推定部105では入力されたFmをもとに各サブキャリアの伝搬路を推定する。ここでは、先にも示したようにFmを算出するために使用した4本のサブキャリア内での伝搬路変動は一定としているため、任意のmに対して、サブキャリア4本の伝搬路はFm_a/4と推定される。
また、Fm_aとFm_b伝搬路はほぼ同一と考えられるので、任意のmに対するサブキャリア8本の伝搬路を、(Fm_a+Fm_b)/8とすることも可能である。
こうして得られた伝搬路情報を元にデータを復調する。FFT部101に入力されたデータOFDMシンボルはFFTが施され、伝搬路補償部106に入力される。伝搬路補償部106ではサブキャリア毎に、先に求めた伝搬路推定値の複素共役信号を乗ずることで、伝搬路が補償される。そして、伝搬路補償されたデータがデータ復調部107に入力され、送信データが復調される。
このように、従来と同様の構成を採る受信機であっても、相関演算部102_1から102_3に入力するサブキャリア番号を変えることで、直交性を損なうことはなく、隣接セクタの影響を受けずに、伝搬路推定することが可能になり、さらに送信側においてMIMO使用時においても受信品質が送信アンテナ単位で算出可能となり、基地局におけるスケジューリングあるいは適応変調が正常に働くことになる。
次に、MIMOを考慮した受信機の例を図6に示す。MIMO判定部108では先の例と同様に、送信されたプリアンブルから、そのパケットやフレームがMIMOを使用されているかどうかを判定する。また、この構成のほかにあらかじめMIMOによる通信であることを通知する方法や、データの一部を通常の受信でも復調可能なデータ領域を設定し、その領域で以下に続くデータがMIMOであることを通知する方法なども考えられる。
図6において、図3と同じ機能のブロックについては同じ番号を付するものとする。従って図3との差異は、伝搬路補償部109、データ復調部110がMIMOに対応するような構成になることと、受信系統がMIMOであるため2系統あることである。この受信系統は1、2とも同じ構成としている。
ほとんどの動作については先の例と同じであるが、相違する点は、送信側でMIMO送信を行なっていると判定した後の動作である。
MIMO送信と判定された場合、伝搬路推定部105では、アンテナ毎、サブキャリア毎の伝搬路が推定される。動作については、先の例とほぼ同じであるが、MIMO送信であるため、加算処理が行なわれることはない。従って任意のmについて、8本毎のサブキャリアの伝搬路情報は、アンテナ1についてはFm_a/4が使用され、アンテナ2についてはFm_b/4が使用される。
このように、MIMO受信した場合でもデータを復調可能で、図2のようにプリアンブルを設定することで、セクタ間の直交性が保たれているため、MIMO時に隣接セクタにおいてどのような通信が行なわれているかに制限されることなく精度の高い伝搬路推定を行なうことが可能となる。
ここまでに示したようなプリアンブルの構成と受信機の構成を実現することで、セクタ識別を可能にしながら、MIMO受信を特性の劣化なく実現することができる。また、第1の実施形態では、送信系列が2系統のMIMOを想定したプリアンブルとその受信機の構成について示したが、M系統であっても同様の構成で実現可能である。図7に、4系統の場合を想定したプリアンブルを2種類示し、M系統への拡張を示唆する。
図7の上側の図は、周波数軸方向にプリアンブルパターンを拡張したものであり、白い四角形がアンテナ1、斜め左下がり線が付された四角形がアンテナ2、斜め右下がり線が付された四角形がアンテナ3、網掛けがされた四角形がアンテナ4である。このように直交符号の繰り返し間隔をM個とすることで、同じ直交符号を用い、セクタ間の直交性を保ちながら、通常のOFDMでも、MIMOでも精度良く伝搬路が推定可能なプリアンブルパターンを形成することができる。
ただし、上記の例ではサブキャリア間隔で16本の帯域内での大きな周波数変動が許されないという問題がある。それに対応するものが、図7の下側の図である。これは、時間方向に拡張する概念であり、この場合、プリアンブルシンボルを、例えば「(M/2)以上の最小の整数」用意することで、全てのアンテナの伝搬路が推定可能である。
また、いずれの例においても、CEシンボルにおけるサブキャリアは既知であるとしたが、間にデータ用のサブキャリアを挿入することも可能である。
図8に2×2のMIMOを考慮し、CEシンボル中にもデータを配した場合のプリアンブルパターンを示す。図8中、「D」で示したものが、データ部分である。この構成の場合、伝搬路を推定した後、このDの部分のサブキャリアを復調する必要がある。図8では、Dについても、アンテナ1およびアンテナ2と順次送信しているが、このような構成にしておけば、MIMOを復調できない端末でもこの部分のみは復調可能となり、この部分に制御データを格納することで、効率よい通信が可能となる。
(第2の実施形態)
図9に本発明の第2の実施形態におけるプリアンブルパターンの例を示す。第1の実施形態と同様に、基地局装置1が制御するセクタ数は3、MIMOの最大送信系列数は2の2×2MIMOを考慮するものとする。
図9に本発明の第2の実施形態におけるプリアンブルパターンの例を示す。第1の実施形態と同様に、基地局装置1が制御するセクタ数は3、MIMOの最大送信系列数は2の2×2MIMOを考慮するものとする。
図9において、上側の図がシングルアンテナでの送信パターンであり、下側の図がダブルアンテナ(MIMO時)の送信パターンである。第1の実施形態で示したプリアンブルパターンと同様に、ビットパターンはシングルアンテナ、ダブルアンテナで同一である。また、図9に示したパターンは第1の実施形態と同様に4つの符号で構成される符号列を使用している。
第2の実施形態においても、直交符号を1サブキャリアおきに配し、MIMO送信時には1サブキャリア毎に異なるアンテナから送信されるプリアンブルパターンになっている。第1の実施形態と同様に受信機では、図10に示すように、無線通信開始時において無線データを送受信する最適なセクタを検出するため3つのセクタに対応するそれぞれの相関演算部102_1、102_2、102_3により相関値が算出される。相関を演算する際、サブキャリア選択部501において、4つサブキャリアが1サブキャリアおきに選択され、第2の実施形態における最大送信系列である2に対応する数が組になった相関演算部102にて相関値が演算される。相関値の演算方法の本質部分に関しては第1の実施形態と同様であるため省略する。
第2の実施形態において、第1の実施形態との相違点のひとつは図10に示したMIMO判定部108が各セクタに対応する数備わっていることと、その動作にセクタ選択部104において無線通信を行なうと判断したセクタだけでなく、隣接セクタの送信形式をも判定することである。それぞれのセクタの判定方法に関しては第1の実施形態の方法と同様であるため省略する。この判定結果を基に後述する相関演算部に入力されるプリアンブルパターンのサブキャリア組み合わせの切り替えの指標に使用することが可能である。
図11は、第2の実施形態に係る相関演算部の詳細を示している。第2の実施形態においても前述したように第1の実施形態と同様に最大送信系列の2に対応する数の相関演算部がセクタ数と同数の3組備わっているが、図11はその1例を示している。第1の実施形態との相違点は、直交符号の配置パターンが異なることである。すなわち、図11の乗算部に入力されるサブキャリア位置が異なり、具体的には乗算部121_1から121_4に入力されるfx値がそれぞれ、
f{8k−7}、
f{8k−5}、
f{8k−3}、
f{8k−1}となっている。ここで、kは1からNの自然数である。
f{8k−7}、
f{8k−5}、
f{8k−3}、
f{8k−1}となっている。ここで、kは1からNの自然数である。
また、第2の実施形態における最大送信系列数の2に対応するためのもう一方の相関演算部のfx値はそれぞれ、
f{8k}、
f{8k−2}、
f{8k−4}、
f{8k−6}となっている。ここでも、同様にkは1からNの自然数である。
f{8k}、
f{8k−2}、
f{8k−4}、
f{8k−6}となっている。ここでも、同様にkは1からNの自然数である。
図11における乗算部121_1には、1,9,17,25…番目のサブキャリアが入力され、乗算部121_2には3,11,19,27…番目のサブキャリアが入力される。同様に、乗算部121_3には5,13,21,29…番目のサブキャリアが入力され、乗算部121_4には7,15,23,31…番目のサブキャリアが入力される。第2の実施形態においても第1の実施形態と同様に、セクタ選択部104にてセクタを選択した後、選択されたセクタの各サブキャリアに関する伝搬路推定が行なわれる。図11における伝搬路推定の方法は前述の第1の実施形態と同様であるため説明は省略する。
以上のようにして得られた伝搬路情報を元にデータを復調する。FFT部101に入力されたデータOFDMシンボルはFFTが施され、伝搬路補償部106に入力される。伝搬路補償部106ではサブキャリア毎に、先に求めた伝搬路推定値の複素共役信号を乗ずることで、伝搬路が補償される。そして、伝搬路補償されたデータがデータ復調部107に入力され、送信データが復調される。
このように従来と同様の構成を採る受信機であっても、相関演算部に入力するサブキャリア番号を変えることで、直交性を損なうことはなく、隣接セクタの影響を受けずに、伝搬路推定することが可能になる。
さらには、第2の実施形態における利点として以下のような特徴がある。図2の下側の図に示したプリアンブルパターンは1サブキャリアおきに異なるアンテナから送信されるように設定された2×2のMIMO通信方式用のパターンと1送信アンテナを使用したプリアンブルパターン(上側の図)を使用したプリアンブルパターンの直交符号の配置パターンを同一にすることに特徴があるパターンであるが、4つの符号を1サブキャリアおきに配置していることから8サブキャリアの平均的な伝搬路特性を推定していた。
しかしながら、第2の実施形態においては、図9に示したプリアンブルパターンにすることにより、1送信アンテナを使用した無線通信時には連続する4つのサブキャリアの符号パターンが直交関係にあることから、4サブキャリアの平均伝搬路特性を推定することが可能になる。すなわち、第1の実施形態におけるプリアンブルパターンより周波数軸方向の伝搬路変動に強いプリアンブルパターンであり、より正確な伝搬路推定を行なうことが可能になる。
さらには、送信されるデータがMIMO送信データかSISO送信データかを事前に通知されない通信方式や事前通知情報を受信することが出来なかった移動局がプリアンブルシンボルを利用したSINR、SIR、SNR、受信電力などに代表される伝搬路環境の測定を行なう際に、1サブキャリアおきに配置されたプリアンブルシンボルを利用することによってMIMOおよびSISOの通信方式にかかわらず正確な測定を行なうことが可能になり、さらにその測定データを基地局にフィードバックすることが可能になる。
第2の実施形態におけるプリアンブルパターンの相関演算部に入力するサブキャリア組み合わせの切り替えは、第1の実施形態と同様の方法を用いてMIMO判定部108でMIMOまたはSISOにより無線通信が行なわれているか判断する。この際、隣接セクタで使用されている送信形式、すなわちMIMOであるかSISOであるかを同様の方法で判定しておき、さらに、各セクタからの信号強度により隣接セルの干渉レベルを判定する。
次に、上記の判定においてSISOによる無線通信が行なわれていると判断された場合には以下の指標により伝搬路推定を行なうプリアンブルシンボルパターンの組み合わせを選択する。これにより、より正確な伝搬路推定を行なうことが可能になり、また、伝搬路変動に強い無線通信を行なうことが可能になる。
具体的には、現在通信を行なっているセクタのプリアンブルパターンのサブキャリアの組み合わせを前述の組み合わせから以下の式で示される隣接する4つのサブキャリアの組み合わせに切り替える。
f{8k−7}、
f{8k−6}、
f{8k−5}、
f{8k−4}
さらに、もう一方の相関演算部に入力される組み合わせは、
f{8k−3}、
f{8k−2}、
f{8k−1}、
f{8k}となっている。
ここで、kは1からNの自然数である。それぞれ、上から乗算部121_1、乗算部121_2、乗算部121_3、乗算部121_4に対応する。
f{8k−7}、
f{8k−6}、
f{8k−5}、
f{8k−4}
さらに、もう一方の相関演算部に入力される組み合わせは、
f{8k−3}、
f{8k−2}、
f{8k−1}、
f{8k}となっている。
ここで、kは1からNの自然数である。それぞれ、上から乗算部121_1、乗算部121_2、乗算部121_3、乗算部121_4に対応する。
また、切り替え指標に関しては、伝搬路変動の状況により切り替えを行なうことが望ましく、伝搬路推定を行なう4つのサブキャリア区間の伝搬路変動が一定であるように切り替える。伝搬路変動を評価する方法としては、遅延波を測定する、移動局の移動速度を測定する、またはサブキャリアの受信強度の時間的変動から統計的に判断するなどの方法やそれらを複数組み合わせて判断する方法が考えられる。さらには、前記手段により隣接セクタの送信形式の判定結果と共にその干渉電力レベルを合わせて判断することにより、より伝搬路環境の良い無線通信を行なうことが可能になる。
すなわち、隣接セクタがSISO通信を行なっているのか、またはMIMO通信を行なっているのか、さらに、その干渉電力レベルの影響を考慮することが望ましい。また、切り替えの指標を移動局で判断せずに受信データ内の制御情報内に基地局からの情報として、切り替えの指示を移動局に通知する方法により行なうことも可能である。この場合、受信データ内の制御情報を復調した後にトラフィックデータ部の復調前に伝搬路推定を再び行なう方法と伝搬路推定方法を切り替えて復調を行なうデータの受信以前に基地局より通知しておく方法が考えられる。
なお、MIMO使用時の伝搬路推定方法およびMIMO受信機構成に関しては前述の第1の実施形態と同様であるため説明を省略する。
次に、図12に送信系列が4系統の場合を想定したプリアンブルを2種類示し、M系統への拡張を示唆する。図12の上側の図は、周波数軸方向にプリアンブルパターンを拡張したものであり、白い四角形がアンテナ1、斜め左下がり線が付された四角形がアンテナ2、斜め右下がり線が付された四角形がアンテナ3、網掛けがされた四角形がアンテナ4である。このように直交符号の繰り返し間隔をM個とすることで、同じ直交符号を用い、セクタ間の直交性を保ちながら、通常のOFDMでも、MIMOでも精度良く伝搬路が推定可能なプリアンブルパターンを形成することができる。
さらに、第2の実施形態では、前述の2×2MIMO送受信時と同様に周波数方向に連続する4つのサブキャリアの符号がセクタ間で直交するという特徴を持っている。
一方、第1の実施形態における図7の下側の図に対応するものが、図12の下側の図である。これは、第1の実施形態と同様に時間方向に拡張する概念であり、プリアンブルシンボルを、例えば「(M/2)以上の最小の整数」用意することで、全てのアンテナの伝搬路が推定可能である。また、いずれの実施形態においても、CEシンボルにおけるサブキャリアは既知であるとしたが、間にデータ用のサブキャリアを挿入することも可能である。
(第3の実施形態)
図13に本発明の第3の実施形態におけるプリアンブルパターンの例を示す。第1の実施形態と同様、基地局装置1が制御するセクタ数は3、MIMOの最大送信系列数は2の2×2MIMOを考慮するものとする。図13において、上側の図がシングルアンテナでの送信パターンであり、下側の図がダブルアンテナ(MIMO時)の送信パターンである。
図13に本発明の第3の実施形態におけるプリアンブルパターンの例を示す。第1の実施形態と同様、基地局装置1が制御するセクタ数は3、MIMOの最大送信系列数は2の2×2MIMOを考慮するものとする。図13において、上側の図がシングルアンテナでの送信パターンであり、下側の図がダブルアンテナ(MIMO時)の送信パターンである。
第1の実施形態との差異は、シングルアンテナ送信時におけるプリアンブルパターンを1サブキャリア毎に配置し、さらに各プリアンブルシンボルの間のシンボルをデータシンボル用のシンボルとして設定している点である。データシンボルには通常トラフィックデータや制御情報データのシンボルを配置可能である。
以上のように配置することによりシングルアンテナ送信時とダブルアンテナ送信時におけるアンテナ毎のプリアンブルシンボル数が同数に設定できる。すなわち、シングルアンテナ送信時にはダブルアンテナ送信時に対して半分の数のプリアンブルシンボルが配置される。また、第1の実施形態と同様に、シングルアンテナのみを使用して受信を行なう移動局はシングルアンテナ送信を行なっている時と同様のサブキャリアのプリアンブルパターンを検出することにより伝搬路推定を行なうことが可能である。
図13に示したパターンは、第1の実施形態と同様に4つの符号で構成される符号列を使用している。第3の実施形態においても、直交符号を1サブキャリアおきに配し、第1の実施形態と同様に、受信機では、相関を検出する際、1サブキャリアおきの相関をとり、どのアンテナが使用されているかを検出する。
しかしながら、第1の実施形態および第2の実施形態のように8サブキャリアの中に2組の1サブキャリアおきに配置された4つのプリアンブルシンボルの相関を取ることにより、SISOかMIMOかを判定する方法は適用できないため、SISO送信された制御情報によりトラフィックデータ部の送信方式(SISOまたはMIMO)を通知することが望ましい。
第3の実施形態において、伝搬路推定方法の本質は、第1の実施形態と同様の方法で行なうため、受信ブロック図の詳細な説明は省略する。また、図14は、第3の実施形態における相関演算部の詳細を示している。前述したように第3の実施形態において、第1の実施形態との相違点は直交符号の配置パターンが異なるため、図14の乗算部に入力されるサブキャリア位置が異なる。具体的には乗算部121_1から121_4に入力されるfx値がそれぞれ、
f{8k−7}、
f{8k−5}、
f{8k−3}、
f{8k−1}となっている。
ここで、kは1からNの自然数である。図14における乗算部121_1には1,9,17,25…番目のサブキャリアが入力され、乗算部121_2には3,11,19,27…番目のサブキャリアが入力される。同様に、乗算部121_3には5,13,21,29…番目のサブキャリアが入力され、乗算部121_4には7,15,23,31…番目のサブキャリアが入力される。図14における伝搬路推定の方法は前述の第1の実施形態と同様であるため説明は省略する。
f{8k−7}、
f{8k−5}、
f{8k−3}、
f{8k−1}となっている。
ここで、kは1からNの自然数である。図14における乗算部121_1には1,9,17,25…番目のサブキャリアが入力され、乗算部121_2には3,11,19,27…番目のサブキャリアが入力される。同様に、乗算部121_3には5,13,21,29…番目のサブキャリアが入力され、乗算部121_4には7,15,23,31…番目のサブキャリアが入力される。図14における伝搬路推定の方法は前述の第1の実施形態と同様であるため説明は省略する。
また、4×4MIMO使用時のプリアンブルパターンは、図15に示すように、図7の下側の図と同様のパターンを適用することが可能である。この場合、図15に示すように、先頭シンボルにアンテナ1、アンテナ2のプリアンブルパターンをそれぞれ1サブキャリアおきに配置し、続くシンボルにアンテナ3、アンテナ4のプリアンブルパターンを同様にそれぞれ1サブキャリアおきに配置する。ただし、アンテナ3、アンテナ4のプリアンブルパターンを配置するシンボルは必ずしも先頭のシンボルと連続したシンボル、すなわち2シンボル目である必要は無い。
以上のようにして得られた伝搬路情報を元にデータを復調する。FFT部101に入力されたデータOFDMシンボルはFFTが施され、伝搬路補償部106に入力される。伝搬路補償部106ではサブキャリア毎に、先に求めた伝搬路推定値の複素共役信号を乗ずることで、伝搬路が補償される。そして、伝搬路補償されたデータがデータ復調部107に入力され、送信データが復調される。
このように従来と同様の構成を採る受信機であっても、相関演算部に入力するサブキャリア番号を変えることで、直交性を損なうことはなく、隣接セクタの影響を受けずに、伝搬路推定することが可能になる。
MIMO使用時の伝搬路推定方法およびMIMO受信機構成に関しては前述の第1の実施形態と同様のため説明を省略する
1 基地局装置
2 移動局装置
1a 送信部
1b 符号列生成部
1c 受信部
30 受信機
101 FFT部
102_1a〜102_3b 相関演算部
103 セレクト部
104 セクタ選択部
105 伝搬路推定部
106 伝搬路補償部
107 データ復調部
108 MIMO判定部
109 伝搬路補償部
110 データ復調部
120_1〜120_4 メモリ
121_1〜121_4 乗算部
122 和演算部
123 絶対値演算部
124 和演算部
550_1〜550_N 自己相関演算部
551_1〜551_N 相互相関演算部
2 移動局装置
1a 送信部
1b 符号列生成部
1c 受信部
30 受信機
101 FFT部
102_1a〜102_3b 相関演算部
103 セレクト部
104 セクタ選択部
105 伝搬路推定部
106 伝搬路補償部
107 データ復調部
108 MIMO判定部
109 伝搬路補償部
110 データ復調部
120_1〜120_4 メモリ
121_1〜121_4 乗算部
122 和演算部
123 絶対値演算部
124 和演算部
550_1〜550_N 自己相関演算部
551_1〜551_N 相互相関演算部
Claims (17)
- 複数のセクタを制御し、いずれかのセクタ内に存在する移動局装置との間でOFDM通信方式により無線通信を行なう基地局装置の無線通信方法であって、
任意の一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交すると共に、前記各符号列の成分の一部が相互に直交するように前記各符号列を生成し、
単一あるいは複数のアンテナを用いて単一系統のデータ通信を行なう場合と複数のアンテナを用いて複数系統のデータ通信を行なう場合において、前記生成した各符号列を同一の方法によりサブキャリアに割り当てて、それぞれのセクタ内に存在する移動局装置へシンボルを送信することを特徴とする無線通信方法。 - 最大使用アンテナ数がM(Mは自然数)以下の系統のデータ通信を行なうMIMOを使用可能であって、複数のセクタを制御し、いずれかのセクタ内に存在する移動局装置との間でOFDM通信方式により無線通信を行なう基地局装置の無線通信方法であって、
前記すべてのセクタのうち、任意の一つのセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列Caを、
Ca=(A1,A2,・・・,An)(nは自然数で符号長を表わす)と表わし、
他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列Cbを、
Cb=(B1,B2,・・・,Bn)(nは自然数で符号長を表わす)と表わしたとき、(A1,A2,・・・,An)と(B1,B2,・・・,Bn)とが直交し、
かつ、Rおよびkを、1≦R≦M、0≦k<n/Mを満たす整数として、
前記符号列Caの成分の一部を、
(AR,・・・,A(k×M+R),・・・)と表わし、
前記符号列Cbの成分の一部を、
(BR,・・・,B(k×M+R),・・・)と表わしたとき、
(AR,・・・,A(k×M+R),・・・)と(BR,・・・,B(k×M+R),・・・)とが直交する符号列CaおよびCbを生成し、
m(mはMの約数)系統のMIMOを使用する際に、伝搬路推定用のサブキャリア番号をkとした場合、
(k mod M)mod m
により分類される伝搬路推定用のサブキャリア毎に前記符号列CaおよびCbを、伝搬路推定用のサブキャリア数に対して割り当てて、同じアンテナからシンボルを送信することを特徴とする無線通信方法。 - 伝搬路推定用のサブキャリアの本数N(Nは自然数)に対して、符号列の組み合わせをN/n回繰り返し割り当てて、同じアンテナからシンボルを送信することを特徴とする請求項2記載の無線通信方法。
- 伝搬路推定用のサブキャリアの本数N(Nは自然数)に対して、異なる符号列の組み合わせを割り当てて、同じアンテナからシンボルを送信することを特徴とする請求項2記載の無線通信方法。
- それぞれのセクタ内に存在する移動局装置に対し、一パケット内で複数回シンボルを異なるアンテナの組み合わせに割り当てて送信することを特徴とする請求項2から請求項4のいずれかに記載の無線通信方法。
- nは自然数で前記符号列CaおよびCbの符号長を表わすものとし、前記符号列CaおよびCbをM分割した各分割符号列の間に、
(A1,・・・,A(n/M))と(B1,・・・,B(n/M))とが直交し、
(A(n/M)+1,・・・,A(2n/M))と(B(n/M)+1,・・・,B(2n/M))とが直交し、
・・・、
(A((M−1)×n/M+1),・・・,A(n))と(B((M−1)×n/M+1),・・・,B(n))とが直交する、というすべての関係を満たす符号列CaおよびCbを生成することを特徴とする請求項2から請求項5のいずれかに記載の無線通信方法。 - 任意の一組のセクタを隣接セクタとすることを特徴とする請求項1から請求項6のいずれかに記載の無線通信方法。
- 相互に隣接する3つのセクタを制御し、各セクタで伝搬路を推定するために使用する符号列が、それぞれ、(1,1,1,1,1,1,1,1,)、(1,1,−1,−1,−1,−1,1,1,)、および(1、−1,1、−1、−1,1、−1,1)、であることを特徴とする請求項1から請求項7のいずれかに記載の無線通信方法。
- MIMO通信を行なう場合において、伝搬路推定用の符号列とデータとをサブキャリアに配置する場合、単一のデータ用サブキャリアの両端に存在する伝搬路推定用のサブキャリアのいずれか一方と、前記単一のデータ用サブキャリアとを同一のアンテナから送信し、
または、連続する複数のデータ用サブキャリア群の両端に存在する伝搬路推定用のサブキャリアのいずれか一方と、前記連続する複数のデータ用サブキャリア群とを同一のアンテナから送信することを特徴とする無線通信方法。 - OFDM通信方式で送信されたデータを受信する受信機であって、
受信したシンボルを高速フーリエ変換して各サブキャリアの複素情報を算出し、サブキャリア毎の複素情報を符号列が割り当てられたサブキャリア群に分割して出力するFFT部と、
伝搬路推定用のサブキャリアに割り当てられた1符号列長の範囲において、最大アンテナ数の場合に異なるアンテナで送信されるサブキャリアの組ごとに、それぞれ対応する符号列により相関演算を行ない、上記組に対して相関演算結果の自己相関および相互相関を用いてMIMO送信の判定を行なう判定部と、を備えることを特徴とする受信機。 - 前記判定部は、1符合長の範囲において組ごとに行なった相関演算結果の自己相関値及び相互相関値を、複数の符号長の範囲において積分することを特徴とする請求項10記載の受信機。
- 前記判定部は、積分する複数の符号長の範囲を受信機に割り当てられる最小のサブキャリア数の範囲とすることを特徴とする請求項11記載の受信機。
- 前記判定部は、積分する複数の符号長の範囲を通信帯域全体とすることを特徴とする請求項11記載の受信機。
- 隣接セクタに対してもMIMO送信を判定し、符号列に対する相関演算方法を変更することを特徴とする請求項10から請求項13のいずれかに記載の受信機。
- 請求項10から請求項14のいずれかに記載の受信機を備えることを特徴とする移動局装置。
- 複数のセクタを制御し、いずれかのセクタ内に存在する請求項15記載の移動局装置との間でOFDM通信方式により無線通信を行なう基地局装置であって、
任意の一組のセクタのうち、一方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列と、他方のセクタで伝搬路を推定するために使用する符号列とが相互に直交すると共に、前記各符号列の成分の一部が相互に直交するように前記各符号列を生成する符号列生成部と、
前記生成した各符号列をサブキャリアに割り当てて、それぞれのセクタ内に存在する請求項15記載の移動局装置へシンボルを送信する送信部と、を備えることを特徴とする基地局装置。 - 請求項15記載の移動局装置と、請求項16記載の基地局装置とから構成されることを特徴とする無線通信システム。
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