JPS64755B2 - - Google Patents

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JPS64755B2
JPS64755B2 JP4582582A JP4582582A JPS64755B2 JP S64755 B2 JPS64755 B2 JP S64755B2 JP 4582582 A JP4582582 A JP 4582582A JP 4582582 A JP4582582 A JP 4582582A JP S64755 B2 JPS64755 B2 JP S64755B2
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circuit
output
comparator
light
diode
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Sadataka Yuji
Hiroshi Pponma
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Hochiki Corp
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Hochiki Corp
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    • G08—SIGNALLING
    • G08B—SIGNALLING OR CALLING SYSTEMS; ORDER TELEGRAPHS; ALARM SYSTEMS
    • G08B17/00—Fire alarms; Alarms responsive to explosion
    • G08B17/10—Actuation by presence of smoke or gases, e.g. automatic alarm devices for analysing flowing fluid materials by the use of optical means
    • G08B17/103—Actuation by presence of smoke or gases, e.g. automatic alarm devices for analysing flowing fluid materials by the use of optical means using a light emitting and receiving device
    • G08B17/107—Actuation by presence of smoke or gases, e.g. automatic alarm devices for analysing flowing fluid materials by the use of optical means using a light emitting and receiving device for detecting light-scattering due to smoke

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  • Investigating Or Analysing Materials By Optical Means (AREA)
  • Fire-Detection Mechanisms (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、検煙部に流入した煙による散乱光を
検出して受信機に発報信号を送出するようにした
光電式煙感知器に関し、特に、高い信頼性確保と
消費電流及び製造コストの大幅な低減を図るよう
にした光電式煙感知器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a photoelectric smoke detector that detects scattered light caused by smoke flowing into a smoke detection section and sends an alarm signal to a receiver, and particularly relates to a photoelectric smoke detector that ensures high reliability. The present invention relates to a photoelectric smoke detector designed to significantly reduce current consumption and manufacturing costs.

従来、この種の光電式煙感知器としては、第１
図に示すものが実用化されている。図において、
１はダイオードブリツジで、このダイオードブリ
ツジ１に続いて、火災を検出したときに電源兼用
信号線l1，l2間を導通して発報信号を送出するサ
イリスタを有するスイツチング回路２、電流制限
機能付の定電圧回路３、パルス制御回路を含んだ
発振回路４、発振回路４からのパルス信号に応じ
間欠的に発光駆動される発光ダイオード５、検煙
部に流入した煙による散乱光を受光する受光ダイ
オード７、該受光ダイオード７より得られる出力
電圧が基準電圧以上のとき出力する比較器を有す
る比較回路８、該比較回路８の出力が連続して２
回以上得られたときに火災検出信号を出力してス
イツチング回路２を作動する蓄積回路９のそれぞ
れが設けてある。 Conventionally, this type of photoelectric smoke detector
The one shown in the figure has been put into practical use. In the figure,
1 is a diode bridge, and following this diode bridge 1, there is a switching circuit 2 having a thyristor that conducts between the power signal lines l 1 and l 2 to send out an alarm signal when a fire is detected, and a current A constant voltage circuit 3 with a limiting function, an oscillation circuit 4 including a pulse control circuit, a light emitting diode 5 that is driven to emit light intermittently in response to a pulse signal from the oscillation circuit 4, and a light emitting diode 5 that detects scattered light caused by smoke flowing into the smoke detector. A light-receiving diode 7 that receives light, a comparison circuit 8 having a comparator that outputs an output when the output voltage obtained from the light-receiving diode 7 is equal to or higher than a reference voltage, and an output of the comparison circuit 8 continuously
Each storage circuit 9 is provided, which outputs a fire detection signal and activates the switching circuit 2 when the fire detection signal is obtained more than once.

ところで、上記従来の光電式煙感知器において
は、消費電流低減のため発光ダイオードの駆動電
流を下げて使用する場合、そのために生ずる受光
ダイオードの出力低下を、500〜1000倍の高利得
を有するオペアンプ等の増幅器（図示せず）を比
較回路８の比較器前段に備えることにより補償す
るのが一般的である。しかし、高利得増幅器を使
用すると、数ｍＶ程度の受光電圧を増幅する場合
には、極くわずかなノイズ、例えば１ｍＶ程度の
ノイズが電磁誘導、静電誘導等によつて加わつて
も比較回路８が反転出力を生じて誤動作を起こす
欠点がある。又、２電源のオペアンプを増幅器と
する場合には、ツエナダイオード或いは分割抵抗
により電源電圧を分割して中点電位を得ている
が、ツエナ電流或いは分割抵抗による消費電流の
低減を図る必要上、これらが高インピーダンスと
なり易く、ノイズにより中点電位が振らついて、
上記同様に誤動作を起こす欠点がある。 By the way, in the above-mentioned conventional photoelectric smoke detector, when the drive current of the light emitting diode is lowered to reduce current consumption, the resulting drop in the output of the light receiving diode is compensated for by using an operational amplifier with a high gain of 500 to 1000 times. Compensation is generally achieved by providing an amplifier (not shown) such as the following in the comparator circuit 8 before the comparator. However, when using a high gain amplifier, when amplifying a photodetection voltage of about several mV, even if a very small amount of noise, for example about 1 mV, is added due to electromagnetic induction, electrostatic induction, etc., the comparator circuit 8 has the disadvantage that it produces an inverted output, causing malfunction. In addition, when an operational amplifier with two power supplies is used as an amplifier, the power supply voltage is divided by a Zener diode or a dividing resistor to obtain a midpoint potential, but since it is necessary to reduce the current consumption due to the Zener current or dividing resistor, These tend to become high impedance, and the midpoint potential fluctuates due to noise.
Similar to the above, it has the drawback of causing malfunctions.

そこで、従来の感知器では、第１図において破
線にて示すように、回路部全体をシールドケース
１０に収めることにより、外部からのノイズによ
る誤動作を防ぐようにしている。しかし、シール
ドケース１０により回路部を完全にシールドして
も、回路部は、電源兼信号線l1，l2に接続されて
おり、これらを介してノイズの影響を受け、誤動
作するおそれがある。又、回路を完全に近い状態
にシールドするシールドケースを設けることは、
コスト的に相当高価なものとなり、実現困難であ
る。 Therefore, in the conventional sensor, the entire circuit section is housed in a shield case 10, as shown by the broken line in FIG. 1, to prevent malfunctions caused by external noise. However, even if the circuit section is completely shielded by the shield case 10, the circuit section is connected to the power supply/signal lines l1 and l2 , and is affected by noise through these lines, which may cause malfunction. . Also, providing a shield case that completely shields the circuit is
This would be quite expensive and difficult to implement.

又、この種の感知器においては、消費電流の低
減を図るため、上述した手段の他、発光ダイオー
ド５を間欠的にパルス駆動する構成となつてお
り、更に、比較回路８についても、該発光ダイオ
ード５の駆動に同期して発振回路４から間欠的に
電源供給を行ない、パルス光が出力されている間
だけ比較動作を行なわせるようにしている。この
場合、蓄積回路９における比較回路８の出力の読
込みタイミングを発光パルスと同期させると、第
２図に示すように、比較回路８を構成する高利得
増幅器及び比較器の応答遅れや立上り時の不安定
状態の積重ねにより、比較器の出力が蓄積回路９
のスレシヨルドレベルに達するまでに相当の時間
を要するため、該蓄積回路９に適正な比較出力が
入力されないという問題を生ずる。 Furthermore, in order to reduce current consumption, this type of sensor is configured to drive the light emitting diode 5 intermittently in pulses, in addition to the above-mentioned means. Power is intermittently supplied from the oscillation circuit 4 in synchronization with the driving of the diode 5, so that the comparison operation is performed only while pulsed light is being output. In this case, if the reading timing of the output of the comparator circuit 8 in the storage circuit 9 is synchronized with the light emission pulse, as shown in FIG. Due to the accumulation of unstable conditions, the output of the comparator is stored in the storage circuit 9.
Since it takes a considerable amount of time to reach the threshold level, a problem arises in that an appropriate comparison output is not input to the storage circuit 9.

これに対し、蓄積回路９の読込みタイミング
を、上記所要時間を予め見積り、遅延回路（図示
せず）等により発光パルス立上り後一定時間、例
えば第２図に読込みタイミングとして示すτだけ
遅延させて設定することが提案されている。しか
し、この方法は、遅延時間の設定が、遅延回路等
及び比較回路８の温度変化、経年変化等により相
対的に変化して、読込みタイミングにズレを生じ
るため、蓄積回路において適正な読込みができな
くなるおそれがある。 In contrast, the read timing of the storage circuit 9 is set by estimating the required time in advance and delaying it by a certain period of time after the rise of the light emitting pulse using a delay circuit (not shown), for example, by τ shown as the read timing in FIG. 2. It is proposed to do so. However, with this method, the delay time setting changes relatively due to temperature changes, aging, etc. of the delay circuit and the comparator circuit 8, causing a shift in the reading timing, making it impossible to read properly in the storage circuit. There is a risk that it will disappear.

本発明は、斯かる実情に鑑みてなされたもので
あつて、その第１の目的は、発光パルスと同期し
て得られる比較回路の出力を、発光パルスの立下
り（パルス後縁）のタイミングにて蓄積回路がデ
ータ読込みするよう設定して、間欠的に電力供給
を行なう際のデータ読込み動作を適正にし、しか
も、遅延回路等を省略することにより、回路の簡
略化と消費電流の低減とを図つた光電式煙感知器
を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and its first purpose is to adjust the output of the comparison circuit obtained in synchronization with the light emission pulse to the timing of the falling edge (pulse trailing edge) of the light emission pulse. By configuring the storage circuit to read data, the data reading operation is made appropriate when power is supplied intermittently, and by omitting delay circuits, etc., the circuit is simplified and current consumption is reduced. An object of the present invention is to provide a photoelectric smoke detector that achieves the following.

又、本発明第２の目的は、接合容量の小さい受
光ダイオードと、これに対応する高抵抗値を有す
る抵抗とにより、大きな受光出力を取出せるよう
構成して、発光ダイオードの駆動電流を減少せし
めても、高利得増幅器を設けることなく比較器に
て直接比較するに十分な電圧の受光出力が得ら
れ、高利得増幅に伴なうノイズ等の問題を軽減し
て消費電流を低減でき、しかも、高利得増幅器を
省くことによつて、回路構成を簡略化すると共
に、ノイズ対策上必要であつたシールドケースを
不要として、より安価に製造し得る光電式煙感知
器を提供することにある。 A second object of the present invention is to reduce the driving current of the light emitting diode by configuring the light receiving diode with a small junction capacitance and a resistor with a corresponding high resistance value to obtain a large light receiving output. However, it is possible to obtain a photodetection output of sufficient voltage for direct comparison with a comparator without installing a high-gain amplifier, reduce problems such as noise associated with high-gain amplification, and reduce current consumption. It is an object of the present invention to provide a photoelectric smoke detector which can be manufactured at a lower cost by simplifying the circuit configuration by omitting a high gain amplifier and by eliminating the need for a shield case which is necessary for noise countermeasures.

即ち、本発明は、間欠的に発光駆動され、煙が
流入する検煙部にパルス光を照射する発光ダイオ
ードと、上記検煙部に流入した煙による散乱光を
受光して電気信号に変換する受光ダイオードと、
上記受光ダイオードの出力信号を一方の入力端子
に入力すると共に、予め定めた基準電圧を他方の
入力端子に入力し、上記受光ダイオードの出力電
圧が基準電圧以上となつたときに出力する比較器
と、該比較器の出力を蓄積し、比較器の出力が発
光パルスに同期して少なくとも２回連続して得ら
れたときに出力する蓄積回路と、該蓄積回路の出
力により導通し、受信機から引出された一対の電
源兼用信号線間をスイツチングして発報信号を送
出するスイツチング回路とを備え、上記蓄積回路
を、発光パルスの後縁のタイミングで上記比較器
の出力を読込むと共に、これをラツチするフリツ
プフロツプ回路にて構成して成るものである。 That is, the present invention includes a light emitting diode that is driven to emit light intermittently and emits pulsed light to a smoke detection section into which smoke flows, and a light emitting diode that receives scattered light from the smoke that has flowed into the smoke detection section and converts it into an electrical signal. a light receiving diode,
A comparator that inputs the output signal of the photodetector diode to one input terminal, inputs a predetermined reference voltage to the other input terminal, and outputs an output when the output voltage of the photodetector diode exceeds the reference voltage. , an accumulation circuit that accumulates the output of the comparator and outputs it when the output of the comparator is obtained at least twice in a row in synchronization with the emission pulse; It is equipped with a switching circuit that sends out an alarm signal by switching between a pair of drawn out power supply signal lines, and reads the output of the comparator in the storage circuit at the timing of the trailing edge of the light emission pulse. It consists of a flip-flop circuit that latches the .

以下、本発明を図面に示す実施例に基づいて説
明する。 Hereinafter, the present invention will be explained based on embodiments shown in the drawings.

第３図は本発明光電式煙感知器の一実施例を示
すブロツク図である。同図に示す本発明煙感知器
は、電源兼信号線l1，l2に接続されたダイオード
ブリツジ１と、火災を検出すると電源兼信号線
l1，l2間を短絡して発報信号を送出するスイツチ
ング回路２と、電流制限機能付の定電圧回路３
と、該定電圧回路３からダイオードＤ１を介し充
電されると共に、後段の各回路に電力を供給する
電解コンデンサＣ１とを備え、且つ、発光ダイオ
ード５、基準電圧設定回路１２及び比較器１５
と、これらを間欠的に駆動するパルス発生回路１
１と、低接合容量の受光ダイオード１３及び高抵
抗値の抵抗Ｒ０と、蓄積回路１６とを有して構成
される。 FIG. 3 is a block diagram showing one embodiment of the photoelectric smoke detector of the present invention. The smoke detector of the present invention shown in the same figure has a diode bridge 1 connected to power and signal lines l 1 and l 2 , and when a fire is detected, the power and signal line
A switching circuit 2 that short-circuits l 1 and l 2 to send out an alarm signal, and a constant voltage circuit 3 with a current limiting function.
and an electrolytic capacitor C1 that is charged from the constant voltage circuit 3 via a diode D1 and supplies power to each subsequent circuit, and also includes a light emitting diode 5, a reference voltage setting circuit 12, and a comparator 15.
and a pulse generation circuit 1 that drives these intermittently.
1, a light receiving diode 13 with a low junction capacitance, a resistor R0 with a high resistance value, and a storage circuit 16.

なお、電源兼信号線l1，l2には、上記ダイオー
ドブリツジ１の入力側に、当該感知器の発報を表
示する発報表示灯及びその点灯回路（いずれも図
示せず。）が設けてある。 Furthermore, on the power supply and signal lines l 1 and l 2 , an alarm indicator lamp and its lighting circuit (none of which are shown) are connected to the input side of the diode bridge 1 to indicate the alarm of the sensor concerned. It is provided.

定電圧回路３は、トランジスタTr１を有する
定電圧回路部３ａと、トランジスタTr２を有す
る電流制限回路部３ｂとから成る。前者は、ダイ
オードブリツジ１の出力電圧、例えば22Vをツエ
ナダイオードZD２による基準電圧に基づくトラ
ンジスタTr１の定電圧制御にて約13Vに安定化
する。後者は、トランジスタTr２により、電源
投入時等の負荷電流を、例えば160μAを越えない
ように制限している。 The constant voltage circuit 3 includes a constant voltage circuit section 3a having a transistor Tr1, and a current limiting circuit section 3b having a transistor Tr2. In the former, the output voltage of the diode bridge 1, for example 22V, is stabilized to about 13V by constant voltage control of the transistor Tr1 based on the reference voltage by the Zener diode ZD2. In the latter, the load current at power-on is limited to not exceed 160 μA, for example, by the transistor Tr2.

パルス発生回路１１は、スイツチング素子とし
て作用するトランジスタTr３と、そのバイアス
回路を形成する抵抗Ｒ５及びＲ６と、上記トラン
ジスタTr３をオンオフするトランジスタTr４
と、該トランジスタTr４を所定周期にてオンオ
フする抵抗Ｒ３，Ｒ４及びコンデンサＣ２とを有
して構成される。抵抗Ｒ３は、例えば4.7MΩと
いう高抵抗値を選定してコンデンサＣ２を徐々に
放電させるよう設定される。抵抗Ｒ４は、例えば
15Ωという低抵抗値を選定してコンデンサＣ２を
図示の極性にて急速に充電するよう設定されてい
る。 The pulse generation circuit 11 includes a transistor Tr3 that acts as a switching element, resistors R5 and R6 that form a bias circuit thereof, and a transistor Tr4 that turns on and off the transistor Tr3.
, resistors R3 and R4, and a capacitor C2, which turn on and off the transistor Tr4 at a predetermined period. The resistor R3 is set to a high resistance value of 4.7 MΩ, for example, so as to gradually discharge the capacitor C2. For example, the resistor R4 is
A low resistance value of 15Ω is selected to rapidly charge capacitor C2 with the polarity shown.

このパルス発生回路１１は、トランジスタTr
３とTr４のコレクタから、互に位相を反転した
関係にあるパルス出力がそれぞれ取出される。ト
ランジスタTr３のコレクタは、抵抗Ｒ７を介し
て発光ダイオード５に、基準電圧設定回路１２及
び比較器１５にそれぞれ接続されている。一方、
トランジスタTr４のコレクタは、後述する蓄積
回路１６のフリツプフロツプFF１，FF２のCL
（クロツク）端子に接続されている。 This pulse generating circuit 11 includes a transistor Tr.
Pulse outputs having mutually inverted phases are taken out from the collectors of Tr 3 and Tr 4, respectively. The collector of the transistor Tr3 is connected to the light emitting diode 5, the reference voltage setting circuit 12, and the comparator 15 via a resistor R7. on the other hand,
The collector of the transistor Tr4 is connected to the CL of flip-flops FF1 and FF2 of the storage circuit 16, which will be described later.
(clock) terminal.

発光ダイオード５は、例えば、発光効率の高い
一般的な赤外発光ダイオードを用い、上記パルス
発生回路１１のトランジスタTr３のオンオフに
応動してコンデンサＣ１から間欠的に電荷を供給
され、パルス発光する。 The light emitting diode 5 is, for example, a general infrared light emitting diode with high luminous efficiency, and is intermittently supplied with charge from the capacitor C1 in response to the on/off of the transistor Tr3 of the pulse generating circuit 11, and emits pulsed light.

受光ダイオード１３は、高抵抗値の抵抗Ｒ０と
直列接続してコンデンサＣ１及びＣ４の両端に接
続されて逆バイアスされ、上記発光ダイオード５
からのパルス光により照射される検煙部（図示せ
ず）内の煙の有無に対応して生ずる散乱光を検出
する。この受光ダイオード１３は、接合容量が
100pF以下の低接合容量のものを用いる。これ
は、受光電圧の立上り時定数が、受光ダイオード
の接合容量と、これと直列接続される抵抗の抵抗
値とで定まるため、パルス光のパルス幅を200マ
イクロ秒以下と短かくしても、100pF以下の接合
容量の受光ダイオードであれば、直列抵抗の抵抗
値をメグオームオーダとしてもパルスに追従する
ことができ、その結果、受光電圧を数十ミリボル
ト以上に引上げることができるためである。そし
て、このように大きな受光電圧が得られるため、
高利得増幅器を不要とし得る。 The light receiving diode 13 is connected in series with a resistor R0 having a high resistance value and connected to both ends of the capacitors C1 and C4 to be reverse biased.
Scattered light generated in response to the presence or absence of smoke in a smoke detection section (not shown) irradiated with pulsed light from the sensor is detected. This photodiode 13 has a junction capacitance of
Use one with low junction capacitance of 100pF or less. This is because the rise time constant of the light-receiving voltage is determined by the junction capacitance of the light-receiving diode and the resistance value of the resistor connected in series with it, so even if the pulse width of the pulsed light is shortened to 200 microseconds or less, it is less than 100 pF. This is because a light-receiving diode with a junction capacitance of , can follow a pulse even if the resistance value of the series resistor is on the order of megohms, and as a result, the light-receiving voltage can be raised to several tens of millivolts or more. And since such a large photodetection voltage can be obtained,
High gain amplifiers may be unnecessary.

この受光ダイオード１３としては、PINホトダ
イオードが好適である。このPINホトダイオード
は、逆バイアス電圧により接合容量が更に低下し
て、通常20〜60pF以下の接合容量となり、又、
受光時の光電流としては数十ナノアンペア程度が
得られる。 As this light receiving diode 13, a PIN photodiode is suitable. In this PIN photodiode, the junction capacitance is further reduced by reverse bias voltage, and the junction capacitance is usually less than 20 to 60 pF.
A photocurrent of about several tens of nanoamperes can be obtained when receiving light.

上記受光ダイオード１３と抵抗Ｒ０との接続点
に、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ１０とから成る微分
回路１４が接続され、抵抗Ｒ０に生ずる受光電圧
が該微分回路１４を介して後述する比較器１５の
非反転入力端子（＋）に入力される。この微分回
路１４は、受光ダイオード１３の暗電流Idによる
出力をカツトする。例えば、暗電流Idを１ナノア
ンペア、抵抗Ｒ０を１メグオームとすると、抵抗
Ｒ０には１ミリボルトの電圧を生じるが、この電
圧は、微分回路１４でカツトされ、比較器１５に
は入力されない。 A differentiating circuit 14 consisting of a capacitor C3 and a resistor R10 is connected to the connection point between the light receiving diode 13 and the resistor R0, and the light receiving voltage generated at the resistor R0 is passed through the differentiating circuit 14 to a non-inverting comparator 15, which will be described later. Input to input terminal (+). This differentiating circuit 14 cuts off the output due to the dark current Id of the light receiving diode 13. For example, if the dark current Id is 1 nanoampere and the resistor R0 is 1 megohm, a voltage of 1 millivolt is generated at the resistor R0, but this voltage is cut off by the differentiating circuit 14 and is not input to the comparator 15.

基準電圧設定回路１２は、ダイオードＤ２の順
電圧約0.6ボルトを可変抵抗VRにより分圧して基
準電圧を得る構成となつており、上記パルス発生
回路１１のトランジスタTr３がオンしたときの
み電力供給を受けて基準電圧を発生し、これを比
較器１５の反転入力端子（−）に入力せしめる。
ここで、ダイオードＤ２を用いて基準電圧を設定
しているのは、発光ダイオード５の温度による発
光特性の変化に対する受光ダイオード１３の出力
変化を、ダイオードＤ２によつて基準電圧を変化
させて補償するためである。なお、抵抗Ｒ９は、
可変抵抗VRの分解能を高めるためのもので、必
ずしも必要ではない。 The reference voltage setting circuit 12 is configured to obtain a reference voltage by dividing the forward voltage of about 0.6 volts of the diode D2 by a variable resistor VR, and receives power only when the transistor Tr3 of the pulse generating circuit 11 is turned on. A reference voltage is generated and inputted to the inverting input terminal (-) of the comparator 15.
Here, the reason why the reference voltage is set using the diode D2 is to compensate for changes in the output of the light receiving diode 13 due to changes in the light emitting characteristics due to temperature of the light emitting diode 5, by changing the reference voltage using the diode D2. It's for a reason. Note that the resistance R9 is
This is to improve the resolution of the variable resistor VR, and is not necessarily necessary.

比較器１５は、上記基準電圧設定回路１２及び
微分回路１４と共に比較回路を構成し、微分回路
１４を介して入力される受光電圧と基準電圧設定
回路１２から入力される基準電圧とを比較し、前
者が後者以上のときＨ（ハイ）レベル出力を生ず
るよう構成されている。この比較器１５として
は、上記高抵抗Ｒ０に対し十分高い入力インピー
ダンスを有し、入力オフセツト電圧及び入力オフ
セツト電流が入力信号に対して十分に小さく、且
つ、単電源で動作することを要件とし、一方、増
幅利得は最も簡単なオペアンプの増幅度である
1000倍以上であれば良く、具体的には、MOS―
FETを入力段に用いた高入力インピーダンスの
オペアンプを用いる。 The comparator 15 constitutes a comparison circuit together with the reference voltage setting circuit 12 and the differentiating circuit 14, and compares the light receiving voltage inputted through the differentiating circuit 14 with the reference voltage inputted from the reference voltage setting circuit 12, It is configured to produce an H (high) level output when the former is greater than or equal to the latter. This comparator 15 is required to have a sufficiently high input impedance with respect to the high resistance R0, have a sufficiently small input offset voltage and input offset current with respect to the input signal, and operate with a single power supply. On the other hand, amplification gain is the simplest operational amplifier amplification degree.
It is sufficient if it is 1000 times or more, specifically, MOS-
A high input impedance operational amplifier with FET in the input stage is used.

蓄積回路１６は、ＤフリツプフロツプFF１，
FF２を２段接続して構成され、初段のＤフリツ
プフロツプFF１のＤ端子に入力される上記比較
器１５のＨレベル出力を所定時間蓄積し、しかる
後、次段のＤフリツプフロツプFF２のＱ端子か
らのＨレベル出力により、誤動作防止用ツエナダ
イオードZD３を介してスイツチング回路２のサ
イリスタ１７をトリガする。Ｄフリツプフロツプ
FF１，FF２のCL端子には、トランジスタTr４
のコレクタから、発光パルスの立下り（パルス後
縁）に同期して立上るクロツク信号が供給され、
両ＤフリツプフロツプFF１，FF２は、このクロ
ツク信号の入力に同期して、Ｄ端子に入力してい
る信号を各々読込み、これをラツチする。初段の
ＤフリツプフロツプFF１のＱ端子は、抵抗Ｒ１
１と、抵抗Ｒ１２及びダイオードＤ４とコンデン
サＣ５とから成る蓄積時間延長回路を介して次段
のＤフリツプフロツプのＤ端子と接続され、該Ｑ
端子のＨレベル出力を20〜30秒程度引伸して入力
せしめるよう構成されている。又、初段のＤフリ
ツプフロツプFF１の端子は、次段のＤフリツ
プフロツプFF２のＲ（リセツト）端子に接続され
ている。 The storage circuit 16 includes D flip-flops FF1,
It is constructed by connecting two stages of FF2, and accumulates the H level output of the comparator 15 inputted to the D terminal of the first stage D flip-flop FF1 for a predetermined time, and then outputs the H level output from the Q terminal of the next stage D flip-flop FF2. The H level output triggers the thyristor 17 of the switching circuit 2 via the malfunction prevention Zener diode ZD3. D flip flop
Transistor Tr4 is connected to the CL terminal of FF1 and FF2.
A clock signal that rises in synchronization with the falling edge of the light emission pulse (pulse trailing edge) is supplied from the collector of the
Both D flip-flops FF1 and FF2 each read the signal input to the D terminal in synchronization with the input of this clock signal and latch it. The Q terminal of the first stage D flip-flop FF1 is connected to the resistor R1.
1, is connected to the D terminal of the next D flip-flop through an accumulation time extension circuit consisting of a resistor R12, a diode D4, and a capacitor C5.
It is configured so that the H level output from the terminal is expanded for about 20 to 30 seconds and then input. Further, the terminal of the first-stage D flip-flop FF1 is connected to the R (reset) terminal of the next-stage D flip-flop FF2.

なお、本実施例では、蓄積時間延長回路を設け
ているが、該回路を省略し、初段のＤフリツプフ
ロツプFF１のＱ端子と次段のＤフリツプフロツ
プFF２のＤ端子とを直接接続する構成としても
よい。この場合は、比較器１５から２回連続して
Ｈレベル出力が得られると、次段のＤフリツプフ
ロツプのＱ端子出力がＨレベルとなり、サイリス
タ１７をターンオンさせる。 In this embodiment, an accumulation time extension circuit is provided, but this circuit may be omitted and the Q terminal of the first-stage D flip-flop FF1 and the D terminal of the next-stage D flip-flop FF2 may be directly connected. . In this case, when an H level output is obtained from the comparator 15 twice in succession, the Q terminal output of the D flip-flop at the next stage becomes H level, turning on the thyristor 17.

上記初段のＤフリツプフロツプFF１のＲ端子
と次段のＤフリツプフロツプFF２のＱ端子とは、
抵抗Ｒ１３，Ｒ１４及びコンデンサＣ６から成る
遅延回路を介して接続されており、次段のＤフリ
ツプフロツプFF２のＱ端子がＨレベルになると、
一定時間、即ちサイリスタ１７がターンオンする
に十分な時間経過後、初段のＤフリツプフロツプ
FF１がリセツトされるよう構成してある。 The R terminal of the first stage D flip-flop FF1 and the Q terminal of the next stage D flip-flop FF2 are as follows.
It is connected through a delay circuit consisting of resistors R13, R14 and capacitor C6, and when the Q terminal of the next stage D flip-flop FF2 becomes H level,
After a certain period of time, that is, enough time for the thyristor 17 to turn on, the first stage D flip-flop
The configuration is such that FF1 is reset.

次に、本発明光電式煙感知器の動作について第
３図、及び各部の波形を示す第４図、第５図を参
照して説明する。 Next, the operation of the photoelectric smoke detector of the present invention will be explained with reference to FIG. 3 and FIGS. 4 and 5 showing waveforms at various parts.

今、図示しない受信機側にて電源を投入する
と、電源兼信号線l1，l2を介してダイオードブリ
ツジ１に電源電圧が加わり、これから定電圧回路
３を介してコンデンサＣ１が充電される。 Now, when the power is turned on at the receiver side (not shown), the power supply voltage is applied to the diode bridge 1 via the power supply/signal lines l 1 and l 2 , and the capacitor C1 is charged from this via the constant voltage circuit 3. .

ついで、パルス発生回路１１において、トラン
ジスタTr３，Tr４が共にオフであると、上記コ
ンデンサＣ２の電荷が、主として抵抗Ｒ３によつ
て定まる時定数で徐々に放電される。そして、ト
ランジスタTr４のベース電位が上昇すると、ト
ランジスタTr４はオンする。このときのオン状
態は、抵抗Ｒ３が高抵抗であるため半導通状態で
ある。トランジスタTr４のオンによりトランジ
スタTr３がオンし、コンデンサＣ２がトランジ
スタTr３、Tr４及び抵抗Ｒ４を介して、第３図
に示す極性で急速に充電される。このコンデンサ
Ｃ２が所定端子電圧に達すると、トランジスタ
Tr４及びTr３がオフとなり、上記初期状態に戻
る。上述した抵抗Ｒ３を介した緩やかな放電と抵
抗Ｒ４を介した急速充電とを交互に繰返すことに
より一定周期、例えば本実施例では周期が２〜３
秒程度のパルスが得られる。 Next, in the pulse generating circuit 11, when both transistors Tr3 and Tr4 are off, the charge in the capacitor C2 is gradually discharged with a time constant determined mainly by the resistor R3. Then, when the base potential of the transistor Tr4 rises, the transistor Tr4 is turned on. The on state at this time is a semi-conducting state because the resistor R3 has a high resistance. When the transistor Tr4 is turned on, the transistor Tr3 is turned on, and the capacitor C2 is rapidly charged with the polarity shown in FIG. 3 via the transistors Tr3, Tr4 and the resistor R4. When this capacitor C2 reaches a predetermined terminal voltage, the transistor
Tr4 and Tr3 are turned off, returning to the above initial state. By alternately repeating the above-mentioned slow discharge via the resistor R3 and rapid charge via the resistor R4, a fixed cycle, for example, a cycle of 2 to 3 in this embodiment, is generated.
A pulse of about seconds can be obtained.

このパルス発生回路１１の出力の一つは、トラ
ンジスタTr３のコレクタから得られ、その波形
を第４図の最上部に発光パルスとして示す。この
出力は、急速充電の際に生じ、本実施例では、
100マイクロ秒程度の極めて狭いパルス幅となつ
ている。又、この出力は、トランジスタTr３を
介して後段の回路とコンデンサＣ１とを直結して
得られるため、大電力を出力でき、、発光ダイオ
ード５、基準電圧設定回路１２及び比較器１５に
対し、パルスの形で同期して電力を供給する。 One of the outputs of this pulse generating circuit 11 is obtained from the collector of the transistor Tr3, and its waveform is shown as a light emission pulse at the top of FIG. This output occurs during quick charging, and in this example,
The pulse width is extremely narrow, around 100 microseconds. In addition, this output is obtained by directly connecting the subsequent circuit to the capacitor C1 via the transistor Tr3, so a large amount of power can be output, and the pulse Power is supplied synchronously in the form of

一方、トランジスタTr４のコレクタからの出
力は、上記出力の位相を反転した関係にあり、Ｄ
フリツプフロツプFF１，FF２のクロツク信号と
して使用される。この出力は、第４図にてクロツ
ク信号として示すように、発光パルスの立下り
（パルス後縁）に同期して立上る。 On the other hand, the output from the collector of transistor Tr4 is inverted in phase to the above output, and D
It is used as a clock signal for flip-flops FF1 and FF2. This output rises in synchronization with the falling edge of the light emission pulse (pulse trailing edge), as shown as a clock signal in FIG.

蓄積回路１６では、CL端子に上記クロツク信
号が入力した際にＤフリツプフロツプFF１，FF
２のＤ端子に入力しているデータを読込む。即
ち、発光ダイオード５の発光終了時に、これと同
期してオフとなつた比較器１５の出力を読込む。
これは、拡大して示す第５図に示すように、比較
器１５の出力がオフ時に直ちに０とはならず、一
定の時定数により徐々に減少するため、オフ直後
であれば、ＤフリツプフロツプFF１のＤ端子の
スレシヨルドレベル以上のデータ電圧を得られる
ことを利用したものである。 In the storage circuit 16, when the above clock signal is input to the CL terminal, the D flip-flops FF1 and FF
Read the data input to the D terminal of 2. That is, when the light emitting diode 5 finishes emitting light, the output of the comparator 15, which has been turned off in synchronization with this, is read.
This is because, as shown in the enlarged view of FIG. This takes advantage of the fact that a data voltage higher than the threshold level of the D terminal can be obtained.

今、時刻t3近傍にて煙濃度が上昇し始めたとす
ると、受光出力即ち比較器１５の入力が第４図及
び第５図に示すように増大して来る。しかし、こ
の時点では煙濃度がまだ十分濃くなつていないの
で、比較器１５において基準電圧を越える部分は
僅かである。そのため、比較器１５からの出力パ
ルスのパルス幅も狭く、クロツク入力の立上り時
まで出力が所定レベル以上に維持されず、Ｄフリ
ツプフロツプFF１には読込まれない。ところが
時刻t4になると、煙濃度が予め設定した濃度以上
に達しているので、比較器１５の出力は、クロツ
ク信号入力時まで所定レベル以上に維持されて、
ＤフリツプフロツプFF１に読込まれ、Ｑ端がＨ
レベルになる。 Now, if the smoke density starts to rise near time t3 , the received light output, that is, the input to the comparator 15 increases as shown in FIGS. 4 and 5. However, at this point, the smoke density has not yet become sufficiently dense, so the portion of the comparator 15 that exceeds the reference voltage is small. Therefore, the pulse width of the output pulse from the comparator 15 is narrow, and the output is not maintained above a predetermined level until the rising edge of the clock input, and is not read into the D flip-flop FF1. However, at time t4 , the smoke concentration has reached a preset concentration or higher, so the output of the comparator 15 is maintained at a predetermined level or higher until the clock signal is input.
The data is read into D flip-flop FF1, and the Q end is set to H.
become the level.

この後、このＱ端子の出力は、抵抗Ｒ１１を介
してコンデンサＣ５に充電され、所定時間、例え
ば20〜30秒程度遅延して、次段のＤフリツプフロ
ツプFF２のＤ端子に読込まれ、そのＱ端子がＨ
レベルとなる。ここで、上記遅延が維持されるに
は、初段のＤフリツプフロツプFF１に入力され
る比較器１５の出力が、遅延時間のすべてのクロ
ツク入力時に所定レベル以上に維持されている必
要がある。遅延時間経過前に、比較器１５の出力
が所定レベル以下となると、初段のフリツプフロ
ツプFF１のＱ端子がＬレベルとなり、コンデン
サＣ５の充電電荷が、抵抗Ｒ１２及びダイオード
Ｄ４を介して該Ｑ端子に急速に放電されるからで
ある。これによつて、煙草の煙等による一時的な
煙濃度の上昇による誤発報を防止することができ
る。 Thereafter, the output of this Q terminal is charged to the capacitor C5 via the resistor R11, and after a predetermined delay of about 20 to 30 seconds, it is read into the D terminal of the next stage D flip-flop FF2, and the Q terminal is H
level. In order to maintain the above delay, the output of the comparator 15 input to the first stage D flip-flop FF1 must be maintained at a predetermined level or higher during all clock inputs during the delay time. When the output of the comparator 15 falls below a predetermined level before the delay time elapses, the Q terminal of the first stage flip-flop FF1 becomes L level, and the charge in the capacitor C5 is quickly transferred to the Q terminal via the resistor R12 and the diode D4. This is because it is discharged. This makes it possible to prevent false alarms from being issued due to a temporary increase in smoke density due to cigarette smoke or the like.

次段のＤフリツプフロツプFF２のＱ端子がＨ
レベルになると、ツエナダイオードZD３を介し
てスイツチング回路２のサイリスタ１７をターン
オンさせ、電源兼信号線l1，l2間を短絡状態とし
て火災発報する。そして、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４及
びコンデンサＣ６から成る遅延回路にて一定時間
遅延した後、初段のＤフリツプフロツプFF１が
リセツトされ、これに伴なつて次段のＤフリツプ
フロツプFF２がリセツトされ、蓄積回路１６は
初期状態に設定される。 The Q terminal of the next stage D flip-flop FF2 is high.
When the level is reached, the thyristor 17 of the switching circuit 2 is turned on via the Zener diode ZD3, shorting the power supply/signal lines l 1 and l 2 to issue a fire alarm. Then, after a certain time delay in a delay circuit consisting of resistors R13, R14 and capacitor C6, the first stage D flip-flop FF1 is reset, and the next stage D flip-flop FF2 is reset accordingly, and the storage circuit 16 is reset to its initial state. set to state.

上記実施例では、発光ダイオード等を間欠的に
駆動する手段として、幅の狭い矩形パルスを出力
するパルス発生回路を使用したが、このパルス発
生回路の構成は、この実施例のものに限らないこ
と勿論である。例えば、パルス発生回路の出力に
より発光ダイオード等を直接駆動せず、適当な駆
動回路を介して駆動する構成としてもよい。 In the above embodiment, a pulse generation circuit that outputs a narrow rectangular pulse was used as a means for intermittently driving a light emitting diode, etc. However, the configuration of this pulse generation circuit is not limited to that of this embodiment. Of course. For example, a structure may be adopted in which the light emitting diode or the like is not directly driven by the output of the pulse generation circuit, but is driven via an appropriate drive circuit.

以上説明したように、本発明は、発光パルスの
後縁に同期して比較回路の出力をデータ読込みす
るよう蓄積回路にクロツク信号を供給すべく構成
したことにより、比較器等をパルス駆動する場合
におけるデータ読込動作を、温度変化、経年変化
によるタイミングのズレを生じることなく適正に
行なうことができて信頼性を向上でき、しかも、
従来読込タイミング設定に必要であつた遅延回路
等を省略できて、回路構成の簡略化と共に消費電
流の低減を図ることができる効果がある。 As explained above, the present invention is configured to supply a clock signal to the storage circuit so as to read data from the output of the comparison circuit in synchronization with the trailing edge of the light emission pulse. The data reading operation can be performed properly without timing deviation due to temperature changes or aging, improving reliability.
It is possible to omit the delay circuit and the like that were conventionally necessary for setting the read timing, which has the effect of simplifying the circuit configuration and reducing current consumption.

又、本発明は、低接合容量の受光ダイオードに
高抵抗値の抵抗を直列接続して、小さな時定数で
大きな受光出力を取出せるよう構成したことによ
り、発光ダイオードの駆動電流を減少せしめて
も、高利得増幅器を設けることなく比較器にて直
接比較するに十分な電圧の受光出力が得られ、高
利得増幅に伴なうノイズ等の問題を軽減して消費
電流の低減を図ることができ、しかも、高利得増
幅器を省くことによつて、回路構成を簡略化でき
ると共に、ノイズ対策上必要であつたシールドケ
ースを不要として製造コストを低減できる効果が
ある。 Furthermore, the present invention connects a high-resistance resistor in series to a light-receiving diode with low junction capacitance, so that a large light-receiving output can be obtained with a small time constant. , it is possible to obtain a received light output with a voltage sufficient for direct comparison with a comparator without installing a high-gain amplifier, and it is possible to reduce current consumption by alleviating problems such as noise associated with high-gain amplification. Moreover, by omitting the high gain amplifier, the circuit configuration can be simplified, and the manufacturing cost can be reduced by eliminating the need for a shield case, which is necessary for noise countermeasures.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来の光電式煙感知器の一例を示すブ
ロツク図、第２図は従来の光電式煙感知器におけ
る動作を示す波形図、第３図は本発明光電式煙感
知器の一実施例を示す回路図、第４図は上記実施
例の動作を示す波形図、第５図はその一部を拡大
して示す波形図である。 １…ダイオードブリツジ、２…スイツチング回
路、３…定電圧回路、４…発振回路、５…発光ダ
イオード、６…検煙部、７，１３…受光ダイオー
ド、８…比較回路、９，１６…蓄積回路、１０…
シールドケース、１１…パルス発生回路、１２…
基準電圧設定回路、１４…微分回路、１５…比較
器、１７…サイリスタ、FF１，FF２…Ｄフリツ
プフロツプ、Tr１〜Tr４…トランジスタ、VR
…可変抵抗、Ｒ０…（高抵抗値の）抵抗、Ｒ１〜
Ｒ１４…抵抗、Ｃ１〜Ｃ６…コンデンサ、Ｄ１〜
Ｄ４…ダイオード。 Fig. 1 is a block diagram showing an example of a conventional photoelectric smoke detector, Fig. 2 is a waveform diagram showing the operation of the conventional photoelectric smoke detector, and Fig. 3 is an implementation of the photoelectric smoke detector of the present invention. A circuit diagram showing an example, FIG. 4 is a waveform diagram showing the operation of the above embodiment, and FIG. 5 is a waveform chart showing an enlarged part of the waveform diagram. 1... Diode bridge, 2... Switching circuit, 3... Constant voltage circuit, 4... Oscillator circuit, 5... Light emitting diode, 6... Smoke detector, 7, 13... Light receiving diode, 8... Comparison circuit, 9, 16... Accumulation Circuit, 10...
Shield case, 11...Pulse generation circuit, 12...
Reference voltage setting circuit, 14...Differential circuit, 15...Comparator, 17...Thyristor, FF1, FF2...D flip-flop, Tr1 to Tr4...Transistor, VR
...variable resistor, R0... (high resistance value) resistor, R1~
R14...Resistor, C1~C6...Capacitor, D1~
D4...Diode.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 間欠的に発光駆動され、煙が流入する検煙部
にパルス光を照射する発光ダイオードと、上記検
煙部に流入した煙による散乱光を受光して電気信
号に変換する受光ダイオードと、上記受光ダイオ
ードの出力信号を一方の入力端子に入力すると共
に、予め定めた基準電圧を他方の入力端子に入力
し、上記受光ダイオードの出力電圧が基準電圧以
上となつたときに出力する比較器と、該比較器の
出力を蓄積し、該比較器の出力が発光パルスに同
期して少なくとも２回連続して得られたときに出
力する蓄積回路と、該蓄積回路の出力により導通
し、受信機から引出された一対の電源兼信号線間
をスイツチングして発報信号を送出するスイツチ
ング回路とを備え、 上記蓄積回路を、発光パルスの後縁のタイミン
グで上記比較器の出力を読込むと共に、これをラ
ツチするフリツプフロツプ回路にて構成して成る
ことを特徴とする光電式煙感知器。[Scope of Claims] 1. A light emitting diode that is intermittently driven to emit light and irradiates a smoke detection section into which smoke flows with pulsed light, and receives scattered light from the smoke that has flowed into the smoke detection section and converts it into an electrical signal. The output signal of the photodetector diode is input to one input terminal, and a predetermined reference voltage is input to the other input terminal, and when the output voltage of the photodetector diode becomes equal to or higher than the reference voltage. A comparator that outputs an output, an accumulation circuit that accumulates the output of the comparator and outputs when the output of the comparator is obtained at least twice in a row in synchronization with a light emission pulse, and and a switching circuit that transmits an alarm signal by switching between a pair of power supply and signal lines drawn out from the receiver, and connects the storage circuit to the output of the comparator at the timing of the trailing edge of the emission pulse. A photoelectric smoke detector comprising a flip-flop circuit that reads and latches the same.
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