JPS6397365A - Arc welding machine - Google Patents
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- JPS6397365A JPS6397365A JP24476486A JP24476486A JPS6397365A JP S6397365 A JPS6397365 A JP S6397365A JP 24476486 A JP24476486 A JP 24476486A JP 24476486 A JP24476486 A JP 24476486A JP S6397365 A JPS6397365 A JP S6397365A
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- Arc Welding Control (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイッチングにより出力電力を調整する方式の
アーク溶接機の改良に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an improvement of an arc welding machine that uses switching to adjust output power.
従来の技術
アーク溶接機において、直流電源をスイッチングにより
制御して溶接に適した電力に調整する方式のものがある
。この場合出力電力の調整はスイッチング素子の導通時
間の１周期における比率（以後デユーティ比という）を
変化させることによって出力電流や出力電圧の平均値を
変化させるものである。Some conventional arc welding machines employ a method in which a DC power source is controlled by switching to adjust the power to a level suitable for welding. In this case, the output power is adjusted by changing the average value of the output current or output voltage by changing the ratio of the conduction time of the switching element in one cycle (hereinafter referred to as duty ratio).
第６図にこのような方式の従来装置の接続図を示す。同
図は２石式のフォワードコンバータによって直流電源の
出力を制御して溶接部に供給する方式のものである。同
図において１は直流電源であり、商用交流電源を整流平
滑する公知の直流電源である。２ａおよび２ｂはトラン
ジスタなどの自己消弧形のスイッチング素子、３ａ、３
ｂは整流素子、４は変圧器、５ａ、５ｂは整流素子、６
は直流リアクトル、７はカップリングコイルであり、８
はアーク点弧用の高周波高電圧を発生する高周波発振器
である。また９は電極、１０は被溶接物、１１は出力平
滑用および高周波電流バイパス用のコンデンサであり、
１２はコンデンサ１１の充電々荷を放電するために抵抗
器である。１３は出力電流検出器、１４は出力電流設定
回路、１５は比較器、１６は比較器１５の出力信号に応
じたデユーティ比（導通時間／１周期）の駆動信号をあ
らかじめ定められた周期Ｔでくりかえし出力するパルス
発生回路である。FIG. 6 shows a connection diagram of a conventional device of this type. The figure shows a system in which the output of the DC power source is controlled by a two-stone forward converter and supplied to the welding part. In the figure, reference numeral 1 denotes a DC power supply, which is a known DC power supply that rectifies and smoothes a commercial AC power supply. 2a and 2b are self-extinguishing switching elements such as transistors; 3a and 3;
b is a rectifier, 4 is a transformer, 5a, 5b are rectifiers, 6
is a DC reactor, 7 is a coupling coil, and 8
is a high frequency oscillator that generates high frequency and high voltage for arc ignition. Further, 9 is an electrode, 10 is an object to be welded, 11 is a capacitor for output smoothing and high frequency current bypass,
12 is a resistor for discharging the charge of the capacitor 11. 13 is an output current detector, 14 is an output current setting circuit, 15 is a comparator, and 16 is a drive signal with a duty ratio (conduction time/1 period) according to the output signal of the comparator 15 at a predetermined period T. This is a pulse generation circuit that repeatedly outputs signals.
同図の装置においてはスイッチング素子２λ。In the device shown in the figure, there is a switching element 2λ.
２ｂが導通ずると変圧器４の２次巻線に出力電圧が現わ
れ整流素子５為および直流リアクトル６を通して電極９
と被溶接物１０との間に電力を供給する。スイッチング
素子２ａ、２ｂが遮断すると変圧器４の出力電圧は消滅
するが先の導通中に直流リアクトルに蓄えられていた電
磁エネルギーによって整流素子５ｂを通して電流が流れ
つづける。When 2b becomes conductive, an output voltage appears in the secondary winding of the transformer 4 and is applied to the electrode 9 through the rectifying element 5 and the DC reactor 6.
Electric power is supplied between the workpiece 10 and the workpiece 10 . When the switching elements 2a and 2b are cut off, the output voltage of the transformer 4 disappears, but current continues to flow through the rectifying element 5b due to the electromagnetic energy stored in the DC reactor during the previous conduction.
一方この間においてスイッチング素子２ａ、２ｂの遮断
によって整流素子３ａ、３ｂを通して発生するフライバ
ック電圧によって変圧器４の鉄心の磁束はリセットされ
る。これらの間において出力電流は出力電流検出器１３
にて検出されて信号Ｃ２となって比較器１５にて出力電
流設定回路１４の設定値ｅｒ と比較されて誤差信号
がパルス発生回路１６に供給される。パルス発生回路１
６はこの入力信号に応じたデユーティ比のパルスを発生
することになる。Meanwhile, during this time, the magnetic flux of the iron core of the transformer 4 is reset by the flyback voltage generated through the rectifying elements 3a, 3b due to the interruption of the switching elements 2a, 2b. Between these, the output current is detected by the output current detector 13.
The signal C2 is detected by the comparator 15 and compared with the set value er of the output current setting circuit 14, and an error signal is supplied to the pulse generating circuit 16. Pulse generation circuit 1
6 generates a pulse with a duty ratio corresponding to this input signal.
上記は電極９と被溶接物１０との間に溶接アークが発生
し、溶接電流が流れているときの状態であるが、溶接ア
ークが発生する以前は変圧器４の出力電圧はすべてコン
デンサ１１に充電されるこトｌこなるのでコンデンサの
端子電圧は直流電源１の出力電圧に変圧器４０巻数比を
乗じた電圧まで上昇する。この重圧は、スイッチング回
路としてｆ＄５図のようなフォワ−ドコンバータを用い
るときにはスイッチング素子２ａ、２ｂの導通時間率、
即ちデユーティ比を５０％以下にしなければならないの
で、アーク溶接時に必要な平均出力電圧を得るためには
、直流電源１の出力電圧を必要なアーク電圧の２倍以上
もの高い電圧のものにすることか必要となる。このため
にアークの停止時、即ち無負荷時ｌこは、この高い電圧
がコンデンサに充電されることになり、溶接時の２倍以
上の高い電圧が電極９と被溶接物との間に現われること
になる。したかつてこのような装置を被覆溶接棒を用い
て行う手溶接に用いるときには電極９に作業者が接触す
ることによって感電事故を起す危険性が高いものである
。このコンデンサに充電された電荷は抵抗器１２によっ
て放電されるからこの抵抗値を低いものにすれば、？ｔ
Ｍｌｉ９と被溶接物との間に出現する電圧は無負荷時に
おいても低い値とすることができるが、コンデンサ１１
および抵抗器１２は常時接続されているから、抵抗器に
常時大きな電流が流れることになって、発熱が大きくか
つ電力効率の悪いものとなってしまう。The above is a state when a welding arc is generated between the electrode 9 and the workpiece 10 and welding current is flowing, but before the welding arc occurs, all the output voltage of the transformer 4 is applied to the capacitor 11. As the capacitor is charged, the terminal voltage of the capacitor rises to a voltage equal to the output voltage of the DC power supply 1 multiplied by the turns ratio of the transformer 40. This heavy pressure is caused by the conduction time rate of the switching elements 2a and 2b when using a forward converter as shown in figure f$5 as a switching circuit.
In other words, the duty ratio must be 50% or less, so in order to obtain the average output voltage required during arc welding, the output voltage of the DC power supply 1 must be at least twice as high as the required arc voltage. or is required. Therefore, when the arc is stopped, that is, when there is no load, this high voltage is charged to the capacitor, and a voltage that is more than twice as high as that during welding appears between the electrode 9 and the workpiece. It turns out. In the past, when such a device is used for manual welding using a coated welding rod, there is a high risk of electric shock caused by the worker coming into contact with the electrode 9. Since the electric charge charged in this capacitor is discharged by the resistor 12, what happens if this resistance value is set to a low value? t
The voltage that appears between Mli9 and the workpiece can be kept low even when there is no load, but
Since the resistor 12 is always connected, a large current always flows through the resistor, resulting in large heat generation and poor power efficiency.
この現象はフォワードコンバータを用いた第５図のよう
な装置のみ発生するものではなく、チョッパ式制御を行
うものやインバータによって出力をパルス幅制御するも
のにおいても同様に発生するものである。This phenomenon occurs not only in the device shown in FIG. 5 using a forward converter, but also in devices that perform chopper control or control the output pulse width using an inverter.
本発明は、上記従来装置の間諒点を解決するために、出
力電圧設定回路と出力電圧検出器とを追加し、出力電流
および出力電圧のそれぞれの設定値に対する誤差を求め
て、両誤差信号のうち小さい方の誤差信号を選択してス
イッチング素子駆動信号としたものである。また上記に
加えて作業者が電極に接触する機会が少ないＴＩＧ溶接
や自動溶接においては無負荷電圧が高い方がアークスタ
ートに有利であるので、このような場合に無負荷電圧が
変更できるように従来通りの電流誤差信号のみに対応し
てスイッチング素子のデユーティ比を定めることができ
るように駆動信号を切替える回路を設けたものである。In order to solve the drawbacks of the conventional device, the present invention adds an output voltage setting circuit and an output voltage detector, calculates the error for each set value of output current and output voltage, and outputs both error signals. The smaller error signal is selected and used as the switching element drive signal. In addition to the above, in TIG welding and automatic welding, where there are few opportunities for the worker to come into contact with the electrode, a higher no-load voltage is more advantageous for arc starting, so the no-load voltage can be changed in such cases. A circuit for switching drive signals is provided so that the duty ratio of the switching element can be determined only in response to the conventional current error signal.
作用
本発明のアーク溶接機は、無負荷時や出力電流が小さい
ときには出力電流検出器の出力信号は零または零に近い
ので電流誤差信号は大きく、一方出力電圧は高いので電
圧誤差信号は小さくなる。In the arc welding machine of the present invention, when there is no load or the output current is small, the output signal of the output current detector is zero or close to zero, so the current error signal is large, while the output voltage is high, so the voltage error signal is small. .
したがってスイッチング素子はこの小さい方の誤差信号
ｌこ応じたデユーティ比のパルス幅で導通ずることにな
るので出力電圧が設定値に制限されて、略定電圧特性と
なる。出力電流が増加してくると出力電流検出器の出力
が出力電流設定回路の設定値に近づくので電流誤差信号
は小さくなってくる。Therefore, the switching element becomes conductive with a pulse width of a duty ratio corresponding to the smaller error signal l, so that the output voltage is limited to the set value, resulting in a substantially constant voltage characteristic. As the output current increases, the output of the output current detector approaches the set value of the output current setting circuit, so the current error signal becomes smaller.
この電流誤差信号が電圧誤差信号よりも小さくなるとス
イッチング素子の導通時間幅が電流誤差信号によって定
まるデユーティ比によって決定されるように切替えられ
る。この結果−室以上の電流領域においては出力電流が
出力電流設定回路によって定められた値に制限されて略
定電流特性となる。When this current error signal becomes smaller than the voltage error signal, the conduction time width of the switching element is switched to be determined by the duty ratio determined by the current error signal. As a result, in the current range above the room temperature, the output current is limited to a value determined by the output current setting circuit, resulting in a substantially constant current characteristic.
実施例
第１図ｉこ本発明の実施例の接続図を示す。同図におい
て第６図の従来装置と同機能のものには同符号を付しで
あるが、変圧器４には１次巻線４ａと２次巻線４ｂに加
えて電圧検出用の補助巻線４Ｃが設けである。また１７
は出力電圧設定回路、１８ａ、１８ｂおよび１９は電圧
検出器を構成しており、１８λ、１８ｂは整流素子、１
９は平滑回路であり直流リアクトル６、フンデンｆ′１
１および抵抗器１２からなる主回路の平滑回路の時定数
と略同じ時定数となるように定数を選定して詔く。２０
は平滑回路１９の出力電圧、即ち出力電圧検出値と出力
電圧設定回路の出力信号とを比較し差信号を得る比較器
、２１は比較器２０の出力信号に応じたデユーティ比の
パルス信号を発生するパルス発生回路である。（以後混
同を避けるためにパルス発生回路１６を第１のパルス発
生回路とよび、パルス発生回路２１を第２のパルス発生
回路とよぶ。）これらの第１＄よび第２のパルス発生回
路１６および２１の発生するパルスの立上り部分を同期
させるために発振器２２を設け、この発振器２２の出力
を各パルス発生回路の同期入力端子Ｃに加えて両パルス
発生回路の動作を同期させる。したがって同図の実施例
にぷいてはスイッチング素子の導通・遮断の周期は発振
器２２の発振周期によって定まることになる。２３は切
替回路であり、（イ）パルス発生回路２１の出力を次段
に伝達するか、（ロ）常時Ｈレベル信号を次段に伝達す
るかのいずれかを選択する。２４は第１のパルス発生回
路１６の出力と切替回路２３の出力とを入力とし両人力
信号のうち継続時間の短かい方の信号を駆動信号として
スイッチング素子２ａ 、２ｂに供給する信号選択回路
であり、例えば両人力信号が同時にＨレベル信号である
間のみ駆動信号を出力するＡＮＤ回路と必要に応じてこ
のＡＮＩ）回路の出力信号を増幅する増幅回路とによっ
て構成する。Embodiment FIG. 1 shows a connection diagram of an embodiment of the present invention. In the same figure, parts with the same functions as those in the conventional device shown in FIG. Line 4C is provided. Also 17
is an output voltage setting circuit, 18a, 18b and 19 are voltage detectors, 18λ and 18b are rectifying elements, 1
9 is a smoothing circuit, DC reactor 6, Hunden f'1
The constant is selected so that it is approximately the same as the time constant of the smoothing circuit of the main circuit consisting of the resistor 1 and the resistor 12. 20
21 is a comparator that compares the output voltage of the smoothing circuit 19, that is, the output voltage detection value, and the output signal of the output voltage setting circuit to obtain a difference signal; 21 generates a pulse signal with a duty ratio according to the output signal of the comparator 20; This is a pulse generation circuit. (Hereinafter, to avoid confusion, the pulse generation circuit 16 will be referred to as the first pulse generation circuit, and the pulse generation circuit 21 will be referred to as the second pulse generation circuit.) These first and second pulse generation circuits 16 and An oscillator 22 is provided to synchronize the rising edge of the pulses generated by the pulse generator 21, and the output of the oscillator 22 is applied to the synchronization input terminal C of each pulse generating circuit to synchronize the operations of both pulse generating circuits. Therefore, in the embodiment shown in the figure, the conduction/cutoff period of the switching element is determined by the oscillation period of the oscillator 22. 23 is a switching circuit which selects either (a) transmitting the output of the pulse generating circuit 21 to the next stage, or (b) always transmitting an H level signal to the next stage. Reference numeral 24 denotes a signal selection circuit which receives the output of the first pulse generation circuit 16 and the output of the switching circuit 23 and supplies the signal with the shorter duration of the two human power signals as a drive signal to the switching elements 2a and 2b. For example, it is constituted by an AND circuit that outputs a drive signal only while both human power signals are at H level signals at the same time, and an amplifier circuit that amplifies the output signal of this ANI) circuit as necessary.
同図の実施例において切替回路２３が図の（イ）側、即
ち第２のパルス発生回路２１の出力が信号選択回路２４
に伝達されるときの動作について説明する。切替回路２
３が（イ）側にあるときには発振器２１によって立上り
時期が同期した第１および第２のパルス発生回路１６お
よび２１の岡山力信号が共に信号選択回路２４に供給さ
れる。信号選択回路２４においては入力信号の立上り時
からいずれかの入力信号の立下り時に至るまでを導通期
間として選択し、スイッチング素子２λ、２ｂに駆動信
号として供給する。スイッチング素子２＠、 ２ｂがこ
の駆動信号によって導通ずると直流型＃１から電流が流
れて変圧器４の２次巻線４ｂに出力電圧が誘起され整流
器５ｉ、５ｂ、直流リアクトル６およびコンデンサ１１
からなる整流・平滑回路にて平滑されて電極と被溶接物
との間に直流電圧が印加される。ここで高周波発振器８
が停止しカップリングフィル７に高電圧が発生していな
いときには電極９と被溶接物１０との間は絶縁状態が保
たれている。したがって溶接アークは発生せず出力電流
検出器１３の出力は零である。このために出力電流設定
回路１４との差を演算する比較器１５の出力Δｉは大き
く、この電流誤差信号Δｉに対応したデユーティ比のパ
ルスを発生する第１のパルス発生回路１６は大なるデユ
ーティ比（導通期間を最大とする値で第１図のようにフ
ォワードコンバータを使用するときは５０％）のパルス
信号を発生する。一方このときの出力電圧は変圧器４の
補助巻線４Ｃによって検出されて整流素子１８ａ。In the embodiment shown in FIG.
The operation when the information is transmitted will be explained. Switching circuit 2
3 is on the (A) side, both the Okayama power signals of the first and second pulse generation circuits 16 and 21 whose rise times are synchronized by the oscillator 21 are supplied to the signal selection circuit 24. The signal selection circuit 24 selects the period from the rise of the input signal to the fall of any input signal as a conduction period, and supplies it to the switching elements 2λ, 2b as a drive signal. When the switching elements 2@, 2b are made conductive by this drive signal, a current flows from the DC type #1, and an output voltage is induced in the secondary winding 4b of the transformer 4, and the rectifiers 5i, 5b, DC reactor 6, and capacitor 11
A DC voltage is applied between the electrode and the workpiece after being smoothed by a rectifying/smoothing circuit consisting of the following. Here, high frequency oscillator 8
When the coupling film 7 is stopped and no high voltage is generated in the coupling fill 7, an insulated state is maintained between the electrode 9 and the workpiece 10. Therefore, no welding arc is generated and the output of the output current detector 13 is zero. For this reason, the output Δi of the comparator 15 that calculates the difference with the output current setting circuit 14 is large, and the first pulse generating circuit 16 that generates a pulse with a duty ratio corresponding to this current error signal Δi has a large duty ratio. (50% when using a forward converter as shown in FIG. 1 with a value that maximizes the conduction period) is generated. On the other hand, the output voltage at this time is detected by the auxiliary winding 4C of the transformer 4 and sent to the rectifying element 18a.
１８ｂおよび平滑回路１９によって整流平滑されて出力
電圧に相似の直流電圧となり比較器２０に供給される。18b and the smoothing circuit 19, the voltage is rectified and smoothed to become a DC voltage similar to the output voltage, and is supplied to the comparator 20.
比較器２０においては出力電圧設定器１７の出力信号と
比較し差信号Δｅ（電圧誤差信号）を第２のパルス発生
回路２１に出力する、電圧誤差信号ΔＣは第２のパルス
発生回路２１において電圧誤差信号ΔＣに対応したデユ
ーティ比の駆動信号に変換される。このとき出力電圧の
ピーク値は直流電源１の出力電圧の２倍程度の高い電圧
であるので電圧誤差信号ΔＣは小さく、したがって第２
のパルス発生回路２１の出力は小なるデユーティ比（こ
の場合には導通期間が最小となる値）のパルス信号を発
生することになる。信号選択回路２４はこれらの両信号
を入力とし両信号のうち小さい時間幅の方の駆動信号を
スイッチング素子２λ、２ｂに伝達しこれを導通させる
。この結果スイッチング素子は１周期のうち極く短時間
のみ導通することになり、この変圧器４の出力電圧を整
流平滑した出力電圧は平均値であるから電極９と被溶接
物１０との間に現われる電圧は出力電圧設定回路１７に
よって設定された電圧に保たれることになる。第２図は
このときの各部の波形を時間の経過とともに示したもの
で、同図（ａｌは発振器２２の出力信号、（ｂｌは第１
のパルス発生回路１６の出力信号、（Ｃ）は第２のパル
ス発生回路２１の出力信号、（ｄ）は信号選択回路２４
の出力信号、（ｅ）は出力電圧の各変化の様子を示す。The comparator 20 compares the output signal of the output voltage setter 17 and outputs a difference signal Δe (voltage error signal) to the second pulse generation circuit 21. It is converted into a drive signal with a duty ratio corresponding to the error signal ΔC. At this time, the peak value of the output voltage is about twice as high as the output voltage of the DC power supply 1, so the voltage error signal ΔC is small, and therefore the second
The output of the pulse generating circuit 21 generates a pulse signal with a small duty ratio (in this case, a value that minimizes the conduction period). The signal selection circuit 24 inputs these two signals, and transmits the drive signal with the smaller time width of the two signals to the switching elements 2λ, 2b to make them conductive. As a result, the switching element is conductive only for a very short time in one cycle, and since the output voltage obtained by rectifying and smoothing the output voltage of the transformer 4 is an average value, there is a gap between the electrode 9 and the workpiece 10. The voltage that appears will be maintained at the voltage set by the output voltage setting circuit 17. Figure 2 shows the waveforms of each part at this time over time.
(C) is the output signal of the second pulse generation circuit 21, (d) is the signal selection circuit 24.
(e) shows the state of each change in the output voltage.
次に電極９を被溶接物に近づけた状態で高周波発振器８
を起動するとこれによってカップリングコイルに誘起さ
れた高電圧によって電極９と被溶接物１０との間に高周
波火花放電が発生し、これによって溶接アークが誘発さ
れる。溶接アークの発生によって流れる電流は電流検出
器１３によつ又
て検出されな比較器１５へ入力される。比較器１５にお
いては電流検出器１３の出力信号が零から増加すること
によって電流誤差信号Δｉが減少する。Next, with the electrode 9 close to the workpiece, the high frequency oscillator 8
When activated, a high-frequency spark discharge is generated between the electrode 9 and the workpiece 10 due to the high voltage induced in the coupling coil, thereby inducing a welding arc. The current flowing due to the generation of the welding arc is input to a current detector 13 and to a comparator 15 where it is not detected. In the comparator 15, the current error signal Δi decreases as the output signal of the current detector 13 increases from zero.
この電流誤差信号Δｉの減少に応じて第１のパルス発生
回路１６の出力信号もデユーティ比が減少してゆく。一
方出力電圧は出力電流の増加にしたがって直流電源１、
変圧器４、スイッチング素子２λ、２ｂ、整流素子３ａ
、３ｂなどの内部抵抗によって発生する電圧降下分が増
加するために低下してゆき、このために比較器２０の電
圧誤差信号が増大し、第２のパルス発生回路２１の出力
信号のデユーティ比は増加してゆく。出力電流が一定以
上に増加すると第１のパルス発生回路１６の出力パルス
幅が第２のパルス発生回路のそれよりも小さくなる。こ
の時点で選択回路２４は第２のパルス発生回路２１の出
力信号に代えて第１のパルス発生回路１６の出力信号を
スイッチング素子２ａ。As the current error signal Δi decreases, the duty ratio of the output signal of the first pulse generating circuit 16 also decreases. On the other hand, the output voltage increases as the output current increases.
Transformer 4, switching elements 2λ, 2b, rectifying element 3a
, 3b, etc. increases, and as a result, the voltage error signal of the comparator 20 increases, and the duty ratio of the output signal of the second pulse generating circuit 21 becomes It continues to increase. When the output current increases beyond a certain level, the output pulse width of the first pulse generating circuit 16 becomes smaller than that of the second pulse generating circuit. At this point, the selection circuit 24 applies the output signal of the first pulse generation circuit 16 to the switching element 2a instead of the output signal of the second pulse generation circuit 21.
２ｂに伝達するようになり、その結果出力電流は出力電
流設定回路１４にて設定された値を保つように制御され
ることになる。第３図は信号選択回路２４が第１のパル
ス発生回路１６の出力を選択しているときの各部の波形
の変化を第２図と同様に時間の経過とともに示した線図
である。As a result, the output current is controlled to maintain the value set by the output current setting circuit 14. FIG. 3 is a graph showing changes in waveforms of various parts over time when the signal selection circuit 24 selects the output of the first pulse generation circuit 16, similar to FIG. 2.
つぎに第１図１こ示した実施例において切替回路２３を
図の（ｏ）側に切替えたときは信号選択回路には第２の
パルス発生回路２１の出力信号に代えて一定の電圧＋Ｅ
がＰ袷されることになるから信号選択回路２４は常に第
１のパルス発生回路１６の出力信号を選択することにな
るので第５図に示した従来装置と全く同様の動作を行う
ことになる。Next, in the embodiment shown in FIG. 1, when the switching circuit 23 is switched to the (o) side in the figure, the signal selection circuit receives a constant voltage +E instead of the output signal of the second pulse generation circuit
Since the signal selection circuit 24 always selects the output signal of the first pulse generation circuit 16, the operation is exactly the same as that of the conventional device shown in FIG. .
なお第１図１こおいては切替回路２３を第２のパルス発
生回路２１と信号選択回路との間に設けたが比較器と第
２のパルス発生回路との間に設けてもよい。また信号選
択回路は第１および第２のパルス発生回路１６．２１の
各出力を入力としていずれか小なるデユーティ比のもの
を選択して出力するものとし、切替回路はこの信号選択
回路の出力かまたは第１のパルス発生回路の出力かを切
替えるようにしたものでもよい。第４図はこのようにし
たときの実施例を示す接続図であり、各部の機能および
動作は第１図に示した実施例と同様であるので説明は省
略する。また第１図および第４図番こ示した実施例にお
いては、出力電圧検出器としては変圧器４に補助巻線４
ａを設けてこれから信号を得たが、補助巻線のかわりに
２次巻線４ｂの両端または中間タップから電圧信号を得
るようにしてもよい。さらにこの２次巻線４ｂの整流出
力、即ちコンデンサ１１の端子電圧を直接または適当に
分圧して比較器２０の入力電圧としてもよい。Although the switching circuit 23 is provided between the second pulse generation circuit 21 and the signal selection circuit in FIG. 1, it may be provided between the comparator and the second pulse generation circuit. Further, the signal selection circuit receives the outputs of the first and second pulse generation circuits 16 and 21 and selects and outputs the one with the smaller duty ratio, and the switching circuit selects and outputs the one with the smaller duty ratio. Alternatively, the output of the first pulse generating circuit may be switched. FIG. 4 is a connection diagram showing an embodiment in this case, and since the functions and operations of each part are the same as those in the embodiment shown in FIG. 1, explanations thereof will be omitted. In the embodiments shown in FIGS. 1 and 4, an auxiliary winding 4 is connected to the transformer 4 as an output voltage detector.
Although a signal was obtained from the auxiliary winding 4b, the voltage signal may be obtained from both ends of the secondary winding 4b or from the intermediate tap instead of the auxiliary winding. Furthermore, the rectified output of the secondary winding 4b, ie, the terminal voltage of the capacitor 11, may be used as the input voltage of the comparator 20 directly or by appropriately dividing the voltage.
第１図および第４図においては電圧誤差信号および電流
誤差信号をあらかじめこれらに対応するデユーティ比の
パルス信号に変換した後に両パルス信号の長さを比較し
て短かい方を選択したが、本発明は両誤差信号の小さい
方でスイッチング素子の導通時間幅を定めるものであれ
ばよい。したがって第１図または第４図に勿いて第１お
よび第２のパルス発生回路を除き、比較器１５および２
０の各出力の大小を比較し、小さい方を選択する信号選
択回路を設け、この信号選択回路の出力信号に応じたデ
ユーティ比のパルスを発生する１個のパルス発生回路を
設けて、このパルス発生回路の出力をスイッチング素子
の駆動信号として用いてもよい。In Figures 1 and 4, the voltage error signal and current error signal are converted into pulse signals with corresponding duty ratios, and then the lengths of both pulse signals are compared and the shorter one is selected. The present invention may be any method as long as the conduction time width of the switching element is determined by the smaller of the two error signals. Therefore, the comparators 15 and 2 are not shown in FIG. 1 or 4 except for the first and second pulse generating circuits.
A signal selection circuit is provided that compares the magnitude of each output of 0 and selects the smaller one, and a pulse generation circuit is provided that generates a pulse with a duty ratio corresponding to the output signal of this signal selection circuit. The output of the generation circuit may be used as a drive signal for the switching element.
第５図はこのようにした本発明の別の実施例を示す接続
図である。同図において工ないし２０は第１図、第４図
と同様の機能のものを示す。２５は比較器２０の出力と
一定電圧Ｅの信号とを入力としいずれかを出力する切替
回路であり第１図または第４図の実施例に詔いて示した
切替回路２３に相当する。２６は切替回路２５の出力と
比較器１５の出力とを入力としいずれか小さい方の信号
を出力する信号選択回路である。２７は信号選択回路２
６の出力信号の大きさに応じたデユーティ比のパルスを
発生するパルス発生回路である。FIG. 5 is a connection diagram showing another embodiment of the present invention. In the figure, numerals 20 to 20 indicate the same functions as those in FIGS. 1 and 4. A switching circuit 25 receives the output of the comparator 20 and a signal of constant voltage E and outputs either of them, and corresponds to the switching circuit 23 shown in the embodiment of FIG. 1 or 4. 26 is a signal selection circuit which receives the output of the switching circuit 25 and the output of the comparator 15 and outputs the smaller of the two. 27 is the signal selection circuit 2
This is a pulse generation circuit that generates a pulse with a duty ratio corresponding to the magnitude of the output signal of No. 6.
同図の実施例において、切替回路２５が図示のようｔこ
（イ）側であるときには、比較器２０の出力、即ち電圧
誤差信号ΔＣと比較器１５の出力、即ち電流誤差信号Δ
ｉとが信号選択回路２６に供給される。したがって出力
電流が零かまたは小さい間は第１図にて説明したように
Δｉ〉ΔＣであるから、パルス発生回路２７には電圧誤
差信号Δｅが供給されて電圧フィードバック回路が形成
されて略定電圧特性となる。また出力電流が増加して設
定値との差が少なくなってΔｉくΔｅとなると電流誤差
信号Δｉがパルス発生回路２７に供給されて電流フィー
ドバック制御となり、略定電流制御が行なわれるように
なる。In the embodiment shown in the figure, when the switching circuit 25 is on the t (a) side as shown, the output of the comparator 20, that is, the voltage error signal ΔC, and the output of the comparator 15, that is, the current error signal Δ
i is supplied to the signal selection circuit 26. Therefore, while the output current is zero or small, Δi>ΔC as explained in FIG. Becomes a characteristic. Further, when the output current increases and the difference from the set value decreases to Δi - Δe, the current error signal Δi is supplied to the pulse generating circuit 27 to perform current feedback control, and approximately constant current control is performed.
本発明は、上記の各実施例１こ示したようなフォワード
コンバータを用いた装置においてのみ適用できるもので
はな（、直流電源の出力をスイッチング素子を用いて調
整して溶接電極と被溶接物とに供給するものであればよ
く、チョッパ式、インバータ式などの各制御方式のもの
に適用できる。The present invention is not only applicable to a device using a forward converter as shown in each of the above-mentioned embodiments. It can be applied to various control methods such as chopper type and inverter type.
発明の効果
本発明は、上記の通りであるのでっぎのような優れた効
果を有する。Effects of the Invention The present invention has excellent effects as described above.
（１）無負荷電圧を設定値に抑制できるので、作業者が
電極部分に接触しやすい被覆アーク溶接に使用しても感
電の危険性がない。(1) Since the no-load voltage can be suppressed to a set value, there is no risk of electric shock even when used for shielded arc welding, where workers are likely to come into contact with the electrode parts.
（２）無負荷電圧の抑制のために低い抵抗値の大容量の
抵抗器を出力端子に並列に接続する必要がなくなるので
、発熱が少なくまた効率の向上が計れる。(2) Since there is no need to connect a large capacity resistor with a low resistance value in parallel to the output terminal in order to suppress the no-load voltage, less heat is generated and efficiency can be improved.
るので種々のアーク溶接に使用することができる。Therefore, it can be used for various types of arc welding.
第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図および第
３図の各（すないしくｅ）は第１図の実施例の動作を説
明するために示した各部の波形を示す線図、ｆｉ４図お
よび第５図は本発明の別の実施例を示す接続図、第６図
は従来の装置の例を示す接続図である。
１・・・直流電源、２ａ、２ｂ・・・スイッチング素子
、４・・・変圧器、６・・・直流リアクトル、１１・・
・コンデンサ、１２・・・抵抗器、１３・・・出力電流
検出器、１４・・・出力電流設定回路、１５．２０・・
・比較器、１６・・・第１のパルス発生回路、１７・・
・出力電圧設定回路、２１・・・第２のパルス発生回路
、２２・・・発振器、２３・・・切替回路、２４・・・
信号選択回路代理人 弁理士 中 井 宏
（εン □
Ｃｅ） □□
← −
帳
Ｕ）
沫Fig. 1 is a connection diagram showing an embodiment of the present invention, and each (or e) in Figs. 2 and 3 shows waveforms of each part shown to explain the operation of the embodiment of Fig. 1. The diagram, fi4 diagram, and FIG. 5 are connection diagrams showing another embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a connection diagram showing an example of a conventional device. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... DC power supply, 2a, 2b... Switching element, 4... Transformer, 6... DC reactor, 11...
・Capacitor, 12...Resistor, 13...Output current detector, 14...Output current setting circuit, 15.20...
・Comparator, 16...first pulse generation circuit, 17...
- Output voltage setting circuit, 21... second pulse generation circuit, 22... oscillator, 23... switching circuit, 24...
Signal selection circuit agent Patent attorney Hiroshi Nakai (εn □ Ce) □□ ← − Book U)
Claims (1)
よりアーク溶接に適した電力に調整するスイッチング式
電力調整回路と、出力電流設定回路と、最大出力電圧設
定回路と、出力電流検出器と、出力電圧検出器と、前記
出力電流設定回路の出力信号と前記出力電流検出器の出
力信号とを比較し差信号に応じたデューティ比のパルス
信号を発生する第１のパルス発生回路と、前記最大電圧
設定回路の出力信号と前記出力電圧検出器の出力信号と
を比較し差信号に応じたデューティ比のパルス信号を発
生する第２のパルス発生回路と、前記第１のパルス発生
回路の出力と第２のパルス発生回路の出力とを同期させ
るための手段と、前記第１のパルス発生回路の出力と前
記第２のパルス発生回路の出力とを比較し両出力のうち
幅の狭い方の出力を選択する信号選択回路と、前記第１
のパルス発生回路の出力信号と前記信号選択回路の出力
信号とのいずれかを前記スイッチング式電力調整回路の
駆動信号として供給する切替回路とを具備したアーク溶
接機。 ２、前記スイッチング式電力調整回路はフオワードコン
バータによつて構成した特許請求の範囲第１項に記載の
アーク溶接機。 ３、直流電源と、前記直流電源の出力をスイッチングに
よりアーク溶接に適した電力に調整するスイッチング式
電力調整回路と、出力電流設定回路と、最大出力電圧設
定回路と、出力電流検出器と、出力電圧検出器と、前記
出力電流設定回路の出力信号と前記出力電流検出器の出
力信号とを比較し差信号を得る第１の比較器と、前記最
大出力電圧設定回路の出力信号と前記出力電圧検出器の
出力信号とを比較し差信号を得る第２の比較器と、前記
第２の比較器の出力信号と前記第２の比較器の最大出力
信号よりも大きな一定電圧とのいずれかを切替えて次段
に伝達する切替回路と、前記第１の比較器の出力と前記
切替回路の出力とを入力としていずれか小さい方の信号
を選択する信号選択回路と、前記信号選択回路の出力信
号に応じたデューティ比のパルス信号を前記スイッチン
グ式電力調整回路に駆動信号として供給するパルス発生
回路とを具備したアーク溶接機。[Claims] 1. A DC power supply, a switching power adjustment circuit that adjusts the output of the DC power supply to a power suitable for arc welding by switching, an output current setting circuit, a maximum output voltage setting circuit, and an output a current detector, an output voltage detector, and a first pulse generator that compares the output signal of the output current setting circuit with the output signal of the output current detector and generates a pulse signal with a duty ratio according to a difference signal. a second pulse generating circuit that compares the output signal of the maximum voltage setting circuit and the output signal of the output voltage detector and generates a pulse signal with a duty ratio according to a difference signal; means for synchronizing an output of a generating circuit and an output of a second pulse generating circuit; and a means for comparing the output of the first pulse generating circuit and the output of the second pulse generating circuit; a signal selection circuit for selecting the narrower output of the first
An arc welding machine comprising: a switching circuit that supplies either the output signal of the pulse generation circuit or the output signal of the signal selection circuit as a drive signal to the switching power adjustment circuit. 2. The arc welding machine according to claim 1, wherein the switching type power adjustment circuit is constituted by a forward converter. 3. A DC power supply, a switching power adjustment circuit that adjusts the output of the DC power supply to a power suitable for arc welding by switching, an output current setting circuit, a maximum output voltage setting circuit, an output current detector, and an output. a voltage detector; a first comparator that obtains a difference signal by comparing the output signal of the output current setting circuit and the output signal of the output current detector; and the output signal of the maximum output voltage setting circuit and the output voltage. a second comparator that compares the output signal of the detector to obtain a difference signal; and a constant voltage that is larger than the output signal of the second comparator and the maximum output signal of the second comparator. a switching circuit that switches and transmits the signal to the next stage; a signal selection circuit that receives the output of the first comparator and the output of the switching circuit and selects the smaller signal; and an output signal of the signal selection circuit. an arc welding machine comprising: a pulse generation circuit that supplies a pulse signal with a duty ratio corresponding to the switching type power adjustment circuit as a drive signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24476486A JP2512911B2 (en) | 1986-10-14 | 1986-10-14 | Arc welding machine |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP24476486A JP2512911B2 (en) | 1986-10-14 | 1986-10-14 | Arc welding machine |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6397365A true JPS6397365A (en) | 1988-04-28 |
| JP2512911B2 JP2512911B2 (en) | 1996-07-03 |
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| JP (1) | JP2512911B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100842877B1 (en) | 2007-05-18 | 2008-07-04 | 주식회사 파워웰 | Dc arc inverter welding machine |
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1986
- 1986-10-14 JP JP24476486A patent/JP2512911B2/en not_active Expired - Fee Related
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