JP3981208B2

JP3981208B2 - Arc machining power supply

Info

Publication number: JP3981208B2
Application number: JP18990398A
Authority: JP
Inventors: 敏光土井; 慶樹森本; 靖服部
Original assignee: Daihen Corp
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 1998-06-19
Filing date: 1998-06-19
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2018-06-19
Also published as: JP2000005874A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流電源を一次整流回路にて直流とした後にインバータ回路によって高周波交流に変換し、二次整流回路によって再度整流して直流として、アーク溶接・切断、プラズマアーク溶接・切断などに使用するアーク加工用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は従来のインバータ制御式アーク加工用電源装置の例を示す接続図である。同図において、１は交流電源であり、通常商用交流電源が用いられる。２は一次整流回路であり交流電源１からの電力を整流して直流とする。３は平滑回路であり、一次整流回路２の出力を平滑してリップルの少ない直流とするもので、通常十分な容量の電解コンデンサが用いられる。４はインバータ回路であり、平滑回路３の直流出力を高周波の交流に変換する。５は変圧器であり、インバータ回路４の高周波出力をアーク加工に適した電圧に変換する。６は二次整流回路であり、変圧器５によって適宜電圧が整えられたインバータ回路４の高周波交流出力を再び直流に変換するものであるる。７ａ、７ｂは出力端子、８は電極、９は被加工物である。１０はインバータ制御回路であり、出力設定器１１の設定値と出力検出器１２の検出値との差に応じてインバータ回路４を駆動して出力を設定値に保つように制御するものである。
【０００３】
図３の従来装置において、商用交流電源１からの電力は一次整流回路２にて一旦直流となり、平滑回路３にて平滑されたのち、インバータ回路４にて１０ないし数１０ＫＨz の高周波交流に変換され、変圧器５にて加工に適した電圧に変換された後二次整流回路６にて再度直流にもどされて出力端子７ａ、７ｂから電極８および被加工物９に供給される。このとき、出力電圧又は出力電流が出力検出器１２にて検出されて出力設定器１１の設定値と比較されて、両信号の差が減少する方向にインバータ制御回路１０が作用して出力を設定値に保つように動作する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来方法においては、一次整流回路２の出力を平滑するための平滑回路３のコンデンサとして大きな容量のものが必要となるばかりでなく、交流電源１側からみるとコンデンサーインプット型であるために力率が極めて悪く、交流電圧波形のピーク点近くの位相においてのみ交流電源からの電力の供給がおこなわれるので入力電流は導通時間幅の狭い大きな尖頭波電流となって交流電源に大きな負担をかけ、電源波形を歪ませる原因となった。
【０００５】
また、装置としても大容量の平滑用コンデンサを設けるために大型でかつ高価なものになってしまうという欠点があった。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記従来方法の課題を解決するために、商用交流電源を一次整流回路にて直流とした後にインバータ回路によって高周波交流に変換し二次整流回路によって再度整流して直流とするアーク加工用電源装置において、一次整流回路とインバータ回路との間にアクティブフィルタ回路からなる力率改善回路を設けるとともにインバータ回路に起動時に出力を漸増させるアップスロープ特性をもたせたアーク加工用電源装置を提案したものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の装置の例を示す接続図である。同図において、１３は力率改善回路、１４はアップスロープ回路である。力率改善回路１３はリアクトル３１、スイッチング素子３２、ダイオード３３、電解コンデンサ３４、入力電流検出器３５、スイッチング素子駆動回路３６、電圧検出器３７および３８、比較器３９、４１および４２、掛算器４０、発信器４３、出力電圧設定器４４からなり、アップスロープ回路１４は直流電圧源５１および５２、比較器５３、演算増幅器５４、アナログスイッチ５５、ツエナーダイオード５６および５７、抵抗器５８ないし６０、コンデンサ６１、可変抵抗器６２からなる。
【０００８】
同図において、力率改善回路１３は別名アクティブフイルタ回路とよばれるもので、入力電圧波形に応じてスイッチング素子３２をＯＮ／ＯＦＦ制御してON期間中にリアクトル３１に蓄えられた電磁エネルギーをＯＦＦ期間にコンデンサ３４に放出してこれを充電するもので、リアクトル３１に発生するフライバック電圧によってコンデンサを入力電圧の値にかかわらずほぼ一定に充電する回路である。
【０００９】
図１において、交流電源１の出力は一次整流回路２によって整流されて脈動する直流となる。この直流出力は電圧検出器３７にて検出されて入力電圧基準信号Ｖｉとなり掛算器４０に供給される。一方、力率改善回路１３の出力電圧は電圧検出器３８にて検出されてフィードバック信号Ｖｆとなって比較器４２にて出力電圧設定器４４の設定値Ｖref と比較されて差信号Δ＝Ｖref −Ｖｆとなって掛算器４０にて電圧検出器３７の出力信号Ｖｉと掛算されて電流基準信号Ｉref となる。この信号Ｉref と入力電流検出器の検出信号Ｉｄとは比較器４１にて比較されて差信号ΔＩ＝Ｉref −Ｉｄとなる。この差信号は比較器４１にて発信器４３の出力信号と比較されて差信号ΔＩがこの発信器４３の出力信号より大である期間中スイッチング素子３２を導通させる信号をスイッチング素子駆動回路３６に出力する。スイッチング素子駆動回路３６はこの駆動信号を適宜増幅してスイッチング素子３２に供給してこれを導通させる。スイッチング素子３２が導通すると一次整流回路２の出力はスイッチング素子３２とリアクトル３１との直列回路を流れてリアクトル３１にはこのときに流れる電流によつて電磁エネルギーが蓄えられる。この電流が掛算器４０の出力信号Ｉref を超えるとスイッチング素子３２は遮断し、スイッチング素子３２の遮断によってリアクトル３１にはそのときに流れていた電流を維持すべく高いフライバック電圧を発生し、これによってリアクトル３１に蓄えられていた電磁エネルギーはコンデンサ３４に移転してこれを充電する。この結果、スイッチング素子が導通している間に一次整流回路に流れる電流はその出力電圧の波高値に対応した値となり、かつそのときの電圧の瞬時値が低くてもコンデンサにはその電圧に対応しただけの電荷が蓄えられることになる。したがって、発信器４３の発信周波数を交流電源の周波数に比べて充分に高い値、たとえば交流電源が６０Ｈz のときに数ＫＨz 以上に設定しておくと交流電源からの電流はほとんど電圧位相の全域に亘ることになり、力率は１００％に近い値となる。
【００１０】
ところで、上記の力率改善回路は商用周波を対象とするものであるので、その動作を安定にするために回路の応答速度を電源周波数の１０分の１ないし１００分の１に設定することが要求され、実際の回路においても応答周波数として１Ｈz 程度に設定されている。
【００１１】
これに対してアーク加工では、その加工開始時には無負荷状態からいきなり大電力負荷が接続される状態となる。このような急激な負荷変動が発生するときに上述のような応答速度の遅い力率改善回路１３が電源側に挿入されていると、この力率改善回路１３の応答遅れのためにインバータ回路４に対する入力電圧が大きく低下し、極端な場合には出力端子７ａ、７ｂ間における出力電圧がアークを維持するために必要な電圧以下にまで低下することが発生してアーク切れ、アークスタートの失敗を招くことになる。
【００１２】
このようなアーク切れを防止するためには、もっとも簡単な方法としては平滑コンデンサ３４の容量をアーク起動時の力率改善回路の応答遅れ時間における電流不足を補うだけの大きな容量のものにすることが考えられるが、そのような大きな容量のコンデンサを用いることは装置を大型化し、製造コストの上昇を招くことになる。
【００１３】
本発明においては、上記の問題を出力電流の急増時においてインバータ回路の出力電流を所定の勾配で漸増させるアップスロープ回路をインバータ回路の制御部に設けることによって、平滑コンデンサの容量を増加させることなく解決したものである。
【００１４】
次に図１のアップスロープ回路１４の動作を説明する。図示を省略した起動指令信号がインバータ回路４に供給されるかまたはインバータ回路４は動作中であっても電極８と被加工物９との間にアークも短絡電流も発生していない間は、出力検出器１２からの検出信号は零であるので比較器５３は直流電圧源５２の入力信号の方が大であるのでハイレベル信号を出力しており、アナログスイッチ５５は閉じている。このため演算増幅器５４は直流電圧源５１の出力信号をコンデンサ６１によって積分し、その出力はツエナーダイオード５６の電圧まで上昇する。このツエナーダイオード５６の電圧を可変抵抗器６２で分圧した電圧が比較器１５に出力電流基準信号として供給される。比較器１５は可変抵抗器６２のの出力電圧と出力検出器１２の検出信号との差の信号をインバータ制御回路１０に供給し、インバータ制御回路１０はこの差信号に応じた駆動信号をインバータ回路４に供給して出力電流を可変抵抗器６２の出力信号に対応した値に保つように動作する。アーク加工が開始されて電極８と被加工物９との間に電流が流れ始めるとその電流は出力検出器１２によって検出されて比較器５３と比較器１５とに出力される。この検出信号が直流電圧源５２の設定値よりも小さい間はアナログスイッチ５５は閉じたままであり、可変抵抗器６２はツエナーダイオード５６で定まる低い電圧を分圧して比較器１５に供給しており、したがって出力電流は零からこの低い一定の電圧で定まる値まで急速に増加する。この電流値における検出信号の大きさを直流電圧源５２の設定値よりもわずかに大きな値になるようにツエナーダイオード５６の電圧を選定しておくと、電流の流れ初めから極く短時間の後に出力検出器１２の出力が直流電圧源５２の設定値を超えることになる。出力検出器１２の出力が直流電圧源５２の設定値を超えると比較器５３はローレベル信号を出力してアナログスイッチ５５を遮断する。アナログスイッチ５５が遮断すると直流電圧源５１の出力は演算増幅器５４にて時定数ＣＲ（ただし、Ｃはコンデンサ６１の静電容量、Ｒは抵抗器６０の抵抗値）にて積分され、可変抵抗器６２の端子電圧は前述の低い電圧から次第に上昇してゆく。この可変抵抗器６２の端子電圧は分圧されて比較器１５に出力電流基準信号として供給される。この基準信号は比較器１５にて出力検出器１２の検出信号と比較されて差信号に対応してインバータ制御回路１０がその駆動信号を決定してインバータ回路４を駆動するので、出力電流は次第に上昇してゆくことになる。ここで演算増幅器５４の出力電圧はその電源電圧まで上昇しようとするのでツエナーダイオード５７の電圧を装置の最大出力電流になる値に選定しておけば可変抵抗器６２の調整により出力電流を自由に設定する事が出来る。
【００１５】
従って、ツエナーダイオード５６の電圧によって初期電流の値が定まり、抵抗器６０とコンデンサ６１とによつて出力電流の上昇速度が定まる。それ故、ツエナーダイオード５６としてアーク切れの発生しない電圧変動となる初期出力電流に対応する電圧のものを選定し、また力率改善回路１３の応答速度よりも若干遅い上昇速度になるように抵抗器６０とコンデンサ６１の値を選定しておけば、アークスタート時には出力電流が力率改善回路１３の応答速度よりもゆっくりした速度で漸増することになるので大きな出力電圧の降下は発生しないことになる。
【００１６】
もちろん、この出力電流の増加速度が力率改善回路１３の応答速度よりも多少速くてもそのために発生する出力電圧の降下量がアーク切れに至らない程度のものであるときは充分に実用になるので、このスタート時の出力電流の初期値および増加速度は適用する加工方法に対応して適値に選定すればよい。
【００１７】
図２は本発明の第２の発明の例を示す接続図であり、二次整流回路６の出力端子間にスイッチング素子７１ないしスイッチング素子７４および各スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオード７５ないし７８からなるブリッジ回路１６の直流側端子が接続され、ブリッジ回路１６の交流側端子が出力端子７ａ、７ｂに接続されている。また、このブリッジ回路１６の対応する辺のスイッチング素子７１とスイッチング素子７４はその制御端子を共通にして極性切替制御回路１７の一方の出力端子に接続されており、スイッチング素子７２とスイッチング素子７３はその制御端子を共通にして極性切替制御回路１７の他方の出力端子に接続されている。また、極性切替制御回路１７は正極性期間設定回路１８および逆極性期間設定回路１９によって設定される継続期間にしたがってスイッチング素子７１およびスイッチング素子７４またはスイッチング素子７２およびスイッチング素子７３をそれぞれ同時に導通するように制御する。同図のその他の要素は図１に示した例と同機能のものに同符号を付して説明を省略する。また力率改善回路１３およびアップスロープ回路１４はその内容を省略してある。
【００１８】
図２の装置において、二次整流回路６の出力はブリッジ回路１６にてスイッチングされて出力端子７ａ、７ｂに出力される。スイッチング素子７１とスイッチング素子７４とが共に導通しているときは被加工物９が正となる極性の出力となり、スイッチング素子７２とスイッチング素子７３とが共に導通しているときは電極８が正となる極性の出力が得られる。したがって、スイッチング素子７１とスイッチング素子７４またはスイッチング素子７２とスイッチング素子７３のいずれかの組のみを連続して導通させるときは正または逆の極性の直流出力が得られ、これらの各組のスイッチング素子を交互に導通制御するときは所定の正逆比率の交流出力が得られる。
【００１９】
なお、上記の力率改善回路１３およびアップスロープ回路１４は図示のものに限らず、適当な半導体集積回路や所定のソフトとともにマイクロコンピュータによって実現するものであってもよいのはもちろんである。
【００２０】
【発明の効果】
本発明は上記の通りであるので、安定したアーク起動が得られ、かつ、交流電源からの入力電流が鋭い尖頭波状にならないので交流電源に負担をかけることが少ない。また、平滑のために大容量のコンデンサを備える必要がないので装置を小型で安価にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のアーク加工用電源装置の例を示す接続図である。
【図２】本発明のアーク加工用電源装置の別の例を示す接続図である。
【図３】従来の装置の例を示す接続図である。
【符号の説明】
１交流電源
２一次整流回路
３平滑回路
４インバータ回路
５変圧器
６二次整流回路
７ａ、７ｂ出力端子
８電極
９被加工物
１０インバータ制御回路
１１出力設定器
１２出力検出器
１３力率改善回路
１４アップスロープ回路
１５比較器
１６ブリッジ回路
１７極性切替制御回路
１８正極性期間設定回路
１９逆極性期間設定回路
３１リアクトル
３２スイッチング素子
３３ダイオード
３４電解コンデンサ
３５入力電流検出器
３６スイッチング素子駆動回路
３７、３８電圧検出器
３９、４１、４２比較器
４０掛算器
４３発信器
４４出力電圧設定器
５１、５２直流電圧源
５３比較器
５４演算増幅器
５５アナログスイッチ
５６、５７ツエナーダイオード
５８ないし６０抵抗器
６１コンデンサ
６２可変抵抗器
７１ないし７４スイッチング素子
７５ないし７８ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
In the present invention, a commercial AC power source is converted into high-frequency AC by an inverter circuit after being converted into DC by a primary rectifier circuit, and is rectified again by a secondary rectifier circuit as DC, for arc welding / cutting, plasma arc welding / cutting, etc. The present invention relates to improvement of a power supply device for arc machining to be used.
[0002]
[Prior art]
FIG. 3 is a connection diagram showing an example of a conventional inverter-controlled arc machining power supply device. In the figure, reference numeral 1 denotes an AC power source, and a commercial AC power source is usually used. Reference numeral 2 denotes a primary rectifier circuit that rectifies the power from the AC power supply 1 to obtain a DC. Reference numeral 3 denotes a smoothing circuit which smoothes the output of the primary rectifier circuit 2 to produce a direct current with little ripple, and an electrolytic capacitor having a sufficient capacity is usually used. Reference numeral 4 denotes an inverter circuit that converts the DC output of the smoothing circuit 3 into high-frequency AC. A transformer 5 converts the high frequency output of the inverter circuit 4 into a voltage suitable for arc machining. Reference numeral 6 denotes a secondary rectifier circuit which converts the high-frequency AC output of the inverter circuit 4 whose voltage is appropriately adjusted by the transformer 5 to DC again. 7a and 7b are output terminals, 8 is an electrode, and 9 is a workpiece. Reference numeral 10 denotes an inverter control circuit that controls the inverter circuit 4 to drive the inverter circuit 4 according to the difference between the set value of the output setter 11 and the detected value of the output detector 12 so as to keep the output at the set value.
[0003]
In the conventional apparatus shown in FIG. 3, the electric power from the commercial AC power source 1 is temporarily converted into direct current by the primary rectifier circuit 2 and smoothed by the smoothing circuit 3 and then converted into high frequency alternating current of 10 to several tens KHz by the inverter circuit 4. After being converted to a voltage suitable for processing by the transformer 5, it is returned to direct current by the secondary rectifier circuit 6 and supplied to the electrode 8 and the workpiece 9 from the output terminals 7a and 7b. At this time, the output voltage or output current is detected by the output detector 12 and compared with the set value of the output setter 11, and the inverter control circuit 10 acts in the direction in which the difference between the two signals decreases to set the output. Operates to keep the value.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional method, not only a capacitor having a large capacity is required as a capacitor of the smoothing circuit 3 for smoothing the output of the primary rectifier circuit 2, but also because it is a capacitor input type when viewed from the AC power source 1 side. The power is supplied from the AC power supply only in the phase near the peak point of the AC voltage waveform, so the input current becomes a large peak wave current with a narrow conduction time width and places a heavy burden on the AC power supply. This causes the power waveform to be distorted.
[0005]
In addition, the apparatus has a drawback that it is large and expensive because a large-capacity smoothing capacitor is provided.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the problems of the conventional method described above, the present invention provides an arc machining method in which a commercial AC power supply is converted to DC by a primary rectifier circuit, then converted to high-frequency AC by an inverter circuit, and rectified again by a secondary rectifier circuit to be DC. Proposed a power supply device for arc machining in which a power factor improvement circuit comprising an active filter circuit is provided between the primary rectifier circuit and the inverter circuit, and the inverter circuit has an up-slope characteristic that gradually increases the output at start-up. Is.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a connection diagram showing an example of the apparatus of the present invention. In the figure, 13 is a power factor correction circuit and 14 is an upslope circuit. The power factor correction circuit 13 includes a reactor 31, a switching element 32, a diode 33, an electrolytic capacitor 34, an input current detector 35, a switching element drive circuit 36, voltage detectors 37 and 38, comparators 39, 41 and 42, and a multiplier 40. The up-slope circuit 14 includes DC voltage sources 51 and 52, a comparator 53, an operational amplifier 54, an analog switch 55, Zener diodes 56 and 57, resistors 58 to 60, and a capacitor. 61 and a variable resistor 62.
[0008]
In the figure, the power factor correction circuit 13 is also called an active filter circuit, and the switching element 32 is turned on / off according to the input voltage waveform to turn off the electromagnetic energy stored in the reactor 31 during the ON period. This circuit discharges the capacitor 34 during a period and charges it, and is a circuit that charges the capacitor almost constant by the flyback voltage generated in the reactor 31 regardless of the value of the input voltage.
[0009]
In FIG. 1, the output of the AC power supply 1 is rectified by a primary rectifier circuit 2 and becomes pulsating DC. This DC output is detected by the voltage detector 37 and becomes the input voltage reference signal Vi and supplied to the multiplier 40. On the other hand, the output voltage of the power factor correction circuit 13 is detected by the voltage detector 38 to become a feedback signal Vf, which is compared with the set value Vref of the output voltage setter 44 by the comparator 42, and the difference signal Δ = Vref− Vf is multiplied by the output signal Vi of the voltage detector 37 by the multiplier 40 to become a current reference signal Iref. This signal Iref and the detection signal Id of the input current detector are compared by the comparator 41 and the difference signal ΔI = Iref−Id is obtained. This difference signal is compared with the output signal of the transmitter 43 by the comparator 41, and a signal for conducting the switching element 32 during the period in which the difference signal ΔI is larger than the output signal of the transmitter 43 is sent to the switching element drive circuit 36. Output. The switching element drive circuit 36 amplifies the drive signal as appropriate and supplies it to the switching element 32 to make it conductive. When the switching element 32 is turned on, the output of the primary rectifier circuit 2 flows through a series circuit of the switching element 32 and the reactor 31, and electromagnetic energy is stored in the reactor 31 by the current flowing at this time. When this current exceeds the output signal Iref of the multiplier 40, the switching element 32 is cut off, and by the interruption of the switching element 32, a high flyback voltage is generated in the reactor 31 so as to maintain the current flowing at that time. Thus, the electromagnetic energy stored in the reactor 31 is transferred to the capacitor 34 and charged. As a result, the current flowing through the primary rectifier circuit while the switching element is conducting becomes a value corresponding to the peak value of the output voltage, and even if the instantaneous value of the voltage is low, the capacitor corresponds to that voltage. As much charge as you can store. Therefore, if the transmission frequency of the transmitter 43 is set to a sufficiently high value compared to the frequency of the AC power supply, for example, several kHz when the AC power supply is 60 Hz, the current from the AC power supply is almost in the entire voltage phase. The power factor becomes a value close to 100%.
[0010]
By the way, since the power factor correction circuit described above is intended for commercial frequencies, the response speed of the circuit can be set to 1/10 to 1/100 of the power supply frequency in order to stabilize its operation. In actual circuits, the response frequency is set to about 1 Hz.
[0011]
On the other hand, in arc machining, a high power load is suddenly connected from the no-load state at the start of machining. If the power factor correction circuit 13 having a slow response speed as described above is inserted on the power source side when such a sudden load fluctuation occurs, the inverter circuit 4 is delayed due to the response delay of the power factor improvement circuit 13. In the extreme case, the output voltage between the output terminals 7a and 7b may drop below the voltage necessary to maintain the arc, resulting in arc interruption and arc start failure. Will be invited.
[0012]
In order to prevent such arc breakage, the simplest method is to make the capacity of the smoothing capacitor 34 large enough to compensate for the shortage of current in the response delay time of the power factor correction circuit at the time of arc starting. However, the use of such a large-capacitance capacitor increases the size of the apparatus and causes an increase in manufacturing cost.
[0013]
In the present invention, the above problem is solved without increasing the capacity of the smoothing capacitor by providing an up slope circuit in the control unit of the inverter circuit that gradually increases the output current of the inverter circuit at a predetermined gradient when the output current suddenly increases. It has been solved.
[0014]
Next, the operation of the upslope circuit 14 of FIG. 1 will be described. While a start command signal (not shown) is supplied to the inverter circuit 4 or while the inverter circuit 4 is operating, no arc or short-circuit current is generated between the electrode 8 and the workpiece 9. Since the detection signal from the output detector 12 is zero, the comparator 53 outputs a high level signal because the input signal of the DC voltage source 52 is larger, and the analog switch 55 is closed. Therefore, the operational amplifier 54 integrates the output signal of the DC voltage source 51 by the capacitor 61, and the output rises to the voltage of the Zener diode 56. A voltage obtained by dividing the voltage of the Zener diode 56 by the variable resistor 62 is supplied to the comparator 15 as an output current reference signal. The comparator 15 supplies a difference signal between the output voltage of the variable resistor 62 and the detection signal of the output detector 12 to the inverter control circuit 10, and the inverter control circuit 10 outputs a drive signal corresponding to the difference signal to the inverter circuit. 4 is operated to keep the output current at a value corresponding to the output signal of the variable resistor 62. When arc machining is started and current starts to flow between the electrode 8 and the workpiece 9, the current is detected by the output detector 12 and output to the comparator 53 and the comparator 15. While the detection signal is smaller than the set value of the DC voltage source 52, the analog switch 55 remains closed, and the variable resistor 62 divides and supplies the low voltage determined by the Zener diode 56 to the comparator 15. Therefore, the output current increases rapidly from zero to a value determined by this low constant voltage. If the voltage of the Zener diode 56 is selected so that the magnitude of the detection signal at this current value is slightly larger than the set value of the DC voltage source 52, a very short time after the beginning of the current flow. The output of the output detector 12 exceeds the set value of the DC voltage source 52. When the output of the output detector 12 exceeds the set value of the DC voltage source 52, the comparator 53 outputs a low level signal and shuts off the analog switch 55. When the analog switch 55 is cut off, the output of the DC voltage source 51 is integrated by the operational amplifier 54 with the time constant CR (where C is the capacitance of the capacitor 61 and R is the resistance value of the resistor 60), and the variable resistor The terminal voltage 62 gradually increases from the low voltage. The terminal voltage of the variable resistor 62 is divided and supplied to the comparator 15 as an output current reference signal. The reference signal is compared with the detection signal of the output detector 12 by the comparator 15, and the inverter control circuit 10 determines the drive signal corresponding to the difference signal to drive the inverter circuit 4, so that the output current gradually increases. It will rise. Here, since the output voltage of the operational amplifier 54 tends to rise to its power supply voltage, the output current can be freely adjusted by adjusting the variable resistor 62 if the voltage of the Zener diode 57 is selected to a value that will be the maximum output current of the device. It can be set.
[0015]
Accordingly, the value of the initial current is determined by the voltage of the Zener diode 56, and the rising speed of the output current is determined by the resistor 60 and the capacitor 61. Therefore, the Zener diode 56 is selected to have a voltage corresponding to the initial output current that causes a voltage fluctuation that does not cause arc breakage, and the resistor is set so that the rising speed is slightly slower than the response speed of the power factor correction circuit 13. If the values of 60 and the capacitor 61 are selected, the output current gradually increases at a speed slower than the response speed of the power factor correction circuit 13 at the time of arc start, so that a large output voltage drop does not occur. .
[0016]
Of course, even if the increase rate of the output current is slightly higher than the response speed of the power factor correction circuit 13, the output voltage drop generated for this reason is sufficiently practical when it does not cause an arc break. Therefore, the initial value and the increase rate of the output current at the start may be selected to be appropriate values corresponding to the applied processing method.
[0017]
FIG. 2 is a connection diagram showing an example of the second invention of the present invention. Switching elements 71 to 74 and diodes 75 to 75 connected in antiparallel to the switching elements are connected between the output terminals of the secondary rectifier circuit 6. The DC side terminal of the bridge circuit 16 composed of 78 is connected, and the AC side terminal of the bridge circuit 16 is connected to the output terminals 7a and 7b. Further, the switching element 71 and the switching element 74 on the corresponding sides of the bridge circuit 16 are connected to one output terminal of the polarity switching control circuit 17 with a common control terminal, and the switching element 72 and the switching element 73 are The common control terminal is connected to the other output terminal of the polarity switching control circuit 17. Further, the polarity switching control circuit 17 causes the switching element 71 and the switching element 74 or the switching element 72 and the switching element 73 to be simultaneously conducted according to the duration set by the positive polarity period setting circuit 18 and the reverse polarity period setting circuit 19. To control. Other elements in the figure have the same functions as those in the example shown in FIG. The contents of the power factor correction circuit 13 and the upslope circuit 14 are omitted.
[0018]
In the apparatus of FIG. 2, the output of the secondary rectifier circuit 6 is switched by the bridge circuit 16 and output to the output terminals 7a and 7b. When the switching element 71 and the switching element 74 are both conductive, the workpiece 9 is output with a positive polarity. When the switching element 72 and the switching element 73 are both conductive, the electrode 8 is positive. An output with the following polarity is obtained. Accordingly, when only one set of the switching element 71 and the switching element 74 or only the switching element 72 and the switching element 73 is continuously conducted, a direct current output having a positive or reverse polarity is obtained. When alternating conduction control is performed, an AC output with a predetermined forward / reverse ratio is obtained.
[0019]
The power factor correction circuit 13 and the upslope circuit 14 are not limited to those shown in the figure, but may be realized by a microcomputer together with an appropriate semiconductor integrated circuit and predetermined software.
[0020]
【The invention's effect】
Since the present invention is as described above, stable arc starting can be obtained, and the input current from the AC power source does not have a sharp peak wave, so that the AC power source is less burdened. Further, since it is not necessary to provide a large-capacity capacitor for smoothing, the apparatus can be made small and inexpensive.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a connection diagram illustrating an example of a power supply device for arc machining according to the present invention.
FIG. 2 is a connection diagram showing another example of the arc machining power supply device of the present invention.
FIG. 3 is a connection diagram illustrating an example of a conventional apparatus.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Primary rectifier circuit 3 Smoothing circuit 4 Inverter circuit 5 Transformer 6 Secondary rectifier circuit 7a, 7b Output terminal 8 Electrode 9 Work piece 10 Inverter control circuit 11 Output setting device 12 Output detector 13 Power factor improvement circuit 14 Up-slope circuit 15 Comparator 16 Bridge circuit 17 Polarity switching control circuit 18 Positive polarity period setting circuit 19 Reverse polarity period setting circuit 31 Reactor 32 Switching element 33 Diode 34 Electrolytic capacitor 35 Input current detector 36 Switching element drive circuit 37, 38 Voltage Detector 39, 41, 42 Comparator 40 Multiplier 43 Transmitter 44 Output voltage setting device 51, 52 DC voltage source 53 Comparator 54 Operational amplifier 55 Analog switch 56, 57 Zener diode 58 thru 60 Resistor 61 Capacitor 62 Variable resistance 71 to 74 Element 75 to 78 diode

Claims

商用交流電源を一次整流回路にて直流とした後にインバータ回路によって高周波交流に変換し二次整流回路によって再度整流して直流とするアーク加工用電源装置において、前記一次整流回路と前記インバータ回路との間にアクティブフィルタ回路からなる力率改善回路を設けるとともに、前記アーク加工用電源装置の出力電流を検出しアーク加工開始時に前記出力電流が予め定めた電流設定値を超えないとき前記出力電流の増加を急峻にし前記出力電流が前記電流設定値を超えたときに前記出力電流の増加をアーク切れが発生しない前記力率改善回路の応答速度よりも遅い速度で漸増させるアップスロープ特性をもったアップスロープ回路を設けたこと、を特徴とするアーク加工用電源装置。 In an arc machining power supply device that converts a commercial AC power source into a direct current in a primary rectifier circuit , then converts it into a high-frequency alternating current by an inverter circuit, and rectifies it again by a secondary rectifier circuit to make a direct current, the primary rectifier circuit and the inverter circuit A power factor improvement circuit comprising an active filter circuit is provided in between, the output current of the arc machining power supply device is detected, and the output current increases when the output current does not exceed a predetermined current set value at the start of arc machining Up-slope with an up-slope characteristic in which when the output current exceeds the current set value, the increase in the output current is gradually increased at a speed slower than the response speed of the power factor correction circuit where no arc break occurs. A power supply device for arc machining, characterized in that a circuit is provided.