JPS6336170A - Radio direction detection method and device - Google Patents
Radio direction detection method and deviceInfo
- Publication number
- JPS6336170A JPS6336170A JP14343687A JP14343687A JPS6336170A JP S6336170 A JPS6336170 A JP S6336170A JP 14343687 A JP14343687 A JP 14343687A JP 14343687 A JP14343687 A JP 14343687A JP S6336170 A JPS6336170 A JP S6336170A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- pairs
- elements
- pair
- angle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims description 31
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 75
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 22
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 claims description 8
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 claims description 4
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000008569 process Effects 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 102100026396 ADP/ATP translocase 2 Human genes 0.000 description 4
- 101000718417 Homo sapiens ADP/ATP translocase 2 Proteins 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- OVSKIKFHRZPJSS-UHFFFAOYSA-N 2,4-D Chemical compound OC(=O)COC1=CC=C(Cl)C=C1Cl OVSKIKFHRZPJSS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 102100026397 ADP/ATP translocase 3 Human genes 0.000 description 1
- 102100026400 ADP/ATP translocase 4 Human genes 0.000 description 1
- 102100021849 Calretinin Human genes 0.000 description 1
- 101000718437 Homo sapiens ADP/ATP translocase 3 Proteins 0.000 description 1
- 101000718447 Homo sapiens ADP/ATP translocase 4 Proteins 0.000 description 1
- 101000898072 Homo sapiens Calretinin Proteins 0.000 description 1
- 101100476574 Staphylococcus aureus (strain N315) ant5 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
- 238000013076 uncertainty analysis Methods 0.000 description 1
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/46—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems
- G01S3/50—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems the waves arriving at the antennas being pulse modulated and the time difference of their arrival being measured
-
- G—PHYSICS
- G04—HOROLOGY
- G04F—TIME-INTERVAL MEASURING
- G04F10/00—Apparatus for measuring unknown time intervals by electric means
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Abstract] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は遠隔の信号源より到来する電磁波の入射方位を
、少なくとも１対の互に離隔配置した受波素子の２つの
各素子によってそれぞれ受信された信号波の前縁の各到
着時間（ＴＯＡ ：タイム・オブ・アライバルの略）の
間の差を決定することにより検出する方法並びに装置に
関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention adjusts the incident direction of electromagnetic waves arriving from a remote signal source to the leading edge of the signal wave received by each of two elements of at least one pair of mutually spaced receiving elements. The present invention relates to a method and apparatus for detecting by determining the difference between each time of arrival (TOA: time of arrival).
本発明はさらにＴＯＡと位相差測定の両者より入射電磁
波の方位を決定する方法及び装置に関するものである。The invention further relates to a method and apparatus for determining the orientation of an incident electromagnetic wave both by TOA and phase difference measurements.
本発明はさらに高精度、例えば１ｎｓ（ナノセカンド）
で測定を行うタイミング回路にも関連する。The present invention provides even higher precision, e.g. 1ns (nanoseconds).
Also related to timing circuits that perform measurements.
例えば受波素子を１．６ｋｍ（１マイル）間隔に配置し
た、長いベース線を用いＴＤＡ方位検出（ＴＯＯＡ ：
タイム・ディファレンス・オブ・アライパ′ル検出とも
称される）を行うことは、例えばエイ・アール・バロン
（八、 Ｒ，Ｂａｒｏｎ） （也のマイクロウェーフ゛
・ジャーナル、 １９８２年９月５９−７６頁に、また
とくに５９頁及び６６−７０頁において、“パッシブ・
ディレクション・ファインディング・アンド・シグナル
・ロケーション″なる論文に発表されている。多くの実
用上の状況下において、長いベース線（基準線）を使用
するＴＯＡ ＤＦの主な欠点は、入射方位をかなり大き
な範囲にわたって決定しようとするとき、同一信号源よ
りの信号が１対の受波素子の１つに受信されてからその
他方に到達する迄にかなり大なる時間間隔があることで
あり、これらＴＯＡ間の差は受波素子対と信号源との位
置関係によって定まる。信号が受信される信号源が複数
個存するとき、例えばかなり大なるパルス繰返し速度を
もってパルス信号を放出する複数の信号源があるときは
、２つの素子における各ＴＯＡが同じ信号源でなく、異
なる信号源より到来したものに対するものである確率が
極めて大となる。これら画素子の間隔が大となるほど、
すなわち上述の時間長が長くなるほど、この確率は大と
なる。このようなときは２つの素子によって受信された
信号の１以上の特性パラメータ、例えば周波数、ＰＲＦ
（パルス繰返し周波数）又はパルス長を比較し、こ
れら両信号が同じ信号源よりのものであるか、または異
なる信号源よりのものであるかを確認する必要がある。For example, TDA azimuth detection (TOOA:
(Also referred to as time difference of arrival detection) is described in, for example, A.R. Baron (2010), Microwave Journal, September 1982, pp. 59-76. and especially on pages 59 and 66-70.
Direction, Finding and Signal Location”. In many practical situations, the main drawback of TOA DF using a long base line is that When trying to make a decision over a range, there is a considerable time interval between when a signal from the same signal source is received by one of a pair of receiving elements and when it reaches the other, and the The difference between the two is determined by the positional relationship between the receiving element pair and the signal source.When there are multiple signal sources from which the signal is received, for example, when there are multiple signal sources that emit pulse signals at a considerably high pulse repetition rate. The probability that each TOA in two elements is not from the same signal source but from a different signal source is extremely large.The larger the interval between these pixel elements, the more
That is, the longer the above-mentioned time length becomes, the greater this probability becomes. In such cases, one or more characteristic parameters of the signals received by the two elements, e.g. frequency, PRF
It is necessary to compare the pulse repetition frequency (pulse repetition frequency) or pulse length to confirm whether both signals are from the same signal source or from different signal sources.
このためにはかなりの数の他の余分な装置を必要とする
のみでなく、入射方位の確定のためにかなり大なる時間
を必要とする。This not only requires a considerable amount of other extra equipment, but also requires a considerable amount of time to determine the direction of incidence.
例えば約７ｍ（２４フイート）の如くの短いベース線を
用いるＴＯＡ ＯＦは米国特許第３．９３６．８３１号
に発表されている。前記米国特許にはふれられていない
が、短いベース線を１吏用する利点は、同じ信号源より
２つの受波素子に信号が到来しうる時間の上述の時間間
隔が圃めて小となるため、実用上の状況下で異なる信号
源よりの信号がこの時間間隔内に到来しない確率が旨め
て大となることである。しかしながら短いベース線を使
用する場合は、数十ｎｓの桁の如くの短い時間差を決定
する上での困難がある。上述の米国特許では、定電流源
より、急速な直線比率でコンデンサを充電し、この充電
は１方の素子にパルス信号の到来時に開始し、他方の素
子にパルス信号の到来時にこれを停止させる。これによ
るときは、このコンデンサ上の電荷を他のコンデンサに
遥かに遅い速度で放電させることにより所要時間差を実
効的に増倍できる。しかしながらこれら機能を行うため
として開示された回路は、実用上極めて短い時間差の測
定には適していない。例えば、定電流源よりの電流は、
関連の時間差に比較して短い時間でＯと１００％１直の
間でスイッチできない。さらに前記米国特許の第５図は
測定時間差を表わすカウント値と時間遅延（実際の時間
差）を示す図表であるが、これによると約２０００ｎＳ
より約１５Ｑｎｓ迄は優勢的にほぼ直線に沿う変化を示
し、１５０ｎｓの点て傾斜は急激な変化を示し、この変
化は原図表に暇説的外挿を行った如くとなる。これより
見るときは、実際上所望の計測値である０ −５０ｎｓ
の時間差の間で本回路は意図した如く動作しないことを
示している。A TOA OF using a short base line, for example about 7 m (24 ft), is disclosed in US Pat. No. 3,936,831. Although not mentioned in the above-mentioned US patent, the advantage of using one short base line is that the above-mentioned time interval in which signals can arrive at two receiving elements from the same signal source is significantly reduced. Therefore, under practical circumstances, the probability that signals from different signal sources will not arrive within this time interval is extremely high. However, when using short baselines, there are difficulties in determining short time differences, such as on the order of tens of ns. In the aforementioned US patent, a constant current source charges a capacitor at a rapid linear rate, with charging starting on one element when a pulse signal arrives and stopping on the other element when a pulse signal arrives. . This effectively multiplies the time difference by discharging the charge on this capacitor to another capacitor at a much slower rate. However, the circuits disclosed for performing these functions are not suitable for measuring extremely short time differences in practice. For example, the current from a constant current source is
It is not possible to switch between O and 100% 1 shift in a short time compared to the associated time difference. Furthermore, FIG. 5 of the above-mentioned US patent is a chart showing the count value representing the measurement time difference and the time delay (actual time difference), which is about 2000 nS.
Up to about 15 Qns, the curve shows a predominantly linear change, and at 150 ns, the slope shows a sharp change, and this change appears to have been extrapolated to the original chart. When viewed from this point, the actual desired measurement value is 0-50ns.
This shows that the circuit does not operate as intended during the time difference of .
本発明の目的は短ベース線ＴＯＡ ＯＦ （到着時間方
位検出）の改良された方法と装置を得るにある。It is an object of the present invention to provide an improved method and apparatus for short-baseline TOA OF (Time of Arrival Orientation Detection).
さらに本発明は改良されたタイミング回路を得ることを
目的とする。Furthermore, the invention aims to provide an improved timing circuit.
本発明は、第１要旨として、遠隔信号源より信号波の到
着時間により電磁波信号の入射方位を決定する無線方位
検出方法において、複数個の互に離隔した受波素子によ
って前記信号を受信し、各素子により受信された信号の
対応の瞬時振幅を検出し、少なくとも２個の前記素子に
よってそれぞれ受信された受信波の検出振幅が最初に最
小スレショールド値を超えた時間を測定し、本方法によ
って入射方向を決定すべき信号の最小ピーク値よりも遥
かに小さい値の雑音より信号が満足に判別できる如くし
、かつ前記時間測定は一般に多重伝）般路（２：搬によ
って測定時間に影響が及ばないようにし、前記受波素子
の１対又は多数対によって計測された各時間の間の差を
決定し、ここにおいて前記１対中の各素子又は前記複数
対のうちの少なくとも２対のおのおのが、互に充分に接
近していて、同一信号源よりこれら２つの素子に到来す
る信号の相互間の時間間隔長は極めて短くなり、１つの
測定工程中他の信号源よりの信号が、この時間間隔内に
入らないという確率が極めて高くなるようにし、前記時
間差より、次の関係式を利用して入射方向の表示を導出
すること、
ＣＯＳ α： Ｃδ ｔ／ｄ
ただし、
α：…前記素子対の２つの素子を結ぶ線と信号の入射方
向との間の角、
ｄ：…２つの素子間の距離、
δｔ：…前記素子対に関する時間差、
Ｃ：…電磁波の自由空間内速度を特
徴とする。A first aspect of the present invention is a wireless direction detection method for determining the direction of incidence of an electromagnetic wave signal based on the arrival time of a signal wave from a remote signal source, in which the signal is received by a plurality of mutually spaced receiving elements, detecting the corresponding instantaneous amplitude of the signal received by each element, and determining the time at which the detected amplitude of the received wave received by each of at least two said elements first exceeds a minimum threshold value; The direction of incidence of the signal can be determined satisfactorily from noise that is much smaller than the minimum peak value of the signal whose direction of incidence is to be determined. determining the difference between each time measured by one or more pairs of receiving elements, wherein each element in the pair or at least two of the plurality of pairs each are sufficiently close to each other that the time interval between the signals arriving at these two elements from the same signal source is extremely short, so that during one measurement process the signals from the other signal source The probability that it will not fall within this time interval is extremely high, and the expression of the incident direction is derived from the time difference using the following relational expression, COS α: Cδ t/d where α:...the above Angle between a line connecting two elements of an element pair and the direction of signal incidence, d: Distance between the two elements, δt: Time difference with respect to the element pair, C: Characterized by the velocity of electromagnetic waves in free space. shall be.
本発明は、第２要旨として、遠隔信号源より信号波の前
縁の到着時間により電磁波信号の入射方位を決定する無
線方位検出装置において、前記信号を受信する複数個の
互に離隔した受波素子と、各素子により受信された信号
の対応の瞬時振幅を検出する手段と、少なくとも２個の
前記素子によってそれぞれ受信された受信波の検出振幅
が最初に最小スレンコールド１直を超えた時間を測定し
、入射方向を決定すべき信号の最小ピーク値よりも遥か
に小さい値の雑音より信号が満足に判別できる如くし、
かつ前記時間測定は一般に多重伝搬路伝搬によって測定
時間に影響が及ばないようにする手段と、前記受波素子
の１対又は多数対によって計測された各時間の間の差を
決定し、ここにおいて前記１対中の各素子又は前記複数
対のうちの少なくとも２対のおのおのが、互に充分に接
近していて、同一信号源よりこれら２つの素子に到来す
る信号の相互間の時間間隔長は極めて短くなり、１つの
測定工程中他の信号源よりの信号が、この時間間隔内に
入らないという確率が極めて高くなるようにする手段と
、前記時間差より、次の関係式を利用して入射方向の表
示を導出する手段を具えてなること、
ｃｏｓ α＝ｃδｔ／ｄ
ただし、
α：…前記素子対の２つの素子を結ぶ線と信号の入射方
向との間の角、
ｄ：…２つの素子間の距離、
δｔ：…前記素子対に関する時間差、
Ｃ：…電磁波の自由空間内速度を特
徴とする。As a second aspect, the present invention provides a wireless direction detection device that determines the incident direction of an electromagnetic wave signal from a remote signal source based on the arrival time of the leading edge of the signal wave, in which a plurality of mutually spaced receiving waves receive the signal. an element, means for detecting a corresponding instantaneous amplitude of a signal received by each element, and a time at which the detected amplitude of each received wave received by at least two of said elements first exceeds a minimum Threncold 1. so that the signal can be satisfactorily distinguished from noise that is much smaller than the minimum peak value of the signal whose direction of incidence is to be determined;
and said time measurement generally includes means for preventing the measurement time from being influenced by multi-channel propagation, and determining the difference between each time measured by one or more pairs of said receiving elements, wherein: Each element in the pair or each of at least two of the plurality of pairs are sufficiently close to each other such that the time interval between signals arriving at these two elements from the same signal source is A means for making the probability that a signal from another signal source does not fall within this time interval during one measurement process is extremely high; cos α=cδt/d, where α:...the angle between the line connecting two elements of the element pair and the direction of incidence of the signal; d:...the angle between the two elements; Distance between elements, δt:...time difference regarding the pair of elements, C:...speed of electromagnetic waves in free space.
上述の本発明の各要旨は、他の方位検出方法及び装置、
例えばインターフェロメータ等と異なり、到着時間を信
号の前縁によって早い時間に測定し、かつこの測定時間
が、短い付加的伝送路長の間接遅延信号以上の影響をも
つ多重伝搬路伝搬により殆ど影響を受けないようにする
ことにより、多重伝搬路伝搬の妨害の不感受性を良好に
達成しうろことを発見したことに基づいて得られたもの
である。Each gist of the present invention described above is applicable to other direction detection methods and devices,
For example, unlike interferometers, the arrival time is measured at an early time by the leading edge of the signal, and this measurement time is mostly affected by multi-channel propagation, which has an effect more than the indirect delay signal of a short additional transmission path length. This was obtained based on the discovery that insensitivity to multipath propagation interference can be successfully achieved by preventing interference from multichannel propagation.
信号の前鰐を用いてＴＯＡを早期に測定しないと、信号
がそのピーク値に近づくに従って多重伝送路の影響で、
信号の前縁の形状は著しい変形を受け、測定時間差に大
なる誤差をもたらし、従って導出される入射方位に大な
る誤差を生ずる。以下に詳述する如く、Ｔ混は信号の最
小ピーク振幅よりかなり低いスレショールビ１直に対し
て測定されるべきであり、またこの測定はスレショール
ドをＦ％初に超えてから約１Ｑｎｓ以下の如くの時間長
内の信号振幅の変動によって影響を受けないようにして
行い、遠隔信号源の場合一般である約３ｍ以上の付加的
伝送路長を含む多重（ｉ−搬路１云搬に対し装置または
システムを不感受性とするを要する。If the TOA is not measured early by using a signal in front of the signal, as the signal approaches its peak value, it will increase due to the effects of multiple transmission channels.
The shape of the leading edge of the signal undergoes significant deformation, leading to large errors in the measurement time differences and therefore in the derived incident orientation. As detailed below, the T-cross should be measured for a threshold significantly below the minimum peak amplitude of the signal, and this measurement should be performed approximately 1 Qns after the threshold is first exceeded. This is done in a way that is not affected by variations in the signal amplitude within a time length such as: It is necessary to make the equipment or system insensitive to
上述の米国特許は、いわゆるノマルライザ（Ｍ子化装置
）を使用してパルス振幅がＴＤＡに及ぼす影響を除去す
るように格別の注意を払っているが、多重伝搬路の影響
については全く何等考慮されていない。前記米国特許の
第７図に関し記述されている２個のノマルライザのうち
の第１のノマルライザにより、信号振幅の増加率に応じ
て時間を計測する瞬時の信号振幅値をプロセスする。こ
の振幅（直はその増加率が最低の受入れ可能の値である
ときも、受信信号と雑音（ノイズ）とを満足に識別する
為、最小スレショールド値でなければならない。一般に
この振幅値は計測される瞬時において、最小スレショー
ルド値以上であり、従ってその前縁の到来時間はど早い
時間ではない。前記米国特許の第８図について説明され
ている第２ノママライザのプロセスは第１スレシヨール
ドレベルよりもかなり上の第２スレシヨールドレベルを
用いて行う。従って各ノマルライザのプロセスは信号の
前縁の形状に影響を及ぼす多重伝搬路によってより妨害
を受は易い。さらに同特許に述べられた回路は比較的に
動作が遅い回路であるので、ノマルライザはパルスの開
始点よりかなり後の計時点を必要とする。The above-mentioned US patent takes special care to eliminate the effect of pulse amplitude on TDA using a so-called normalizer, but gives no consideration at all to the effect of multiple propagation paths. Not yet. The first of the two normalizers described with respect to FIG. 7 of the above-mentioned patent processes instantaneous signal amplitude values that measure time according to the rate of increase in signal amplitude. Even when its rate of increase is at its lowest acceptable value, it must be at the minimum threshold value to satisfactorily discriminate between the received signal and noise. At the measured instant, the minimum threshold value is exceeded and therefore the time of arrival of its leading edge is not at any earlier time.The process of the second normalizer described for FIG. using a second threshold level well above the threshold level.The process of each normalizer is therefore more susceptible to interference by multiple propagation paths that affect the shape of the leading edge of the signal. Since the circuit described is a relatively slow operating circuit, the normalizer requires timing well after the start of the pulse.
本発明は実用上は、多重伝搬路によるタイミング誤差は
、信号の振幅差による誤差よりもより悪質であることに
鑑み、多重伝搬路の影響の大部分を除去することが好ま
しいことを発見したことに基づいて得られたものである
。さらにＴＯＡ測定をパルス前縁によって早期に行うこ
とによって異なる信号振幅による不正確さを何れの場合
にも減少させたものである。The present invention has been made in view of the fact that, in practice, timing errors due to multiple propagation paths are worse than errors due to signal amplitude differences, and it has been discovered that it is preferable to eliminate most of the effects of multiple propagation paths. It was obtained based on. Furthermore, by performing TOA measurements early on the leading edge of the pulse, inaccuracies due to different signal amplitudes are reduced in both cases.
極めて短い時間差を正確に測定することの困難性によっ
て、実際上は測定された各ＴＯＡの差には重大な不正確
さがあり、従って短いベース線（ライン）によるＴＯＡ
ＯＦはあまり正確でなくなる。なお単−ＴＯＡ差の測
定は明確な方位表示を与えろる。Due to the difficulty of accurately measuring very short time differences, in practice there is significant inaccuracy in each measured TOA difference, and therefore TOA with a short baseline (line)
OF becomes less accurate. Note that single-TOA difference measurements can provide a clear orientation indication.
インタフェロメータによりより良好な精度が得られる。Better accuracy is obtained with an interferometer.
インタフェロメータによる方位検出は既知である。遠隔
信号源より送られ、２つの互に１Ｊｌｔ隔配置した受波
素子によりそれぞれ受信される信号間の位相差は信号の
入射方向とこれら２つの素子を結ぶ線の間の角度を表示
する。これら素子間の間隔が大であるほど入射角がより
正確に求められる。しかし入射方位が明確に求められる
範囲はより小となる。不明確さを解決するため、受波素
子を直線上に配列し、直列の素子対が次第に小間隔とな
るようにし、最大間隔対によって正確ではあるが不明確
な表示を生ずる如くし、最小間隔対によって粗くコアー
ス）であるが、明確な表示を生ずるようにする。適当な
比の連続間隔の配列を設けることにより、最大間隔対の
位相測定の不明確さは、連続しているより近接した間隔
対を参照することによって解消することができる。しか
しこの考えで良好な精度を得ようとすると、各素子には
それぞれ附属の受信機が設けられており、Ｎ個の素子に
は（Ｎ−１）個の位相弁別器が必要であるため装置は極
めて多くの構成素子を必要とすることとなる。Orientation detection using interferometers is known. The phase difference between signals sent by a remote signal source and received by two receiving elements spaced 1 Jlt apart from each other is indicative of the angle between the direction of incidence of the signal and the line connecting these two elements. The greater the distance between these elements, the more accurately the angle of incidence can be determined. However, the range in which the direction of incidence can be clearly determined is smaller. To resolve the ambiguity, the receiving elements are arranged in a straight line, with series element pairs spaced progressively closer together, such that the largest-spaced pair produces an accurate but unclear indication, and the smallest-spaced pair coarse (coarse), but to produce a clear display. By providing an array of successive spacings of appropriate ratios, ambiguity in the phase measurement of the largest spacing pair can be resolved by reference to successive closer spacing pairs. However, if we try to obtain good accuracy using this idea, each element is provided with an attached receiver, and N elements require (N-1) phase discriminators, so the equipment would require an extremely large number of components.
さらにそれぞれの主ビーム軸が互に傾斜している２個の
同じ隣接アンテナを用い、受信信号の振幅を比較するこ
とにより無線波の入射方向を決定することも既知である
。入射方向が前記両軸間である場合は、振幅比は入射方
向と両軸の一方との間の角度を表わす。この装置は明確
であるが比較的に不正確な方向しか得られない。It is also known to use two identical adjacent antennas whose main beam axes are mutually inclined, and to determine the direction of incidence of radio waves by comparing the amplitudes of the received signals. When the direction of incidence is between the two axes, the amplitude ratio represents the angle between the direction of incidence and one of the axes. This device provides a clear but relatively imprecise orientation.
本発明の第３の要旨では、遠隔信号源より信号波の到着
時間により電磁波信号の入射方位を決定する無線方位検
出方法において、
複数個の互に離隔した受波素子によって前記信号を受信
し、前記１対の受波素子の２つの素子によってそれぞれ
受信される信号間の位相差を測定するか、異なる相互間
隔でほぼ同一線に配置された複数の受波素子対の各２つ
の素子でそれぞれ受信された信号の間の位相差を測定し
、ここにおいて前記１対に対する位相測定、または前記
の近接離隔された多対の位相測定は動作周波数領域内で
不確定のものであり、前記複数個の素子の２つでそれぞ
れ受信される対応の信号波の前縁の到着時間より、該入
射信号の概略の入射方位を要旨１の方法によって決定し
、前記２つの素子を結ぶ線は、前記複数個のほぼ直線上
の対の１対を結ぶ線とほぼ平行でかつこれとほぼ一致し
、測定した時間の間の差の不明確さによる実際の可能な
時間差の値は、前記の近接離隔対の１対の位相差測定に
よる不明確さの範囲に対応する入射角の大きさの範囲よ
り大でない入射角に対応し、測定時間間の差により決定
される概略の方位により表わされる可能な各方位を比較
することによる不明確位相測定内の不明確さを解消する
ことを特徴とする。A third aspect of the present invention provides a wireless direction detection method for determining the incident direction of an electromagnetic wave signal based on the arrival time of a signal wave from a remote signal source, comprising: receiving the signal by a plurality of mutually spaced receiving elements; The phase difference between the signals respectively received by two elements of the pair of wave receiving elements is measured, or each two elements of a plurality of pairs of wave receiving elements arranged substantially on the same line at different mutual intervals are measured. measuring the phase difference between the received signals, wherein the phase measurements for said pair or said closely spaced multiple pairs are uncertain in the operating frequency domain; The approximate direction of incidence of the incident signal is determined by the method of Summary 1 from the arrival time of the leading edge of the corresponding signal wave received by two of the elements, and the line connecting the two elements is The value of the actual possible time difference due to the ambiguity of the difference between the measured times is approximately parallel to and approximately coincident with the line connecting one of the pairs of approximately straight lines; Each possible angle of incidence is not greater than the range of magnitudes of the angle of incidence corresponding to the range of ambiguity due to a pair of phase difference measurements of Characterized by eliminating ambiguity in ambiguous phase measurements by comparing orientations.
本発明の第４の要旨では、複数個の互いに離間した電磁
波受波素子と、これら受波素子の一対を構成する２つの
受波素子がそれぞれ受信する信号間の位相差、或いはそ
れぞれの間隔が互いに異なる複数の前記の受波素子のほ
ぼ直線上の対の各々を構成する２つの受波素子がそれぞ
れ受信する信号間のそれぞれの位相差を測定するも、前
記の一対における或いは前記の複数の対のうち受波素子
が最も接近した対における位相差測定値が電磁波入射方
位の動作範囲および動作周波数範囲内て不明確と、なる
位相差測定手段と、要旨２の無線方位検出装置を有し、
前記の複数の受波素子のうちの２つの受波素子であって
、これら２つの受波素子を結ぶラインが前記の一対の受
波素子或いは前記の複数のほぼ直線上に配置された対の
受波素子を結ぶ線と平行で且つほぼ一致する当該２つの
受波素子がそれぞれ受信する対応する信号の前縁の到来
時間から信号の入射方位の近似値を決定し、測定時間相
互間の差が不確実であることによる実際の時間差の可能
な値の範囲が、前記の一対における或いは受波素子が最
も接近した前記の対における位相差測定の明確な範囲に
相当する入射角範囲の大きさよりも大きくない大きさの
入射角範囲に相当するようにする手段と、前記の不明確
な位相差測定における不明確性を、この測定によって表
わされる可能な方位と測定時間相互間の差から決定され
る近似方位とを比較することにより解析する手段とを具
えたことを特徴とする。In a fourth aspect of the present invention, the phase difference between the signals received by a plurality of electromagnetic wave receiving elements spaced apart from each other and the two wave receiving elements constituting a pair of these wave receiving elements, or the interval between them is The phase differences between the signals received by the two wave receiving elements constituting each of the plurality of substantially linear pairs of the plurality of wave receiving elements different from each other may be measured. It has a phase difference measuring means such that the phase difference measurement value of the pair in which the receiving element is closest among the pairs is unclear within the operating range of the electromagnetic wave incident direction and the operating frequency range, and the wireless azimuth detecting device according to gist 2. ,
Two of the plurality of wave receiving elements, wherein a line connecting these two wave receiving elements is the pair of wave receiving elements or the plurality of pairs arranged on a substantially straight line. Determine the approximate value of the signal incidence direction from the arrival time of the leading edge of the corresponding signal received by the two receiving elements that are parallel to and almost coincident with the line connecting the receiving elements, and calculate the difference between the measurement times. The range of possible values of the actual time difference due to the uncertainty in means to correspond to a range of incidence angles of magnitude not too large, and the ambiguity in said unambiguous phase difference measurement to be determined from the difference between the possible orientations represented by this measurement and the measurement times. The present invention is characterized in that it includes means for analyzing by comparing the approximate orientation.
インタフェロメータ装置装置の近接間隔対素子又は単一
対の位相測定における不明確さを、ＴＯＡ ＤＦ装置を
用いて解決することにより、不明確さを解決するための
みで、方位検出の精度を向上させない１以上のインタフ
ェロメータのチャネルを設けることが回避でき、このた
め複合装置は単なるインタフェロメータ装置で構成した
ものよりも安価かつ簡単となる。Resolving ambiguities in closely spaced pair element or single pair phase measurements of interferometer devices using TOA DF devices only to resolve the ambiguities and do not improve the accuracy of orientation detection The provision of more than one interferometer channel can be avoided, making the combined device cheaper and simpler than one made up of just interferometer devices.
広い方位範囲の入射方位を決定し、とくに受波素子を含
む面のみにほぼ限定されないンステムは、第４要旨の具
体例として、位相差測定手段と、近似方位決定手段と、
受波素子の第１の対或いは第１の複数のほぼ直線上の対
と受波素子の第２の対或いは第２の複数のほぼ直線上の
対に関して動作し、第１および第２の明確な位［日差測
定値を取出す不明確性解析手段とを具え、前記の第１の
対或いは前記の第１の複数の対の受波素子を結ぶ線と、
前記の第２の対或いは前記の第２の複数の対の受波素子
を結ぶ線とがほぼ共通平面にあり且つ互いに傾いており
、前記の第１および第２の位相差測定賞が入射方位とそ
れぞれの対の受波素子を結ぶラインとの間の角度αを表
わすようになっており、更に前記の線の平面に投影した
入射方位とこの平面における前記の線のそれぞれに対す
る法線との間の角度をθとし、入射方位と前記の平面と
の間の角度をβどした際に、関係式
％式％
を用いて第１および第２の明確な位相差測定から角度θ
および角度βの双方またはいずれか一方の表示値を取出
す手段を具えたことを特徴とする。As a specific example of the fourth aspect, a system that determines the incident azimuth over a wide azimuth range and is not limited to only the surface including the receiving element includes a phase difference measuring means, an approximate azimuth determining means,
operating with respect to the first pair or first plurality of substantially linear pairs of wave receiving elements and the second pair or second plurality of substantially linear pairs of wave receiving elements; a line connecting the first pair or the first plurality of pairs of wave receiving elements;
The second pair or the line connecting the second plurality of pairs of wave receiving elements are substantially in a common plane and are tilted to each other, and the first and second phase difference measurement prizes are aligned with the incident direction. and a line connecting each pair of receiving elements, and furthermore, the angle α between the incident direction projected onto the plane of said line and the normal to each of said lines on this plane. Let θ be the angle between the two planes, and let β be the angle between the incident azimuth and the above-mentioned plane, then the angle θ can be calculated from the first and second distinct phase difference measurements using the relational expression %.
The present invention is characterized by comprising means for taking out the displayed values of both or one of the angle β and the angle β.
簡単化のため上述の各線を互に直角とする。For simplicity, the lines mentioned above are assumed to be at right angles to each other.
とくに簡単な実施例は、前記の近似方位決定手段を２つ
の線上にそれぞれある２つの受波素子の各々と共通受波
素子とにおける到来時間に関して動作せしめうるように
し、かつ前記の位相差測定手段は、２つのライン上にそ
れぞれある２つの受波素子の各々と前記の共通受波素子
との間の位相差を測定する動作をしうるようになってい
ることを特徴とする。A particularly simple embodiment is such that the approximate orientation determining means is operable with respect to the time of arrival at each of the two receiving elements on the two lines and at the common receiving element, and the phase difference measuring means is characterized in that it is operable to measure the phase difference between each of the two wave receiving elements on the two lines and the common wave receiving element.
代案として、３つ以上の互いに傾いた順次に隣接する対
或いは複数の対の受波素子と、前記の３つ以」二の対或
いは複数の対の各々の１つ以上の受波素子で受信した電
磁波信号の振幅を測定する手段と、前記の第１の対或い
は複数の対として、振幅が残りの対の各々或いは複数の
対に対する振幅と少なくとも同じである前記の３つ以上
の対の１つ或いは複数の対を選択し、前記の第２の対或
いは複数の対として、振幅がいずれかの隣接する対或い
は複数の対に対する振幅と同じであり前記の第１の対或
いは複数の対に隣接する一対或いは複数の対を選択する
手段とを具えたことを特徴とする。Alternatively, reception may be performed with three or more mutually inclined sequentially adjacent pairs or pairs of receiving elements and with one or more receiving elements of each of said three or more pairs or pairs. means for measuring the amplitude of an electromagnetic wave signal, as said first pair or pairs, said one of said three or more pairs, the amplitude of which is at least the same as the amplitude for each of the remaining pairs or pairs; one or more pairs, said second pair or pairs having the same amplitude as the amplitude for any adjacent pair or pairs and said first pair or pairs; The method is characterized by comprising means for selecting one or more adjacent pairs.
この装置では４個の互に直角な対または複数の素子対を
設けるを可とする。The device allows for the provision of four mutually orthogonal pairs or pairs of elements.
本発明の第１要旨の実施例では、少なくとも２つの前記
受波素子対を形成する３個のほぼ同一平面上であるがほ
ぼ非直線配置素子を使用する要旨１の方法において、前
記の少なくとも２対のおのおのについて、次の関係式を
用いて角θ、あるいは角βの表示を導出すること、
ｓｉｎ （９０−α） ＝ ｓｉｎθｃｏｓ βただし
、
β：…前記３個の素子を含む面に投影された入射方向と
、前記対の２個の素子を結ぶ線に対する前記面内の垂直
線との間の角、
β：…前記入射方向と前記面の間の角度である、を特徴
とする。これによると３素子によるＴｏ八測測定り入射
方位が三次元で定まる。In an embodiment of the first aspect of the present invention, in the method of aspect 1 using three substantially coplanar but substantially non-linearly disposed elements forming at least two of said receiver element pairs, said at least two For each pair, derive the representation of angle θ or angle β using the following relational expression, sin (90-α) = sin θcos β, where β: ...projected onto the plane containing the three elements mentioned above. β: An angle between the incident direction and the plane perpendicular to the line connecting the two elements of the pair; β: the angle between the incident direction and the plane. According to this, the incident direction is determined three-dimensionally by the To eight measurement using three elements.
さらに本方法は、前記スレショールド値内で少なくとも
１つの受波素子によって受信された対応信号の検出振幅
の増加率を表わすパラメータを決定し、該パラメータが
前記領域内の最小増加率を表わす規準を満足する場合に
のみ受信信号の入射方位を決定することを特徴とする。The method further includes determining a parameter representing a rate of increase in the detected amplitude of a corresponding signal received by at least one receiver element within said threshold value, and determining a parameter representing a minimum rate of increase within said range. It is characterized in that the incident direction of the received signal is determined only when the following is satisfied.
これにおいて入射方位が満゛足な精度で決定できない信
号はデイスカート（無視）される。この方法は、検出振
幅が隣接する他のスレショールド値を最初に超える時間
を測定し、前記パラメータはこれら２つのスレショール
ド値に対して測定された時間の間の差であり、前記規準
は該パラメータである最大値を超えない如くする。In this case, signals whose incident direction cannot be determined with sufficient accuracy are day-skirted (ignored). The method measures the time at which the detected amplitude first exceeds another adjacent threshold value, said parameter being the difference between the times measured for these two threshold values, and said criterion should not exceed the maximum value of the parameter.
代案として、少なくとも前記領域内で検出された振幅の
増加を微分し、前記パラメータは微分によって得られる
検出振幅の増加率であり、前記規準は該パラメータがあ
る最大値を超えない如くする。Alternatively, at least the increase in the detected amplitude within said region is differentiated, said parameter being the rate of increase in the detected amplitude obtained by the differentiation, and said criterion being such that said parameter does not exceed a certain maximum value.
本発明の第２の要旨を実施する装置（システム）は、そ
の第１の要旨の方法を実施する手段を含む。An apparatus (system) implementing the second aspect of the invention includes means for implementing the method of the first aspect thereof.
本発明の第５の要旨として、タイミング回路は、クロッ
クパルス発生器と、互いに離間したｎ個のタップを有す
るタップ付遅延装置と、この遅延装置に結合され、前記
のｎ個のタップの各々におけるいかなる信号をもラッチ
ングするラッチ回路と、このラッチ回路に結合され、前
記のｎ個のタップからラッチングした信号から時間表示
を生ぜしめるデコーディング装置とを具え、タイミング
をとるべき入力信号が前記の遅延装置の入力端に供給さ
れ、前記のクロックパルス発生器は通常前記のラッチ回
路をクロック動作しうるようになっており、前記のタイ
ミング回路は更に、前記のラッチ回路がクロック動作せ
しめられた際に前記のｎ個のタップの少なくとも１つに
信号が存在するのに応答してこのラッチ回路の他のタロ
ツク動作を抑止する抑止手段を具え、前記のデコーディ
ング装置は、前記の遅延装置の入力端に最も近いタップ
に前記の人力信号が到達する時間とその前のクロックパ
ルスとの間の期間の表示を生ぜしめるように動作しうる
ようになっていることを特徴とする。As a fifth aspect of the invention, a timing circuit includes a clock pulse generator, a tapped delay device having n taps spaced apart from each other, and a timing circuit coupled to the delay device, the timing circuit having a a latch circuit for latching any signal; and a decoding device coupled to the latch circuit for producing a time indication from the signals latched from said n taps, wherein the input signal to be timed is delayed by said delay. The clock pulse generator is normally adapted to clock the latch circuit, and the timing circuit is further adapted to clock the latch circuit when the latch circuit is clocked. The decoding device includes inhibiting means for inhibiting other tallock operations of the latch circuit in response to the presence of a signal at at least one of the n taps, the decoding device being configured to control the input terminal of the delay device. characterized in that it is operable to produce an indication of the period between the time of arrival of said human input signal at the tap closest to said and the previous clock pulse.
前記間隔は、ラッチ回路にクロックが与えられたとき、
人力よりもっとも遠いタップに入力信号が到達する場合
に０で表わされ、他の間隔もそれぞれこれに準じて表わ
される。The interval is determined as follows: when a clock is applied to the latch circuit,
The case where the input signal reaches the tap furthest away from human power is represented by 0, and the other intervals are represented accordingly.
本発明のタイミング回路は、クロックパルス発生器を遅
延線の人力に結合し、時間を測定される人力信号をラッ
チ回路のラッチに使用する英国特許第２．１３２．０４
３号及びヨーロッパ特許１１３９３５Ａのタイミング回
路で構成できる。The timing circuit of the present invention couples a clock pulse generator to a delay line human power signal and uses the timed human power signal to latch a latch circuit according to British Patent No. 2.132.04.
3 and European Patent No. 113935A.
さらに好適には前記のクロックパルス発生器のパルスを
計数するカウンタを具え、前記の抑止手段は更にクロッ
クパルスの他の計数を抑止するように動作できるように
なっており、前記のデコーディング装置および前記のカ
ウンタの出力端が連結されていることを特徴とする。Further preferably, it comprises a counter for counting the pulses of said clock pulse generator, said inhibiting means being further operable to inhibit further counting of clock pulses, said decoding device and It is characterized in that the output ends of the counters are connected.
クロックパルス発生器周期の大半にわたって時間間隔の
表示を形成するためには、前記のクロックパルス発生器
の周期は前記の遅延装置の入力端に最も近いタップとこ
の入力端から最も離れたタップとの間の遅延時間よりも
あまり短くないことを特徴とする特にこの周期を遅延時
間とほぼ同じとする。In order to form a representation of the time interval over the majority of the clock pulse generator period, the period of said clock pulse generator is the difference between the tap closest to the input of said delay device and the tap furthest from this input. In particular, this period is set to be approximately the same as the delay time.
遅延装置を良好に使用し、クロックパルス発生器の周期
の分数の整数倍の表示を与えるため、ｎ個のタップの各
隣接対間の遅延時間を互に等しく、すなわちＴに等しく
し、クロックパルス発生器の周期をｎＴとする。In order to make good use of the delay device and give an indication of an integer multiple of a fraction of the period of the clock pulse generator, the delay times between each adjacent pair of n taps are equal to each other, i.e. equal to T, and the clock pulse Let the period of the generator be nT.
少なくともクロックパルス発生器の周期にわたり持続す
る信号の開始時を計測するに本回路を使用する場合、禁
止手段はラッチ回路にクロックが与えられたとき遅延装
置の人力に最も近いタップ上の信号の存在に応答する如
くする。これはラッチ回路にクロックが与えられたとき
、遅延装置の人力に最も近いタップを超えるタップ上に
信号が存する場合、このような信号は雑音（ノイズ）に
起因することもありうるため、時間を測定すべき信号と
雑音とを識別する上で役立つ。例えば雑音による誤った
測定に対するさらに他の安全手段として、タイミング回
路の、デコーディング装置は、前記のラッチ回路がクロ
ック動作せしめられた際に、前記の遅延装置の入力端と
この入力端から最も離れた信号が存在するタップとの間
の各タップに信号が存在しない場合に前記の時間表示を
生じないように動作しうるようになっていることを特（
敢とする。When using the present circuit to measure the onset of a signal that lasts at least the period of the clock pulse generator, the means for inhibiting the presence of a signal on the tap closest to the delay device when the clock is applied to the latch circuit is Please respond accordingly. This is because when a clock is applied to a latch circuit, if there is a signal on the taps beyond the tap closest to the delay device's input, such signals can be caused by noise, so the time Helps distinguish between signals to be measured and noise. As a further safety measure against erroneous measurements, for example due to noise, the decoding device of the timing circuit must be arranged so that when the latch circuit is clocked, the input of the delay device is the furthest away from this input. The present invention is characterized in that it can operate so as not to produce the above-mentioned time display when there is no signal at each tap between the tap where the signal is present.
Be bold.
上述の英国及びＥＰの公告特許出願に発表されたような
タイミング回路を約Ｉｎｓの精度の時間測定の用途に使
用しようとすると、カウンタによる粗カウントとデコー
デング回路による精細カウントの同期に困難があること
が発見された。When trying to use a timing circuit such as that disclosed in the UK and EP published patent applications mentioned above for time measurement applications with an accuracy of approximately Ins, there is a difficulty in synchronizing the coarse count by the counter and the fine count by the decoding circuit. was discovered.
本発明の第３の要旨によるタイミング回路は簡単であり
、しかも信頼性がある。さらにスレショールビ１直の交
差の検出に、ゲート制御を用いることなく、単に人力信
号を遅延装置に供給するのみて良いことも有利な点であ
る。後者の場合、実用上不所望の信号歪を生じ易い。The timing circuit according to the third aspect of the invention is simple and reliable. Furthermore, it is advantageous that a human input signal can be simply supplied to the delay device for detecting the crossing of the Thresho Rubi 1 straight line without using gate control. In the latter case, practically undesirable signal distortion is likely to occur.
（実施例） 以下図面により本発明を説明する。(Example) The present invention will be explained below with reference to the drawings.
第１図は１対の受波素子を有する簡単な本発明装置を示
す図である。本装置はＡ及びＢでそれぞれ示した２つの
同じ構成のチャネルを有する。これら各チャネルの各々
は順番に、受信アンテナＡＮＴ 、無線周波（ＲＦ）増
幅器ＲＦ八、検出器Ｄ、ビデオ増幅器目及びタイミング
回路ＴＣを有する。アンテナはオムニ（全）方位方式の
もとするか、或いはその軸をほぼ平行に配置した指向性
のものとなし得る。アンテナ間の間隔ｄは充分小さく選
定し、これら２つの素子に同じ信号源より到来する信号
はその間の時間間隔長が極めて小であり、動作上この時
間間隔内には他の信号源よりの信号が到達する可能性の
確率が殆どないようにする。いずれの方向よりもの信号
を受信しうるようにする場合には、電磁波がこの間隔ｄ
を（自由空間内で）移行するに要する時間の２倍が、前
記の時間間隔長となる。この間隔の限度は、アンテナを
結ぶ線の一方向或いは反対方向に沿って到来する、即ち
第１図の左側又は右側より到来する信号の頻度（可能性
）により、定まる。この時間間隔内に池の信号源より到
来する確率が零であることは、信号を受信しうる信号源
の数、或いはこれらの信号源が新しい信号を放射する頻
度、及び信号の時間長に応じて定まる。いずれの確率が
充分高いかということは、２つのチャネル内で異なる信
号源よりの信号が測定されることによる方位の不正確な
表示をどこまで許容しうるかにより定まる。パルス信号
を放射する複数個の信号源に対する典型的な動作例では
、これらのＦＲＦ及びパルス長を考慮し、間隔ｄが約１
７ｍ （５０フイート）程度の大きさで、約１００ｎ
ｓ （ナノセカンド）の時間間隔長を与えるもので、
充分高い許容確率がｉ）られるものと考えられる。これ
らチャネルの１つのアンテナにＲＦ倍信号入射すると、
このＲＦ倍信号増幅され検出され、またこれらの検出振
幅が増幅後において一番最初にスレショールド賃を超え
る瞬時を計測する。このスレショールド値は入射方向を
測定すべき信号の最小ピーク値より遥かに小さく選択す
る。これについては以下に詳述する。このスレショール
ド値は普通の典型的なピーク値より遥かに低い値とする
。このタイミング回路は共通のクロック（ＣＬＯＣＫ）
で動作する。計算ユニットＣＡＬＣがこれらの測定時間
の間の差δｔを決定し、次の関係式を利用してこれより
入射方向を表わす値、例えばアンテナを結ぶ線と入射信
号間の角度αを決定する。FIG. 1 is a diagram showing a simple device of the present invention having a pair of receiving elements. The device has two identically configured channels, designated A and B, respectively. Each of these channels in turn has a receive antenna ANT, a radio frequency (RF) amplifier RF, a detector D, a video amplifier and a timing circuit TC. The antenna may be omnidirectional or directional with its axes substantially parallel. The spacing d between the antennas is selected to be sufficiently small, and the time interval length between the signals arriving at these two elements from the same signal source is extremely small. so that there is almost no probability that it will be reached. If it is possible to receive signals from either direction, the electromagnetic waves should be
The time interval length is twice the time required to move (in free space). The limits of this spacing are determined by the frequency (probability) of signals arriving along one or the other direction of the line connecting the antennas, ie from the left or right side of FIG. The probability that the signal arrives from the pond signal source within this time interval is zero depends on the number of signal sources that can receive the signal, the frequency with which these signal sources emit new signals, and the time length of the signal. It is determined. Which probability is sufficiently high depends on how much inaccurate indication of orientation due to signals from different signal sources being measured in the two channels can be tolerated. In a typical operating example for multiple sources emitting pulsed signals, considering their FRF and pulse length, the spacing d is approximately 1.
Approximately 7m (50ft) in size and approximately 100n
It gives the time interval length of s (nanoseconds),
It is considered that a sufficiently high acceptance probability is i) achieved. When the RF multiplied signal is input to the antenna of one of these channels,
This RF multiplied signal is amplified and detected, and the instant at which the detected amplitude first exceeds the threshold after amplification is measured. This threshold value is chosen to be much smaller than the minimum peak value of the signal to be measured in the direction of incidence. This will be explained in detail below. This threshold value is much lower than the typical peak value. This timing circuit uses a common clock (CLOCK)
It works. A calculation unit CALC determines the difference δt between these measurement times and uses the following relationship to determine from this a value representing the direction of incidence, for example the angle α between the line connecting the antenna and the incident signal.
ＣＯＳα＝ｃδｔ／（ｉ ここにおいてＣは電磁波の自由空間内速度である。COSα=cδt/(i Here, C is the velocity of electromagnetic waves in free space.
スレショールド値が最初に超えられた時間はその都度タ
イミング回路ＴＣによって測定が行われ、この測定は測
定時間が多重伝送路伝搬によって影響を受けないように
する。尚この多重伝送路伝１般は遠隔信号源とアンテナ
間の直接通路に物理的に一致しない表面により反射され
て遅延した信号が生ずることによるものである。The time at which the threshold value is first exceeded is each measured by a timing circuit TC, which ensures that the measurement time is not influenced by multipath propagation. Note that this multipath propagation is generally due to reflected delayed signals from surfaces that do not physically match the direct path between the remote signal source and the antenna.
第１図のタイミング回路ＴＣどして使用するに適してお
りｉｎｓの精度で測定を行いうるＥＣＬ （エミッタ
・カップルド・ロジック）回路を第２図に示す。ビデオ
増幅器ＶＡにより検出され増幅されたビデオ信号を急速
比較器ＣＤ Ｍ Ｐに供給し、この人力信号がスレショ
ールド電圧ＶＴを超える時その出力は論理値′″０″よ
り１″に変化する如くする。FIG. 2 shows an ECL (emitter coupled logic) circuit suitable for use as the timing circuit TC of FIG. 1 and capable of making measurements with ins accuracy. The video signal detected and amplified by the video amplifier VA is fed to a rapid comparator CDMP, so that when this human input signal exceeds a threshold voltage VT, its output changes from a logic value of ``0'' to 1''. do.
この比較器の出力信号をタップ付遅延線ＴＤＬの人力に
供給する。この遅延線ＴＤＬはＩｎｓ間隔に離した８個
の連続出力タップを有している。これらの各タップを８
ビツト ラッチ回路Ｌ Ａ Ｔ ＣＨの対応の入力に接
続する。このラッチ回路はゲートＧ１より１２５Ｍ１ｌ
ｚのりｏ ツク回路ＣＬ［］ＣＫ により３ｎｓ間隔て
クロックを与えられる。このクロック信号は池のゲート
回路Ｇ２を通じて同期カウンタＣＮＴＲにも供給され、
このカウンタは時間の粗くコアース）測定を行う。ラッ
チ回路のＱ−７で示す各出力をデコード回路ＤＣＯＲに
供給する。その出力中の１つの出力に、この場合は第１
出力Ｏに、信号が存すればこれをゲー）Ｇｌ及びＧ２の
制御に使用し、このためこれらの出力を急速フィードバ
ックループ内に接続する。カウンタＣＮＴＲ及びデコー
ダＤＣＯＲの出力は比較器ＣＯＭ Ｐの出力が０より１
へ変化する時間を表わすために接続する。The output signal of this comparator is supplied to the tapped delay line TDL. This delay line TDL has eight consecutive output taps spaced apart by Ins. Each of these taps 8
Connect to the corresponding input of the bit latch circuit LATCH. This latch circuit is 125M1l from gate G1.
A clock is applied at 3 ns intervals by the z gate circuit CL[]CK. This clock signal is also supplied to the synchronous counter CNTR through the pond gate circuit G2.
This counter performs coarse (coarse) measurements of time. Each output shown by Q-7 of the latch circuit is supplied to the decode circuit DCOR. to one of its outputs, in this case the first
A signal, if present, at the output O is used to control the gates G1 and G2, thus connecting these outputs in a rapid feedback loop. The output of counter CNTR and decoder DCOR is 0 to 1.
Connect to represent the time change to.
動作にあたりゲートＧ１及びＧ２は通常開いている。In operation, gates G1 and G2 are normally open.
カウンタＣＮＴＲは３ｎｓ車位で時間を計測し、最大で
は少なくとも上述の時間間隔までこの計測を行う。The counter CNTR measures time at 3 ns intervals and performs this measurement up to at least the above-mentioned time interval.
この時間間隔は、アンテナ間隔ｄによって定まり、かつ
この間隔内で遠隔信号源よりの信号は両アンテナにより
受信されるべきものである。ラッ回路ＬＡＴＣＩＩ も
同ｒ良に３ｎｓ間隔でタロツクが与えられてしするが、
比較器の出力がＯの間は、タップ付遅延線ＴＤＬよりの
信号がないのでラッチ回路の出力もＯのままである。比
較器出力が１に変化すると（雑音に妨害されている真の
受信信号がクロック周期よりも長く続（場合）この信号
は遅延線に沿って進行し、その順次のタップ付出力をＯ
より１に変化させる。ラッチ回路に次のクロックが与え
られると、これら１つの連続と残りの０がラッチ回路内
に導かれる。ラッチ回路の第１出力Ｏに信号” １ ”
が存在すると、ゲー）Ｇｌ及びＧ２を閉じ、ラッチ回路
及びカウンタに後続のクロックが入ることを防止する。This time interval is determined by the antenna spacing d, and within this interval the signal from the remote source is to be received by both antennas. Similarly, the LATC II circuit is given taroks at 3ns intervals.
While the output of the comparator is O, there is no signal from the tapped delay line TDL, so the output of the latch circuit also remains O. When the comparator output changes to 1 (if the true received signal, disturbed by noise, lasts longer than the clock period), this signal travels along the delay line and outputs its sequential tapped outputs to O.
Change it to 1. When the next clock is applied to the latch circuit, these one continuation and the remaining zeros are introduced into the latch circuit. Signal “1” to the first output O of the latch circuit
, G1 and G2 are closed, preventing subsequent clocks from entering the latch circuit and counter.
ラッチ回路の出力は次の符号のうちのいずれか１つであ
る。The output of the latch circuit has one of the following signs.
１１１１１、１１０
１１ｉ１１１１１
これら符号のうちの第１のものはラッチ回路に最後にク
ロックが与えられてから後に最も最近のＴ［ｌＡを表わ
し、最後のものは最も前のＴＤＡを表わす。第１のもの
は、カウンタにより表示される時間に７ｎｓを加算すべ
きことを示し、最後のものは０を加えるべき（何も加え
ない）ことを表わす。11111, 110 11i11111 The first of these symbols represents the most recent T[lA since the latch was last clocked, and the last represents the most recent TDA. The first one indicates that 7 ns should be added to the time displayed by the counter, and the last one indicates that 0 should be added (nothing).
デコーダＤＣＯＲはラッチ回路出力を２進数字に変換し
、これをカウンタ出力しとて連続して送出する。The decoder DCOR converts the latch circuit output into binary digits, outputs them as a counter, and continuously sends them out.
」二連の如く信号が交差した時間を測定するスレショー
ルド値は多重伝送路による誤差を大幅に減らすため低い
値に選定する。入射方向を決定すべき信号の最小ピーク
レベルより遥かに下のレベルに、例えば最小ピークレベ
ルより１０ｄＢ下にこのスレショールドレベルを選定す
る時は、タイミング誤差、即ち時間測定の誤差を軽減し
うる傾向をもつ利点がある。これは信号がピークレベル
に到達する途中で遅い速度でスレショールド値を（黄燐
る場合に起こり易い。このスレショールド値をセットで
きる最低のレベルはシステム内のＤＩ 音レベルによっ
て定まる。スレショールド値をあまり雑音レベルに近く
選定すると所望の信号に雑音を加えた振幅のランダム変
動によってタイミング時間測定の精度が劣化する。さら
に雑音（ノイズ）のみによってもスレショールド値を正
方向に横切ることが起こり得る。The threshold value for measuring the time at which two signals intersect is selected to be a low value in order to significantly reduce errors caused by multiple transmission paths. When choosing this threshold level well below the minimum peak level of the signal whose direction of incidence is to be determined, for example 10 dB below the minimum peak level, timing errors, i.e. errors in time measurements, can be reduced. There is an advantage to having a tendency. This is likely to occur when the threshold value is set at a slow rate on the way to the peak level of the signal.The lowest level at which this threshold value can be set is determined by the DI sound level in the system.Threshold If the threshold value is chosen too close to the noise level, the accuracy of timing time measurements will deteriorate due to random fluctuations in the amplitude of the desired signal plus noise.Furthermore, noise alone will cause the threshold value to be crossed in the positive direction. can occur.
この実施例におけるデコーダは上述の符号のみを受は入
れるように構成する。従ってこのデコーダはスレショー
ルドレベルより上に相当長い時間留まるような振幅を有
する信号でラッチ回路内に１つの連続を生ずる信号のみ
を受入れ、ノイズのスパイク（尖頭値）によって比較器
がトリガされて生じたり、受信信号の振幅が遅い速度で
増加する場合に比較器がトリガされて生ずるような０及
びｌの他のパターンを排除する。The decoder in this embodiment is configured to accept only the codes described above. The decoder therefore only accepts signals with amplitudes that remain above the threshold level for a significant period of time and which produce a single run in the latch circuit, such that a spike in the noise triggers the comparator. This eliminates other patterns of 0's and 1's, such as those that occur when the amplitude of the received signal increases at a slow rate or when the comparator is triggered.
振幅がスレショールド値より上にこのようなラッチされ
るべき状態に充分長く留まっている時は、ＴＯＡの測定
は次の振幅変化により悪影響を受けない。特に原の直接
通路信号に対し反対の位相で到来する遅延した多重伝送
路による変動でスレショールド（直置下の振幅の信号に
よっては影響を受けない。この実施例において上述のス
レショールド状態でラッチを行うべき最大時間長は遅延
線の長さ、即ち３ｎｓである。この時間は振幅が典型的
なピーク１直に到達するに要する時間よりも遥かに短い
。When the amplitude remains in this latched state above the threshold value long enough, the TOA measurement will not be adversely affected by the next amplitude change. In particular, fluctuations due to delayed multiplex transmission paths arriving at an opposite phase to the original direct path signal (unaffected by signals of direct amplitude) are not affected by the threshold conditions described above in this embodiment. The maximum amount of time to latch at is the length of the delay line, ie 3 ns, which is much shorter than the time required for the amplitude to reach a typical peak.
電磁波が距離ｄを移動する時間にほぼ等しいか、或いは
これより小さくない時間の遅延は、タイミング回路より
前の１つのチャネルに含まれるので、時間差は池のチャ
ネルに信号が到着した時間に対して測定される。同じ信
号源より到来する信号に対し、あまり大きな時間差を計
算する不必要な動作を防止するため、時間゛ウィンドウ
（窓）”を使用するを可とする。この場合上述の遅延は
１つのチャネルに含まれ、このウィンドウはＯの時間差
で開始し、電磁波が距離ｄを移動する時間の２倍にほぼ
等しい時間、又はこれより小でない時間差に対し、これ
を終結する。この時間ウィンドウを使用すると、誤測定
を招来するスレショールド埴を超えるような検出振幅を
生ずるランダムノイズ信号に対し、ある程度の保護が与
えられる。A time delay approximately equal to or not less than the time it takes for the electromagnetic wave to travel the distance d is included in one channel before the timing circuit, so that the time difference is relative to the time the signal arrives at the channel. be measured. To avoid the unnecessary operation of calculating too large a time difference for signals arriving from the same source, it is possible to use a time window. In this case, the above-mentioned delays are applied to one channel and this window starts at a time difference of O and ends for a time approximately equal to, or no less than, twice the time it takes for the electromagnetic wave to travel the distance d. Using this time window, Some protection is provided against random noise signals that cause detection amplitudes to exceed a threshold that may lead to erroneous measurements.
第１図の装置のチャネルのうちの少なくとも１つ、特に
好適には両チャネルに信号評価装置（図示せず）を設け
、スレシ直付用ビ１直付近のこのチャネルの信号の振幅
の増加速度を確認し、この増加速度が最小スロープの基
準を満足していない限り装置が入射方向を決定しないよ
うにすると好都合である。この目的に対し、ビデオ増幅
器ＶＡの出力をさらに他のタイミング回路（図示せず）
に供給し、信号振幅がスレショール上１直の隣接する他
のスレンヨールドイ点を最初に超える時間を測定する。A signal evaluation device (not shown) is provided in at least one of the channels of the apparatus of FIG. It is advantageous to ensure that the device does not determine the direction of incidence unless this rate of increase satisfies a minimum slope criterion. For this purpose, the output of the video amplifier VA can be further connected to another timing circuit (not shown).
and measure the time at which the signal amplitude first exceeds another adjacent Threnjold point immediately above the threshold.
１つのチャネル内のこれら２つの回路により測定された
時間の間の差を決定し、この差がある最大値を超えてな
い場合にのみ入射方向の決定を行う。The difference between the times measured by these two circuits in one channel is determined and a determination of the direction of incidence is made only if this difference does not exceed a certain maximum value.
代案として振幅の増加率を微分し、この微分によって導
かれる振幅の増加速度が最小値を超える場合にのみ方位
決定を行う。Alternatively, the rate of increase in amplitude is differentiated and an orientation determination is made only if the rate of increase in amplitude derived from this differentiation exceeds a minimum value.
遠隔信号源より到来する信号を雑音より識別する他の方
法として、少なくともチャネルの１つにスレショールド
値を超える信号のピーク振幅を決定する装置く図示せず
）を設け、これによってピーク振幅がスレショールド値
より遥かに大でない場合には入射方向の決定を禁止する
。Another method of distinguishing signals coming from remote sources from noise is to provide in at least one of the channels a device (not shown) for determining the peak amplitude of a signal above a threshold value, thereby determining the peak amplitude. If it is not much greater than the threshold value, determining the direction of incidence is prohibited.
前述の最小スロープの基準として適しているものは、立
上り縁部の峻度が装置のビデオ帯域幅より絶対優勢的に
制御されるものである。この手段によるときは、ＲＦ振
幅の増加速度の測定時間による従属性を減少させる効果
があり、従って上述の米国特許に述べられたような量子
化装置（ノルマライザ）と同じ目的を達成することがで
きる。ビデオ帯域幅を広い値より狭い値にスイッチ可能
とすることが望ましい。広帯域の値は、急峻に立上がる
前縁のタイミングをより正確に行い得るが、狭帯域値は
、より遅い立上がり縁部に対し許容し得る結果を得られ
る。これはビデオ回路内の雑音レベルを減少し、このた
めスレショールド値を低い値に設定でき、従って前縁の
比較的急峻な部分にスレショールド値を設定し得るから
である。A suitable criterion for the aforementioned minimum slope is one in which the steepness of the rising edge is controlled to an absolute predominance over the video bandwidth of the device. This measure has the effect of reducing the dependence of the rate of increase of the RF amplitude on the measurement time, thus achieving the same objective as a quantizer (normalizer) as described in the above-mentioned US patent. . It is desirable to be able to switch the video bandwidth from a wide value to a narrow value. Broadband values may more accurately time steeply rising leading edges, while narrowband values may yield acceptable results for slower rising edges. This is because it reduces the noise level in the video circuitry and thus allows the threshold value to be set to a lower value, thus allowing the threshold value to be set at a relatively steep portion of the leading edge.
第３図は第１図の装置の変形を示し、第１図の各チャネ
ルに対応するチャネル内にそれぞれ設けた３個の同一平
面上並びに同一直線上に配置したアンテナＬ、 Ｍ、
Ｎを有するものである。これらアンテナの各２対の素
子、叩ちＬＭとＭＮ間の間隔は相等しく、それぞれｄで
ある。そしてこれらの間隔ｄは上述の基準、即ちこの間
隔は充分小であって同じ信号源より到来する信号が１対
の２つの素子に到来する時間間隔長が極めて短く、動作
上この時間間隔内に他の信号源より信号が到来する確率
が殆んどないという基準を満足しているものである。し
かし、アンテナ素子間の間隔２ｄは大きすぎてこの基準
を満足しない。しかしながらこれらのアンテナＬ及びＮ
に到来する信号の間の差はこれを利用して第１図の装置
で得られるよりもより正確に入射方位の決定をなし得る
もので、この為にはアンテナ対しＭ、 ＭＮのうちの１
つについて測定された時間差が同じ信号源よりこれら対
に到来した信号に関するものでない可能性を大幅に減少
させる手段を設けることによりこれが可能となる。例え
ば第３図に示すように各アンテナ対に関して測定された
時間差、それぞれ１＋、□及びｔ）ＩＮを比較し、極く
僅かな偏差をもってこれらの値が等しかった場合に、ア
ンテナＬ、 Ｈに到来した時間の間の差を用いて入射
方向を決定する。アンテナ対］７１４及び）、ＩＮの素
子間で測定された時間差に対し異なる信号源よりの信号
がほぼ同じような時間差を生ずるような確率は極めて小
さい。しかも異なる信号源より信号が到来してもこれら
アンテナの１つの対で初めにに受信された信号源により
表示される入射方向に誤差をもたらす可能性は低くなる
。FIG. 3 shows a modification of the device of FIG. 1, which includes three antennas L, M, arranged on the same plane and on the same straight line, each provided in a channel corresponding to each channel in FIG.
N. The spacing between each two pairs of elements of these antennas, LM and MN, is equal and is d. These intervals d meet the above-mentioned criteria, that is, this interval is sufficiently small that the time interval length during which signals arriving from the same signal source arrive at a pair of two elements is extremely short, and it is possible to operate within this time interval. This satisfies the criterion that there is almost no probability that a signal will arrive from another signal source. However, the spacing 2d between antenna elements is too large to satisfy this criterion. However, these antennas L and N
The difference between the signals arriving at
This is made possible by providing means to significantly reduce the possibility that the time differences measured for the two pairs do not relate to signals arriving at the pair from the same signal source. For example, as shown in Figure 3, compare the time differences measured for each antenna pair, 1+, □, and t)IN, respectively, and if these values are equal with a very small deviation, the signal arriving at antennas L and H The difference between the two times is used to determine the direction of incidence. The probability that signals from different signal sources will have approximately the same time difference with respect to the time difference measured between the elements of the antenna pair] 714 and ) and IN is extremely small. Furthermore, signals arriving from different sources are less likely to introduce errors in the direction of incidence indicated by the source originally received by one pair of these antennas.
今まで説明した装置は１対の受波素子を結ぶ線に対する
入射角度を表わすものであり、従ってこの線を軸とする
円錐体の表面を表わすものである。The device described so far represents the angle of incidence with respect to a line connecting a pair of receiving elements, and therefore represents the surface of a cone having this line as its axis.
信号源が前述のアンテナ素子を結ぶ線を含む単一の平面
内にほぼ入っていることが分かっており、かつ受波素子
が指向性であるときには、上述の結果は満足すべきもの
である。（しかし、αを決定しうる精度はαが９０°よ
りＯに向かって減少するにつれて減少するものであるこ
とに留意されたい。）ただし信号が前記線の両側より受
信される場合、また特に信号源が単一平面内にあるもの
に限定されない場合には、前述の一対の素子と同じ直線
上にないさらに池の受波素子を少なくとも１つ設けて測
定を行うことが好ましい。The above results are satisfactory when the signal source is found to lie approximately within a single plane containing the line connecting the aforementioned antenna elements and when the receiving element is directional. (Note, however, that the accuracy with which α can be determined decreases as α decreases from 90° towards O.) However, if signals are received from both sides of the line, and especially if the signal When the source is not limited to being in a single plane, it is preferable to provide at least one receiving element that is not on the same straight line as the pair of elements described above and perform the measurement.
第４図は３個の同一平面上であるが、同一直線上でない
素子Ａ、Ｂ、Ｃの配置を示し、これらは任意の形状の三
角形を形成する。間隔ＡＢ、 ＢＣ，ＣＡはそれぞれ上
述の充分小さいという基準を満足するものである。各素
子の信号到来時間を測定し、次の如くして３次元内の遠
隔信号源の一般の場合について入射方向を決定する。FIG. 4 shows the arrangement of three coplanar but non-colinear elements A, B, C, which form a triangle of arbitrary shape. The intervals AB, BC, and CA each satisfy the above-mentioned criterion of being sufficiently small. The signal arrival time at each element is measured and the direction of incidence is determined for the general case of a remote signal source in three dimensions as follows.
Ｃより辺ＡＢまでの垂線の長さをａとし、Ａより前記辺
ＡＢへの垂線の交差点間の距離をｂとすると、ａ＝ｄ３
ｓｉｎｍ
ｂ＝ｄ３ｃｏｓｍ
となる。（ｍ＞９０のときはｂは負となる。）ＡＢを含
む面内の入射方向とＡＢへの垂直面との間の入射角をＴ
とすると（従って、ｒ＝（９０°−α）及びＣＯ３α＝
ｓｉｎ ｒ） 、面ＡＢＣ内でＡＢに垂直をなす線と入
射方向を上記面に投影した方向間の角度はθとなり（こ
れは−船釣に方位（ａｚｉｍｕｔｈ）角である）、さら
に入射方向と面ＡＢＣの間の角度はβ（一般にこれは仰
角（ｅｌｅｖａｔｉｏｎ））となる。Ａ、 Ｂ、
Ｃにおける到着時間を１Ａ、１Ｂ、１ｃでそれぞれ表わ
す。If the length of the perpendicular from C to side AB is a, and the distance between the intersections of the perpendicular from A to side AB is b, then a=d3
sinm b=d3cosm. (When m>90, b is negative.) The angle of incidence between the direction of incidence in the plane containing AB and the plane perpendicular to AB is T
(Thus, r=(90°-α) and CO3α=
sin r), the angle between the line perpendicular to AB in the plane ABC and the direction in which the direction of incidence is projected onto the above plane is θ (this is the azimuth angle for boat fishing), and the angle between the direction of incidence and The angle between planes ABC is β (generally this is the elevation). A, B,
The arrival times at C are represented by 1A, 1B, and 1c, respectively.
このときは次の如くなる。In this case, it will be as follows.
ｓｉｎ Ｔ＝ｃ（ｔＡ−ｔＢ） ／ｄ。sin T=c(tA-tB)/d.
今、ｓｉｎ ７ ＝ｓｉｎθｃｏｓβである。Now, sin 7 = sin θ cos β.
従って次の如く書き得る。Therefore, it can be written as follows.
Ｘ ＝Ｃ（ｔ４−ｕｎ）／（Ｌ ｙ＝ｃ（ｔＡｊｃ）／ｄ３ ｚ ＝ｃ（ｔＢ−ｔｃ）／ａ２ 次を導入する。X = C(t4-un)/(L y=c(tAjc)/d3 z =c(tB-tc)/a2 Introduce the following:
ｘ ＝ｓｉｎθｃｏｓβ
同様にして、
ｙ＝ｓｉｎ（θ−ｍ）ｃｏｓβ
ｚ＝ｓｉｒ＋ｌ：θ−（１８０−ｎ） ：ｌ ｃｏｓβ
＝−ｓｉｎ（θ＋ｎ） ｃｏｓβ
これらの式の２つの対のいずれからもβを消去すると次
式を得る。x = sinθcosβ Similarly, y=sin(θ-m)cosβ z=sir+l:θ-(180-n) :l cosβ
=-sin(θ+n) cosβ Eliminating β from either of the two pairs of these equations yields the following equation.
しａｎ θ ＝ ｘｓｉｎ ｍ／ 〔Ｘ Ｃ
Ｏ５ｍ−ｙ）及びｔａｎθ＝−Ｘ ｓｉｎ ｎ／ ［：
Ｘ ＣＯＳ ｎ＋ｚ ：］。an θ = xsin m/ [X C
O5m-y) and tanθ=-X sin n/[:
X COS n+z :].
これらの式は二重の不明確さを含んでいる。These formulas contain a double ambiguity.
−９０°＜θ〈９０°と９０°くθ＜２７０°との間を
識別するために、例えば第１式のｔａｎ θに対する式
の分母は次の如く書き表わされる。In order to distinguish between −90°<θ<90° and 90°<θ<270°, for example, the denominator of the equation for tan θ in the first equation is written as follows.
ｓｉｎθｃｏｓβｃｏｓ ｍ−５ｉｎ（θ−ｍ） ｃｏ
ｓβまたは、ｃｏｓ βｃｏｓθｓｉｎｍ０したがって
、分母が正の場合は一９０°くθ＜９０゜であり、負の
場合は９０°〈θ＜２７０°である。sinθcosβcos m-5in(θ-m) co
sβ or cos βcosθsinm0 Therefore, if the denominator is positive, 190° and θ<90°, and if negative, 90°<θ<270°.
ｔａｎ θの第１式を到着時間の項で書き直し、分子及
び分母にｄ、ｄ３を乗すると、
ｔａｎ θ＝ （ｊＡ−ｊａ）ｄ３ｓｉｎ ｍ／
Ｃ（ｊＡ（Ｂ）ｄ３ＣＯ３ｍ−（ｔＡ−ｔＣ）ｄ１
〕−−ａ（ｔＡ−ｔＢ）／ Ｃｄ＋（ｔＡ−ｔｃ）−ｂ
（ｔＡ−ｔｕ））＝ −ａ（ｔＡ−ｔｎ）／ ［（ｄｉ
−ｂ） （ｔＡ−ｔｃ ）＋ｂ（ｔＢ−ｔｃ） ）。Rewriting the first equation of tan θ in terms of arrival time and multiplying the numerator and denominator by d and d3, tan θ= (jA-ja)d3sin m/
C(jA(B)d3CO3m-(tA-tC)d1
]--a(tA-tB)/Cd+(tA-tc)-b
(tA-tu))=-a(tA-tn)/[(di
-b) (tA-tc)+b(tB-tc)).
これを書き直すと
ｐ ＝ ａ（ｔＡ−ｔ Ｂ）
Ｑ ＝ （ｄｉ−ｂ） （ｔ Ａ−ｔｃ）Ｒ＝ ｂ（ｔ
＋＋−ｔ ｃ）
これにより、
ｔａｎ θ＝ −Ｐ／（Ｑ十Ｒ）
或いは、θ＝−Ａ ｒｃ ｔａｎ ［Ｐ／（Ｑ＋Ｒ）〕
。Rewriting this, p = a (tA - t B) Q = (di - b) (t A - tc) R = b (t
++-t c) Accordingly, tan θ= -P/(Q0R) or θ=-Arc tan [P/(Q+R)]
.
第５図はこの式によりθを計算するプロセスを略図的に
示す図である。差ｊＡ−ｊａ、 ｊａ−ｊｃ、 ｔＡ−
ｊｃは測定時間ｔＡ、 ｔＢ＋ ｔｏより形成し、これ
によりＩＰ、 Ｑ、 Ｒを形成する。ＱとＲはこれらを
加算し、これをＰで除算する。タンジェント（圧切）が
この商のマイナスに等しい角を求める。例えばＰ ＲＯ
Ｍ内のテーブルを参照することによってθの不明確値θ
ａ＋ａｂを得る。（Ｑ＋Ｒ）の符号もチエツクする。（
Ｑ＋Ｒ）＞０の場合にはθｏ ＝１８０゜を用いる。そ
の他の場合はθ。−〇とする。θａ□ｂとθ。を加算し
、θの明確値を求める。θを計算した後、θを置換する
ことにより例えば次式を用いてβを計算する。FIG. 5 is a diagram schematically showing the process of calculating θ using this formula. Difference jA-ja, ja-jc, tA-
jc is formed from measurement times tA and tB+to, thereby forming IP, Q, and R. Add Q and R and divide this by P. Find the angle whose tangent is the minus of this quotient. For example, PRO
The uncertain value θ of θ by referring to the table in M
Get a+ab. Also check the sign of (Q+R). (
When Q+R)>0, θo = 180° is used. otherwise θ. −〇. θa□b and θ. and find the definite value of θ. After calculating θ, β is calculated by replacing θ using, for example, the following equation.
ｘ＝ｓｉｎθｃｏｓβ
代案としてβは上述のｘ、ｙ、ｚの各式の対を用いてθ
を消去することにより、θを計算する必要なしに求める
ことができる。x=sinθcosβ Alternatively, β can be expressed as θ using the pair of x, y, and z equations described above.
By eliminating θ, it is possible to find θ without having to calculate it.
特殊な場合には、これらの計算及びプロセスは簡略化で
きる。−辺がｄを有する二等辺三角形に対しては
ａ＝、／”Ｖフ下
であり、また
ｂ＝ｄ／２
であるため、時間差はｄと独立の係数のみによりスケー
ルが与えられ、表わすことができる。In special cases these calculations and processes can be simplified. - For an isosceles triangle with sides d, a=,/”V is below, and b=d/2, so the time difference is scaled and expressed only by a coefficient independent of d. Can be done.
代案としてｍ＝９０°の場合
ａ ＝ｄ３
及び ｂ＝ｏであるため、遣Ｒは０となる。ここでＢ
＋ ＝ ｄ ３である場合、このスケール係数は間隔の
実際値とは再び無関係となる。Alternatively, when m = 90°, a = d3 and b = o, so the displacement R becomes 0. Here B
If + = d3, this scale factor is again independent of the actual value of the interval.
平行四辺形の四隅、或いはさらに特殊な場合として矩形
形状、或いは正方形の四隅に４個の受波素子を配置して
オムニ方位検出装置を構成できる。An omni-azimuth detecting device can be constructed by arranging four receiving elements at the four corners of a parallelogram, or in a more special case, at the four corners of a rectangle or square.
入射方位は始めに受信された３つの信号の時間より計算
され、これらの信号は容認しうる品質のものである。こ
のような手段を用いることにより、４つの素子の１つに
よって受信された信号は品質の悪いもの、例えばその素
子の領域に障害があって品質が悪いものを許容する可能
性が生ずる。The direction of incidence is calculated from the times of the first three signals received, and these signals are of acceptable quality. By using such measures, it is possible that the signal received by one of the four elements may be of poor quality, for example due to a disturbance in the area of that element.
項目Ｘ及びｙ、並びにｘ’Ｆｋ−び２で表わされたｔａ
ｎ θに関する上述の２つの式より導かれる式を比較す
ることにより、ｘｙｚの誤差によるθの誤差が表わされ
、これによるとθの誤差はいずれの式を用いたかによら
ないことが示される。いずれのベース線を１次ベース線
及び２次ベース線としてθを決定するかはこの為重要な
ことではない。Items X and y, and x'Fk- and ta expressed by 2
By comparing the equations derived from the above two equations regarding n θ, the error in θ due to the xyz error is expressed, and this shows that the error in θ does not depend on which equation is used. . For this reason, it is not important which base line is used as the primary base line or the secondary base line to determine θ.
第１図及び第３図に示された全てのチャネルにタイミン
グ回路として共通のクロフクを用いる代わりに、各チャ
ネルに対応の正確なりロックを配置し、これらクロック
を狭帯域幅リンクを用いて同期させることもできる。こ
の時間測定及び他の全てのデータは例えば光フアイバリ
ンクを通じ、中央プロセッサ並びに中央制御ユニットに
送られる。Instead of using a common clock as a timing circuit for all channels as shown in Figures 1 and 3, each channel has a corresponding precision lock and these clocks are synchronized using a narrow bandwidth link. You can also do that. This time measurement and all other data are sent to a central processor and a central control unit, for example via a fiber optic link.
第６図を参照してＴＤＡ及び位相差測定の両者を行う原
理を説明する。ＴＯＡ ＤＦ装置は２個のアンテナＡＮ
Ｔ、、 ＡＮＴ２を有し、これらは距離し！だけ離隔し
ており、さらにこれら２つのアンテナにＲＦ倍信号前縁
の対応の到着時間の差７１ｔを決定する測定及び計算ユ
ニット！、ＩＣ（ＴＯＡ）を有している。信号の入射方
向と２つのアンテナを結ぶ線（本システムのベース線）
間の角αは次式で与えられる。The principle of performing both TDA and phase difference measurements will be explained with reference to FIG. TOA DF device has two antennas AN
T,, has ANT2 and these are distanced! and a measurement and calculation unit which further determines the difference 71t in the corresponding arrival times of the RF multiple signal leading edge to these two antennas! , has an IC (TOA). A line connecting the signal incidence direction and two antennas (base line of this system)
The angle α between is given by the following formula.
ＣＯ８α＝ｃＡｔ几１ ・（１）ここにおい
てＣは電磁波の自由空間内速度である。CO8α=cAt几1・(1) Here, C is the velocity of electromagnetic waves in free space.
インタフェロメータ装置装置はアンテナの直線配列を有
する。この場合アンテナＡＮＴ３． ＡＮＴ４． ＡＮ
ＴＳを備え、これらを結ぶ線（装置のベース線）はＴＯ
ＡＤＦ装置のベース線と平行であり、かつほぼ一致する
（これは遠隔信号源よりの信号に対し両装置が同じ角α
を計測するためである。）。インタフェロメータ装置の
アンテナ対で最も離れた対はその間隔が１４□だけ離隔
しており、最も接近している対は距離Ｌ３だけ離隔して
いる。インタフェロメータ装置において角αを決定する
精度は、この距離し。The interferometer device has a linear array of antennas. In this case antenna ANT3. ANT4. AN
TS, and the line connecting them (device base line) is TO
parallel to and approximately coincident with the base line of the ADF device (this means that both devices are at the same angle α relative to the signal from the remote signal source).
This is to measure. ). The farthest antenna pairs of the interferometer device are separated by a distance of 14□, and the closest pairs are separated by a distance L3. The accuracy of determining the angle α in the interferometer device depends on this distance.
により定まる。かつその検出の明確領域はし。の大きさ
により定まる。インタフェロメータ装置は測定及び不明
確度解析ユニットＭＡ”Ａ （ｌ Ｒ）を有し、これは
それぞれ異なる間隔の複数個のアンテナ対の各・ヤにつ
いて測定を行い、即ち一番広い間隔のアンテナ対より最
接近したアンテナ対の測定を行い、２つのアンテナ対で
それぞれ受信されるＲＦ倍信号位相差の測定を行う。こ
の場合アンテナＡＮＴ、とＡＮＴ５及びＡＮＴ、とＡＮ
Ｔ５それぞれの間の位相差φ３５及びφ４５の測定を行
う。この位を目測定はＲＦ倍信号中間周波（ｔ Ｆ）に
変換した後に行う。位相測定は２πの範囲に限定されて
いるため、測定された位相φは不明確度を含む。実際上
の明確な位を日差をΦで表わすと
Φ＝φ＋２にπ
ここで、ｋは整数である。ユニｙ ） ＭＡＲ（Ｉ Ｒ
） は既知の如くしてφ３５内の不明確さを可能な限
りφ４゜を参照して解析する（例えば英国特許１３３７
０９９号参照）。ここにおいて
ｃｏｓα＝ｃΦ３５／２πｆＬ２ … （２）及び
ＣＯ５α＝ｃΦ４５／２πｆｔ、＋ … （３）
ここでｆは信号の周波数でありΦ３５．Φ４５は明確位
相である。インタフェロメータ装置の明確なカバー領域
は式３に２πで割ったΦ１．の値を導入することにより
得られる。Determined by And there is a clear area of detection. Determined by the size of The interferometer device has a measurement and ambiguity analysis unit MA"A (l R), which carries out measurements for each antenna pair of a plurality of differently spaced antenna pairs, i.e. the antenna with the widest spacing. The closest antenna pair is measured, and the phase difference of the RF multiplied signals received by the two antenna pairs is measured.In this case, antennas ANT, ANT5, ANT, and AN
Phase differences φ35 and φ45 between T5 are measured. The visual measurement of this area is performed after converting the RF multiplied signal into an intermediate frequency (tF). Since the phase measurement is limited to a range of 2π, the measured phase φ includes an ambiguity. In practical terms, the daily difference is expressed as Φ: Φ=φ+2 π Here, k is an integer. Uniy) MAR(I R
) analyzes the ambiguity in φ35 with reference to φ4° as far as possible (e.g. British Patent No. 1337).
(See No. 099). Here, cosα=cΦ35/2πfL2... (2) and CO5α=cΦ45/2πft, +... (3)
Here f is the frequency of the signal and Φ35. Φ45 is a clear phase. The clear coverage area of the interferometer device is Φ1 divided by 2π in Equation 3. It is obtained by introducing the value of .
１式及び３式を複合すると、
Φ９．−２ πｆ ＡｔＬｚ／Ｌ＋
… （４）ＴＯＡ ＤＦ装置によって決定される
入射方向を用い測定位相内の残りの不明確さを満足に解
析することができる。アンテナＡＮＴ、及びＡＮＴ２の
信号のＴＤＡ間の実際の差の測定時間差による可能な値
の範囲は、φ４５より明確に決定しうるΦ１．の範囲に
対応するαの大きさの範囲より大であるαの大きさの範
囲、叩ち２πに対応するはずである。従って、１を内の
不確定さがδｔであり、実際の時間差の可能な値が７ｊ
ｔ±δｔである場合は、４式より次の間係が得られる。When formula 1 and formula 3 are combined, Φ9. −2 πf AtLz/L+
(4) The direction of incidence determined by the TOA DF device can be used to satisfactorily analyze the remaining ambiguities in the measured phase. The range of possible values due to the measurement time difference of the actual difference between the TDA of the signals of antennas ANT and ANT2 can be determined more clearly than φ1. A range of magnitudes of α that is greater than a range of magnitudes of α corresponding to a range of , should correspond to a beat of 2π. Therefore, the uncertainty within 1 is δt, and the possible values of the actual time difference are 7j
When t±δt, the following relationship can be obtained from equation 4.
２π≧ ２πｆ ・２δｔ ・し。／１４．
… （５）または
Ｌｌ／Ｌ３ ） ２δｔｆ −（５）
６式はＴＤＡ装置のベース線Ｌ１とインタフェロメータ
装置の一番接近している間隔し。の比の最小値を定め、
これは動作の最高周波数において測定された時間差内の
ある与えられた不確定さをδｔに対し満足すべき不明確
さの解析を与えるものである。2π≧ 2πf ・2δt ・Shi. /14.
... (5) or Ll/L3) 2δtf - (5)
Type 6 is the closest distance between the base line L1 of the TDA device and the interferometer device. Determine the minimum value of the ratio of
This provides a satisfactory uncertainty analysis for δt for a given uncertainty in the time difference measured at the highest frequency of operation.
（周波数が減少するとインタフェロメーク装置の明確な
角度のカバー範囲は増加し、またＴＯＡ装置により測定
される角度の不確定さは周波数と独立である。）
両ユニットＭＣ（ＴＤＡ）及びＭＡＲ（ＪＲ）の出力を
計算ユニットＣＡＬＣに供給し、ここにおいてφ３５の
値ヲ次式（７）により、Ａｔより導かれた近似値である
が明確である値Φ３．と比較する。尚、計算ユニットＣ
ＡＬＣではφ４５を参照することにより不明確さは可能
な限り解析されている。(The distinct angular coverage of the interferomek device increases as the frequency decreases, and the angular uncertainty measured by the TOA device is independent of frequency.) Both units MC (TDA) and MAR (JR ) is supplied to the calculation unit CALC, where the value of φ35 is determined by equation (7) as an approximate but unambiguous value derived from At. Compare with. Furthermore, calculation unit C
In ALC, ambiguity is analyzed as much as possible by referring to φ45.
Φ３５−２πｆｌＩｔ Ｌ。／Ｌ１ …
（力この式は１式及び２式を組み合わせて得られたも
のである。不明確さは既知の如くして解析できる。Φ35−2πflIt L. /L1...
(Force This equation was obtained by combining equations 1 and 2. The ambiguity can be analyzed in a known manner.
次いでαの代表値をφ３５より導かれた正確な値Φ３５
より計算する。このαΦ値の正確さは式２を微分するこ
とにより得られる。Next, the representative value of α is set to the accurate value Φ35 derived from φ35.
Calculate more. The accuracy of this αΦ value can be obtained by differentiating Equation 2.
δα＝−ｃδφ３ｓ／（２ｙｒｆＬｓｉｎ ａ） −
、、（Ｂ）ここでδαはαの計算値内の不確定さであり
、δφ３５は測定位相差φ３５内の可能な誤差である。δα=−cδφ3s/(2yrfLsin a) −
,,(B) where δα is the uncertainty in the calculated value of α and δφ35 is the possible error in the measured phase difference φ35.
例えば実際の例てδφ３５が３０°であり、Ｌ２＝０、
６６ｍである場合には、８式よりδαは１２Ｇｌ（ｚに
おいて０２５°であり、６ ＧＨｚにおいて０．５°で
ある。時間差内の不確定さδ（が２ｎｓであり、し。＝
０、３３ｍ とすると、６式より１２６ｔｌｚｋ 動
作に対しし、は１６ｍ Ｊｄ下であってはならないこと
が解る。For example, in an actual example, δφ35 is 30°, L2=0,
In the case of 66 m, δα is 12Gl (025° at z, 0.5° at 6 GHz) from equation 8. The uncertainty within the time difference δ( is 2ns, and =
0.33m, it can be seen from equation 6 that for 126tlzk operation, should not be below 16m Jd.
ＲＦ倍信号周波数が予め分かっていない場合には、複合
ＴＯＡ ／インタフェロメータ装置は周波数測定手段を
有する必要がある。If the RF multiple signal frequency is not known in advance, the combined TOA/interferometer device needs to have frequency measurement means.
ＴＯＡ装置を参照してインタフェロメータ装置内の不明
確さを解析することは特に簡単である。これは両装置が
角αの入射方向を定めるが、この角αはその軸がそれぞ
れの装置のベース線である円錐形を定めるものであり、
しかも両装置のベース線は互いに平行でほぼ一致してい
るからである。It is particularly easy to analyze ambiguities within the interferometer device with reference to the TOA device. This is because both devices define the direction of incidence of an angle α, which defines a cone whose axis is the base line of each device.
Moreover, the base lines of both devices are parallel and substantially coincident with each other.
これに反し、例えば振幅比較ＯＦ装置はアンテナの主ビ
ーム軸面にほぼ直角な面に入射する方向を見出すもので
あり、これはこの種装置はインタフェロメータＯＦ装置
と簡単には置換えられないことを示している。On the other hand, for example, an amplitude comparison OF device finds the direction of incidence in a plane approximately perpendicular to the main beam axis of the antenna, which means that this type of device cannot be easily replaced with an interferometer OF device. It shows.
この複合叶（方位検出装置）は共通ベース線の１つの側
からの信号源よりの信号の入射方向を定めることのみが
要求される場合、特に信号源が共通ベース線を含む準−
面内にほぼあるとみなしうる場合には、角αの計算は入
射方向を見出すのに充分である。このような場合、この
装置はベース線の他方の側の信号に比較的感度の少ない
指向性アンテナを使用することができる。信号源がほぼ
前記面内にあるが、ベース線の両側である場合、オムニ
（全）方位アンテナを使用する。この場合における不明
確さは上述のＴ［］Ａ装置における２個のアンテナへの
信号の到着時間とこれら２個のアンテナと同一平面上で
あるが同一直線上ではない第３のアンテナへの信号の到
着時間をそれぞれ比較することによって解析することが
できる。This composite head (orientation detection device) is used especially when it is only required to determine the direction of incidence of signals from the signal sources from one side of the common base line.
Calculating the angle α is sufficient to find the direction of incidence if it can be considered approximately in-plane. In such cases, the device may use a directional antenna that is relatively insensitive to signals on the other side of the baseline. If the signal source is approximately in the plane, but on either side of the base line, an omnidirectional antenna is used. The ambiguity in this case is due to the time of arrival of the signal to the two antennas in the T[]A device described above and the arrival time of the signal to the third antenna, which is coplanar with these two antennas but not colinear. can be analyzed by comparing the arrival times of each.
上述の８式よりα−９０°のときに正確さが最大であり
、かつαがＯに向かって減少するに従い、この正確さは
減少することが解る。従って共通ベース線が第１のシス
テムと同一平面上であるが第１のシステムの共通ベース
線に対し傾斜している、例えば９Ｑ°をなしている共通
ベース線をもった第２複合装置を使用し、αの小さな値
に対しても正確度を向上することが望ましい。このよう
な配置は入射方向が単一面内にあると限らない場合にも
１吏用できる。このような場合には角θ又は角β、或い
はこれら両者を決定することが望ましく、ここにおいて
次式が成立つ。From equation 8 above, it can be seen that the accuracy is maximum at α-90°, and as α decreases toward O, this accuracy decreases. Therefore, a second compound device is used with a common base line that is coplanar with the first system but is inclined to the common base line of the first system, for example at 9Q°. However, it is desirable to improve accuracy even for small values of α. Such an arrangement can be used even when the direction of incidence is not necessarily in a single plane. In such a case, it is desirable to determine the angle θ, the angle β, or both, and the following equation holds here.
ｓｉｎ ７ ＝ ｓｉｎ ０ｒｏｓβ −（９
）ここてＴは入射方向と入射方向を含む面内の共通ベー
ス線の１つに対する法線との間の角度（従って、γ＝
（９０’ −α）及び５ｉｎｒ＝ ｃｏｓα）である。sin 7 = sin 0rosβ − (9
) where T is the angle between the incident direction and the normal to one of the common base lines in the plane containing the incident direction (therefore, γ=
(90'-α) and 5inr=cosα).
またθはベース線を含む面への入射方向とこの面内の関
連のベース線への法線間の角度であり、βは入射方向と
ベース線の面間の角度である。典型的にはベース線の面
は水平面である。このため、θは方位角（ベアリング）
であり、βは仰角（エレベーション）である。Further, θ is the angle between the direction of incidence on the plane containing the base line and the normal to the related base line in this plane, and β is the angle between the direction of incidence and the plane of the base line. Typically, the plane of the base line is a horizontal plane. Therefore, θ is the azimuth (bearing)
, and β is the elevation angle.
第７図は同一平面上で互に直角な共通ベース線〈ライン
）を有する２つのＴＯＡ ・インタフェロメータを使
用するとくに簡単なオムニ方位計装置（システム）のブ
ロック図である。本装置は丸印で表した７個のアンテナ
ＡＮＴ２１ ＡＮＴ２７で、その配列面内にオムニ（
全）方位レスポンスを有するアンテナの配列を有する。FIG. 7 is a block diagram of a particularly simple omni-azimuth system using two TOA interferometers having a common base line that is perpendicular to each other on the same plane. This device consists of seven antennas ANT21 and ANT27 represented by circles, and an omni (
(all) has an array of antennas with azimuth response.
４個のアンテナ八ＮＴ２゜−ＡＮＴ２４ は正方形の４
隅に位置し、第５番目のアンテナ八ＮＴ２Ｓ は該正方
形の中心に位置し、残りのアンテナ八ＮＴ２６ とＡＮ
Ｔ２７ とは正方形の中心より等距、雅に、かつ斜辺と
平行に配置されている。4 antennas 8NT2°-ANT24 are square 4
Located in the corner, the fifth antenna 8NT2S is located in the center of the square, and the remaining antennas 8NT26 and AN
T27 is placed equidistantly from the center of the square, elegantly, and parallel to the hypotenuse.
第１ＴＤＡ装置は、アンテナＡＮＴ２６ とＡＮＴ２５
とを含んて構成され、これに附、萬の第１インタフ二
口メータ装置はアンテナＡＮＴ２．． ＡＮＴ２Ｓ、
ＡＮＴ２３を含んで構成される。The first TDA device includes antennas ANT26 and ANT25.
In addition, the first interface two-port meter device includes an antenna ANT2. ．． ANT2S,
It is configured including ANT23.
第２ ＴＯＡ装置は、アンテナＡＮＴ２７ とＡＮＴ２
Ｓ とを含んで構成され、これに附属の第２インタフエ
ロメータ装置はアンテナＡＮＴ２２． ＡＮＴ２Ｓ、
ＡＮＴ２４ を含んで構成される。これらのＴＤＡ装置
は対応の測定及び計算ユニットＭＣ（ＴＤＡ） １、Ｍ
Ｃ（Ｔ［ｌＡ） ２を有する。The second TOA device includes antennas ANT27 and ANT2.
A second interferometer device attached thereto includes an antenna ANT22.S. ANT2S,
Consists of ANT24. These TDA devices have a corresponding measurement and calculation unit MC (TDA) 1, M
C(T[lA) has 2.
（これらユニットはアンテナＡＮＴ２Ｓに対し単一のＴ
ＯＡ測定しか必要でない場合には、−法化ができる。）
さらにインタフェロメータ装置は対応の測定及びアンビ
ギュイティ （不明確性）解析（レゾリュージョン）ユ
ニット）、ＩＡＲ（］ ＩＲ１、ＭＡＲ（ＩＲ）２を有
する。それぞれ対応するＴＯＡ装置とインタフェロメー
タの出力を対応の計算ユニｙ ）ＣＡＬＩ、 ＣＡＬ２
に供給する。これらユニットは、本実施例では、各ＲＦ
倍信号入射方向と対応の共通ベース線（ライン）との間
の角度α１．α２を表わす、対応のインターフェロメー
タの最も広く離隔された対応の明確な測定位相Φ！、Φ
２のみを決定する。上の式（２）及び（９）は次の如く
表わしうる。(These units have a single T for antenna ANT2S.
If only OA measurement is required, - method can be used. )
Furthermore, the interferometer device has a corresponding measurement and ambiguity analysis (resolution) unit), IAR (] IR1, MAR (IR)2, respectively, a corresponding TOA device and an interferometer. Calculate the corresponding output (unit y) CALI, CAL2
supply to. In this embodiment, these units are each RF
Angle α1 between the direction of incidence of the double signal and the corresponding common base line (line). The distinct measured phase Φ of the most widely separated correspondences of the corresponding interferometers, representing α2! ,Φ
Decide only 2. Equations (2) and (9) above can be expressed as follows.
Φ＋ ＝ ２ｙｒｆＬ２ｓｉｎθｃｏｓβ／ｃ
−・・ αＯ同様にして、
Φ２ ＝−２πｆＬ２ｃｏｓ θｃｏｓ β／ｃ
−−−Ｑυこれら両式の解を求めると、
ｔａｎ θ；−Φｌ／Φ２…０２１ｃａｓ β＝
（Φ、′ ＋Φ２’） （ｃ／２πｆし２）…
叩
これらの明確な位相角Φ１．Φ２をさらに他の計算ユニ
ットＣＡＬＣ３に送り、このユニットで上述の式に従っ
てθあるいはβを計算する。Φ+ = 2yrfL2sinθcosβ/c
−・・ Similarly to αO, Φ2 = −2πfL2cos θcos β/c
−−−Qυ Finding solutions to both of these equations, tan θ; −Φl/Φ2...021cas β=
(Φ,'+Φ2') (c/2πf and 2)...
These distinct phase angles Φ1. Φ2 is further sent to another calculation unit CALC3, which calculates θ or β according to the above-mentioned formula.
第７図の装置はとくに簡単であるが、入射方向がアンテ
ナの配列面に対し極く小さい角（β）のとき、アンテナ
のうちの一部のものが他のアンテナへの信号を妨害する
欠点がある。このことはインタフェロメータは例えば多
重伝搬路による誤差の影響を受は易いので全体の系の精
度を損なう結果を生ずる。このため前記面を水平とする
とき、かなりの上方からの入射角の測定にはもっとも適
している。The device shown in Figure 7 is particularly simple, but it has the disadvantage that some of the antennas interfere with the signals to other antennas when the direction of incidence is at a very small angle (β) to the plane of the array of the antennas. There is. This has the effect of impairing the accuracy of the entire system since the interferometer is susceptible to errors due to multiple propagation paths, for example. Therefore, when the surface is horizontal, it is most suitable for measuring angles of incidence from considerably above.
第８図はβの小さな値並びに大きな値にもより良く適し
ているアンテナ配置の代案を示す。この場合共通点の周
囲に互に直角に配置した４個のインタフェロメータ装置
ＩＲ１−ＩＲ４によってオムニ ′方位カバレージを得
る。各装置は３個の等間隔配置したアンテナを有し、各
アンテナはアンテナ配列の面内で約１８０°にわたるレ
スポンスを有する。FIG. 8 shows an alternative antenna arrangement that is better suited for small as well as large values of β. In this case, omni' azimuth coverage is obtained by means of four interferometer devices IR1-IR4 arranged at right angles to each other around a common point. Each device has three equally spaced antennas, each antenna having a response spanning approximately 180° in the plane of the antenna array.
（アンテナは第８図では半円形で示しである。）各ＴＯ
八へ置はこの場合も１対のオムニ方位アンテナを有し、
これらはこの例では共通中心点の反対側にそれぞれ配置
されている。この実施例における各インフェロメークの
測定及び不明ａｌｌレゾリュージョン（解析）ユニット
！、ＪＡＲ（ＩＲ）トｊ、ＩＡＲ（ＩＲ）４は、アンテ
ナアレイの少なくとも１つのアンテナの受信信号の振幅
測定手段を有している。４個のインタフェロメークによ
る測定振幅Ａ、−Ａ４ と、不明確測定位相φ１−φ、
（インタフェロメークの最も近い間隔のアンテナ対を
参照することにより可脂な限り不明確さを解升する。）
及びＴ［ｌＡ装置によって測定された時間差、１ｔ１及
びＡｔ２は第９図に関し以下説明する如くしてプロセス
する。(The antenna is shown as a semicircle in Figure 8.) Each TO
The eight-head position again has a pair of omni-directional antennas,
These are each located on opposite sides of a common center point in this example. Measurement of each inferomek and unknown all resolution (analysis) units in this example! , JAR(IR) and IAR(IR)4 have means for measuring the amplitude of the received signal of at least one antenna of the antenna array. The measured amplitudes A, -A4 by the four interferomakes and the uncertain measured phases φ1-φ,
(Resolve any ambiguity by referring to the closest spaced antenna pair of the interferome.)
and T[lA, the time differences measured by the device, It1 and At2, are processed as described below with respect to FIG.
振幅Ａ、−Ａ、は振幅比較及び選択制御ユニッ） ＡＣ
Ｓに供給し、位相φ、−φ、を位相選択ユニソ）ＰＳに
供給する。ユニッ）ＡＣ３はこれら振幅を比較し、さら
にプロセスを行うため八及びＢで示される２つの隣接イ
ンタフェロメータを選択する。これらの１つにおいて、
振幅は少なくとも残りの各インタフェロメータの振幅と
同じ大きさであり、池の１つにおいては、振幅は他の隣
接インクフェロメータの振幅と同じ大きさである。イン
タフェロメータＡ及びＢのベース線はそれぞれ第１及び
第２ＴＯＡ装風のベース線と平行である。これによって
位相選択ユニットＰＳは、これらの２個のインタフェロ
メータよりの不明確位［目φえ及びφ８を選択し、これ
らを位相計算ユニットＣＡＬＣφに送出する。Amplitudes A and -A are amplitude comparison and selection control units) AC
S, and the phases φ, -φ, are supplied to the phase selection UNISO) PS. Unit) AC3 compares these amplitudes and selects two adjacent interferometers, denoted 8 and B, for further processing. In one of these,
The amplitude is at least as large as the amplitude of each remaining interferometer, and in one of the ponds the amplitude is as large as the amplitude of the other adjacent ink ferometer. The base lines of interferometers A and B are parallel to the base lines of the first and second TOA winds, respectively. As a result, the phase selection unit PS selects the uncertain positions [eye and φ8] from these two interferometers and sends them to the phase calculation unit CALCφ.
このユニットはさらに２個のＴＤＡ装置によって測定さ
れた１直Ａｔ及びＡｔ２をも受信する。ユニットＣＡＬ
Ｃφは、第１図につき上述した如くそれぞれＡｔ＋及び
／Ｊｆ−２を参照してφ。及びφ８内の不明確性を別個
に解析し、明確位ト目角Φ９反びΦ８を形成する。これ
らの位相角ΦＡ及びΦ８は方位角計算ユニッ） ＣＡＬ
Ｃθ１βへ送られ、このユニットはさらにユニッ） Ａ
Ｃ３よりＡ及びＢの表示を受信する。このユニットＣＡ
ＬＣθ１βはθ及びβまたはそのいずれかを第２図につ
き述べた如くして計算する。なおθを計算するときは位
相測定を行った２個のインタフエロメ〜りをも参照し、
９０’の適当な整数倍を加算する。This unit also receives the 1 direct At and At2 measured by two TDA devices. Unit CAL
Cφ is φ with reference to At+ and /Jf−2, respectively, as described above with respect to FIG. and φ8 are analyzed separately to form a clear toe angle Φ9 and camber Φ8. These phase angles ΦA and Φ8 are the azimuth angle calculation unit) CAL
sent to Cθ1β, and this unit is further unit) A
The display of A and B is received from C3. This unit CA
LCθ1β is calculated using θ and/or β as described with respect to FIG. When calculating θ, also refer to the two interferometers on which the phase was measured,
Add an appropriate integer multiple of 90'.
第１図は、１対の受波素子を有する本発明無線方位検出
装置のＴＯＡ ＤＦシステムを示すブロック線図、
第２図は、本発明を具体化するＴＯＡ ＤＦシステムに
用いるのに適したタイミング回路を示すブロック線図、
第３図は、３つの直線上配置（コリニア）受波素子を有
する本発明無線方位検出装置を用いたＴＯＡＤＦシステ
ムを示すブロック線図、
第４図は、本発明を用いた全方向性ＴＯＡ ＯＦシステ
ムに対する直線上にない３っの受波素子の配置を示す線
図、
第５図は、第４図の受波素子を用いて角度を計算する処
理回路を示すブロック線図、
第６図は、ＴＯＡおよび位相差測定の双方を用いた簡単
なりＦシステムを示すブロック線図、第７図は、第６図
に示す種類で特に簡単な全方向性ＯＦシステムを示すブ
ロック線図、第８図は、第７図に示す種類でより複雑な
全方向性ＯＦシステムに対するＴＯＡおよびインターフ
ェロメータ（干渉計）アンテナアレイの配置を示す線図
、
第９図は、第８図のアレイを用いたＤＦシステムに対す
る処理回路を示すブロック図である。
ＲＦＡ…無線周波増幅器
Ｄ…検出器（検波器）
ＶＡ…ビデオ増幅器
ＣＡＬＣ…計算ユニット
ＣＬＤ［：Ｋ…クロック発生回路ＴＤ
Ｌ…タップ付遅延回路
しＡＴＣＩ（…ラッチ回路
ＤＣＯＲ…デコーダー
ＣＮＴＲ…カウンタ
特許用’ＪＲ人 エヌ・ベー・フィリップス・
フルーイランペンファブリケンFIG. 1 is a block diagram showing the TOA DF system of the wireless direction detection device of the present invention having a pair of wave receiving elements, and FIG. 2 is a diagram showing timing suitable for use in the TOA DF system embodying the present invention. A block diagram showing the circuit; FIG. 3 is a block diagram showing a TOADF system using the wireless direction detecting device of the present invention having three collinear wave receiving elements; FIG. A diagram showing the arrangement of three receiving elements that are not on a straight line for the omnidirectional TOA OF system used. Figure 5 is a block diagram showing a processing circuit that calculates the angle using the receiving elements of Figure 4. Figure 6 is a block diagram showing a simple OF system using both TOA and phase difference measurements; Figure 7 shows a particularly simple omnidirectional OF system of the type shown in Figure 6; The block diagram, FIG. 8, is a diagram showing the arrangement of the TOA and interferometer antenna array for a more complex omnidirectional OF system of the type shown in FIG. FIG. 2 is a block diagram illustrating a processing circuit for a DF system using the illustrated array. RFA...Radio frequency amplifier D...Detector (detector) VA...Video amplifier CALC...Calculation unit CLD[:K...Clock generation circuit TD L...Tapped delay circuit ATCI (...Latch circuit DCOR...Decoder CNTR...Counter patent use 'JR People NV Phillips
Fluyl ylan pen fabriken
Claims (1)
の入射方位を決定する無線方位検出方法において、 複数個の互に離隔した受波素子によって前記信号を受信
し、 各素子により受信された信号の対応の瞬時振幅を検出し
、 少なくとも２個の前記素子によってそれぞれ受信された
受信波の検出振幅が最初に最小スレショールド値を超え
た時間を測定し、本方法によって入射方向を決定すべき
信号の最小ピーク値よりも遥かに小さい値の雑音より信
号が満足に判別できる如くし、かつ前記時間測定は一般
に多重伝搬路伝搬によって測定時間に影響が及ばないよ
うにし、 前記受波素子の１対又は多数対によって計測された各時
間の間の差を決定し、ここにおいて前記１対中の各素子
又は前記複数対のうちの少なくとも２対のおのおのが、
互に充分に接近していて、同一信号源よりこれら２つの
素子に到来する信号の相互間の時間間隔長は極めて短く
なり、１つの測定工程中他の信号源よりの信号が、この
時間間隔内に入らないという確率が極めて高くなるよう
にし、 前記時間差より、次の関係式を利用して入射方向の表示
を導出すること、 ｃｏｓα＝ｃδ＿ｔ／ｄ ただし、 α：…前記素子対の２つの素子を結ぶ線と信号の入射方
向との間の角、 ｄ：…２つの素子間の距離、 δ＿ｔ：…前記素子対に関する時間差、 ｃ：…電磁波の自由空間内速度 を特徴とする無線方位検出方法。 ２、少なくとも２つの前記受波素子対を形成する３個の
ほぼ同一平面上であるがほぼ非直線配置素子を使用する
特許請求の範囲第１項記載の方法において、 前記の少なくとも２対のおのおのについて、次の関係式
を用いて角θ、あるいは角βの 表示を導出すること、 ｓｉｎ（９０−α）＝ｓｉｎθｃｏｓβ ただし、 θ：…前記３個の素子を含む面に投影された入射方向と
、前記対の２個の素子を結ぶ線に対する前記面内の垂直
線との間の角、 β：…前記入射方向と前記面の間の角度である、 を特徴とする無線方位検出方法。 ３、前記スレショールド値内で少なくとも１つの受波素
子によって受信された対応信号の検出振幅の増加率を表
わすパラメータを決定し、該パラメータが前記領域内の
最小増加率を表わす規準を満足する場合にのみ受信信号
の入射方位を決定することを特徴とする特許請求の範囲
第１項または第２項に記載の無線方位検出方法。 ４、検出振幅が隣接する他のスレショールド値を最初に
超える時間を測定し、前記パラメータはこれら２つのス
レショールド値に対して測定された時間の間の差であり
、前記規準は該パラメータである最大値を超えないこと
である特許請求の範囲第３項記載の無線方位検出方法。 ５、少なくとも前記領域内で検出された振幅の増加を微
分し、前記パラメータは微分によって得られる検出振幅
の増加率であり、前記規準は該パラメータがある最大値
を超えないことである特許請求の範囲第３項記載の無線
方位検出方法。 ６、遠隔信号源より信号波の前縁の到着時間により電磁
波信号の入射方位を決定する無線方位検出装置において
、 前記信号を受信する複数個の互に離隔した受波素子と、 各素子により受信された信号の対応の瞬時振幅を検出す
る手段と、 少なくとも２個の前記素子によってそれぞれ受信された
受信波の検出振幅が最初に最小スレショールド値を超え
た時間を測定し、入射方向を決定すべき信号の最小ピー
ク値よりも遥かに小さい値の雑音より信号が満足に判別
できる如くし、かつ前記時間測定は一般に多重伝搬路伝
搬によって測定時間に影響が及ばないようにする手段と
、 前記受波素子の１対又は多数対によって計測された各時
間の間の差を決定し、ここにおいて前記１対中の各素子
又は前記複数対のうちの少なくとも２対のおのおのが、
互に充分に接近していて、同一信号源よりこれら２つの
素子に到来する信号の相互間の時間間隔長は極めて短く
なり、１つの測定工程中他の信号源よりの信号が、この
時間間隔内に入らないという確率が極めて高くなるよう
にする手段と、 前記時間差より、次の関係式を利用して入射方向の表示
を導出する手段を具えてなること、 ｃｏｓα＝ｃδ＿ｔ／ｄ ただし、 α：…前記素子対の２つの素子を結ぶ線と信号の入射方
向との間の角、 ｄ：…２つの素子間の距離、 δ＿ｔ：…前記素子対に関する時間差、 ｃ：…電磁波の自由空間内速度 を特徴とする無線方位検出装置。 ７、少なくとも２つの前記受波素子対を形成する３個の
ほぼ同一平面上であるがほぼ非直線配置素子を有する特
許請求の範囲第６項記載の装置において、 前記の少なくとも２対のおのおのについて、次の関係式
を用いて角θ、あるいは角βの 表示を導出すること、 ｓｉｎ（９０−α）＝ｓｉｎθｃｏｓβ ただし、 θ：…前記３個の素子を含む面に投影された入射方向と
、前記対の２個の素子を結ぶ線に対する前記面内の垂直
線との間の角、 β：…前記入射方向と前記面の間の角度である、 を特徴とする無線方位検出装置。 ８、前記スレショールド値の領域内で少なくとも１つの
受波素子によって受信された対応信号の検出振幅の増加
率を表わすパラメータを決定する手段を有し、さらに該
パラメータが前記領域内の最小増加率を表わす規準を満
足しない場合には受信信号の入射方位の決定を禁止する
手段を有してなることを特徴とする特許請求の範囲第６
項または第７項に記載の無線方位検出装置。 ９、前記パラメータ決定手段は検出振幅が隣接する他の
スレショールド値を最初に超える時間を測定する手段を
有し、前記規準は該パラメータである最大値を超えない
ことである特許請求の範囲第８項記載の無線方位検出装
置。 １０、少なくとも前記領域内で検出された振幅の増加を
微分する手段を有し、前記パラメータは微分によって得
られる検出振幅の増加率であり、前記規準は該パラメー
タがある最大値を超えないことである特許請求の範囲第
８項記載の無線方位検出装置。 １１、遠隔信号源より信号波の到着時間により電磁波信
号の入射方位を決定する無線方位検出方法において、 複数個の互に離隔した受波素子によって前記信号を受信
し、 前記１対の受波素子の２つの素子によってそれぞれ受信
される信号間の位相差を測定するか、異なる相互間隔で
ほぼ同一線に配置された複数の受波素子対の各２つの素
子でそれぞれ受信された信号の間の位相差を測定し、こ
こにおいて前記１対に対する位相測定、または前記の近
接離隔された各対の位相測定は動作周波数領域内で不確
定のものであり、 前記複数個の素子の２つでそれぞれ受信される対応の信
号波の前縁の到着時間より、該入射信号の概略の入射方
位を特許請求の範囲第１項ないし第５項に記載のいずれ
か１つの方法によって決定し、前記２つの素子を結ぶ線
は、前記複数個のほぼ直線上の対の１対を結ぶ線とほぼ
平行でかつこれとほぼ一致し、測定した時間の間の差の
不明確さによる実際の可能な時間差の値は、前記の近接
離隔対の１対の位相差測定による不明確さの範囲に対応
する入射角の大きさの範囲より大でない入射角に対応し
、 測定時間間の差により決定される概略の方位により表わ
される可能な各方位を比較することによる不明確位相測
定内の不明確さを解消することを特徴とする無線方位検
出方法。 １２、受波素子の第１対またはほぼ同一線上の初めの複
数対によって特許請求の範囲第１１項記載の方法を遂行
し、第１の明確位相測定値を導出し、さらに第２対また
はほぼ直線上の対の第２の複数対によって第２の明確位
相測定を行い、前記第１対の素子を結ぶ線または前記第
１複数対を結ぶ線と、前記第２対の素子を結ぶ線または
前記第２の複数対を結ぶ線とがほぼ同一面上にあって互
に斜交しており、前記第１及び第２測定によって入射方
位と対応対の素子とを結ぶ線間の角αを求め、次の関係
式を用いて角θあるいは角βを導出すること、 ｓｉｎ（９０°−α）＝ｓｉｎθｃｏｓβ ただし、 θ：…各線を含む面上に投影した入射方位と、該面上の
前記対応の線の１つへの法線とのなす角、 β：…入射方位と前記面との間の角、 である無線方位検出方法。 １３、複数個の互いに離間した電磁波受波素子と、これ
ら受波素子の一対を構成する２つの受波素子がそれぞれ
受信する信号間の位相差、或いはそれぞれの間隔が互い
に異なる複数の前記の受波素子のほぼ直線上の対の各々
を構成する２つの受波素子がそれぞれ受信する信号間の
それぞれの位相差を測定するも、前記の一対における或
いは前記の複数の対のうち受波素子が最も接近した対に
おける位相差測定値が電磁波入射方位の動作範囲および
動作周波数範囲内で不明確となる位相差測定手段と、 特許請求の範囲第１〜６項のいずれか１項に記載の無線
方位検出装置を有し、前記の複数の受波素子のうちの２
つの受波素子であって、これら２つの受波素子を結ぶラ
インが前記の一対の受波素子或いは前記の複数のほぼ直
線上に配置された対の受波素子を結ぶ線と平行で且つほ
ぼ一致する当該２つの受波素子がそれぞれ受信する対応
する信号の前縁の到来時間から信号の入射方位の近似値
を決定し、測定時間相互間の差が不確実であることによ
る実際の時間差の可能な値の範囲が、前記の一対におけ
る或いは受波素子が最も接近した前記の対における位相
差測定の明確な範囲に相当する入射角範囲の大きさより
も大きくない大きさの入射角範囲に相当するようにする
手段と、 前記の不明確な位相差測定における不明確性を、この測
定によって表わされる可能な方位と測定時間相互間の差
から決定される近似方位とを比較することにより解析す
る手段とを具えたことを特徴とする遠隔信号源からの電
磁波信号の入射方位を決定する無線方位検出装置。 １４、位相差測定手段と、近似方位決定手段と、受波素
子の第１の対或いは第１の複数のほぼ直線上の対と受波
素子の第２の対或いは第２の複数のほぼ直線上の対に関
して動作し、第１および第２の明確な位相差測定値を取
出す不明確性解析手段とを具え、前記の第１の対或いは
前記の第１の複数の対の受波素子を結ぶ線と、前記の第
２の対或いは前記の第２の複数の対の受波素子を結ぶ線
とがほぼ共通平面にあり且つ互いに傾いており、前記の
第１および第２の位相差測定値が入射方位とそれぞれの
対の受波素子を結ぶラインとの間の角度αを表わすよう
になっており、更に前記の線の平面に投影した入射方位
とこの平面における前記の線のそれぞれに対する法線と
の間の角度をθとし、入射方位と前記の平面との間の角
度をβとした際に、関係式 ｓｉｎ（９０゜−α）＝ｓｉｎθｃｏｓβ を用いて第１および第２の明確な位相差測定から角度θ
および角度βの双方またはいずれか一方の表示値を取出
す手段を具えたことを特徴とする特許請求の範囲第１３
項に記載の無線方位検出装置。 １５、前記の各線を互いに垂直としたことを特徴とする
特許請求の範囲第１４項に記載の無線方位検出装置。 １６、前記の近似方位決定手段を２つの線上にそれぞれ
ある２つの受波素子の各々と共通受波素子とにおける到
来時間に関して動作せしめうるようにしたことを特徴と
する特許請求の範囲第１４項または第１５項に記載の無
線方位検出装置。 １７、前記の位相差測定手段は、２つのライン上にそれ
ぞれある２つの受波素子の各々と前記の共通受波素子と
の間の位相差を測定する動作をしうるようになっている
ことを特徴とする特許請求の範囲第１６項に記載の無線
方位検出装置。 １８、３つ以上の互いに傾いた順次に隣接する対或いは
複数の対の受波素子と、前記の３つ以上の対或いは複数
の対の各々の１つ以上の受波素子で受信した電磁波信号
の振幅を測定する手段と、前記の第１の対或いは複数の
対として、振幅が残りの対の各々或いは複数の対に対す
る振幅と少なくとも同じである前記の３つ以上の対の１
つ或いは複数の対を選択し、前記の第２の対或いは複数
の対として、振幅がいずれかの隣接する対或いは複数の
対に対する振幅と同じであり前記の第１の対或いは複数
の対に隣接する一対或いは複数の対を選択する手段とを
具えたことを特徴とする特許請求の範囲第１４項または
第１５項に記載の無線方位検出装置。 １９、４つの互いに直角な対或いは複数の対の受波素子
を具えていることを特徴とする特許請求の範囲第１５項
に依存する特許請求の範囲第１８項に記載の無線方位検
出装置。 ２０、クロックパルス発生器と、互いに離間したｎ個の
タップを有するタップ付遅延装置と、この遅延装置に結
合され、前記のｎ個のタップの各々におけるいかなる信
号をもラッチングするラッチ回路と、このラッチ回路に
結合され、前記のｎ個のタップからラッチングした信号
から時間表示を生ぜしめるデコーディング装置とを具え
るタイミング回路において、タイミングをとるべき入力
信号が前記の遅延装置の入力端に供給され、前記のクロ
ックパルス発生器は通常前記のラッチ回路をクロック動
作しうるようになっており、前記のタイミング回路は更
に、前記のラッチ回路がクロック動作せしめられた際に
前記のｎ個のタップの少なくとも１つに信号が存在する
のに応答してこのラッチ回路の他のクロック動作を抑止
する抑止手段を具え、前記のデコーディング装置は、前
記の遅延装置の入力端に最も近いタップに前記の入力信
号が到達する時間とその前のクロックパルスとの間の期
間の表示を生ぜしめるように動作しうるようになってい
ることを特徴とするタイミング回路。 ２１、前記のクロックパルス発生器のパルスを計数する
カウンタを具え、前記の抑止手段は更にクロックパルス
の他の計数を抑止するように動作できるようになってお
り、前記のデコーディング装置および前記のカウンタの
出力端が連結されていることを特徴とする特許請求の範
囲第２０項に記載のタイミング回路。 ２２、前記のクロックパルス発生器の周期は前記の遅延
装置の入力端に最も近いタップとこの入力端から最も離
れたタップとの間の遅延時間よりもあまり短くないこと
を特徴とする特許請求の範囲第２０項または第２１項に
記載のタイミング回路。 ２３、前記の周期は前記の遅延時間に殆ど等しいことを
特徴とする特許請求の範囲第２２項に記載のタイミング
回路。 ２４、前記のｎ個のタッの互いに隣接する各対間の遅延
時間はＴに等しく、クロックパルス発生器の周期はｎＴ
であることを特徴とする特許請求の範囲第２３項に記載
のタイミング回路。 ２５、前記の抑止手段は前記のラッチ回路がクロック動
作せしめられた際に前記の遅延装置の入力端に最も近い
タップ上に信号が存在するのに応答するようになってい
ることを特徴とする特許請求の範囲第２０〜２４項のい
ずれか１項に記載のタイミング回路。 ２６、デコーディング装置は、前記のラッチ回路がクロ
ック動作せしめられた際に、前記の遅延装置の入力端と
この入力端から最も離れた信号が存在するタップとの間
の各タップに信号が存在しない場合に前記の時間表示を
生じないように動作しうるようになっていることを特徴
とする特許請求の範囲第２０〜２５項のいずれか１項に
記載のタイミング回路。[Claims] 1. A wireless direction detection method for determining the direction of incidence of an electromagnetic wave signal based on the arrival time of a signal wave from a remote signal source, comprising: receiving the signal by a plurality of mutually spaced receiving elements; detecting the corresponding instantaneous amplitudes of the signals received by the elements and measuring the time at which the detected amplitude of the received waves received by each of at least two said elements first exceeds a minimum threshold value; such that the signal can be satisfactorily distinguished from noise having a value much smaller than the minimum peak value of the signal whose direction of incidence is to be determined, and the time measurement is generally such that the measurement time is not affected by multi-channel propagation; determining the difference between each time measured by the pair or multiple pairs of receiving elements, wherein each element in the pair or each of at least two of the plurality of pairs:
They are sufficiently close to each other that the time interval length between signals arriving at these two elements from the same signal source is extremely short, so that during one measurement step the signals from other signal sources are From the time difference, use the following relational expression to derive the representation of the direction of incidence, cosα=cδ_t/d, where α:...the two points of the element pair. angle between the line connecting the elements and the direction of incidence of the signal; d: distance between two elements; δ_t: time difference with respect to the pair of elements; c: wireless direction detection characterized by the velocity of electromagnetic waves in free space. Method. 2. The method of claim 1, wherein three substantially coplanar but substantially non-linearly arranged elements are used to form at least two pairs of receiving elements, wherein each of the at least two pairs , derive the expression of angle θ or angle β using the following relational expression, sin (90-α) = sin θ cos β, where θ: ...the direction of incidence projected onto the plane containing the three elements mentioned above. , an angle between a line connecting the two elements of the pair and a perpendicular line in the plane, β: an angle between the incident direction and the plane. 3. determining a parameter representing a rate of increase in the detected amplitude of the corresponding signal received by at least one receiving element within said threshold value, said parameter satisfying a criterion representing a minimum rate of increase within said region; 3. The radio azimuth detection method according to claim 1 or 2, characterized in that the incident azimuth of the received signal is determined only when the received signal is detected. 4. Measure the time when the detected amplitude first exceeds another adjacent threshold value, said parameter is the difference between the times measured for these two threshold values, and said criterion is 4. The radio direction detection method according to claim 3, wherein the parameter does not exceed a maximum value. 5. Differentiating the increase in the detected amplitude within at least the region, the parameter being the rate of increase in the detected amplitude obtained by the differentiation, and the criterion being that the parameter does not exceed a certain maximum value. Range: The wireless direction detection method described in item 3. 6. A wireless direction detection device that determines the direction of incidence of an electromagnetic wave signal based on the arrival time of the leading edge of a signal wave from a remote signal source, comprising a plurality of mutually spaced receiving elements that receive the signal; means for detecting the corresponding instantaneous amplitude of the received signal; and determining the direction of incidence by measuring the time at which the detected amplitude of the received wave first exceeds a minimum threshold value, respectively received by the at least two said elements. means for ensuring that the signal can be satisfactorily distinguished from noise having a value much smaller than the minimum peak value of the signal to be measured, and for the time measurement to be generally unaffected by multi-channel propagation; determining the difference between each time measured by one or more pairs of receiving elements, wherein each element in said pair or each of at least two of said plurality of pairs:
They are sufficiently close to each other that the time interval length between signals arriving at these two elements from the same signal source is extremely short, so that during one measurement step the signals from other signal sources are and a means for deriving an indication of the direction of incidence from the time difference using the following relational expression, cosα=cδ_t/d, where α :...Angle between the line connecting two elements of the element pair and the direction of signal incidence, d:...Distance between the two elements, δ_t:...Time difference regarding the element pair, c:...In the free space of electromagnetic waves A wireless direction detection device characterized by speed. 7. An apparatus according to claim 6, comprising three substantially coplanar but substantially non-linearly arranged elements forming at least two pairs of receiving elements, each of the at least two pairs , deriving the expression of angle θ or angle β using the following relational expression, sin (90-α) = sin θ cos β, where θ: ...the direction of incidence projected onto the plane containing the three elements, An angle between a line connecting the two elements of the pair and a perpendicular line in the plane; β: an angle between the incident direction and the plane. 8. Means for determining a parameter representing a rate of increase in the detected amplitude of a corresponding signal received by at least one receiving element within a region of said threshold value, further comprising means for determining a parameter representing a rate of increase in detected amplitude of a corresponding signal received by at least one receiving element within said threshold value region; Claim 6, further comprising means for prohibiting the determination of the direction of incidence of the received signal when the criterion representing the ratio is not satisfied.
8. The wireless direction detection device according to item 7. 9. The parameter determining means comprises means for measuring the time at which the detected amplitude first exceeds another adjacent threshold value, and the criterion is that the parameter does not exceed a certain maximum value. 9. The wireless direction detection device according to item 8. 10. At least means for differentiating the detected amplitude increase within the region, the parameter being the rate of increase in the detected amplitude obtained by the differentiation, and the criterion being that the parameter does not exceed a certain maximum value. A wireless direction detection device according to claim 8. 11. A wireless direction detection method in which the direction of incidence of an electromagnetic wave signal is determined based on the arrival time of a signal wave from a remote signal source, the signal being received by a plurality of mutually spaced receiving elements, and the pair of receiving elements or the phase difference between the signals received by each two elements of a plurality of pairs of receiver elements arranged approximately colinearly at different mutual spacings. measuring a phase difference, wherein the phase measurements for said pair, or for each of said closely spaced pairs, are uncertain in an operating frequency domain; From the arrival time of the leading edge of the corresponding signal wave to be received, the approximate direction of incidence of the incident signal is determined by any one of the methods set forth in claims 1 to 5; The line connecting the elements is substantially parallel to and substantially coincident with the line connecting one of the plurality of substantially straight pairs, and the line connecting the elements is substantially parallel to and substantially coincident with the line connecting one of the plurality of substantially straight pairs, and the actual possible time difference due to the ambiguity of the difference between the measured times. The value corresponds to an angle of incidence that is not greater than the range of magnitudes of the angle of incidence that corresponds to the range of ambiguity due to the phase difference measurements of said pair of closely spaced pairs, approximately determined by the difference between the measurement times. A wireless orientation detection method characterized in that ambiguity in ambiguity phase measurements is resolved by comparing each possible orientation represented by an orientation of . 12. performing the method of claim 11 with a first pair or substantially collinear initial pairs of receiver elements to derive a first distinct phase measurement; A second distinct phase measurement is made by a second plurality of linear pairs, a line connecting the first pair of elements or a line connecting the first plurality of pairs and a line connecting the second pair of elements; The lines connecting the second plurality of pairs are substantially on the same plane and intersect obliquely, and the angle α between the lines connecting the incident direction and the corresponding pair of elements is determined by the first and second measurements. and derive the angle θ or angle β using the following relational expression, sin (90° − α) = sin θ cos β, where θ: ...the incident direction projected onto the surface containing each line, and the angle θ or β on the surface An angle between the normal to one of the corresponding lines, β: An angle between the incident direction and the surface. 13. A plurality of electromagnetic wave receiving elements spaced apart from each other, and a plurality of the above-mentioned receiving elements having different phase differences or intervals between signals received by two receiving elements constituting a pair of these receiving elements. The phase differences between the signals received by the two wave receiving elements constituting each of the substantially linear pairs of wave elements are measured. A phase difference measuring means in which the phase difference measurement value of the closest pair is unclear within the operating range of the electromagnetic wave incident direction and the operating frequency range, and the wireless according to any one of claims 1 to 6. having a direction detecting device, two of the plurality of wave receiving elements;
one wave receiving element, the line connecting these two wave receiving elements is substantially parallel to the pair of wave receiving elements or the line connecting the plurality of pairs of wave receiving elements arranged on substantially straight lines, and An approximate value of the direction of incidence of the signal is determined from the arrival time of the leading edge of the corresponding signal received by the corresponding two corresponding receiving elements, and the actual time difference due to the uncertainty of the difference between the measurement times is determined. the range of possible values corresponds to a range of angles of incidence of a size not larger than the range of angles of incidence corresponding to a distinct range of phase difference measurements in said pair or in said pair to which the receiving elements are closest; and analyzing the ambiguity in said undefined phase difference measurement by comparing the possible orientations represented by this measurement with an approximate orientation determined from the difference between the measurement times. 1. A wireless direction detection device for determining the direction of incidence of an electromagnetic wave signal from a remote signal source, comprising means for determining the direction of incidence of an electromagnetic wave signal from a remote signal source. 14. Phase difference measuring means, approximate azimuth determining means, a first pair of wave receiving elements or a first plurality of substantially linear pairs and a second pair of wave receiving elements or a second plurality of substantially straight pairs; ambiguity analysis means operating with respect to said first pair or said first plurality of pairs of receiving elements for obtaining first and second distinct phase difference measurements; The connecting line and the line connecting the second pair or the second plurality of pairs of wave receiving elements are substantially in a common plane and are tilted to each other, and the first and second phase difference measurements are performed. The value is such that it represents the angle α between the incident azimuth and the line joining each pair of receiver elements, and the angle α between the incident azimuth projected onto the plane of said line and each of said lines in this plane. When the angle between the normal line and the plane is θ, and the angle between the incident direction and the plane is β, the first and second clear equations can be calculated using the relational expression sin(90°−α)=sinθcosβ. From the phase difference measurement, the angle θ
Claim 13, characterized by comprising means for taking out the displayed value of both or one of the angle β and the angle β.
The wireless direction detecting device described in 2. 15. The wireless direction detecting device according to claim 14, wherein each of the lines is perpendicular to each other. 16. Claim 14, characterized in that the approximate azimuth determining means is operable with respect to arrival times at each of two wave receiving elements located on two lines and at a common wave receiving element. Or the wireless direction detection device according to item 15. 17. The phase difference measuring means is operable to measure the phase difference between each of the two wave receiving elements on the two lines and the common wave receiving element. A wireless direction detection device according to claim 16, characterized in that: 18. An electromagnetic wave signal received by three or more sequentially adjacent pairs or pairs of wave receiving elements tilted to each other and one or more wave receiving elements of each of the three or more pairs or pairs. as said first pair or pairs, one of said three or more pairs, the amplitude of which is at least the same as the amplitude for each of the remaining pairs or pairs;
one or more pairs, said second pair or pairs having the same amplitude as the amplitude for any adjacent pair or pairs and said first pair or pairs; 16. The wireless direction detection device according to claim 14, further comprising means for selecting one or more adjacent pairs. 19. The radio direction detection device according to claim 18 depending on claim 15, characterized in that it comprises four mutually perpendicular pairs or a plurality of pairs of receiving elements. 20. A clock pulse generator, a tapped delay device having n taps spaced apart from each other, a latch circuit coupled to the delay device for latching any signal at each of said n taps; and a decoding device coupled to the latch circuit for producing a time indication from the signals latched from said n taps, wherein an input signal to be timed is applied to an input of said delay device. , the clock pulse generator is typically adapted to clock the latch circuit, and the timing circuit further clocks the n taps when the latch circuit is clocked. said decoding device includes inhibiting means for inhibiting other clock operations of said latch circuit in response to the presence of a signal on said decoding device; A timing circuit, characterized in that it is operable to produce an indication of the period between the time of arrival of an input signal and the preceding clock pulse. 21. comprising a counter for counting the pulses of said clock pulse generator, said inhibiting means being further operable to inhibit further counting of clock pulses, said decoding device and said decoding device; 21. The timing circuit according to claim 20, wherein the output terminals of the counters are connected. 22. The period of the clock pulse generator is not much shorter than the delay time between the tap closest to the input of the delay device and the tap furthest from this input. The timing circuit according to range 20 or 21. 23. The timing circuit according to claim 22, wherein said period is approximately equal to said delay time. 24, the delay time between each adjacent pair of said n taps is equal to T, and the period of the clock pulse generator is nT.
24. The timing circuit according to claim 23, characterized in that: 25. The inhibiting means is adapted to respond to the presence of a signal on the tap closest to the input of the delay device when the latch circuit is clocked. The timing circuit according to any one of claims 20 to 24. 26. The decoding device determines that when the latch circuit is clocked, a signal is present at each tap between the input terminal of the delay device and the tap at which the signal furthest from this input terminal exists. 26. The timing circuit according to any one of claims 20 to 25, wherein the timing circuit is operable so as not to cause the time display when the timing circuit is not used.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8614108 | 1986-06-10 | ||
| GB08614107A GB2191649A (en) | 1986-06-10 | 1986-06-10 | Radio direction-finding |
| GB8614107 | 1986-06-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6336170A true JPS6336170A (en) | 1988-02-16 |
Family
ID=10599237
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14343687A Pending JPS6336170A (en) | 1986-06-10 | 1987-06-10 | Radio direction detection method and device |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6336170A (en) |
| GB (1) | GB2191649A (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008128806A (en) * | 2006-11-21 | 2008-06-05 | Matsushita Electric Works Ltd | Radio wave arrival direction measurement device and its method |
| JP2008128958A (en) * | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Matsushita Electric Works Ltd | Radio wave arrival direction measurement device and its method |
| JP2016530501A (en) * | 2013-07-12 | 2016-09-29 | 李 文 嵩 | Smart house position measurement system and method |
| US10503169B2 (en) | 2015-09-01 | 2019-12-10 | Kubota Corporation | Travel working machine |
| JP2020516906A (en) * | 2017-04-20 | 2020-06-11 | レイセオン カンパニー | Direction detection with disambiguation |
| JP2020517932A (en) * | 2017-04-20 | 2020-06-18 | レイセオン カンパニー | Interferometer arrival time delay |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7653004B2 (en) * | 2005-11-30 | 2010-01-26 | Motorola, Inc. | Method and system for improving time of arrival (TOA) measurements in a wireless communication network |
-
1986
- 1986-06-10 GB GB08614107A patent/GB2191649A/en not_active Withdrawn
-
1987
- 1987-06-10 JP JP14343687A patent/JPS6336170A/en active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008128806A (en) * | 2006-11-21 | 2008-06-05 | Matsushita Electric Works Ltd | Radio wave arrival direction measurement device and its method |
| JP2008128958A (en) * | 2006-11-24 | 2008-06-05 | Matsushita Electric Works Ltd | Radio wave arrival direction measurement device and its method |
| JP2016530501A (en) * | 2013-07-12 | 2016-09-29 | 李 文 嵩 | Smart house position measurement system and method |
| US10503169B2 (en) | 2015-09-01 | 2019-12-10 | Kubota Corporation | Travel working machine |
| JP2020516906A (en) * | 2017-04-20 | 2020-06-11 | レイセオン カンパニー | Direction detection with disambiguation |
| JP2020517932A (en) * | 2017-04-20 | 2020-06-18 | レイセオン カンパニー | Interferometer arrival time delay |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8614107D0 (en) | 1986-11-26 |
| GB2191649A (en) | 1987-12-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4797679A (en) | Radio direction-finding using time of arrival measurements | |
| US6239741B1 (en) | UWB dual tunnel diode detector for object detection, measurement, or avoidance | |
| US4518256A (en) | Enhanced accuracy optical radar | |
| US3813165A (en) | Digital distance measuring apparatus employing modulated light beam | |
| US4268167A (en) | Distance measuring system | |
| US3973262A (en) | Radio direction finder with means for reducing sensitivity to multipath propogation errors | |
| JPS6336170A (en) | Radio direction detection method and device | |
| US4387376A (en) | Phase linear interferometer system and method | |
| US3400398A (en) | Broadcast apparatus for position determining system | |
| JPH0146034B2 (en) | ||
| US3939476A (en) | Passive ranging tail warning device | |
| US3634862A (en) | Precision approach and landing system | |
| RU2330304C1 (en) | Phase direction-finder | |
| RU2366971C1 (en) | Method for measurement of angular coordinates of targets | |
| US2467319A (en) | Unitary range, azimuth, and elevation alignment indicator for radar systems | |
| CA1280493C (en) | Radio direction-finding using time of arrival measurements | |
| RU2187826C1 (en) | Method and device to measure azimuth of radar target | |
| JPS61223573A (en) | Target altitude measurement | |
| RU2603971C1 (en) | Method of measuring angles in phase multi-scale angular systems and device therefor | |
| RU2133480C1 (en) | Radar method for determination of object motion parameters | |
| RU2161807C2 (en) | Radar | |
| RU2306580C1 (en) | Method for measuring angular coordinates of object in process of capture and tracking of trajectory in strobes | |
| RU2037839C1 (en) | Device for measuring angles of elevation of low-height targets | |
| RU2267136C1 (en) | Mode of measuring of the diagram of reverse secondary radiation of an object and a radiolocation station for its realization | |
| RU2736754C1 (en) | Device for measuring parameters of antenna pattern of antennae |