JPS6334890A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPS6334890A JPS6334890A JP17698386A JP17698386A JPS6334890A JP S6334890 A JPS6334890 A JP S6334890A JP 17698386 A JP17698386 A JP 17698386A JP 17698386 A JP17698386 A JP 17698386A JP S6334890 A JPS6334890 A JP S6334890A
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- circuit
- discharge lamp
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Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(技術分野)
本発明は、半波点灯状態がある一定時間以上継続したと
きには、放電灯に流れるランプ電流分減少させるように
した放電灯点灯装置に関するものである。
きには、放電灯に流れるランプ電流分減少させるように
した放電灯点灯装置に関するものである。
(背景技術)
従来の一般的な放電灯点灯装置においては、安定器要素
をチョークコイルやトランス、コンデンサ等の単独で構
成し、あるいは、これらの組み会わせにより構成してい
るために、寸法・重量ともに大きかった。この点から放
電灯点灯装置の小形化、軽量化、高効率化が望まれてお
り、そのために放電灯を高周波点灯させることが提案さ
れている0例えば蛍光灯の点灯製画においては、スイッ
チングトランジスタやサイリスタ等を用いた高周波点灯
装置が既に実用化されている。
をチョークコイルやトランス、コンデンサ等の単独で構
成し、あるいは、これらの組み会わせにより構成してい
るために、寸法・重量ともに大きかった。この点から放
電灯点灯装置の小形化、軽量化、高効率化が望まれてお
り、そのために放電灯を高周波点灯させることが提案さ
れている0例えば蛍光灯の点灯製画においては、スイッ
チングトランジスタやサイリスタ等を用いた高周波点灯
装置が既に実用化されている。
一方、高圧放電灯の点灯装置においても高周波点灯を行
えば、蛍光灯の点灯装置の場合と同様に、小形軽量化、
高効率化等の効果が得られるが、高圧放電灯を高周波点
灯せしめると、音響的共鳴現象に起因するアークの不安
定が存在することが従来から知られている。ここで、高
圧放電灯の高周波点灯時に発生する前記アークの不安定
の形成メカニズムは、電気入力の高周波変動、発光管内
ガスの圧力変化、特別の周波数における定在圧力波の発
生、限度以上の圧力振幅によるアークの不安定発生等で
あると考えられる。
えば、蛍光灯の点灯装置の場合と同様に、小形軽量化、
高効率化等の効果が得られるが、高圧放電灯を高周波点
灯せしめると、音響的共鳴現象に起因するアークの不安
定が存在することが従来から知られている。ここで、高
圧放電灯の高周波点灯時に発生する前記アークの不安定
の形成メカニズムは、電気入力の高周波変動、発光管内
ガスの圧力変化、特別の周波数における定在圧力波の発
生、限度以上の圧力振幅によるアークの不安定発生等で
あると考えられる。
尚ご前記「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波数で
あって、アークのデイメンジョン(現実的には発光管形
状)と、発光管内の音速とで決まるものであり、前記音
速はガスの平均分子量とイオン温度により決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また「限度以上の圧力振幅によるアークの不安定」
がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線形
領域の問題であるので、単純にその答えを求めることは
できない。
あって、アークのデイメンジョン(現実的には発光管形
状)と、発光管内の音速とで決まるものであり、前記音
速はガスの平均分子量とイオン温度により決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また「限度以上の圧力振幅によるアークの不安定」
がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線形
領域の問題であるので、単純にその答えを求めることは
できない。
ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を解
消する方法としては、放電灯の点灯電源となるインバー
タ回路の発振周波数を超高周波(例えば100KIlz
)とするもの(特開昭56−11897号公報等)があ
ったが、しかし、この従来例にあっては、雑音(特に輻
射雑音)が大きく、スイッチングロスも大きいので、実
用上問題があった。
消する方法としては、放電灯の点灯電源となるインバー
タ回路の発振周波数を超高周波(例えば100KIlz
)とするもの(特開昭56−11897号公報等)があ
ったが、しかし、この従来例にあっては、雑音(特に輻
射雑音)が大きく、スイッチングロスも大きいので、実
用上問題があった。
また点灯電源の周波数を例えば30KIlz〜5QKI
Izの間で変調する方法のもの(特開昭56−4809
5号公報等)があったが、アークの不安定を抑制しきれ
ず、やはり実用上問題があった。さらにまた直流で点灯
するもの(特開昭56−98499号公報)もあったが
、ランプ寿命(黒化等)の点でこれもまた実用上問題が
あった。さらに矩形波点灯によるもの(この矩形波点灯
については文献「キャラクタリスティックス・オブ・ア
コースティカル・レゾナンス・イン・ディスチャージ・
ランプス(CharacLerisLiais of
Acoustical Re5onanceIn Di
scharge La輪aS) 」イルミネイテイング
・エンジニア ’) ンク(rLLUNINATrNG
ENGINEERING)1970年12月P713
〜716に示されている。)もある、しかし、この方法
ではアークは安定するものの、矩形波のフラットな部分
においては、限流要素として抵抗で負担しているために
大形化し、電力損失が大きくなり、また高周波の矩形波
では波形の立ち上がり、立ち下がりが急峻であるために
、雑音が発生するという問題を生じ、この対策のために
大幅なコストアップにつながるという問題があった。
Izの間で変調する方法のもの(特開昭56−4809
5号公報等)があったが、アークの不安定を抑制しきれ
ず、やはり実用上問題があった。さらにまた直流で点灯
するもの(特開昭56−98499号公報)もあったが
、ランプ寿命(黒化等)の点でこれもまた実用上問題が
あった。さらに矩形波点灯によるもの(この矩形波点灯
については文献「キャラクタリスティックス・オブ・ア
コースティカル・レゾナンス・イン・ディスチャージ・
ランプス(CharacLerisLiais of
Acoustical Re5onanceIn Di
scharge La輪aS) 」イルミネイテイング
・エンジニア ’) ンク(rLLUNINATrNG
ENGINEERING)1970年12月P713
〜716に示されている。)もある、しかし、この方法
ではアークは安定するものの、矩形波のフラットな部分
においては、限流要素として抵抗で負担しているために
大形化し、電力損失が大きくなり、また高周波の矩形波
では波形の立ち上がり、立ち下がりが急峻であるために
、雑音が発生するという問題を生じ、この対策のために
大幅なコストアップにつながるという問題があった。
従って、基本的には高圧放電灯に流れるランプ電流を低
周波にして音響的共鳴現象を防止しながら、限流要素部
分については高周波下で動作させることが最も実用的で
ある。このような方法を採用した従来例としては、実開
昭59−16100号公報に開示された装置がある。こ
の装置では短形波のフラットな部分に高周波成分が重畳
された状態にし、限流要素としてはインダクタンスを用
いて、装置の小形化を図っている。しかしながら、この
方法では発振用トランス部と、チョッパー専用の半導体
素子とが必要であり、点灯装置は依然として大型であっ
た。
周波にして音響的共鳴現象を防止しながら、限流要素部
分については高周波下で動作させることが最も実用的で
ある。このような方法を採用した従来例としては、実開
昭59−16100号公報に開示された装置がある。こ
の装置では短形波のフラットな部分に高周波成分が重畳
された状態にし、限流要素としてはインダクタンスを用
いて、装置の小形化を図っている。しかしながら、この
方法では発振用トランス部と、チョッパー専用の半導体
素子とが必要であり、点灯装置は依然として大型であっ
た。
また米国特許4,170.747号に開示された装置も
ある。第5図は米国特許4,170,747号に開示さ
れている従来の放電灯点灯装置の回路図である0図にお
いてコンデンサCaを接続した電源端子1.2にはトラ
ンジスタTr、〜Tr4をブリッジ形に接続したスイッ
チング回路を電流検出用抵抗Rsを介して接続し、トラ
ンジスタT r +〜T’ r 4には夫々トランジス
タTr+〜Tr<の通電方向と逆方向にダイオードD1
〜D、を並列接続し、トランジスタT r lr T
r 4の接続点と、トランジスタT r 2 、 T
r 2の接続点との間には、コンデンサCbを並列に接
続された高圧放電灯DLと、チョークコイルLどの直列
回路を接続しである。制御回路Aは電流検出用抵抗Rs
による検出電流に応じてトランジスタTr+〜Tr、を
制御するための回路である。
ある。第5図は米国特許4,170,747号に開示さ
れている従来の放電灯点灯装置の回路図である0図にお
いてコンデンサCaを接続した電源端子1.2にはトラ
ンジスタTr、〜Tr4をブリッジ形に接続したスイッ
チング回路を電流検出用抵抗Rsを介して接続し、トラ
ンジスタT r +〜T’ r 4には夫々トランジス
タTr+〜Tr<の通電方向と逆方向にダイオードD1
〜D、を並列接続し、トランジスタT r lr T
r 4の接続点と、トランジスタT r 2 、 T
r 2の接続点との間には、コンデンサCbを並列に接
続された高圧放電灯DLと、チョークコイルLどの直列
回路を接続しである。制御回路Aは電流検出用抵抗Rs
による検出電流に応じてトランジスタTr+〜Tr、を
制御するための回路である。
第6図(a)〜(d)はトランジスタT r +〜Tr
、の動作を示すタイミング図である。トランジスタT「
、。
、の動作を示すタイミング図である。トランジスタT「
、。
Tr2は制御回路Aにより50/601(zまたは40
Qllz程度の低周波でオンオフされ、トランジスタT
r +がオンのときにはトランジスタTrsが例えば
20KHzのデユーティ比可変のオンオフ動作を行ない
、トランジスタTrzがオンのときにはトランジスタT
r 4がトランジスタT「、と同様のオンオフ動作を
行なう、また、高圧放電灯DLの極性反転時においては
4個のトランジスタTr、〜Tr、が同時にオフとなる
休止期間TDを設けている。制御回路Aは電流検出用抵
抗Rsによる1a流検出値の大小によってオンオフデユ
ーティ比を変えるものである。
Qllz程度の低周波でオンオフされ、トランジスタT
r +がオンのときにはトランジスタTrsが例えば
20KHzのデユーティ比可変のオンオフ動作を行ない
、トランジスタTrzがオンのときにはトランジスタT
r 4がトランジスタT「、と同様のオンオフ動作を
行なう、また、高圧放電灯DLの極性反転時においては
4個のトランジスタTr、〜Tr、が同時にオフとなる
休止期間TDを設けている。制御回路Aは電流検出用抵
抗Rsによる1a流検出値の大小によってオンオフデユ
ーティ比を変えるものである。
さて第6図(a)〜(d)により更に第50回路の動作
を説明すると、第6図中のL1〜L2間では同図(a)
に示すように低周波動作するトランジスタTrlはオン
動作状態であり、トランジスタTr3は同図(c)に示
すように高周波でオンオフ動作する状態にある。そして
このt、〜L2間では、同図(b)(d)に示すように
トランジスタT r z 、 T rイはオフ状態にあ
る。
を説明すると、第6図中のL1〜L2間では同図(a)
に示すように低周波動作するトランジスタTrlはオン
動作状態であり、トランジスタTr3は同図(c)に示
すように高周波でオンオフ動作する状態にある。そして
このt、〜L2間では、同図(b)(d)に示すように
トランジスタT r z 、 T rイはオフ状態にあ
る。
トランジスタTryがオンすると、電源、電源端子1、
トランジスタTr、、チョークコイルし、高圧放電灯D
L及びコンデンサcbの並列回路、トランジスタTrz
、電流検出用抵抗Rs、 @源端子2、電源の閉回路が
形成され、チョークコイルLに流れる電流1.は一定の
傾きをもって直線的に上昇し、トランジスタTr3がオ
フするとこの時の電流1、とチョークコイルLのインダ
クタンスの値で決まる蓄積されたエネルギーが電流を流
れ続けさせようとする方向、つまりトランジスタTr3
がオンしている時の電流の向きと同じ方向に流れ、チョ
ークコイルし、高圧放電灯りし及びコンデンサCbの並
列回路、ダイオードD2、トランジスタTr、、チョー
クコイルLの閉回路で蓄積エネルギーが放出され、以上
の動作が12の時点まで繰り返される。
トランジスタTr、、チョークコイルし、高圧放電灯D
L及びコンデンサcbの並列回路、トランジスタTrz
、電流検出用抵抗Rs、 @源端子2、電源の閉回路が
形成され、チョークコイルLに流れる電流1.は一定の
傾きをもって直線的に上昇し、トランジスタTr3がオ
フするとこの時の電流1、とチョークコイルLのインダ
クタンスの値で決まる蓄積されたエネルギーが電流を流
れ続けさせようとする方向、つまりトランジスタTr3
がオンしている時の電流の向きと同じ方向に流れ、チョ
ークコイルし、高圧放電灯りし及びコンデンサCbの並
列回路、ダイオードD2、トランジスタTr、、チョー
クコイルLの閉回路で蓄積エネルギーが放出され、以上
の動作が12の時点まで繰り返される。
次のt2〜t、の期間TDにおいては、4個のトランジ
スタTr+〜Tr、が全てオフ状態であって、この休止
期間中は電源端子1.2に接続された電源からの電力供
給は行なわれない。
スタTr+〜Tr、が全てオフ状態であって、この休止
期間中は電源端子1.2に接続された電源からの電力供
給は行なわれない。
更にt3〜t4の期間においては、前記t、〜t2の期
間と基本的に同じ動作を行うが、この期間に動作するの
はトランジスタTrz及びTrnであって、トランジス
タTrl、Tr3はオフ状態にある。トランジスタTr
、がオンすると、電源、電源端子1、トランジスタTr
z、高圧放電灯DL及びコンデンサcbの並列回路、チ
ョークコイルし、トランジスタTr4、電流検出用抵抗
Rs、電源端子2、電源の閉回路で、また、トラ〉′ジ
スタTr、がオフすると、チョークコイルし、ダイオー
ドD1、トランジスタTrz、高圧放電灯DL及びコン
デンサcbの並列回路、チョークコイルLの閉回路で電
流I、が流れる。ここで第5図に示した電流1.と高圧
放電灯DLに流れる電流11aの向きはし1〜し2の期
間について示されており、t、〜t4の期間では電流I
L+ I iaの向きは図示された方向とは逆になる
。
間と基本的に同じ動作を行うが、この期間に動作するの
はトランジスタTrz及びTrnであって、トランジス
タTrl、Tr3はオフ状態にある。トランジスタTr
、がオンすると、電源、電源端子1、トランジスタTr
z、高圧放電灯DL及びコンデンサcbの並列回路、チ
ョークコイルし、トランジスタTr4、電流検出用抵抗
Rs、電源端子2、電源の閉回路で、また、トラ〉′ジ
スタTr、がオフすると、チョークコイルし、ダイオー
ドD1、トランジスタTrz、高圧放電灯DL及びコン
デンサcbの並列回路、チョークコイルLの閉回路で電
流I、が流れる。ここで第5図に示した電流1.と高圧
放電灯DLに流れる電流11aの向きはし1〜し2の期
間について示されており、t、〜t4の期間では電流I
L+ I iaの向きは図示された方向とは逆になる
。
尚、ダイオードD s 、 D 4は通常の動作では電
流は流れないが、過渡時のサージ電流を流すために設け
られているものである。
流は流れないが、過渡時のサージ電流を流すために設け
られているものである。
次のし、〜(、の期間においては、4個のトランジスタ
T r 、 % T r、が全てオフ状態、であって、
この休止期間中は電源端子1,2に接続された電源から
の電力供給は行なわれない0休止期間’ro(h〜mt
4〜t s )は、トランジスタTr、、Tr、また
はTrz。
T r 、 % T r、が全てオフ状態、であって、
この休止期間中は電源端子1,2に接続された電源から
の電力供給は行なわれない0休止期間’ro(h〜mt
4〜t s )は、トランジスタTr、、Tr、また
はTrz。
Trzが同時にオンして短絡状態を呈し、点灯装置が破
壊に至るのを防止するためのデッドタイムである。この
同時オンはトランジスタ素子のばらつきや温度上昇によ
って、ストレージタイムが長くなった時や、トランジス
タ間のタイミングのずれによって生じる。
壊に至るのを防止するためのデッドタイムである。この
同時オンはトランジスタ素子のばらつきや温度上昇によ
って、ストレージタイムが長くなった時や、トランジス
タ間のタイミングのずれによって生じる。
以上のようにして高圧放電灯DLには高周波リップルを
含有した矩形波状の交流電流が流れることになる。
含有した矩形波状の交流電流が流れることになる。
第7図は第6図のし、〜tx’(寸近の時間スケールを
拡大して図示したタイミング図であり、同図(a)(b
)にトランジスタT r 3 、 T r、のオンオフ
状態を示し、同図(c)、(d)及び(e)に電流工り
、電流Iea及び高圧放電灯DLの両端電圧Veaの波
形を示す、t2の時点で同図(、)に示すようにトラン
ジスタTr=がオフすると、コンデンサcbの電荷が高
圧放電灯DLに放出されるので、電流IZaは電流IL
と比べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電流1
11nは零となる。つまりランプ電流たる電流■laに
休止が生じることになる0次にt3の時点では電流11
aの極性が変わり、同図(b)に示すようにトランジス
タTr、が動作する。@流Iiaは11時点の直前まで
零であるので、高圧放電灯DLの両端電圧Vffiaは
t、の時点の直後に高くなる。これは放電灯特有の現象
であり、電流11aが零になることによって、発光管の
イオンの消滅が起こり、t3時点では点灯を維持するた
めに高圧放電灯DLの両端には高い電圧が必要となる。
拡大して図示したタイミング図であり、同図(a)(b
)にトランジスタT r 3 、 T r、のオンオフ
状態を示し、同図(c)、(d)及び(e)に電流工り
、電流Iea及び高圧放電灯DLの両端電圧Veaの波
形を示す、t2の時点で同図(、)に示すようにトラン
ジスタTr=がオフすると、コンデンサcbの電荷が高
圧放電灯DLに放出されるので、電流IZaは電流IL
と比べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電流1
11nは零となる。つまりランプ電流たる電流■laに
休止が生じることになる0次にt3の時点では電流11
aの極性が変わり、同図(b)に示すようにトランジス
タTr、が動作する。@流Iiaは11時点の直前まで
零であるので、高圧放電灯DLの両端電圧Vffiaは
t、の時点の直後に高くなる。これは放電灯特有の現象
であり、電流11aが零になることによって、発光管の
イオンの消滅が起こり、t3時点では点灯を維持するた
めに高圧放電灯DLの両端には高い電圧が必要となる。
この電圧が所謂再点弧電圧である。電流I1mが零であ
る期間が長くなり過ぎると、11時点で電圧を与えても
点灯維持できず、立ち消えとなる場合もある。また、立
ち消えに至らすとも再点弧電圧が高くなり、電源電圧付
近にまで達するとちらつきが生じることもある。
る期間が長くなり過ぎると、11時点で電圧を与えても
点灯維持できず、立ち消えとなる場合もある。また、立
ち消えに至らすとも再点弧電圧が高くなり、電源電圧付
近にまで達するとちらつきが生じることもある。
蛍光灯の場合においては、前記現象が少し緩和されるが
、高圧放電灯の場合には少しの休止が生じても再点弧電
圧の上昇が顕著である。
、高圧放電灯の場合には少しの休止が生じても再点弧電
圧の上昇が顕著である。
前述のように、休止期間TDはトランジスタTr、〜T
r、の同時オンを防止するために設けているが、このた
めに電流11mに休止が生じ再点弧電圧が上昇してちら
つきが生じたり、最悪の場合には、立ち消えすることが
あった。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、ラ
ンプ寿命を短くする慣れがあり、さらにまた電源電圧の
急変低下によって立ち消えしやすいという問題もある。
r、の同時オンを防止するために設けているが、このた
めに電流11mに休止が生じ再点弧電圧が上昇してちら
つきが生じたり、最悪の場合には、立ち消えすることが
あった。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、ラ
ンプ寿命を短くする慣れがあり、さらにまた電源電圧の
急変低下によって立ち消えしやすいという問題もある。
特に高圧放電灯の中でも低ワツトのものほど電流11a
の休止による再点弧電圧の上昇度合が大きく、回路設計
上厄介なものである。
の休止による再点弧電圧の上昇度合が大きく、回路設計
上厄介なものである。
そこでトランジスタTr+〜Tr<の同時オンを前記期
間Toで防止しながら、前記の問題点を解決する方法と
して、高圧放電灯DLに並列に接続したコンデンサcb
の容量を大きくして、期間TDでは電流Iffaが零に
ならないようにする方法がある。
間Toで防止しながら、前記の問題点を解決する方法と
して、高圧放電灯DLに並列に接続したコンデンサcb
の容量を大きくして、期間TDでは電流Iffaが零に
ならないようにする方法がある。
この場合高圧放電灯DLを等価的な抵抗と考えて、CR
の時定数と、期間Toとの関係で、コンデンサcbの容
量を適切な値に選定することができるが、この場合、そ
の容量が数十倍となり、コンデンサcbが大型化して、
大幅なコストアップになるという問題があった。
の時定数と、期間Toとの関係で、コンデンサcbの容
量を適切な値に選定することができるが、この場合、そ
の容量が数十倍となり、コンデンサcbが大型化して、
大幅なコストアップになるという問題があった。
以上のような問題を解決するために、本発明者らは第8
図に示すような回路を案出した。こめ第8図回路は所謂
フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子とし
て用いたトランジスタTrs。
図に示すような回路を案出した。こめ第8図回路は所謂
フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子とし
て用いたトランジスタTrs。
Tri+Trt、Trs及びダイオードD 、、D 、
、D 、、D aは第5図回路のトランジスタT r
s 、 T r 4 、 T r + 、 T r2及
びダイオードD 、、D 、、D 、、D 、と基本的
動作は同じである。そして第5図回路では高周波により
スイッチングするトランジスタT r 3 、 T r
aが電源の一側に、低周波によりスイッチングするト
ランジスタTr、、Tr2が電源の+側にあるのに対し
て、第8図回路では高周波でスイッチングするトランジ
スタTr6.Tr6が電源の+側に、低周波でスイッチ
ングするトランジスタTr、、Tr、が電源の一側に設
けである点で相違するとともに、高圧放電灯DLとイン
ダクタンス素子L2の直列回路に対してコンデンサcb
を並列接続しである点で相違している。直流電源は交流
電源ACを全波整流器DBにて全波整流し、平滑コンデ
ンサCaで平滑して得られ、回路に供給される。
、D 、、D aは第5図回路のトランジスタT r
s 、 T r 4 、 T r + 、 T r2及
びダイオードD 、、D 、、D 、、D 、と基本的
動作は同じである。そして第5図回路では高周波により
スイッチングするトランジスタT r 3 、 T r
aが電源の一側に、低周波によりスイッチングするト
ランジスタTr、、Tr2が電源の+側にあるのに対し
て、第8図回路では高周波でスイッチングするトランジ
スタTr6.Tr6が電源の+側に、低周波でスイッチ
ングするトランジスタTr、、Tr、が電源の一側に設
けである点で相違するとともに、高圧放電灯DLとイン
ダクタンス素子L2の直列回路に対してコンデンサcb
を並列接続しである点で相違している。直流電源は交流
電源ACを全波整流器DBにて全波整流し、平滑コンデ
ンサCaで平滑して得られ、回路に供給される。
而して第8図回路では、トランジスタTr、がオン状右
で、トランジスタT r @、 T r sがオン状態
である場合において、トランジスタTr5がオンすると
、電源、電源端子1、トランジスタTrs、チョークコ
イルし、インダクタンス素子L2と高圧放電灯DLの直
列回路に対してコンデンサcbを並列接続された回路、
トランジスタTry、電流検出要素Zs、電源端子2、
電源の経路で電流が流れ、トランジスタT r sがオ
フすると、チョークコイルし、インダクタンス素子L2
と高圧放電灯DLの直列回路に対してコンデンサcbを
並列接続された回路、トランジスタTry、ダイオード
D、、チョークコイルLの経路で電流が流れる。また、
トランジスタTr5.Tr7がオン状態で、トランジス
タTrsがオン状態である場合において、トランジスタ
Tr、がオンすると、電源、電源端子1、トランジスタ
Trs、高圧放電灯DLとインダクタンス素子L2の直
列回路に対してコンデンサcbを並列接続された回路、
チョークコイルし、トランジスタTr3、電流検出要素
Zs、 @源端子2、電源の経路で電流が流れ、トラン
ジスタTr6がオフすると、チョークコイルL、トラン
ジスタTr1、ダイオードD2、高圧放電灯DLとイン
ダクタンス素子L2の直列回路に対してコンデンサcb
を並列接続された回路、チョークコイルLの経路で電流
が流れる。
で、トランジスタT r @、 T r sがオン状態
である場合において、トランジスタTr5がオンすると
、電源、電源端子1、トランジスタTrs、チョークコ
イルし、インダクタンス素子L2と高圧放電灯DLの直
列回路に対してコンデンサcbを並列接続された回路、
トランジスタTry、電流検出要素Zs、電源端子2、
電源の経路で電流が流れ、トランジスタT r sがオ
フすると、チョークコイルし、インダクタンス素子L2
と高圧放電灯DLの直列回路に対してコンデンサcbを
並列接続された回路、トランジスタTry、ダイオード
D、、チョークコイルLの経路で電流が流れる。また、
トランジスタTr5.Tr7がオン状態で、トランジス
タTrsがオン状態である場合において、トランジスタ
Tr、がオンすると、電源、電源端子1、トランジスタ
Trs、高圧放電灯DLとインダクタンス素子L2の直
列回路に対してコンデンサcbを並列接続された回路、
チョークコイルし、トランジスタTr3、電流検出要素
Zs、 @源端子2、電源の経路で電流が流れ、トラン
ジスタTr6がオフすると、チョークコイルL、トラン
ジスタTr1、ダイオードD2、高圧放電灯DLとイン
ダクタンス素子L2の直列回路に対してコンデンサcb
を並列接続された回路、チョークコイルLの経路で電流
が流れる。
トランジスタTr5がオン状態を終了した時点(第6図
のt2に対応する時点)ではコンデンサcbは第8図に
示す極性となっており、その後の休止期間TDでは、コ
ンデンサcb、インダクタンス素子L2、高圧放電灯D
Lの閉回路において、コンデンサcbの電荷が放出され
て振動電流となり、高圧放電灯DLに流れる電流Ila
は連続性を保ちながらこの間に極性が反転され、トラン
ジスタTr6がオン状態を開始した時点(第6図のt、
に対応する時点)では、電流11aには休止を生じるこ
となく反転を完了する。また高圧放電灯DLの両端電圧
V1aも電流11gとほぼ同様な波形となり、再点弧電
圧は極小となる。このように、高圧放電灯DLと直列に
小さなインダクタンス値を持つインダクタンス素子L2
を接続することによって、休止期間TD中の高圧放電灯
DLを励起状態に維持でき、従来の問題点を解消するこ
とができる。
のt2に対応する時点)ではコンデンサcbは第8図に
示す極性となっており、その後の休止期間TDでは、コ
ンデンサcb、インダクタンス素子L2、高圧放電灯D
Lの閉回路において、コンデンサcbの電荷が放出され
て振動電流となり、高圧放電灯DLに流れる電流Ila
は連続性を保ちながらこの間に極性が反転され、トラン
ジスタTr6がオン状態を開始した時点(第6図のt、
に対応する時点)では、電流11aには休止を生じるこ
となく反転を完了する。また高圧放電灯DLの両端電圧
V1aも電流11gとほぼ同様な波形となり、再点弧電
圧は極小となる。このように、高圧放電灯DLと直列に
小さなインダクタンス値を持つインダクタンス素子L2
を接続することによって、休止期間TD中の高圧放電灯
DLを励起状態に維持でき、従来の問題点を解消するこ
とができる。
なお、インダクタンス素子L2はパルストランスPTの
2次側巻線L2を使用したものである。
2次側巻線L2を使用したものである。
そしてこのインダクタンス素子L2と高圧放電灯DLの
直列回路に、コンデンサC1と抵抗R3との直列回路を
接続するとともに、コンデンサC4と並列にパルストラ
ンスPTの1次側巻線り、と双方向性3端子サイリスタ
Q、との直列回路を接続してイグナイタ回路Gを構成し
である。このイグナイタ回路Gでは双方向性3端子サイ
リスタQ。
直列回路に、コンデンサC1と抵抗R3との直列回路を
接続するとともに、コンデンサC4と並列にパルストラ
ンスPTの1次側巻線り、と双方向性3端子サイリスタ
Q、との直列回路を接続してイグナイタ回路Gを構成し
である。このイグナイタ回路Gでは双方向性3端子サイ
リスタQ。
が制御回路Aにおけるトリガー回路A、から信号を受け
て周期的にオンして、抵抗R1を介して充電されたコン
デンサC1の電荷を、コンデンサC1、パルストランス
PTの1次側巻線L1、双方向性3端子サイリスタQ、
の回路で急峻に放出させて、パルストランスPTの2次
側巻* L 2に巻線比で決まる高圧パルスを誘起させ
、コンデンサcbを介して高圧放電灯DLに印加し、始
動に至らしめるのである。
て周期的にオンして、抵抗R1を介して充電されたコン
デンサC1の電荷を、コンデンサC1、パルストランス
PTの1次側巻線L1、双方向性3端子サイリスタQ、
の回路で急峻に放出させて、パルストランスPTの2次
側巻* L 2に巻線比で決まる高圧パルスを誘起させ
、コンデンサcbを介して高圧放電灯DLに印加し、始
動に至らしめるのである。
制御回路Aは高周波発振回路A1.低周波発振回路A2
、フリップフロップ回路A1、前記トリガー回I8A
4、トランジスタT r 5〜T r、のベースドライ
ブ回路A、〜A、及びノアゲートA8.A1゜から構成
されている。第9図は低周波発振回路A2及びフリップ
フロップ回路A3の具体例を示しており、低周波発振回
路A2は汎用のタイマーIC’(IIAえば日本電気株
式会社製のμPCl555)よりなるタイマー回路Lm
と、外f寸けの時定数設定用の抵抗R2,R,及びコン
デンサC2とからなり、設定された時定数で決まる周期
で、第10図(a)に示すようなパルス信号を出力する
。フリップフロップ回路A3はD型フリップフロップF
FとナントゲートN、、N、とから構成され、前記低周
波発振回路A2の出力をD型フリップフロツ1FFによ
り分周し、ナントゲートN、、N2より第10図(b)
。
、フリップフロップ回路A1、前記トリガー回I8A
4、トランジスタT r 5〜T r、のベースドライ
ブ回路A、〜A、及びノアゲートA8.A1゜から構成
されている。第9図は低周波発振回路A2及びフリップ
フロップ回路A3の具体例を示しており、低周波発振回
路A2は汎用のタイマーIC’(IIAえば日本電気株
式会社製のμPCl555)よりなるタイマー回路Lm
と、外f寸けの時定数設定用の抵抗R2,R,及びコン
デンサC2とからなり、設定された時定数で決まる周期
で、第10図(a)に示すようなパルス信号を出力する
。フリップフロップ回路A3はD型フリップフロップF
FとナントゲートN、、N、とから構成され、前記低周
波発振回路A2の出力をD型フリップフロツ1FFによ
り分周し、ナントゲートN、、N2より第10図(b)
。
(C)に示すような出力を得る。ここで第10図(a)
における期間Toは第6図のし2〜t、又はし4〜し、
の期間に対応する。高周波発振回路A、は第6図(C)
。
における期間Toは第6図のし2〜t、又はし4〜し、
の期間に対応する。高周波発振回路A、は第6図(C)
。
(d)に示したような高周波のパルス信号を発生するも
のである。また、トリガー回路A、は低周波発振回路A
2の出力に同期をとって、各半サイクル毎に双方向性3
端子サイリスタQ、をオンさせるトリガー信号を発生さ
せるようになっている。
のである。また、トリガー回路A、は低周波発振回路A
2の出力に同期をとって、各半サイクル毎に双方向性3
端子サイリスタQ、をオンさせるトリガー信号を発生さ
せるようになっている。
ところで第8図回路では始動過程においては第11図(
a)に示すような電圧VNaが高圧放電灯DLの両端に
印加され、第11図(11)に示すような電流Ilaが
高圧放電灯DLに流れる。この第11図に基づいて始動
過程を詳しく説明すると、まず高圧放電灯DLが点灯す
る前の無負荷時(し1〜ti)においては同図(a)に
示すようにコンデンサCI)の電圧がコンデンサCaの
電圧と等しくなるまで、急速に充電されて、極性が反転
するまでその電圧のピークを維持するために電圧■ea
は矩形波状になっている。そしてその電圧Vlaにイグ
ナイタ回路Gによって発生する高圧パルスが重畳され、
この高圧パルスにより高圧放電灯DI−が始動する。
a)に示すような電圧VNaが高圧放電灯DLの両端に
印加され、第11図(11)に示すような電流Ilaが
高圧放電灯DLに流れる。この第11図に基づいて始動
過程を詳しく説明すると、まず高圧放電灯DLが点灯す
る前の無負荷時(し1〜ti)においては同図(a)に
示すようにコンデンサCI)の電圧がコンデンサCaの
電圧と等しくなるまで、急速に充電されて、極性が反転
するまでその電圧のピークを維持するために電圧■ea
は矩形波状になっている。そしてその電圧Vlaにイグ
ナイタ回路Gによって発生する高圧パルスが重畳され、
この高圧パルスにより高圧放電灯DI−が始動する。
し、以後は高圧放電灯DLが始動する過程を示し、まず
L6の時点では同図(b)に示すように高圧放電灯DL
に高圧パルスが印加されて電流Ifaが流れるが、電圧
V1aの極性が反転するし、以降では電流l1lsは流
れず、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印加され
る1゜の時点まで休止となる。第11図(b)において
、高圧放電灯DLに電流11aが流れている期間Taと
休止期間Tbとを比べると、T a < T bとなっ
て、休止が多くなり、グロー放電からアーク放電へスム
ーズに移行しにくい、つまりグロー放電してからアーク
放電へ移行させるためのエネルギーが不足している0通
常の場合には第11図(b)の電流Ifaが一時期正側
又は負側のみ流れて、この状態が交互に臘り返される。
L6の時点では同図(b)に示すように高圧放電灯DL
に高圧パルスが印加されて電流Ifaが流れるが、電圧
V1aの極性が反転するし、以降では電流l1lsは流
れず、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印加され
る1゜の時点まで休止となる。第11図(b)において
、高圧放電灯DLに電流11aが流れている期間Taと
休止期間Tbとを比べると、T a < T bとなっ
て、休止が多くなり、グロー放電からアーク放電へスム
ーズに移行しにくい、つまりグロー放電してからアーク
放電へ移行させるためのエネルギーが不足している0通
常の場合には第11図(b)の電流Ifaが一時期正側
又は負側のみ流れて、この状態が交互に臘り返される。
これは高圧衰電灯、特にメタルハライドランプによく生
じる所謂半波放電現象である。これは高圧パルスが印加
されてグロー放電し、アーク放電へ移行する過程の中で
生じる。この半波放電は高圧放電灯DLの両方の電極の
特性が異なることなどによって生じるもので、発光管内
の封入物が電極に付着して放電しにくくなったりすると
、特に起こりゃすく、メタルハライドランプのように沃
化物が封入されている放電灯はその度合が多い、また水
銀灯、高圧ナトリウム灯においても、程度の差はあるも
のの、この現象は避けられない。
じる所謂半波放電現象である。これは高圧パルスが印加
されてグロー放電し、アーク放電へ移行する過程の中で
生じる。この半波放電は高圧放電灯DLの両方の電極の
特性が異なることなどによって生じるもので、発光管内
の封入物が電極に付着して放電しにくくなったりすると
、特に起こりゃすく、メタルハライドランプのように沃
化物が封入されている放電灯はその度合が多い、また水
銀灯、高圧ナトリウム灯においても、程度の差はあるも
のの、この現象は避けられない。
第12図は第11図の始動過程を経てアーク放電へ移行
した様子を電流11gの波形で示したものである。第1
2図の後半部分に示すように正負共に電流11aが流れ
て、完全に始動したことになり、この電流により電圧V
1aが徐々に上昇して定常点 −灯へ移行する
。しかしながら電源電圧が低下していたり、高圧放電灯
DI−が長い間使用されて初期の状態に比べて始動しに
くい場合には半波放電が生じる確率が高くなり、またそ
の継続時間が長くなるので、第11図(b)の状態が繰
り返し行なわれて始動しないことがあった。このような
現象は再始動時に起こりやすく、グロー放電の状態のよ
までアーク放電に至らないのである。そこで、高圧パル
スの高さ、幅、数を増やす方法や、電源電圧の変動に対
して電圧が低下し過ぎないようにする回路を付加したり
、2次短絡電流を増やし、グロー放電からアーク放電へ
移行し始めると、この時に流れる電流Iムを定常時の2
倍にするなどの方法がとられていた。しかしながら、こ
のためにイグナイタ回路Gのストレスが増大し、電圧を
上げる場合においても回路が複雑になり、コストアップ
となったり、大型化したりする等の欠点があった。
した様子を電流11gの波形で示したものである。第1
2図の後半部分に示すように正負共に電流11aが流れ
て、完全に始動したことになり、この電流により電圧V
1aが徐々に上昇して定常点 −灯へ移行する
。しかしながら電源電圧が低下していたり、高圧放電灯
DI−が長い間使用されて初期の状態に比べて始動しに
くい場合には半波放電が生じる確率が高くなり、またそ
の継続時間が長くなるので、第11図(b)の状態が繰
り返し行なわれて始動しないことがあった。このような
現象は再始動時に起こりやすく、グロー放電の状態のよ
までアーク放電に至らないのである。そこで、高圧パル
スの高さ、幅、数を増やす方法や、電源電圧の変動に対
して電圧が低下し過ぎないようにする回路を付加したり
、2次短絡電流を増やし、グロー放電からアーク放電へ
移行し始めると、この時に流れる電流Iムを定常時の2
倍にするなどの方法がとられていた。しかしながら、こ
のためにイグナイタ回路Gのストレスが増大し、電圧を
上げる場合においても回路が複雑になり、コストアップ
となったり、大型化したりする等の欠点があった。
そこで始動時のエネルギーを増大させることなく、高圧
放電灯のグロー放電からアーク放電への移行をスムーズ
に行い、確実に始動させる手段として次のような方式を
考案した。すなわち、始動時において低周波で動作する
スイッチング素子の動作周期を、定常時のスイッチング
素子の動作周期よりも長くして、その長い周期の時間を
利用して放電灯が一度放電し始めるとグロー放電からア
ーク放電に移行するまでの問十分なエネルギーを供給し
、アーク放電に移行してからスイッチング素子の反転動
作を行うものである。
放電灯のグロー放電からアーク放電への移行をスムーズ
に行い、確実に始動させる手段として次のような方式を
考案した。すなわち、始動時において低周波で動作する
スイッチング素子の動作周期を、定常時のスイッチング
素子の動作周期よりも長くして、その長い周期の時間を
利用して放電灯が一度放電し始めるとグロー放電からア
ーク放電に移行するまでの問十分なエネルギーを供給し
、アーク放電に移行してからスイッチング素子の反転動
作を行うものである。
第13VIIは第8図の放電灯点灯装置に用いられる第
9V1回路の代替回路を示しており、この回路には始動
補償回路Bを付設しである。その池の回路については、
第8図回路と同様な構成及び動作を有するため省略する
。この回路では始動補償回路Bは電流検出要素Zsと、
低周波発振回路A2のタイマー回路tmの時定数回路と
の間に挿入されているやつまり高圧放電灯DLが始動し
て電流INaが流れると、電流検出要素Zsの出力でト
ランジスタTrgをオンさせ、D型フリップフロッ1F
F、の出力Qを“L ow”レベルとし、トランジスタ
T「1゜をオンさせ、時定数回路の抵抗R1を短絡し、
低周波発振回路A2を第9図回路と同様に動作させる。
9V1回路の代替回路を示しており、この回路には始動
補償回路Bを付設しである。その池の回路については、
第8図回路と同様な構成及び動作を有するため省略する
。この回路では始動補償回路Bは電流検出要素Zsと、
低周波発振回路A2のタイマー回路tmの時定数回路と
の間に挿入されているやつまり高圧放電灯DLが始動し
て電流INaが流れると、電流検出要素Zsの出力でト
ランジスタTrgをオンさせ、D型フリップフロッ1F
F、の出力Qを“L ow”レベルとし、トランジスタ
T「1゜をオンさせ、時定数回路の抵抗R1を短絡し、
低周波発振回路A2を第9図回路と同様に動作させる。
つまり定常状態では第14図(a)に示すT。
の発振周期で低周波発振回路A2を動作させる。
そして電流It’aが検出されていない期間ではトラン
ジスタTr、がオフで、D型フリップフロップFF、の
出力Qが“High”レベルとなり、トランジスタT
r 、、がオフとなる。つまり前記時定数回路に抵抗R
4が接続され、時定数が増加し、低周波発振回路A2の
発振周期が長くなる。
ジスタTr、がオフで、D型フリップフロップFF、の
出力Qが“High”レベルとなり、トランジスタT
r 、、がオフとなる。つまり前記時定数回路に抵抗R
4が接続され、時定数が増加し、低周波発振回路A2の
発振周期が長くなる。
而して始動時においては、第14図(b)の前半部に示
すように高圧放電灯DLには電流Ilaが流れないため
、始動補償回路BにおけるトランジスタT r 、 、
T r 、。が共にオフとなり、低周波発振回路A2
の発振周期は第14図(、)の前半部に示すように長く
なる。そしてイグナイタ回路Gの高圧パルスで高圧放電
灯DI−が始動すると、第14図(b)に示すように電
流I&aが流れ始め、L0〜L1の無負荷期間を終える
。電流Ifaが流れ始めると、電流検出要素Zsの検出
出力でトランジスタTrsが第14図(c)に示すよう
に、オフからオンに反転する。この時点し、ではD型フ
リップフロップFF。
すように高圧放電灯DLには電流Ilaが流れないため
、始動補償回路BにおけるトランジスタT r 、 、
T r 、。が共にオフとなり、低周波発振回路A2
の発振周期は第14図(、)の前半部に示すように長く
なる。そしてイグナイタ回路Gの高圧パルスで高圧放電
灯DI−が始動すると、第14図(b)に示すように電
流I&aが流れ始め、L0〜L1の無負荷期間を終える
。電流Ifaが流れ始めると、電流検出要素Zsの検出
出力でトランジスタTrsが第14図(c)に示すよう
に、オフからオンに反転する。この時点し、ではD型フ
リップフロップFF。
のクロックたる低周波発振回路A2の出力が第14図(
a)に示すように“Higb”レベルのままであるから
、D型フリップフロップF F +の出力Qは反転せず
、1〜ランジスタT r + oはオフ状態にあり、こ
の状態はその半サイクル間継続する。つまり電流IZa
が流れ始めても直ぐに発振周期を短くするのでなく、L
1〜t2の間十分にグロー族;からアーク放電へ移行す
る時間を与えるのである。そして次に低周波発振回路A
2の出力が立ち上がると(tz時点)、前記出力Qが反
転し、第14図(d)に示すようにトランジスタTr、
。がオンし、低周波発振回路A2は発振周期がT1とな
る定常状官の発振動作に移行するのである。
a)に示すように“Higb”レベルのままであるから
、D型フリップフロップF F +の出力Qは反転せず
、1〜ランジスタT r + oはオフ状態にあり、こ
の状態はその半サイクル間継続する。つまり電流IZa
が流れ始めても直ぐに発振周期を短くするのでなく、L
1〜t2の間十分にグロー族;からアーク放電へ移行す
る時間を与えるのである。そして次に低周波発振回路A
2の出力が立ち上がると(tz時点)、前記出力Qが反
転し、第14図(d)に示すようにトランジスタTr、
。がオンし、低周波発振回路A2は発振周期がT1とな
る定常状官の発振動作に移行するのである。
以上の回路構成によって始動性能の向上が図れたわけで
あるが、例えば放電灯の片側の電極の消耗等により半波
放電(一方向にだけ電流が流れ、他方向は非導通)する
ような放電灯を前記方式で点灯させると、放電灯に流れ
る電流Ilaは第15図(b)に示すようになり、正常
点灯時における電?;: I j!aの波形(第15図
(a))と比較すれば明らかなように、導通側のトラン
ジスタのストレスが増大してしまうという不都合が生じ
る。このため、トランジスタの電流定格の大きいものを
使用するか、またはトランジスタの放熱板を大きくして
ストレスの軽減を行なう必要があり、装置の大型化、コ
ストアップといった不都合が生じる。
あるが、例えば放電灯の片側の電極の消耗等により半波
放電(一方向にだけ電流が流れ、他方向は非導通)する
ような放電灯を前記方式で点灯させると、放電灯に流れ
る電流Ilaは第15図(b)に示すようになり、正常
点灯時における電?;: I j!aの波形(第15図
(a))と比較すれば明らかなように、導通側のトラン
ジスタのストレスが増大してしまうという不都合が生じ
る。このため、トランジスタの電流定格の大きいものを
使用するか、またはトランジスタの放熱板を大きくして
ストレスの軽減を行なう必要があり、装置の大型化、コ
ストアップといった不都合が生じる。
(発明の目的)
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、半波点灯継続時における部品
ストレスを低減できるようにした放電灯点灯装置を提供
するにある。
その目的とするところは、半波点灯継続時における部品
ストレスを低減できるようにした放電灯点灯装置を提供
するにある。
〈発明の開示)
本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、第1図乃至第
4図、第8図及び第13図に示されるように、直流電源
出力をインバータ回路にて交流に変換して放電灯DLを
点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記放電灯DL
が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側の半周
期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置におい
て、前記放電灯DLの半波点灯状態が一定時間以上継続
したことを検出する半波点灯継続検出回路Xを設け、半
波点灯継続検出回路Xにより一定時間以上の半波点灯継
続が検出されたときには、前記放電灯DLに流れるラン
プ電流を減少させる回路を設けて成るものである。
4図、第8図及び第13図に示されるように、直流電源
出力をインバータ回路にて交流に変換して放電灯DLを
点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記放電灯DL
が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側の半周
期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置におい
て、前記放電灯DLの半波点灯状態が一定時間以上継続
したことを検出する半波点灯継続検出回路Xを設け、半
波点灯継続検出回路Xにより一定時間以上の半波点灯継
続が検出されたときには、前記放電灯DLに流れるラン
プ電流を減少させる回路を設けて成るものである。
すなわち、本発明は前述の第80及び第13図に示した
従来回路における半波点灯継続時の部品ストレスを低減
する為に、ある一定時間以上半波点灯が継続するとそれ
を検出して放電灯に流れるランプ電流を減少させるよう
にしたものである。
従来回路における半波点灯継続時の部品ストレスを低減
する為に、ある一定時間以上半波点灯が継続するとそれ
を検出して放電灯に流れるランプ電流を減少させるよう
にしたものである。
以下本発明を実施例により曳明する。
大角fl
第1図は本発明の一実施例の要部回路図を示すもので、
第8図及び第13図の従来回路と同様の構成及び動作を
有する部分は省略する。第1図において、半波点灯継続
検出回路Xは、放電灯に電流が流れ始めてから一定時間
後に半波放電が継続しているかどうかを検出するための
回路であり、汎用のタイマーICよりなるタイマー回路
tn+、(前述のタイマー回路Lmと同じもの)と、D
型フリップフロップFF2.FFff、インバータI
N +、アンドゲートA N +、抵抗R7,R,、R
,、及び、コンデンサC) 、 C<とからなる、タイ
マー回路tm、は時定数設定用の抵抗r(s 、 Rs
とコンデンサC1とを接続されて、放電が開始されてか
ら、半波放電の継続が許容される成る一定の時間を計時
するタイマー回路を構成する。このタイマー回路Lm、
のトリガー入力端(2番ビン)は、始動補償回路Bにお
けるトランジスタTr、のコレクタに接続され、放電灯
の放電開始時におけるランプ電流の検出時にトリガーさ
れる。タイマー回路Lm、の出力(3番ビン)はインバ
ータIN、を介してフリップフロップFF2のクロック
入力端Cに接続されている。抵抗R7とコンデンサC4
は、電源投入時にD型フリップフロップFF2.FF、
のセット入力端Sを一瞬゛Higb”レベルとする回路
を構成している。各フリップフロップF F 2 、
F F sのリセット入力端Rとデータ入力端りは共に
アースされて、グランドレベル(”Low’レベル)と
なっている、フリップフロップFF2の出力口はアンド
ゲートANlに入力されている。アンドゲートAN1の
他方の入力は、始動補償回路BにおけるトランジスタT
r、のコレクタに接続されている。アンドゲートAN、
の出力は、フリップフロップFF、のクロック入力端C
に接続されている。フリップフロラ1FF、の出力のは
、半波点灯継続検出回路Xの出力として、始動補償回路
Bにおけるノアゲーt−NR,の一方の入力に接続され
ている。
第8図及び第13図の従来回路と同様の構成及び動作を
有する部分は省略する。第1図において、半波点灯継続
検出回路Xは、放電灯に電流が流れ始めてから一定時間
後に半波放電が継続しているかどうかを検出するための
回路であり、汎用のタイマーICよりなるタイマー回路
tn+、(前述のタイマー回路Lmと同じもの)と、D
型フリップフロップFF2.FFff、インバータI
N +、アンドゲートA N +、抵抗R7,R,、R
,、及び、コンデンサC) 、 C<とからなる、タイ
マー回路tm、は時定数設定用の抵抗r(s 、 Rs
とコンデンサC1とを接続されて、放電が開始されてか
ら、半波放電の継続が許容される成る一定の時間を計時
するタイマー回路を構成する。このタイマー回路Lm、
のトリガー入力端(2番ビン)は、始動補償回路Bにお
けるトランジスタTr、のコレクタに接続され、放電灯
の放電開始時におけるランプ電流の検出時にトリガーさ
れる。タイマー回路Lm、の出力(3番ビン)はインバ
ータIN、を介してフリップフロップFF2のクロック
入力端Cに接続されている。抵抗R7とコンデンサC4
は、電源投入時にD型フリップフロップFF2.FF、
のセット入力端Sを一瞬゛Higb”レベルとする回路
を構成している。各フリップフロップF F 2 、
F F sのリセット入力端Rとデータ入力端りは共に
アースされて、グランドレベル(”Low’レベル)と
なっている、フリップフロップFF2の出力口はアンド
ゲートANlに入力されている。アンドゲートAN1の
他方の入力は、始動補償回路BにおけるトランジスタT
r、のコレクタに接続されている。アンドゲートAN、
の出力は、フリップフロップFF、のクロック入力端C
に接続されている。フリップフロラ1FF、の出力のは
、半波点灯継続検出回路Xの出力として、始動補償回路
Bにおけるノアゲーt−NR,の一方の入力に接続され
ている。
第2図は第1図回路の動作説明図である。第2図(、)
に示すように放電灯に電流11aが流れ始めると、電流
検出要素Zsからの出力によりトランジスタTr、がオ
ンし、そのコレクタ電位(第2図(b))が下がるので
、タイマー回路t+a+のトリガー入力端(2番ビン)
にトリガー信号が入力され、タイマー回路Ls+1の出
力(3番ビン)は“HiH1+”レベルとなる(第2図
(c))、タイマー回路tmlの出力をインバータIN
、で反転した出力(第2112(d))はフリップフロ
ップFF、のクロック入力端Cに入力される。
に示すように放電灯に電流11aが流れ始めると、電流
検出要素Zsからの出力によりトランジスタTr、がオ
ンし、そのコレクタ電位(第2図(b))が下がるので
、タイマー回路t+a+のトリガー入力端(2番ビン)
にトリガー信号が入力され、タイマー回路Ls+1の出
力(3番ビン)は“HiH1+”レベルとなる(第2図
(c))、タイマー回路tmlの出力をインバータIN
、で反転した出力(第2112(d))はフリップフロ
ップFF、のクロック入力端Cに入力される。
電源投入時には、コンデンサC1と抵抗R1とからなる
微分回路の出力によりフリップフロップFF2及びF
F sのセット入力端Sは一瞬゛Higl+°ルベルと
なり、フリップフロップF F z及びF F yの出
力Qは“Lo−”レベルにリセットされる6出力0は以
後クロック入力端Cへの入力が’ L 011+”レベ
ルから”High”レベルに立ち上がるまで”l、ow
”レベルを維持し、クロック入力端Cへの入力が“’L
oll″。
微分回路の出力によりフリップフロップFF2及びF
F sのセット入力端Sは一瞬゛Higl+°ルベルと
なり、フリップフロップF F z及びF F yの出
力Qは“Lo−”レベルにリセットされる6出力0は以
後クロック入力端Cへの入力が’ L 011+”レベ
ルから”High”レベルに立ち上がるまで”l、ow
”レベルを維持し、クロック入力端Cへの入力が“’L
oll″。
レベルから“High”レベルになると出力口は“Hi
gh”レベルとなり、以後電源リセットされるまでその
状態を維持する。
gh”レベルとなり、以後電源リセットされるまでその
状態を維持する。
よって、フリップ70ツブFF2の出力Q(第2図(e
))は放電灯に電流が流れ始めてから一定時間後にタイ
マー回路tm+の出力端が“’High”レベルから°
“Low”レベルになった時に“High”レベルとな
る。アンドゲートAN、の出力(第2図(「))はフ1
ル7プフロップF F 2の出力口が°“HiFlh”
レベルとなった後、半波点灯により電流が流れない期間
、つまりトランジスタTrsのコレクタ電位が第2図(
b)のようにHigh”レベルとなった時だけHigh
”レベルとなる。フリップフロップFF、は、そのクロ
ック入力端Cに接続されたアンドゲートAN。
))は放電灯に電流が流れ始めてから一定時間後にタイ
マー回路tm+の出力端が“’High”レベルから°
“Low”レベルになった時に“High”レベルとな
る。アンドゲートAN、の出力(第2図(「))はフ1
ル7プフロップF F 2の出力口が°“HiFlh”
レベルとなった後、半波点灯により電流が流れない期間
、つまりトランジスタTrsのコレクタ電位が第2図(
b)のようにHigh”レベルとなった時だけHigh
”レベルとなる。フリップフロップFF、は、そのクロ
ック入力端Cに接続されたアンドゲートAN。
の出力が最初に“Low”レベルから“HigI+”レ
ベルへ立ち下がった瞬間にトリガーされ、このときフリ
ップフロップFF3の出力口は“’High’レベルに
セットされる。第2図(f)に示すように、一旦アンド
ゲートAN、の出力がLO−”レベルから°“Hig1
1パレベルに反転すると、第2図(g)に示すように、
フリップフロップFF、の出力Qは以後“High”レ
ベルの状態を維持する。
ベルへ立ち下がった瞬間にトリガーされ、このときフリ
ップフロップFF3の出力口は“’High’レベルに
セットされる。第2図(f)に示すように、一旦アンド
ゲートAN、の出力がLO−”レベルから°“Hig1
1パレベルに反転すると、第2図(g)に示すように、
フリップフロップFF、の出力Qは以後“High”レ
ベルの状態を維持する。
なお、タイマー回路LIIIlが所定の時間を計時し終
わって、フリップフロップF F xの出力0が“Hi
gb”レベルになった時点において、既に放電灯が定常
点灯状層に移行していた場合には、電流検出要素Zsの
検出出力によりトランジスタTrgは常にオンとなるの
で、そのコレクタ電位は常に“L。
わって、フリップフロップF F xの出力0が“Hi
gb”レベルになった時点において、既に放電灯が定常
点灯状層に移行していた場合には、電流検出要素Zsの
検出出力によりトランジスタTrgは常にオンとなるの
で、そのコレクタ電位は常に“L。
−”レベルとなり、アンドゲートAN、の出力が“Hi
gl+”レベルになることはない、したがって、この場
合には、フリップフロップFF3の出力Qは“°Low
I+レベルのままとなり、半波放電継続の検出出力°は
生巳ない。
gl+”レベルになることはない、したがって、この場
合には、フリップフロップFF3の出力Qは“°Low
I+レベルのままとなり、半波放電継続の検出出力°は
生巳ない。
始動補償回路Bは基本的には第13図の従来回路と同様
のものであるが、フリップフロップFF1の出力Qをイ
ンバータIN2で反転させた出力と、半波点灯継続検出
回路Xの出力とを入力とするノアゲートNR,を介して
トランジスタTr+。を動作させている点が相違点であ
る。つまり電流11’aが流れ始めてから一定時間は半
波点灯継続検出回路Xの出力は°“Low”レベルであ
るため、トランジスタT r loは第13図の従来回
路と同様の動作を行なう。しかし前記一定時間の経過後
に、半波放電状態であれば半波点灯継続検出回路Xの出
力は“High”レベルとなるから、ノアゲートNf1
.の出力は第2図(11)に示すように1..ow”レ
ベルとなり、常にトランジスタTr、。はオンし、以後
点灯側の半周期は第2図(a) 、 (b)に示すよう
に短くなり、非点灯側の半周期と同じとなって、導通時
の電流は減少する。
のものであるが、フリップフロップFF1の出力Qをイ
ンバータIN2で反転させた出力と、半波点灯継続検出
回路Xの出力とを入力とするノアゲートNR,を介して
トランジスタTr+。を動作させている点が相違点であ
る。つまり電流11’aが流れ始めてから一定時間は半
波点灯継続検出回路Xの出力は°“Low”レベルであ
るため、トランジスタT r loは第13図の従来回
路と同様の動作を行なう。しかし前記一定時間の経過後
に、半波放電状態であれば半波点灯継続検出回路Xの出
力は“High”レベルとなるから、ノアゲートNf1
.の出力は第2図(11)に示すように1..ow”レ
ベルとなり、常にトランジスタTr、。はオンし、以後
点灯側の半周期は第2図(a) 、 (b)に示すよう
に短くなり、非点灯側の半周期と同じとなって、導通時
の電流は減少する。
及1鮭l
第3図は本発明の池の実施例の要部回路図を示している
。実施例1ではランプ電流の点灯側の半周期を短くする
ことにより半波点灯時の電流を減少せしめたが、実施例
2では半波点灯時の点灯側の半周期における電流I 1
a(1’、振幅制御により電流を減少させている。
。実施例1ではランプ電流の点灯側の半周期を短くする
ことにより半波点灯時の電流を減少せしめたが、実施例
2では半波点灯時の点灯側の半周期における電流I 1
a(1’、振幅制御により電流を減少させている。
第3図は第8図の従来回路における高周波発振回路A1
の具体例を示したものであり、第1図回路に示すような
半波点灯継続検出回路Xの出力により駆動されるトラン
ジスタTr11と、抵抗R,,。
の具体例を示したものであり、第1図回路に示すような
半波点灯継続検出回路Xの出力により駆動されるトラン
ジスタTr11と、抵抗R,,。
Rzから成る本実施例の要部を含んでいる。第3図にお
いて、タイマー回路(−2,タイマー回路tm3は汎用
のタイマーIC(前述のタイマー回路LeIlと同じも
の)であり、抵抗Rs 、 Rs 、 R1゜1R11
1R12、及び、コンデンサCs 、 C6を外付けさ
れて、高周波発振回路を構成している。タイマー回路L
+a2の出力は第4図(、)に示すようになり、タイマ
ー回路tn3はタイマー回路Lm2の出力の立ち下がり
時にトリガーされて動作し、その出力は第4図(c)に
示すようになる。タイマー回路し1の出力が゛’Low
°°レベルの時が主トランジスタ(第8図回路のTrs
。
いて、タイマー回路(−2,タイマー回路tm3は汎用
のタイマーIC(前述のタイマー回路LeIlと同じも
の)であり、抵抗Rs 、 Rs 、 R1゜1R11
1R12、及び、コンデンサCs 、 C6を外付けさ
れて、高周波発振回路を構成している。タイマー回路L
+a2の出力は第4図(、)に示すようになり、タイマ
ー回路tn3はタイマー回路Lm2の出力の立ち下がり
時にトリガーされて動作し、その出力は第4図(c)に
示すようになる。タイマー回路し1の出力が゛’Low
°°レベルの時が主トランジスタ(第8図回路のTrs
。
Tr6)のオン期間となる。第4図(、J)は主トラン
ジスタTr5又はTr、のコレクタ電流を示す。
ジスタTr5又はTr、のコレクタ電流を示す。
電流が流れ始めてから一定時間経過するまでは半波点灯
継続検出出力は第4図(b)に示すように゛Lou+″
レベルであり、トランジスタTr1.はオンし、抵抗R
I0が短絡された成層になる。一方、一定時間後に半波
放電が継続されていれば、半波点灯継続検出出力は第4
図(b)に示すように’HiHb”レベルになり、トラ
ンジスタT r 、 、はオフとなり、タイマー回路t
1の発振周波数を決める時定数回路に抵抗R7゜が直列
接続され、このためタイマー回路Lmzの出力端(3番
ビン)が°’High”レベルとなる時間は第4図(c
)に示すように長くなる。よって第4図(d)に示すよ
うに主トランジスタT r s又はTr6のオン期間は
短くなり、結果的にランプ電流のピーク値は減少する。
継続検出出力は第4図(b)に示すように゛Lou+″
レベルであり、トランジスタTr1.はオンし、抵抗R
I0が短絡された成層になる。一方、一定時間後に半波
放電が継続されていれば、半波点灯継続検出出力は第4
図(b)に示すように’HiHb”レベルになり、トラ
ンジスタT r 、 、はオフとなり、タイマー回路t
1の発振周波数を決める時定数回路に抵抗R7゜が直列
接続され、このためタイマー回路Lmzの出力端(3番
ビン)が°’High”レベルとなる時間は第4図(c
)に示すように長くなる。よって第4図(d)に示すよ
うに主トランジスタT r s又はTr6のオン期間は
短くなり、結果的にランプ電流のピーク値は減少する。
以上のように半波点灯が一定時jコ継続すると点灯側の
半周期を短くしたり、又は点灯側の電流ピーク直な下げ
たりしてランプ電流を減少させることにより、半波点灯
の継続による部品ストレスを低減させることができる。
半周期を短くしたり、又は点灯側の電流ピーク直な下げ
たりしてランプ電流を減少させることにより、半波点灯
の継続による部品ストレスを低減させることができる。
前記各実施例では半波点灯の継続をランプ電流検出とタ
イマー回路との組み合わせで検出したが、半波点灯継続
の検出手段はこれに限定されるものではなく、例えばラ
ンプ電圧や光出力から検出したり、主トランジスタTr
5.Tr6の温度差などから検出してもよい。
イマー回路との組み合わせで検出したが、半波点灯継続
の検出手段はこれに限定されるものではなく、例えばラ
ンプ電圧や光出力から検出したり、主トランジスタTr
5.Tr6の温度差などから検出してもよい。
また、半波点灯継続を検出した後に電流を減少させるた
めの手段についても、実施例1.2に示したものに限定
されるものではなく、たとえば実施例1では点灯側の半
周期と不点灯側の半周期とを同じにしているが、点灯側
の半周期を更に可くして不点灯側の半周期よりも短くす
れば、部品ス1へレスの低減のためにはなお好ましい。
めの手段についても、実施例1.2に示したものに限定
されるものではなく、たとえば実施例1では点灯側の半
周期と不点灯側の半周期とを同じにしているが、点灯側
の半周期を更に可くして不点灯側の半周期よりも短くす
れば、部品ス1へレスの低減のためにはなお好ましい。
(発明の効果)
以上のように本発明にあっては、放電灯が半波点灯した
時には点灯側の半周期が不点灯側の半周期よりも長くな
るように制御する放電灯点灯装置において、放電灯の半
波点灯状態が一定時間以上継続したことを検出したとき
には、放電灯に流れるランプ′:S、流を減少させる回
路を設けたものであるから、半波点灯状態の継続時にお
いて、点灯側の半周期に流れる電流による部品ストレス
を低減することができるという効果がある。
時には点灯側の半周期が不点灯側の半周期よりも長くな
るように制御する放電灯点灯装置において、放電灯の半
波点灯状態が一定時間以上継続したことを検出したとき
には、放電灯に流れるランプ′:S、流を減少させる回
路を設けたものであるから、半波点灯状態の継続時にお
いて、点灯側の半周期に流れる電流による部品ストレス
を低減することができるという効果がある。
第1図は本発明の一実施例の要部回路図、第2図は同上
の動作説明図、第3図は本発明の他の実施例の要部回路
図、第4図は同上の動作説明図、第5図は従来例の回路
図、第6図及び第7図は同上の動作説明図、第8図及び
第9図は池の従来例の回路図、第10図乃至第12図は
同上の動作説明図、第13図はさらに池の従来例の要部
回路図、第14図及び第15図は同上の動作説明図であ
る。 DLは高圧放電灯、Xは半波点灯継続検出回路、Bは始
動補償回路、AIは高周波発振回路、A2は低周波発振
回路、Tr5〜Tr・はトランジスタである。
の動作説明図、第3図は本発明の他の実施例の要部回路
図、第4図は同上の動作説明図、第5図は従来例の回路
図、第6図及び第7図は同上の動作説明図、第8図及び
第9図は池の従来例の回路図、第10図乃至第12図は
同上の動作説明図、第13図はさらに池の従来例の要部
回路図、第14図及び第15図は同上の動作説明図であ
る。 DLは高圧放電灯、Xは半波点灯継続検出回路、Bは始
動補償回路、AIは高周波発振回路、A2は低周波発振
回路、Tr5〜Tr・はトランジスタである。
Claims (3)
- (1)直流電源出力をインバータ回路にて交流に変換し
て放電灯を点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記
放電灯が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側
の半周期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置
において、前記放電灯の半波点灯状態が一定時間以上継
続したことを検出する半波点灯継続検出回路を設け、半
波点灯継続検出回路により一定時間以上の半波点灯継続
が検出されたときには、前記放電灯に流れるランプ電流
を減少させる回路を設けて成ることを特徴とする放電灯
点灯装置。 - (2)前記ランプ電流を減少させる回路は、前記放電灯
の点灯側の半周期を短くする回路であることを特徴とす
る特許請求の範囲第1項記載の放電灯点灯装置。 - (3)前記ランプ電流を減少させる回路は、インバータ
回路の出力電流の振幅を減少させる回路であることを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17698386A JPS6334890A (ja) | 1986-07-28 | 1986-07-28 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17698386A JPS6334890A (ja) | 1986-07-28 | 1986-07-28 | 放電灯点灯装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6334890A true JPS6334890A (ja) | 1988-02-15 |
Family
ID=16023127
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17698386A Pending JPS6334890A (ja) | 1986-07-28 | 1986-07-28 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6334890A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01135698U (ja) * | 1988-03-11 | 1989-09-18 | ||
JP2010080137A (ja) * | 2008-09-24 | 2010-04-08 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 高圧放電灯点灯装置、照明器具 |
-
1986
- 1986-07-28 JP JP17698386A patent/JPS6334890A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01135698U (ja) * | 1988-03-11 | 1989-09-18 | ||
JP2010080137A (ja) * | 2008-09-24 | 2010-04-08 | Panasonic Electric Works Co Ltd | 高圧放電灯点灯装置、照明器具 |
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