JPS6334890A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、半波点灯状態がある一定時間以上継続したと
きには、放電灯に流れるランプ電流分減少させるように
した放電灯点灯装置に関するものである。

（背景技術） 従来の一般的な放電灯点灯装置においては、安定器要素
をチョークコイルやトランス、コンデンサ等の単独で構
成し、あるいは、これらの組み会わせにより構成してい
るために、寸法・重量ともに大きかった。この点から放
電灯点灯装置の小形化、軽量化、高効率化が望まれてお
り、そのために放電灯を高周波点灯させることが提案さ
れている０例えば蛍光灯の点灯製画においては、スイッ
チングトランジスタやサイリスタ等を用いた高周波点灯
装置が既に実用化されている。

一方、高圧放電灯の点灯装置においても高周波点灯を行
えば、蛍光灯の点灯装置の場合と同様に、小形軽量化、
高効率化等の効果が得られるが、高圧放電灯を高周波点
灯せしめると、音響的共鳴現象に起因するアークの不安
定が存在することが従来から知られている。ここで、高
圧放電灯の高周波点灯時に発生する前記アークの不安定
の形成メカニズムは、電気入力の高周波変動、発光管内
ガスの圧力変化、特別の周波数における定在圧力波の発
生、限度以上の圧力振幅によるアークの不安定発生等で
あると考えられる。

尚ご前記「特別の周波数」とは所謂音響的共鳴周波数で
あって、アークのデイメンジョン（現実的には発光管形
状）と、発光管内の音速とで決まるものであり、前記音
速はガスの平均分子量とイオン温度により決まるので、
それらの値さえ分かれば比較的簡単に求めることができ
る。また「限度以上の圧力振幅によるアークの不安定」
がどの音響的共鳴周波数で起こるのかについては非線形
領域の問題であるので、単純にその答えを求めることは
できない。

ところで音響的共鳴現象に起因するアークの不安定を解
消する方法としては、放電灯の点灯電源となるインバー
タ回路の発振周波数を超高周波（例えば１００ＫＩｌｚ
）とするもの（特開昭５６−１１８９７号公報等）があ
ったが、しかし、この従来例にあっては、雑音（特に輻
射雑音）が大きく、スイッチングロスも大きいので、実
用上問題があった。

また点灯電源の周波数を例えば３０ＫＩｌｚ〜５ＱＫＩ
Ｉｚの間で変調する方法のもの（特開昭５６−４８０９
５号公報等）があったが、アークの不安定を抑制しきれ
ず、やはり実用上問題があった。さらにまた直流で点灯
するもの（特開昭５６−９８４９９号公報）もあったが
、ランプ寿命（黒化等）の点でこれもまた実用上問題が
あった。さらに矩形波点灯によるもの（この矩形波点灯
については文献「キャラクタリスティックス・オブ・ア
コースティカル・レゾナンス・イン・ディスチャージ・
ランプス（ＣｈａｒａｃＬｅｒｉｓＬｉａｉｓ　ｏｆ　
Ａｃｏｕｓｔｉｃａｌ　Ｒｅ５ｏｎａｎｃｅＩｎ　Ｄｉ
ｓｃｈａｒｇｅ　Ｌａ輪ａＳ）　」イルミネイテイング
・エンジニア　’）　ンク（ｒＬＬＵＮＩＮＡＴｒＮＧ
　ＥＮＧＩＮＥＥＲＩＮＧ）１９７０年１２月Ｐ７１３
〜７１６に示されている。）もある、しかし、この方法
ではアークは安定するものの、矩形波のフラットな部分
においては、限流要素として抵抗で負担しているために
大形化し、電力損失が大きくなり、また高周波の矩形波
では波形の立ち上がり、立ち下がりが急峻であるために
、雑音が発生するという問題を生じ、この対策のために
大幅なコストアップにつながるという問題があった。

従って、基本的には高圧放電灯に流れるランプ電流を低
周波にして音響的共鳴現象を防止しながら、限流要素部
分については高周波下で動作させることが最も実用的で
ある。このような方法を採用した従来例としては、実開
昭５９−１６１００号公報に開示された装置がある。こ
の装置では短形波のフラットな部分に高周波成分が重畳
された状態にし、限流要素としてはインダクタンスを用
いて、装置の小形化を図っている。しかしながら、この
方法では発振用トランス部と、チョッパー専用の半導体
素子とが必要であり、点灯装置は依然として大型であっ
た。

また米国特許４，１７０．７４７号に開示された装置も
ある。第５図は米国特許４，１７０，７４７号に開示さ
れている従来の放電灯点灯装置の回路図である０図にお
いてコンデンサＣａを接続した電源端子１．２にはトラ
ンジスタＴｒ、〜Ｔｒ４をブリッジ形に接続したスイッ
チング回路を電流検出用抵抗Ｒｓを介して接続し、トラ
ンジスタＴ　ｒ　＋〜Ｔ’　ｒ　４には夫々トランジス
タＴｒ＋〜Ｔｒ＜の通電方向と逆方向にダイオードＤ１
〜Ｄ、を並列接続し、トランジスタＴ　ｒ　ｌｒ　Ｔ　
ｒ　４の接続点と、トランジスタＴ　ｒ　２　、　Ｔ　
ｒ　２の接続点との間には、コンデンサＣｂを並列に接
続された高圧放電灯ＤＬと、チョークコイルＬどの直列
回路を接続しである。制御回路Ａは電流検出用抵抗Ｒｓ
による検出電流に応じてトランジスタＴｒ＋〜Ｔｒ、を
制御するための回路である。

第６図（ａ）〜（ｄ）はトランジスタＴ　ｒ　＋〜Ｔｒ
、の動作を示すタイミング図である。トランジスタＴ「
、。

Ｔｒ２は制御回路Ａにより５０／６０１（ｚまたは４０
Ｑｌｌｚ程度の低周波でオンオフされ、トランジスタＴ
　ｒ　＋がオンのときにはトランジスタＴｒｓが例えば
２０ＫＨｚのデユーティ比可変のオンオフ動作を行ない
、トランジスタＴｒｚがオンのときにはトランジスタＴ
　ｒ　４がトランジスタＴ「、と同様のオンオフ動作を
行なう、また、高圧放電灯ＤＬの極性反転時においては
４個のトランジスタＴｒ、〜Ｔｒ、が同時にオフとなる
休止期間ＴＤを設けている。制御回路Ａは電流検出用抵
抗Ｒｓによる１ａ流検出値の大小によってオンオフデユ
ーティ比を変えるものである。

さて第６図（ａ）〜（ｄ）により更に第５０回路の動作
を説明すると、第６図中のＬ１〜Ｌ２間では同図（ａ）
に示すように低周波動作するトランジスタＴｒｌはオン
動作状態であり、トランジスタＴｒ３は同図（ｃ）に示
すように高周波でオンオフ動作する状態にある。そして
このｔ、〜Ｌ２間では、同図（ｂ）（ｄ）に示すように
トランジスタＴ　ｒ　ｚ　、　Ｔ　ｒイはオフ状態にあ
る。

トランジスタＴｒｙがオンすると、電源、電源端子１、
トランジスタＴｒ、、チョークコイルし、高圧放電灯Ｄ
Ｌ及びコンデンサｃｂの並列回路、トランジスタＴｒｚ
、電流検出用抵抗Ｒｓ、　＠源端子２、電源の閉回路が
形成され、チョークコイルＬに流れる電流１．は一定の
傾きをもって直線的に上昇し、トランジスタＴｒ３がオ
フするとこの時の電流１、とチョークコイルＬのインダ
クタンスの値で決まる蓄積されたエネルギーが電流を流
れ続けさせようとする方向、つまりトランジスタＴｒ３
がオンしている時の電流の向きと同じ方向に流れ、チョ
ークコイルし、高圧放電灯りし及びコンデンサＣｂの並
列回路、ダイオードＤ２、トランジスタＴｒ、、チョー
クコイルＬの閉回路で蓄積エネルギーが放出され、以上
の動作が１２の時点まで繰り返される。

次のｔ２〜ｔ、の期間ＴＤにおいては、４個のトランジ
スタＴｒ＋〜Ｔｒ、が全てオフ状態であって、この休止
期間中は電源端子１．２に接続された電源からの電力供
給は行なわれない。

更にｔ３〜ｔ４の期間においては、前記ｔ、〜ｔ２の期
間と基本的に同じ動作を行うが、この期間に動作するの
はトランジスタＴｒｚ及びＴｒｎであって、トランジス
タＴｒｌ、Ｔｒ３はオフ状態にある。トランジスタＴｒ
、がオンすると、電源、電源端子１、トランジスタＴｒ
ｚ、高圧放電灯ＤＬ及びコンデンサｃｂの並列回路、チ
ョークコイルし、トランジスタＴｒ４、電流検出用抵抗
Ｒｓ、電源端子２、電源の閉回路で、また、トラ〉′ジ
スタＴｒ、がオフすると、チョークコイルし、ダイオー
ドＤ１、トランジスタＴｒｚ、高圧放電灯ＤＬ及びコン
デンサｃｂの並列回路、チョークコイルＬの閉回路で電
流Ｉ、が流れる。ここで第５図に示した電流１．と高圧
放電灯ＤＬに流れる電流１１ａの向きはし１〜し２の期
間について示されており、ｔ、〜ｔ４の期間では電流Ｉ
　Ｌ＋　Ｉ　ｉａの向きは図示された方向とは逆になる
。

尚、ダイオードＤ　ｓ　、　Ｄ　４は通常の動作では電
流は流れないが、過渡時のサージ電流を流すために設け
られているものである。

次のし、〜（、の期間においては、４個のトランジスタ
Ｔ　ｒ　、　％　Ｔ　ｒ、が全てオフ状態、であって、
この休止期間中は電源端子１，２に接続された電源から
の電力供給は行なわれない０休止期間’ｒｏ（ｈ〜ｍｔ
　４〜ｔ　ｓ　）は、トランジスタＴｒ、、Ｔｒ、また
はＴｒｚ。

Ｔｒｚが同時にオンして短絡状態を呈し、点灯装置が破
壊に至るのを防止するためのデッドタイムである。この
同時オンはトランジスタ素子のばらつきや温度上昇によ
って、ストレージタイムが長くなった時や、トランジス
タ間のタイミングのずれによって生じる。

以上のようにして高圧放電灯ＤＬには高周波リップルを
含有した矩形波状の交流電流が流れることになる。

第７図は第６図のし、〜ｔｘ’（寸近の時間スケールを
拡大して図示したタイミング図であり、同図（ａ）（ｂ
）にトランジスタＴ　ｒ　３　、　Ｔ　ｒ、のオンオフ
状態を示し、同図（ｃ）、（ｄ）及び（ｅ）に電流工り
、電流Ｉｅａ及び高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｅａの波
形を示す、ｔ２の時点で同図（、）に示すようにトラン
ジスタＴｒ＝がオフすると、コンデンサｃｂの電荷が高
圧放電灯ＤＬに放出されるので、電流ＩＺａは電流ＩＬ
と比べて若干の遅れをもって流れるが、ついには電流１
１１ｎは零となる。つまりランプ電流たる電流■ｌａに
休止が生じることになる０次にｔ３の時点では電流１１
ａの極性が変わり、同図（ｂ）に示すようにトランジス
タＴｒ、が動作する。＠流Ｉｉａは１１時点の直前まで
零であるので、高圧放電灯ＤＬの両端電圧Ｖｆｆｉａは
ｔ、の時点の直後に高くなる。これは放電灯特有の現象
であり、電流１１ａが零になることによって、発光管の
イオンの消滅が起こり、ｔ３時点では点灯を維持するた
めに高圧放電灯ＤＬの両端には高い電圧が必要となる。

この電圧が所謂再点弧電圧である。電流Ｉ１ｍが零であ
る期間が長くなり過ぎると、１１時点で電圧を与えても
点灯維持できず、立ち消えとなる場合もある。また、立
ち消えに至らすとも再点弧電圧が高くなり、電源電圧付
近にまで達するとちらつきが生じることもある。

蛍光灯の場合においては、前記現象が少し緩和されるが
、高圧放電灯の場合には少しの休止が生じても再点弧電
圧の上昇が顕著である。

前述のように、休止期間ＴＤはトランジスタＴｒ、〜Ｔ
ｒ、の同時オンを防止するために設けているが、このた
めに電流１１ｍに休止が生じ再点弧電圧が上昇してちら
つきが生じたり、最悪の場合には、立ち消えすることが
あった。また再点弧電圧の上昇は電極の消耗を早め、ラ
ンプ寿命を短くする慣れがあり、さらにまた電源電圧の
急変低下によって立ち消えしやすいという問題もある。

特に高圧放電灯の中でも低ワツトのものほど電流１１ａ
の休止による再点弧電圧の上昇度合が大きく、回路設計
上厄介なものである。

そこでトランジスタＴｒ＋〜Ｔｒ＜の同時オンを前記期
間Ｔｏで防止しながら、前記の問題点を解決する方法と
して、高圧放電灯ＤＬに並列に接続したコンデンサｃｂ
の容量を大きくして、期間ＴＤでは電流Ｉｆｆａが零に
ならないようにする方法がある。

この場合高圧放電灯ＤＬを等価的な抵抗と考えて、ＣＲ
の時定数と、期間Ｔｏとの関係で、コンデンサｃｂの容
量を適切な値に選定することができるが、この場合、そ
の容量が数十倍となり、コンデンサｃｂが大型化して、
大幅なコストアップになるという問題があった。

以上のような問題を解決するために、本発明者らは第８
図に示すような回路を案出した。こめ第８図回路は所謂
フルブリッジ構成となっており、スイッチング素子とし
て用いたトランジスタＴｒｓ。

Ｔｒｉ＋Ｔｒｔ、Ｔｒｓ及びダイオードＤ　、、Ｄ　、
、Ｄ　、、Ｄ　ａは第５図回路のトランジスタＴ　ｒ　
ｓ　、　Ｔ　ｒ　４　、　Ｔ　ｒ　＋　、　Ｔ　ｒ２及
びダイオードＤ　、、Ｄ　、、Ｄ　、、Ｄ　、と基本的
動作は同じである。そして第５図回路では高周波により
スイッチングするトランジスタＴ　ｒ　３　、　Ｔ　ｒ
　ａが電源の一側に、低周波によりスイッチングするト
ランジスタＴｒ、、Ｔｒ２が電源の＋側にあるのに対し
て、第８図回路では高周波でスイッチングするトランジ
スタＴｒ６．Ｔｒ６が電源の＋側に、低周波でスイッチ
ングするトランジスタＴｒ、、Ｔｒ、が電源の一側に設
けである点で相違するとともに、高圧放電灯ＤＬとイン
ダクタンス素子Ｌ２の直列回路に対してコンデンサｃｂ
を並列接続しである点で相違している。直流電源は交流
電源ＡＣを全波整流器ＤＢにて全波整流し、平滑コンデ
ンサＣａで平滑して得られ、回路に供給される。

而して第８図回路では、トランジスタＴｒ、がオン状右
で、トランジスタＴ　ｒ　＠、　Ｔ　ｒ　ｓがオン状態
である場合において、トランジスタＴｒ５がオンすると
、電源、電源端子１、トランジスタＴｒｓ、チョークコ
イルし、インダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯ＤＬの直
列回路に対してコンデンサｃｂを並列接続された回路、
トランジスタＴｒｙ、電流検出要素Ｚｓ、電源端子２、
電源の経路で電流が流れ、トランジスタＴ　ｒ　ｓがオ
フすると、チョークコイルし、インダクタンス素子Ｌ２
と高圧放電灯ＤＬの直列回路に対してコンデンサｃｂを
並列接続された回路、トランジスタＴｒｙ、ダイオード
Ｄ、、チョークコイルＬの経路で電流が流れる。また、
トランジスタＴｒ５．Ｔｒ７がオン状態で、トランジス
タＴｒｓがオン状態である場合において、トランジスタ
Ｔｒ、がオンすると、電源、電源端子１、トランジスタ
Ｔｒｓ、高圧放電灯ＤＬとインダクタンス素子Ｌ２の直
列回路に対してコンデンサｃｂを並列接続された回路、
チョークコイルし、トランジスタＴｒ３、電流検出要素
Ｚｓ、　＠源端子２、電源の経路で電流が流れ、トラン
ジスタＴｒ６がオフすると、チョークコイルＬ、トラン
ジスタＴｒ１、ダイオードＤ２、高圧放電灯ＤＬとイン
ダクタンス素子Ｌ２の直列回路に対してコンデンサｃｂ
を並列接続された回路、チョークコイルＬの経路で電流
が流れる。

トランジスタＴｒ５がオン状態を終了した時点（第６図
のｔ２に対応する時点）ではコンデンサｃｂは第８図に
示す極性となっており、その後の休止期間ＴＤでは、コ
ンデンサｃｂ、インダクタンス素子Ｌ２、高圧放電灯Ｄ
Ｌの閉回路において、コンデンサｃｂの電荷が放出され
て振動電流となり、高圧放電灯ＤＬに流れる電流Ｉｌａ
は連続性を保ちながらこの間に極性が反転され、トラン
ジスタＴｒ６がオン状態を開始した時点（第６図のｔ、
に対応する時点）では、電流１１ａには休止を生じるこ
となく反転を完了する。また高圧放電灯ＤＬの両端電圧
Ｖ１ａも電流１１ｇとほぼ同様な波形となり、再点弧電
圧は極小となる。このように、高圧放電灯ＤＬと直列に
小さなインダクタンス値を持つインダクタンス素子Ｌ２
を接続することによって、休止期間ＴＤ中の高圧放電灯
ＤＬを励起状態に維持でき、従来の問題点を解消するこ
とができる。

なお、インダクタンス素子Ｌ２はパルストランスＰＴの
２次側巻線Ｌ２を使用したものである。

そしてこのインダクタンス素子Ｌ２と高圧放電灯ＤＬの
直列回路に、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ３との直列回路を
接続するとともに、コンデンサＣ４と並列にパルストラ
ンスＰＴの１次側巻線り、と双方向性３端子サイリスタ
Ｑ、との直列回路を接続してイグナイタ回路Ｇを構成し
である。このイグナイタ回路Ｇでは双方向性３端子サイ
リスタＱ。

が制御回路Ａにおけるトリガー回路Ａ、から信号を受け
て周期的にオンして、抵抗Ｒ１を介して充電されたコン
デンサＣ１の電荷を、コンデンサＣ１、パルストランス
ＰＴの１次側巻線Ｌ１、双方向性３端子サイリスタＱ、
の回路で急峻に放出させて、パルストランスＰＴの２次
側巻＊　Ｌ　２に巻線比で決まる高圧パルスを誘起させ
、コンデンサｃｂを介して高圧放電灯ＤＬに印加し、始
動に至らしめるのである。

制御回路Ａは高周波発振回路Ａ１．低周波発振回路Ａ２
、フリップフロップ回路Ａ１、前記トリガー回Ｉ８Ａ　
４、トランジスタＴ　ｒ　５〜Ｔ　ｒ、のベースドライ
ブ回路Ａ、〜Ａ、及びノアゲートＡ８．Ａ１゜から構成
されている。第９図は低周波発振回路Ａ２及びフリップ
フロップ回路Ａ３の具体例を示しており、低周波発振回
路Ａ２は汎用のタイマーＩＣ’（ＩＩＡえば日本電気株
式会社製のμＰＣｌ５５５）よりなるタイマー回路Ｌｍ
と、外ｆ寸けの時定数設定用の抵抗Ｒ２，Ｒ，及びコン
デンサＣ２とからなり、設定された時定数で決まる周期
で、第１０図（ａ）に示すようなパルス信号を出力する
。フリップフロップ回路Ａ３はＤ型フリップフロップＦ
ＦとナントゲートＮ、、Ｎ、とから構成され、前記低周
波発振回路Ａ２の出力をＤ型フリップフロツ１ＦＦによ
り分周し、ナントゲートＮ、、Ｎ２より第１０図（ｂ）
。

（Ｃ）に示すような出力を得る。ここで第１０図（ａ）
における期間Ｔｏは第６図のし２〜ｔ、又はし４〜し、
の期間に対応する。高周波発振回路Ａ、は第６図（Ｃ）
。

（ｄ）に示したような高周波のパルス信号を発生するも
のである。また、トリガー回路Ａ、は低周波発振回路Ａ
２の出力に同期をとって、各半サイクル毎に双方向性３
端子サイリスタＱ、をオンさせるトリガー信号を発生さ
せるようになっている。

ところで第８図回路では始動過程においては第１１図（
ａ）に示すような電圧ＶＮａが高圧放電灯ＤＬの両端に
印加され、第１１図（１１）に示すような電流Ｉｌａが
高圧放電灯ＤＬに流れる。この第１１図に基づいて始動
過程を詳しく説明すると、まず高圧放電灯ＤＬが点灯す
る前の無負荷時（し１〜ｔｉ）においては同図（ａ）に
示すようにコンデンサＣＩ）の電圧がコンデンサＣａの
電圧と等しくなるまで、急速に充電されて、極性が反転
するまでその電圧のピークを維持するために電圧■ｅａ
は矩形波状になっている。そしてその電圧Ｖｌａにイグ
ナイタ回路Ｇによって発生する高圧パルスが重畳され、
この高圧パルスにより高圧放電灯ＤＩ−が始動する。

し、以後は高圧放電灯ＤＬが始動する過程を示し、まず
Ｌ６の時点では同図（ｂ）に示すように高圧放電灯ＤＬ
に高圧パルスが印加されて電流Ｉｆａが流れるが、電圧
Ｖ１ａの極性が反転するし、以降では電流ｌ１ｌｓは流
れず、次の負の半サイクルの時に高圧パルスが印加され
る１゜の時点まで休止となる。第１１図（ｂ）において
、高圧放電灯ＤＬに電流１１ａが流れている期間Ｔａと
休止期間Ｔｂとを比べると、Ｔ　ａ　＜　Ｔ　ｂとなっ
て、休止が多くなり、グロー放電からアーク放電へスム
ーズに移行しにくい、つまりグロー放電してからアーク
放電へ移行させるためのエネルギーが不足している０通
常の場合には第１１図（ｂ）の電流Ｉｆａが一時期正側
又は負側のみ流れて、この状態が交互に臘り返される。

これは高圧衰電灯、特にメタルハライドランプによく生
じる所謂半波放電現象である。これは高圧パルスが印加
されてグロー放電し、アーク放電へ移行する過程の中で
生じる。この半波放電は高圧放電灯ＤＬの両方の電極の
特性が異なることなどによって生じるもので、発光管内
の封入物が電極に付着して放電しにくくなったりすると
、特に起こりゃすく、メタルハライドランプのように沃
化物が封入されている放電灯はその度合が多い、また水
銀灯、高圧ナトリウム灯においても、程度の差はあるも
のの、この現象は避けられない。

第１２図は第１１図の始動過程を経てアーク放電へ移行
した様子を電流１１ｇの波形で示したものである。第１
２図の後半部分に示すように正負共に電流１１ａが流れ
て、完全に始動したことになり、この電流により電圧Ｖ
１ａが徐々に上昇して定常点　　　　　−灯へ移行する
。しかしながら電源電圧が低下していたり、高圧放電灯
ＤＩ−が長い間使用されて初期の状態に比べて始動しに
くい場合には半波放電が生じる確率が高くなり、またそ
の継続時間が長くなるので、第１１図（ｂ）の状態が繰
り返し行なわれて始動しないことがあった。このような
現象は再始動時に起こりやすく、グロー放電の状態のよ
までアーク放電に至らないのである。そこで、高圧パル
スの高さ、幅、数を増やす方法や、電源電圧の変動に対
して電圧が低下し過ぎないようにする回路を付加したり
、２次短絡電流を増やし、グロー放電からアーク放電へ
移行し始めると、この時に流れる電流Ｉムを定常時の２
倍にするなどの方法がとられていた。しかしながら、こ
のためにイグナイタ回路Ｇのストレスが増大し、電圧を
上げる場合においても回路が複雑になり、コストアップ
となったり、大型化したりする等の欠点があった。

そこで始動時のエネルギーを増大させることなく、高圧
放電灯のグロー放電からアーク放電への移行をスムーズ
に行い、確実に始動させる手段として次のような方式を
考案した。すなわち、始動時において低周波で動作する
スイッチング素子の動作周期を、定常時のスイッチング
素子の動作周期よりも長くして、その長い周期の時間を
利用して放電灯が一度放電し始めるとグロー放電からア
ーク放電に移行するまでの問十分なエネルギーを供給し
、アーク放電に移行してからスイッチング素子の反転動
作を行うものである。

第１３ＶＩＩは第８図の放電灯点灯装置に用いられる第
９Ｖ１回路の代替回路を示しており、この回路には始動
補償回路Ｂを付設しである。その池の回路については、
第８図回路と同様な構成及び動作を有するため省略する
。この回路では始動補償回路Ｂは電流検出要素Ｚｓと、
低周波発振回路Ａ２のタイマー回路ｔｍの時定数回路と
の間に挿入されているやつまり高圧放電灯ＤＬが始動し
て電流ＩＮａが流れると、電流検出要素Ｚｓの出力でト
ランジスタＴｒｇをオンさせ、Ｄ型フリップフロッ１Ｆ
Ｆ、の出力Ｑを“Ｌ　ｏｗ”レベルとし、トランジスタ
Ｔ「１゜をオンさせ、時定数回路の抵抗Ｒ１を短絡し、
低周波発振回路Ａ２を第９図回路と同様に動作させる。

つまり定常状態では第１４図（ａ）に示すＴ。

の発振周期で低周波発振回路Ａ２を動作させる。

そして電流Ｉｔ’ａが検出されていない期間ではトラン
ジスタＴｒ、がオフで、Ｄ型フリップフロップＦＦ、の
出力Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタＴ　
ｒ　、、がオフとなる。つまり前記時定数回路に抵抗Ｒ
４が接続され、時定数が増加し、低周波発振回路Ａ２の
発振周期が長くなる。

而して始動時においては、第１４図（ｂ）の前半部に示
すように高圧放電灯ＤＬには電流Ｉｌａが流れないため
、始動補償回路ＢにおけるトランジスタＴ　ｒ　、　、
　Ｔ　ｒ　、。が共にオフとなり、低周波発振回路Ａ２
の発振周期は第１４図（、）の前半部に示すように長く
なる。そしてイグナイタ回路Ｇの高圧パルスで高圧放電
灯ＤＩ−が始動すると、第１４図（ｂ）に示すように電
流Ｉ＆ａが流れ始め、Ｌ０〜Ｌ１の無負荷期間を終える
。電流Ｉｆａが流れ始めると、電流検出要素Ｚｓの検出
出力でトランジスタＴｒｓが第１４図（ｃ）に示すよう
に、オフからオンに反転する。この時点し、ではＤ型フ
リップフロップＦＦ。

のクロックたる低周波発振回路Ａ２の出力が第１４図（
ａ）に示すように“Ｈｉｇｂ”レベルのままであるから
、Ｄ型フリップフロップＦ　Ｆ　＋の出力Ｑは反転せず
、１〜ランジスタＴ　ｒ　＋　ｏはオフ状態にあり、こ
の状態はその半サイクル間継続する。つまり電流ＩＺａ
が流れ始めても直ぐに発振周期を短くするのでなく、Ｌ
１〜ｔ２の間十分にグロー族；からアーク放電へ移行す
る時間を与えるのである。そして次に低周波発振回路Ａ
２の出力が立ち上がると（ｔｚ時点）、前記出力Ｑが反
転し、第１４図（ｄ）に示すようにトランジスタＴｒ、
。がオンし、低周波発振回路Ａ２は発振周期がＴ１とな
る定常状官の発振動作に移行するのである。

以上の回路構成によって始動性能の向上が図れたわけで
あるが、例えば放電灯の片側の電極の消耗等により半波
放電（一方向にだけ電流が流れ、他方向は非導通）する
ような放電灯を前記方式で点灯させると、放電灯に流れ
る電流Ｉｌａは第１５図（ｂ）に示すようになり、正常
点灯時における電？；：　Ｉ　ｊ！ａの波形（第１５図
（ａ））と比較すれば明らかなように、導通側のトラン
ジスタのストレスが増大してしまうという不都合が生じ
る。このため、トランジスタの電流定格の大きいものを
使用するか、またはトランジスタの放熱板を大きくして
ストレスの軽減を行なう必要があり、装置の大型化、コ
ストアップといった不都合が生じる。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、半波点灯継続時における部品
ストレスを低減できるようにした放電灯点灯装置を提供
するにある。

〈発明の開示） 本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、第１図乃至第
４図、第８図及び第１３図に示されるように、直流電源
出力をインバータ回路にて交流に変換して放電灯ＤＬを
点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記放電灯ＤＬ
が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側の半周
期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置におい
て、前記放電灯ＤＬの半波点灯状態が一定時間以上継続
したことを検出する半波点灯継続検出回路Ｘを設け、半
波点灯継続検出回路Ｘにより一定時間以上の半波点灯継
続が検出されたときには、前記放電灯ＤＬに流れるラン
プ電流を減少させる回路を設けて成るものである。

すなわち、本発明は前述の第８０及び第１３図に示した
従来回路における半波点灯継続時の部品ストレスを低減
する為に、ある一定時間以上半波点灯が継続するとそれ
を検出して放電灯に流れるランプ電流を減少させるよう
にしたものである。

以下本発明を実施例により曳明する。

大角ｆｌ 第１図は本発明の一実施例の要部回路図を示すもので、
第８図及び第１３図の従来回路と同様の構成及び動作を
有する部分は省略する。第１図において、半波点灯継続
検出回路Ｘは、放電灯に電流が流れ始めてから一定時間
後に半波放電が継続しているかどうかを検出するための
回路であり、汎用のタイマーＩＣよりなるタイマー回路
ｔｎ＋、（前述のタイマー回路Ｌｍと同じもの）と、Ｄ
型フリップフロップＦＦ２．ＦＦｆｆ、インバータＩ　
Ｎ　＋、アンドゲートＡ　Ｎ　＋、抵抗Ｒ７，Ｒ，、Ｒ
，、及び、コンデンサＣ）　、　Ｃ＜とからなる、タイ
マー回路ｔｍ、は時定数設定用の抵抗ｒ（ｓ　、　Ｒｓ
とコンデンサＣ１とを接続されて、放電が開始されてか
ら、半波放電の継続が許容される成る一定の時間を計時
するタイマー回路を構成する。このタイマー回路Ｌｍ、
のトリガー入力端（２番ビン）は、始動補償回路Ｂにお
けるトランジスタＴｒ、のコレクタに接続され、放電灯
の放電開始時におけるランプ電流の検出時にトリガーさ
れる。タイマー回路Ｌｍ、の出力（３番ビン）はインバ
ータＩＮ、を介してフリップフロップＦＦ２のクロック
入力端Ｃに接続されている。抵抗Ｒ７とコンデンサＣ４
は、電源投入時にＤ型フリップフロップＦＦ２．ＦＦ、
のセット入力端Ｓを一瞬゛Ｈｉｇｂ”レベルとする回路
を構成している。各フリップフロップＦ　Ｆ　２　、　
Ｆ　Ｆ　ｓのリセット入力端Ｒとデータ入力端りは共に
アースされて、グランドレベル（”Ｌｏｗ’レベル）と
なっている、フリップフロップＦＦ２の出力口はアンド
ゲートＡＮｌに入力されている。アンドゲートＡＮ１の
他方の入力は、始動補償回路ＢにおけるトランジスタＴ
ｒ、のコレクタに接続されている。アンドゲートＡＮ、
の出力は、フリップフロップＦＦ、のクロック入力端Ｃ
に接続されている。フリップフロラ１ＦＦ、の出力のは
、半波点灯継続検出回路Ｘの出力として、始動補償回路
Ｂにおけるノアゲーｔ−ＮＲ，の一方の入力に接続され
ている。

第２図は第１図回路の動作説明図である。第２図（、）
に示すように放電灯に電流１１ａが流れ始めると、電流
検出要素Ｚｓからの出力によりトランジスタＴｒ、がオ
ンし、そのコレクタ電位（第２図（ｂ））が下がるので
、タイマー回路ｔ＋ａ＋のトリガー入力端（２番ビン）
にトリガー信号が入力され、タイマー回路Ｌｓ＋１の出
力（３番ビン）は“ＨｉＨ１＋”レベルとなる（第２図
（ｃ））、タイマー回路ｔｍｌの出力をインバータＩＮ
、で反転した出力（第２１１２（ｄ））はフリップフロ
ップＦＦ、のクロック入力端Ｃに入力される。

電源投入時には、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とからなる
微分回路の出力によりフリップフロップＦＦ２及びＦ　
Ｆ　ｓのセット入力端Ｓは一瞬゛Ｈｉｇｌ＋°ルベルと
なり、フリップフロップＦ　Ｆ　ｚ及びＦ　Ｆ　ｙの出
力Ｑは“Ｌｏ−”レベルにリセットされる６出力０は以
後クロック入力端Ｃへの入力が’　Ｌ　０１１＋”レベ
ルから”Ｈｉｇｈ”レベルに立ち上がるまで”ｌ、ｏｗ
”レベルを維持し、クロック入力端Ｃへの入力が“’Ｌ
ｏｌｌ″。

レベルから“Ｈｉｇｈ”レベルになると出力口は“Ｈｉ
ｇｈ”レベルとなり、以後電源リセットされるまでその
状態を維持する。

よって、フリップ７０ツブＦＦ２の出力Ｑ（第２図（ｅ
））は放電灯に電流が流れ始めてから一定時間後にタイ
マー回路ｔｍ＋の出力端が“’Ｈｉｇｈ”レベルから°
“Ｌｏｗ”レベルになった時に“Ｈｉｇｈ”レベルとな
る。アンドゲートＡＮ、の出力（第２図（「））はフ１
ル７プフロップＦ　Ｆ　２の出力口が°“ＨｉＦｌｈ”
レベルとなった後、半波点灯により電流が流れない期間
、つまりトランジスタＴｒｓのコレクタ電位が第２図（
ｂ）のようにＨｉｇｈ”レベルとなった時だけＨｉｇｈ
”レベルとなる。フリップフロップＦＦ、は、そのクロ
ック入力端Ｃに接続されたアンドゲートＡＮ。

の出力が最初に“Ｌｏｗ”レベルから“ＨｉｇＩ＋”レ
ベルへ立ち下がった瞬間にトリガーされ、このときフリ
ップフロップＦＦ３の出力口は“’Ｈｉｇｈ’レベルに
セットされる。第２図（ｆ）に示すように、一旦アンド
ゲートＡＮ、の出力がＬＯ−”レベルから°“Ｈｉｇ１
１パレベルに反転すると、第２図（ｇ）に示すように、
フリップフロップＦＦ、の出力Ｑは以後“Ｈｉｇｈ”レ
ベルの状態を維持する。

なお、タイマー回路ＬＩＩＩｌが所定の時間を計時し終
わって、フリップフロップＦ　Ｆ　ｘの出力０が“Ｈｉ
ｇｂ”レベルになった時点において、既に放電灯が定常
点灯状層に移行していた場合には、電流検出要素Ｚｓの
検出出力によりトランジスタＴｒｇは常にオンとなるの
で、そのコレクタ電位は常に“Ｌ。

−”レベルとなり、アンドゲートＡＮ、の出力が“Ｈｉ
ｇｌ＋”レベルになることはない、したがって、この場
合には、フリップフロップＦＦ３の出力Ｑは“°Ｌｏｗ
Ｉ＋レベルのままとなり、半波放電継続の検出出力°は
生巳ない。

始動補償回路Ｂは基本的には第１３図の従来回路と同様
のものであるが、フリップフロップＦＦ１の出力Ｑをイ
ンバータＩＮ２で反転させた出力と、半波点灯継続検出
回路Ｘの出力とを入力とするノアゲートＮＲ，を介して
トランジスタＴｒ＋。を動作させている点が相違点であ
る。つまり電流１１’ａが流れ始めてから一定時間は半
波点灯継続検出回路Ｘの出力は°“Ｌｏｗ”レベルであ
るため、トランジスタＴ　ｒ　ｌｏは第１３図の従来回
路と同様の動作を行なう。しかし前記一定時間の経過後
に、半波放電状態であれば半波点灯継続検出回路Ｘの出
力は“Ｈｉｇｈ”レベルとなるから、ノアゲートＮｆ１
．の出力は第２図（１１）に示すように１．．ｏｗ”レ
ベルとなり、常にトランジスタＴｒ、。はオンし、以後
点灯側の半周期は第２図（ａ）　、　（ｂ）に示すよう
に短くなり、非点灯側の半周期と同じとなって、導通時
の電流は減少する。

及１鮭ｌ 第３図は本発明の池の実施例の要部回路図を示している
。実施例１ではランプ電流の点灯側の半周期を短くする
ことにより半波点灯時の電流を減少せしめたが、実施例
２では半波点灯時の点灯側の半周期における電流Ｉ　１
ａ（１’、振幅制御により電流を減少させている。

第３図は第８図の従来回路における高周波発振回路Ａ１
の具体例を示したものであり、第１図回路に示すような
半波点灯継続検出回路Ｘの出力により駆動されるトラン
ジスタＴｒ１１と、抵抗Ｒ，，。

Ｒｚから成る本実施例の要部を含んでいる。第３図にお
いて、タイマー回路（−２，タイマー回路ｔｍ３は汎用
のタイマーＩＣ（前述のタイマー回路ＬｅＩｌと同じも
の）であり、抵抗Ｒｓ　、　Ｒｓ　、　Ｒ１゜１Ｒ１１
１Ｒ１２、及び、コンデンサＣｓ　、　Ｃ６を外付けさ
れて、高周波発振回路を構成している。タイマー回路Ｌ
＋ａ２の出力は第４図（、）に示すようになり、タイマ
ー回路ｔｎ３はタイマー回路Ｌｍ２の出力の立ち下がり
時にトリガーされて動作し、その出力は第４図（ｃ）に
示すようになる。タイマー回路し１の出力が゛’Ｌｏｗ
°°レベルの時が主トランジスタ（第８図回路のＴｒｓ
。

Ｔｒ６）のオン期間となる。第４図（、Ｊ）は主トラン
ジスタＴｒ５又はＴｒ、のコレクタ電流を示す。

電流が流れ始めてから一定時間経過するまでは半波点灯
継続検出出力は第４図（ｂ）に示すように゛Ｌｏｕ＋″
レベルであり、トランジスタＴｒ１．はオンし、抵抗Ｒ
Ｉ０が短絡された成層になる。一方、一定時間後に半波
放電が継続されていれば、半波点灯継続検出出力は第４
図（ｂ）に示すように’ＨｉＨｂ”レベルになり、トラ
ンジスタＴ　ｒ　、　、はオフとなり、タイマー回路ｔ
１の発振周波数を決める時定数回路に抵抗Ｒ７゜が直列
接続され、このためタイマー回路Ｌｍｚの出力端（３番
ビン）が°’Ｈｉｇｈ”レベルとなる時間は第４図（ｃ
）に示すように長くなる。よって第４図（ｄ）に示すよ
うに主トランジスタＴ　ｒ　ｓ又はＴｒ６のオン期間は
短くなり、結果的にランプ電流のピーク値は減少する。

以上のように半波点灯が一定時ｊコ継続すると点灯側の
半周期を短くしたり、又は点灯側の電流ピーク直な下げ
たりしてランプ電流を減少させることにより、半波点灯
の継続による部品ストレスを低減させることができる。

前記各実施例では半波点灯の継続をランプ電流検出とタ
イマー回路との組み合わせで検出したが、半波点灯継続
の検出手段はこれに限定されるものではなく、例えばラ
ンプ電圧や光出力から検出したり、主トランジスタＴｒ
５．Ｔｒ６の温度差などから検出してもよい。

また、半波点灯継続を検出した後に電流を減少させるた
めの手段についても、実施例１．２に示したものに限定
されるものではなく、たとえば実施例１では点灯側の半
周期と不点灯側の半周期とを同じにしているが、点灯側
の半周期を更に可くして不点灯側の半周期よりも短くす
れば、部品ス１へレスの低減のためにはなお好ましい。

（発明の効果） 以上のように本発明にあっては、放電灯が半波点灯した
時には点灯側の半周期が不点灯側の半周期よりも長くな
るように制御する放電灯点灯装置において、放電灯の半
波点灯状態が一定時間以上継続したことを検出したとき
には、放電灯に流れるランプ′：Ｓ、流を減少させる回
路を設けたものであるから、半波点灯状態の継続時にお
いて、点灯側の半周期に流れる電流による部品ストレス
を低減することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の要部回路図、第２図は同上
の動作説明図、第３図は本発明の他の実施例の要部回路
図、第４図は同上の動作説明図、第５図は従来例の回路
図、第６図及び第７図は同上の動作説明図、第８図及び
第９図は池の従来例の回路図、第１０図乃至第１２図は
同上の動作説明図、第１３図はさらに池の従来例の要部
回路図、第１４図及び第１５図は同上の動作説明図であ
る。 ＤＬは高圧放電灯、Ｘは半波点灯継続検出回路、Ｂは始
動補償回路、ＡＩは高周波発振回路、Ａ２は低周波発振
回路、Ｔｒ５〜Ｔｒ・はトランジスタである。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源出力をインバータ回路にて交流に変換し
   て放電灯を点灯せしめる放電灯点灯装置であって、前記
   放電灯が半波点灯した時には点灯側の半周期が不点灯側
   の半周期よりも長くなるように制御する放電灯点灯装置
   において、前記放電灯の半波点灯状態が一定時間以上継
   続したことを検出する半波点灯継続検出回路を設け、半
   波点灯継続検出回路により一定時間以上の半波点灯継続
   が検出されたときには、前記放電灯に流れるランプ電流
   を減少させる回路を設けて成ることを特徴とする放電灯
   点灯装置。
2. （２）前記ランプ電流を減少させる回路は、前記放電灯
   の点灯側の半周期を短くする回路であることを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。
3. （３）前記ランプ電流を減少させる回路は、インバータ
   回路の出力電流の振幅を減少させる回路であることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項記載の放電灯点灯装置。