JPS63268466A - 交流電圧給電整流回路 - Google Patents

交流電圧給電整流回路

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JPS63268466A
JPS63268466A JP63087079A JP8707988A JPS63268466A JP S63268466 A JPS63268466 A JP S63268466A JP 63087079 A JP63087079 A JP 63087079A JP 8707988 A JP8707988 A JP 8707988A JP S63268466 A JPS63268466 A JP S63268466A
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JP
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voltage
rectifier
rectifier circuit
comparator
circuit according
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JP63087079A
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ニルス　オーレ　ハルフェスト
イェルゲン　ラスミュッセン
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Danfoss AS
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/162—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/1623—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 −本発明はとくに進撃流器を介して駆動される非同期モ
ータに直流を供給するための後置の平滑コンデンサを有
する交流電圧給電整流回路に関する。
〔従来の技術〕
このような整流回路はドイツ公開特許公報第３２４６７
０６号から公知である。交流電圧供給主母線のインピー
ダンスはとくに誘導性であり且つ主母線のスロットルコ
イルを設けることがあるので、スイッチ・オンの際、主
母線側と平滑コンデンサのインピーダンス間に実質的に
不減衰振動が発生する。このとき、電圧は定常値の約２
倍に上昇することがある。とくに高電圧、例えば約５０
０Ｖの直流電圧と対応する３８０ｖの交流電圧の場合、
平滑コンデンサ及び追従の電力半導体を２倍の電圧用に
設計しなければならないのヤきわめて不利である。更に
、整流器のダイオードおよびヒユーズは強い電流パルス
を受ける。
〔発明が解決しようとする課題〕
従って本発明は電圧の過振動を大幅に防止して上述の欠
点を克服する上記の形式の整流回路を提供することを課
題とする。
〔課題を解決するためめ手段〕
この目的は、本発明に基づき、整流回路の少なくとも１
つの整流器が制御可能であり、且つ整流回路の出力直流
電圧がコンデンサの瞬間電圧をわずかな所定限界値だけ
越えた、半波に関して短縮された期間だけ、整流器を平
滑コンデンサの充電期間中に導通状態にする制御回路を
設けることによって達成される。
このようにして平滑コンデンサの緩慢な充電が達成され
る。その理由は、直流出力電圧により規定される充電電
圧は瞬間的コンデンサ電圧をわずかしか超えないので、
充電電流も制限されるからである。過度に高い電圧は確
実に回避される。
これは制御可能な整流器がサイリスタである場合にはと
（に該当する。何故ならば、その場合は、動作用に単純
なパルスで十分であるからである。
〔作　用〕
好適な実施例においては、比較器が固定基準値と瞬間コ
ンデンサ電圧の和を交流電圧の振幅と比較し、振幅が上
記の和以下に下ると制御可能な整流器を導通状態にする
。単純な出力信号によって、比較器は、それぞれの半周
期中にコンデンサの充電電圧が確実に基準値しかコンデ
ンサ電圧を超えないようにする。この動作は、交流電圧
の半波の振幅又は制御可能整流器が、コンデンサ電圧の
上昇によりコンデンサ電圧と基準値の和に達しなくなる
まで行なわれる。このようにして、電流は充電中、はぼ
一定に保たれる。
とくに、比較器の１つの入力には基準値を供給し、別の
入力には制御可能な整流器での電圧に比例する値を供給
できる。これによって構造が簡単になる。
振幅が前記の和以下になった旨を判定するため、比較器
に微分素子を付属することがとくに推奨される。供給さ
れた制御パルスは、それが前記和以下への降下と対応す
る極性を有している場合はサイリスタを直接動作するた
めに利用可能である。
比較器には、振幅が前記和を超えるとそれに応答し、２
つの半波間の位相に少なくとも対応して遅延期間にセッ
トされ且つこの遅延期間中は連結された制御可能な整流
器の動作を阻止する単安定マルチバイブレークを連結す
ることがとくに好適である。とくに３相又は多相整流回
路の場合は、このようにして、後に詳述するとうり、制
御ｎ可能整流器の誤動作を避けることが可能である。
更に平滑コンデンサが直流電圧を完全に充電された場合
、全通過期間中にわたって制御可能な整流器を導通状態
に保つ第２の制御回路を設けることが推奨される。この
状態が達成されると、制御可能な整流器は第２の制御回
路によってトリガされるので、制御されない整流器と同
様に動作する。
とくにこの第２の制御回路は、第２の基準値を瞬間コン
デンサ電圧と交流電圧の整流により誘導される補助直流
電圧と比例する値との差と比較し、且つ差が第２の所定
値を超えると制御可能な整流器を導通状態にする第２比
較器から成ることができる。第１と第２の基準値は相互
に同調されることができるので、充電は継続動作へと円
滑に変化する。
整流回路の正の導体をサイリスタに接続し且つ制御回路
基準電位を形成すれば、回路をかなり簡略化できる。従
って制御回路は整流回路と流電気的に軸ａｌｖａｎｉｃ
ａｌｌｙ）分離する必要がない。
この場合、第１制御回路の範囲内でサイリスタを分圧器
によってブリッジし、その分岐から導体が比較器の非反
転入力へと延びるようにし、又、基準値電圧源を正の導
体と比較器の反転入力との間に接続することが有利であ
る。
第２制御回路は次のように設計することが好適である。
すなわち、補助直流電圧を生成するため、各位相は補助
整流器によって補助コンデンサに接続され、そのもう１
つの接続部は正の導体に接続され、且つ、補助コンデン
サは補助分圧器によりブリッジされ、その分岐は第２比
較器の反転入力に接続され、且つ第２基準値用の電圧源
は正の導体と比較器の非反転入力との間に接続される。
更なる構成として、ツエーナ・ダイオードのような電圧
制限器を補助分圧器の分岐と正の導体の間に接続しても
よい。
〔実施例〕
次に本発明の好適な実施例を図面を参照しつつ詳細に説
明する。
第１図は主電源から位相導体Ｒ，Ｓ及びＴを介して３相
交流電圧が給電される３相ブリッジ整流回路１を示す。
それぞれのブリッジ分岐はサイリスタの形式の制御可能
整流器Ｔ＋　、Ｔｔ　、Ｔ３と、制御されないダイオー
ドＤ＋、ＤｚおよびＤ３から成っている。サイリスタの
制御接続部２には制御回路機構３から制御パルスが供給
される。従って、正の導体４と負の導体５の間の出力側
には直流電圧が発生される。この直流電圧は平滑コンデ
ンサＣ，を介して平滑化される。直流電圧は例えば速度
を調整器により調整可能である非同期モータから成る電
力消費装置６に給電される。
動作に際しては、導体４と５の間の直流電圧はコンデン
サＣ８によって一定に保たれる。しかし、整流器１が主
スィッチ７によって作動されると、制御可能整流器Ｔ　
＋　１．　Ｔ　ｚ　、Ｔ　３と、接続された制御回路３
によって防止されない限りは、主電源インピーダンスと
平滑コンデンサＣＩの組合せを介して整流回路１の出力
側に過電流が発生することがある。
第２図は単相動作用の４路整流器ブリッジ回路を示す。
２つのブリッジ分岐Ｔ　ｒ　　Ｄ　＋　とＴ、　−Ｄ２
だけが設けられている。交流電圧は２つの主母線導体８
及び９を介して供給される。正の導体４にはアースのよ
うな基準電位１０が印加される。
制御回路機構は始動中に作動する第１制御回路３ａ及び
継続動作用に応答可能である第２制御回路３ｂから成っ
ている。両方の制御回路には共通の電圧源１１からの動
作電圧が供給される。サイリスタの形式の制御可能な整
流器Ｔ、及びＴ２は、第１図の実施例の場合のようにブ
リッジの正導体４を向いた側に位置している。
第１制御回路３ａは抵抗Ｒ，とＲ２から成る分圧器１２
から成り、制御可能な整流器Ｔ、と並列に接続されてい
る。分岐は第３図に示す制御ブロック１３へと延びる。
この制御ブロックは比較器１４から成り、その反転入力
１５は基準電圧源１６に供給され、非反転入力１７は分
圧器１２の分岐に接続されている。比較器１４の出力は
、比較器１４の入力１７における電圧が入力１５におけ
る基準値Ｕ＋以下に降下すると、制御パルスＳを供給す
る微分素子１８に接続されている。この制御パルスは出
力１９を経てＯＲ素子２０に送られ、その出力は増幅器
Ａ＋を経て、このサイリスタを点弧するため制御可能整
流器Ｔ１の制御接続部２に供給される。第２の制御可能
整流器Ｔ２にも同様の制御回路が設けられ、その部品は
１００番台の同一符号で示しである。
３和動作用に制御ブロック１３は更に単安定マルチバイ
ブレーク２１を含んでおり、これは比較器１４の入力１
７における電圧が基準値Ｕ１を超えると応答する。遅延
期間中、マルチバイブレークはブロック信号ｇをゲート
２２へと送り、第５図との関連でより詳細に説明するよ
うにこれが遅延期間中の制御パルスの伝送を阻止する。
第２制御回路３ｂは２つのダイオードＤ４及びＤ５から
成り、これらが２つの主母線導体８及び９を基準導体２
３へと接続する。この基準導体２３は補助電圧Ｕｌｌ、
すなわち整流された交流電圧の実際値を伝搬する。この
基準導体２３は補助コンデンサＣ２を経て、整流回路の
出力における正の導体４へと接続されている。従ってそ
の充電電圧は導体４と２３の間の電圧差と等しい。抵抗
Ｒ３とＲ４から成る分圧器２５は補助コンデンサをブリ
ッジする。分岐はツエーナ・ダイオードによって過電圧
から保護されている。これは第２比較器２５の反転入力
に接続され、その非反転入力には電圧源２６からの第２
基準電圧Ｕ２が供給される。分圧器２４の分岐における
電圧が基準電圧Ｕ２以下になるとただちに、比較器２５
はＯＲ素子２０．１２０を経て制御可能な整流器Ｔ、及
びＴ２に制御信号として永続信号ｄを供給するので、こ
れらの整流器は永続的に導通状態を保つ。従って比較器
２５は充電段階がほとんど完了し、従ってサイリスタの
定常動作が可能であることを判定する。
第４図は充電動作と関連して分圧器１２の分岐に生じる
電圧■を示す。正の導体４は基準電位にあるので、グラ
フはサイリスタに印加される電圧のゼロライン０がコン
デンサ電圧ＵＣの上昇と共に、例えばＯＩからＯｔへと
下降するように選択されている。基準値ＵＩはコンデン
サ電圧に加えられる。コンデンサＣ１がわずかしか充電
されていない場合は、例えば分圧器１２の分岐にて曲線
Ｖ、を得ることができる。開始時にわずかな下降ピーク
が生じるのは、サイリスタＴ、にかかる電圧がこのとき
下方に引込まれるからであり、その理由は負の導体５に
接続されたダイオードが瞬間的に導通状態になり、又、
別のサイリスタＴ２は同時に導通状態にあったからであ
る。
制御ブロック１３内の比較器１４は、電圧和ＵＣ＋Ｕｔ
が曲ｖＡｖＩにより超えられ、又、曲線が再び電圧和以
下に下ると、その旨を検知する。
下降したとき、すなわちｔｌの時点で微分素子１８は連
結されたサイリスタを導通状態にする制御パルスＳを供
給する。コンデンサＣ１がより十分に充電されると、電
圧曲線Ｖ２が得られる。より早い時点ｔ２で制御パルス
Ｓが生成され、従ってより多くの割合の電圧位相が直流
電圧供給用に利用されることがわかる。このようにして
、整流回路の出力電圧は平滑コンデンサＣ１の充電電圧
ＵＣに自動的に適合される。
３相ブリツジ整流器では、分圧器１２で分岐可能な電圧
Ｖは第５図の第１の線に示した性質を有している。平滑
コンデンサＣＩがわずかに充電されると、基準線Ｕ。＋
Ｕｔ　は電圧曲線と２度交差する。従って比較器１４は
降下する側を有する２つのパルスから成る出力信号とを
供給する。これは微分素子１８内の２つの制御パルスＳ
につながるであろう。しかし、第１の制御パルスは、直
流出力電圧が大きくなり過ぎるので抑制されなければな
らない。従って電圧和を超えると、単安定マルチバイブ
レーク２１が作動され、これが遅延期間ｔＶの間ブロッ
ク信号ｇを供給する。遅延期間は３相主母線の場合は半
波の間の位相間隔と少なくとも等しく、すなわち少なく
とも６０°となろう。しかし、幾分大きくなることもあ
り得よう。
このようにして、問題のない動作が達成される。
サイリスタは正の導体４に接続されているので、制御回
路３も同一電位にあることができる。従って制御回路の
流電気的分離は回避される、場合によっては基準電圧Ｕ
Ｈを調整可能にすることが望ましい。５００■の最大直
流電圧で動作した場合でも、比較器２５は比較的低電圧
で動作せしめることが可能である。このようにして分圧
器２４にて分岐された電圧は１０ないし２０倍も少なく
することができる。第２の基準電圧Ｕ２も同様に１０Ｖ
以下になる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に基づく３相整流回路の線図である。 第２図は制御回路を備えた単相整流回路の一実施例の回
路図である。 第３図は第２図の制御ブロックの実施例である。 第４図はサイリスタにおける電圧と時間の相関グラフで
ある。 第５図は回路の異なる部位で生じる各電圧を示すグラフ
である。 図中符号 ■、　　３相ブリッジ整流回路 ２、　制御接続部　　　１６．基準電圧源３、　制御回
路　　　　１７．非反転入力４、　正導体　　　　　１
８．微分素子５、　負導体　　　　　１９．出力 ６、　電力消費装置　　２０．ＯＲ素子７、　主スィッ
チ　　　２１．単安定マルチバイ８、　主母線導体　　
　　　　ブレーク９、　主母線導体　　　２２．ゲート １０、基準電位　　　　２３．基準導体１１、共通電圧
源　　　２４．導体 １２、分圧器　　　　　２５０分圧器 １３、制御ブロック　　２６．電圧源 １４、比較器　　　　　Ｔ　＋　、　Ｔ　２、　Ｔ　ｓ
。 １５、反転入力　　　　　　　制御可能整流器Ｄ　Ｉ＋
　Ｄ　ｔ、　Ｄ　３゜ 制御されないダイオード Ｃ＋、平滑コンデンサ Ｒ，Ｓ、Ｔ、相導体 Ｔ　、Ｄ　＋　、　　ブリッジ分岐 Ｔｔ　　　Ｄｔ、　　ブリッジ分岐 Ａ６．　増幅器 Ｕｌ、　　基準値 Ｕｎ、　　補助電圧 Ｃ２，補助コンデンサ Ｒａｔ　、　　Ｒ４，抵抗 Ｕ２．　　基準値 ＵＣ、　　コンデンサ電圧 ■１．　電圧曲線 Ｖ２．　　電圧曲線 ｔＶ、　　遅延期間

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、とくに逆整流器を介して駆動される非同期モータに
    直流を供給するための後置の平滑コンデンサを有する交
    流電圧給電整流回路において、整流回路１の少なくとも
    １つの整流器Ｔ＿１、Ｔ＿２、Ｔ＿３は制御可能であり
    且つ、整流回路の出力直流電圧がコンデンサの瞬間電圧
    Ｕ＿Ｃをわずかな所定限界値だけ超えた、半波に関して
    短縮された時間だけ、整流器を平滑コンデンサＣ＿１の
    充電期間中に導通状態にする制御回路３０を設けたこと
    を特徴とする整流回路。 ２、整流器ブリッジを有し、各対偶のブリッジ分岐のそ
    れぞれ１つの整流器Ｔ＿１、Ｔ＿２、Ｔ＿３だけが制御
    されることを特徴とする請求項１記載の整流回路。 ３、制御可能な整流器Ｔ＿１、Ｔ＿２、Ｔ＿３はサイリ
    スタであることを特徴とする請求項１又は２記載の整流
    回路。 ４、比較器１４が固定基準値Ｕ＿１と瞬間コンデンサ電
    圧Ｕ＿Ｃの和を交流電圧Ｖの振幅と比較し、且つ振幅が
    前記和以下に下ると制御可能な整流器Ｔ＿１、Ｔ＿２、
    Ｔ＿３を導通状態にすることを特徴とする請求項１乃至
    ３の１つに記載の整流回路。 ５、比較器１４の１つの入力１５には基準値Ｕ＿１が給
    電され、別の入力１７には制御可能な整流器Ｔ＿１、Ｔ
    ＿２、Ｔ＿３における電圧と比例する値が給電されるこ
    とを特徴とする請求項４記載の整流回路。 ６、比較器１４には、振幅が前記和以下に降下するとそ
    の旨を判定するための微分素子１８が付設されたことを
    特徴とする請求項４又は５記載の整流回路。 ７、比較器１４には、振幅Ｖが前記和以下に低下すると
    それに応答し、２つの半波間の少なくとも位相に対応す
    る遅延期間ｔ＿Ｖにセットされ、且つこの遅延期間中、
    連結された制御可能整流器Ｔ＿１、Ｔ＿２、Ｔ＿３の動
    作を阻止する単安定マルチバイブレータ２１が連結され
    たことを特徴とする請求項４ないし６の１つに記載の整
    流回路。 ８、平滑コンデンサＣ＿１がほとんど全直流電圧に充電
    されると全通過期間中、制御可能な整流器Ｔ＿１、Ｔ＿
    ２、Ｔ＿３を導通状態に保持する第２制御回路３６を設
    けたことを特徴とする請求項１ないし７の１つに記載の
    整流回路。 ９、第２の基準値Ｕ＿２を、交流電圧の整流から誘導さ
    れた補助直流電圧Ｕ＿Ｈと比例する値と瞬間コンデンサ
    電圧Ｕ＿Ｃとの差と比較し、且つこの差が第２の基準値
    以下になると制御可能な整流器Ｔ＿１、Ｔ＿２、Ｔ＿３
    を導通状態にする第２比較器２５を設けたことを特徴と
    する請求項８記載の整流回路。 １０、整流回路１の正の導体４はサイリスタＴ＿１、Ｔ
    ＿２、Ｔ＿３と接続され且つ制御回路基準電位を形成す
    ることを特徴とする請求項１ないし９の１つに記載の整
    流回路。 １１、サイリスタＴ＿１、Ｔ＿２、Ｔ＿３は分圧器１２
    、１１２によりブリッジされ、その分岐から導体が比較
    器１４の非反転入力１５に延び、且つ基準値電圧源１６
    は正の導体４と比較器の反転入力１５の間に接続された
    ことを特徴とする請求項１０に記載の整流回路。 １２、補助直流電圧Ｕ＿Ｈを生成するため、それぞれの
    相は補助整流器Ｄ＿４、Ｄ＿５を介して補助コンデンサ
    Ｃ＿２へと接続され、該コンデンサの別の接続部は正の
    導体４に接続され、補助コンデンサは補助分圧器２４に
    よりブリッジされ、その分岐は第２比較器２５の反転入
    力に接続され、且つ第２の基準値Ｕ＿２用の電圧源２６
    は正の導体と比較器の非反転入力との間に接続されたこ
    とを特徴とする請求項１０又は１１に記載の整流回路。 １３、ツェーナ・ダイオードのような電圧制限器２は補
    助分圧器の分岐と正の導体４との間に接続されたことを
    特徴とする請求項１２記載の整流回路。
JP63087079A 1987-04-10 1988-04-08 交流電圧給電整流回路 Pending JPS63268466A (ja)

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