JPS63253892A

JPS63253892A - ブラシレスモ−タ

Info

Publication number: JPS63253892A
Application number: JP62084776A
Authority: JP
Inventors: Kuniaki Kubokura; 久保倉　邦明; Takeo Konno; 猛夫今野
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-04-08
Filing date: 1987-04-08
Publication date: 1988-10-20

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕一定速制御を行なうブラシレスモードルに係りとくに高
精度の必要なレーザービームプリンタ（ＬＢＰ）のレー
ザー走査スキャナモードル等の同期化制御に関する。

〔従来の技術〕

従来よりＤＣモータの定速制御については、各種方法が
あり、近年は、とくに、同期化制御技術も多用化されて
いる。その−例が昭和６０年５月、ＣＱ出版株式会社発
行、谷腰欣司氏著、ｒＤＣモータの制御回路設計」の７
１頁等に見られ、第２２図に、その原理を引用すると、
モータ３０８にとりつけた速度２位相センサーのＦＧ３
０９の信号を増巾及び整形回路３０５を介して、位相比
較回路３０１に帰還し、基準発信回路３００からの信号
と位相比較を行ない、その位相差を、位相差−電圧変換
回路のローパスフィルタ３０２に入力して、基準信号と
の間の位相差に応じた電圧で、制御して電力増巾回路３
０７を駆動する。これに加えて速度帰還をＦ−Ｖ変換回
路３０４に入れ基卆３０３と比較し、その速度差に応じ
て電圧を、混合回路３０６に出力し、上述のローパスフ
ィルタ３０２の出力と加算混合してよりサーボ制御の安
定化を計っている。これらの実回路例が昭和５９年１１
月総合電子出版社発行、谷腰欣司氏著、ｒＤＣブラシレ
スモータと制御回路」の１２０頁等に見られ、第２３図
に引用して示す。第２２図に対比して示すと基準発振回
路３００は、具体的には水晶が用いられ、速度基準３０
３も兼用している６又位相比較回路３０１．ローパスフ
ィルタ３０２、Ｆ−Ｖ変換回路３０４．増巾及び整形回
路３０５は一括して集積回路３１０となっている。

混合回路３０６は、ローパスフィルタ３０２の出力及び
Ｆ−Ｖ変換回路３０４の出力を各々バッファアンプ３１
１，３１２を介して、演算増巾器３１４にて混合してい
る。電力増巾回路はトランジスタ３１５，３１６にて構
成している。そして。

ＦＧ３０９は、スリット円板３２０が発光素子３２１と
受光素子３２２間で回転するフォトエンコーダを使用し
ている。

そして、この種制御の常として、公知例２の１２５頁に
も開示の如＜、ＦＧのパルスは、できるだけ多い方が制
御に良とされている。そして第２３図の如のエンコーダ
３０９の如＜ＦＧが用いられる。

本発明は、このＦＧを特別に設置することなく、他セン
サーと共用して、安価に目的を達成するための技術を提
供するものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術で開示されているＦＧを特別に設置するこ
となく、他センサーと共用し、共用することにより制限
の出るパルスの低下と、増加するノイズを、いかに対処
するか、そして、定速制御の安定性をいかに確保するか
が問題となる。

〔問題点を解決すめための手段〕

上記目的は、ＦＧパルス数のシステムへの影響を解析し
、必要パルス数の限界を見極めて、その範囲内で、セン
サー共用を実現する事であり、又ノイズ除去のためのフ
ィルター等が、系に悪影響を及ぼさない範囲を解析し、
条件を成立させて、系の定数構成を定めることである。

〔作用〕

ＦＧのパルス数は、速度帰還と位相帰還のサンプル周期
を定めるものであると共に、位相帰還のゲインの一要因
である。後者のゲイン要因は、他の回路内増ｌＩ器でカ
バーすることは可能である。

したがって前者のサンプル周期が、システムにとって支
障のないレベルまでパルス数を低下させることができる
。又、帰還信号に含まれるノイズはフィルターの遅れ時
間が系の安定条件を乱さない範囲でフィルターで除去す
る形とできる。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の原理を図により説明する。

第１図は本発明の対象とするブラシレスモータの一例の
断面構造を示す。ロータ１はロータマグネット２と速度
検出用マグネット３を支持しながら軸４と結合し、軸受
５，６を介してステータフレーム７に対して回転可能と
なっている。回転力は、ステータフレーム７に支持され
たステータコア８．ステータコイル９と、前記ロータマ
グネット２とが構成する衆知のモータ原理により発生す
る。ステータコイル９の励磁タイミングを後述の如く切
替えるためのマグネット２の回転磁極検出用センサー（
例えばホール素子）１１が、マグネット２の近傍に、又
、速度検出用コイル１２が速度検出用マグネット３の近
傍に設置されるが、それらはステータフレーム７に支持
された配線用プリント基板１０に取付あるいは形成され
る。

第１図は、径方向ギャップで、ステータコア８を有する
タイプであるが、栢２図の例は、軸方向ギャップでかっ
、ステータコア８を持たず、さらに、速度検出用マグネ
ット３を持っておらないタイプでロータマグネット２２
の磁力で速度を検出するタイプで、例えば多面ミラー２
５をもつレーザープリンタ用スキャナモータの類である
。

ロータ２１．軸２４．軸受２５，２６．ステータフレー
ム２７．ヨーク鉄板２８．ステータコイル２９．プリン
ト基板３０．ロータ磁極検出用センサー３１を有し、第
１図例と同様原理で回転する。

第３°図は、第１図、第２図のブラシレスモータのコイ
ル励磁相切替運転の原理を示すブロック図で、第４図は
そのタイミング図である。

モータ４１はステータコイルＵ相４２．ｖ相４３、Ｗ相
４４を持つ３相の例で、これらに対応したロータ磁極位
置検出ホール素子群４５は、各々３相に対応して４６，
４７．４８をもつ、ホール素子群４５の検出信号は、ブ
ラシレスモータ駆動回路５０のホール素子信号増巾、波
形整形回路５２を経て相切替制御論理回路５３に入り、
そして、各相コイルに対応してブリッジアーム等を形成
する出力アンプ回路５４の導通を制御し、結果として、
第４図の如く各相のコイルが励磁し、モータとしての回
転力を発生する。

第４図で、ロータ磁極検出信号６０のＳｕ、　Ｓｖ。

ＳＷは、電気角で各々６０″差で立上がると共に、デユ
ティは１８０＠どなっている。これらの信号より回路５
３．５４の制御で、モータコイル励磁電圧７０は、各相
Ｖｕ、ＶＶ、ＶＷの如く、３相余波で、相間１２０°差
で、１２０＠導通、６０＠非導通としている。

この種モータは、第５図のブロックで示す様なフィード
バック制御相で有効に利用する。モータ４１は、ロータ
磁極検出センサー４５．速度検出センサー８３２位置検
出センサー８４を有し、各各のセンサーの信号は、ブラ
シレスモータ駆動回路５ｏのコイル励磁相切替信号回路
５１．速度位置制御回路８１のフィードバック信号制御
回路８２に結合され、電源８０からの電気エネルギーは
、制御されながらパワー制御回路８５．５４を介してモ
ータ４１に供給され、所定の速度２位置制御が実現でき
る。

速度２位置制御の自ａ制御論理に基づく記述はまず第６
図の如きモデルで表現される。モータ４１は慣性石と制
御Ｄｏを有し、トルク定数や電流駆動源を含めたゲイン
Ｇ、のサーボアンプ１００で運転され、その速度は検出
センサー１０１９位置はセンサー１０２で検出され、各
々ω、θとしてフィードバックされ、各々の基準人力ω
１．θ、と比較され、偏差ωＥ、θＥがフィードバック
部９７．９２のゲインＧω、ＧＯを経て合算され、ブロ
ック１００に至る。この時、負荷の外乱ｄがブロック９
８のゲインＧ、を介して合算される。

この時の運動方程式は下記となる。

・・・式（１）但し、Ｊｏ”回転軸の慣性（ｇ、備、Ｓ２）Ｄ＝Ｇｗ−
Ｇｗａ＋Ｄｏ　　（ｇ、ａｍ／ｒａｄ／Ｓ）・・・式（
２）％式％）・・・式（３−１）Ｆ　”　Ｇ　ａ・Ｇ、　　　　　　　・・・式（３−２
）Ｋが同期化力、Ｄがタンピング力であることが分かる
。

これらをラプラス変換した伝達関数の形で表現し、基準
入力ＯＫと外乱ｄ（ｇ、ａｍ）に注目して記述すると、
第７図の如くなり、各々の総合伝達関数はブロック１１
０，１１１の如くなる。その特性方程式はいずれもＪＳ２＋ＤＳ＋に＝Ｏ−・・式（４）となり、基準入力θ量と外乱ｄに対しては同じ様に考え
て、速溶性や安定性のサーボ特性が考察できることが分
かる。そのモデルは第８図の様になり、衆知の２次振動
系となる。共振周波数と減衰係数は、ブロック１１２の伝達関数は、下記となる。

ブラシレスモータは各種利点のゆえにＯＡ全分野有効に
用いら九る。とくに定速制御運転のために、位相同期化
制御を行なうと利点が多い。位相同期化制御は、第５図
、第６図で示す位置θを同期化座標を基準としたロータ
の回転角となし、又、制動Ｄｏは、同期化速度における
モータの制御係数となして、第６図で同様に取扱い得る
。θは同期モータの負荷角の概念で認識でき、一方Ｄｏ
は実際的には少なく無視できる０位相同期化制御は。

速度フィードバック制御も合せてデジタル的に行うのが
有利で、第９図の如く表現できる。基準発振回路１３０
から、速度基準ω１２位相基準θ魚が発せられる。位相
同期化制御回路１２０は１位相制御回路１２１と速度制
御回路１２４からなり、各々、前述第６図のゲインＧｏ
、Ｇωを有しており、モータ４１の回転を検出して、速
度及びロータ位置即ち位相の信号をフィードバックする
エンコーダ等の周波数発電機センサー１３１からのフィ
ードバック信号を、各々、位相骨θ１．速度分ωを受け
、基＄０．ω、と比較する。そして回路１２１は、（θ
ムーθ）の位相比較回路１２２と、０ε＝（θ１−０）
に相応した電圧を発生する位相−電圧変換回路１２３及
びゲインｇｏの加算対応部１２７を有している。又回路
１２４は、（ω１−ω）の周波数比較回路１２５と、ω
Ｅ＝（ω、−ω）に相応した電圧を発生する周波数−電
圧変換回路１２６及びゲインｇｏの加算対応部１２８を
有している。各々の出力は、ＶＯ，ＶＯと第９図中に表
示しであるが、その説明用の一例を第１０図、第１１図
に、大きさをノーマライズして示す。

又、ＶＯ，ＶＯは後述筒１２の如く加算され又フィルタ
ー１２９を通過する。

第１０図において、位相同期化範囲は、前述のゲインＧ
ωに入る要素であると共に下記の飽和領域への系のとび
こみにからむ。即ち侍の範囲外はＶＯ及び第１１図のＶ
ｅ’は１００％（低速側）又は０％（高速側）である。

第１１図のθ＝１００％は電気角２　ｒｃ　／　（ｒａ
ｄ）をパルス数ＦＧで除去した２π／　Ｆ　Ｇ　（ｒａ
ｄ）の機械角である。０区はその半分である。

又、ＶＯ１，Ｖθ′の飽和１００％は制御回路の定電圧
に略等しい。

この様な位相同期化制御系を、自動制御理論で表現する
と、離散値系の対象となる部分も含まれる。即ちセンサ
ー１３１による速度ωと位相θの検出は１周期Ｔ＝２π
／ω（Ｓ）のサンプル値であり、一方、位相同期化制御
回路１２０の出力■θ、Ｖωはデジタル−アナログ変換
された零次ホールド回路出力である。そのためＺ変換手
法。

パルス伝達関数手法の対象である。他に非線形要因とし
て、第１０図、第１１図で説明の如く■ω’、ｖｏ’の
値は飽和領域をもつ。さらには、第５図の電源８０等シ
ステムは、モータ４１の過速度に対し制動をかける機能
はない例が多い。しかし、センサーのサンプル値と１回
路出力のＶθ。

Ｖωの零次ホールド性とに対して、周期Ｔをムダ時間的
に扱い、そして、位相同期化範囲内のみを扱う形で、実
用的な設計、改良考察ができ、さらに、ムダ時間も無視
しても、サーボ特性の基本的部分は考察できる。

その場合は、第６図、第７図、第８図に準じた理論とな
る。第６図に比し、ωＬが、第９図の如く回路１３０よ
り、０１と共に与えられるので、ω、＝Ｓθｉ　　　　
　　　　　　　・・・式（８）となり、第７図のブロッ
ク１１０の分子は下記となる。

ＤＳ＋Ｋ　　　　　　　　　　　　　・・・式（９）そ
の他は変わらない。

又、第９図の位相同期化制御系路１２０の出力Ｖａ、Ｖ
ωを１時定数Ｔｆのフィルターを通した場合は、第７図
のブロック１１０，１１１の分母。

即ち式（４）の特性方程式は、下記となる。

ＺＳ”＋ＪｏＳ”＋ＤＳ十に＝Ｏ＋・＋式（１ｏ）但しＺ＝ＴｔＪｏ　（ｇ−ｃｙｎ−３３）　　　　　−・一
式（１１）そして自動制御理論中のフルビッツ法による
動作安定条件は下記となる。

ＪｏＤ−７Ｋ＞Ｏ・・・式（１２）又第７図ブロック１１１の分子は下記となる。

Ｆ（１＋ＴｚＳ）　　　　　　　　　・・・式（１３）
さらに詳細に記述すると、各定数は以下となる。

Ｇ、＝Ｇａ−ＫＴ／に１（ｇ−ａｍ／ｖ）・・・式（］
４）％式％（フィルターまで含む）ＫＴ　＝モータ４１のトルク定数（ｇ−１／Ａ）Ｋム＝
サーボアンプ部Ｇａへの電流帰還ゲイン（Ω） Δ　ω 但しＶｃ　＝第１０図Ｖωの１００％相当電圧（Ｖ） Δω＝第１０図の位相同期化範囲（ｒａｄ）ｇω＝第９
図のブロック１２７のゲイン２π 但しＦａ　＝センサー１３１の、回路１２１に実効的に
働くモータ４１の１回転当りのパルス数Ｖｃ＝第１１図Ｖθの１００％相当電圧（Ｖ）ｇｏ　＝第９図のブロック１２８のゲインこの様に詳細
に記述しても、第６図〜第８図。

あるいは、式（１０）　、　（１２）のサーボ特性の基
本はかわらない、但し位相同期化制御系においては、基
準入力ＯＬ、ωｌは一定であり、サーボ特性は、同期化
速度内とその近傍において、第７図ブロック１１１で示
される様な、負荷外乱ｄ（ｇ−ａｍ）の点より考察する
のが、実用的な手法となる。

この様な扱いによるサーボ特性の実現には前述の条件に
対応して具体的に以下の様な条件が必要となる。

まず第１に、システムを離散値系の範囲におかず、連続
系に近似し、性能実現するためには、サンプル周期Ｔが
、システムの機械的定数Ｔ、の１／１ｏ以下が望ましい
。Ｔ１とＴは以下の様である。

ＥＫＴ但しＲ＝モータ４１のコイル抵抗（Ω）Ｊｏ＝回転軸の
慣性（ｇ−ロ・５２）ＫＥ　＝モータ４１の逆起電力定数Ｖ　／　ｒａｄ　／
ＫＴ　＝モータ４１のトルク定数（ｇ−ａｍ／Ａ）但し
、Ｎ＝モータ４１の目標定速回転数（ｒｐｍ）ω＝上記
Ｎ対応角速度（ｒａｄ／　Ｓ　）ＦＧ＝センサー１３１
の、回路１２１に実動的に働くモータ４１の１回転当りのパルス数したがって条件は、比をγとしてＴ１・Ｎ　　　　Ｔ、・ω 即ち、センサー１３１のパルス数は、目標速度とモータ
４１の時定数に逆比例して、式（１９）により定める必
要がある。実例を上げると、第１図の様な例では、Ｔ、
＝０．０４　（Ｓ）、Ｎ＝３７０　（ｒｐｍ）。

ＦＧ＝４５としてγ＝１１を実現している。又、第２図
の如きモータの例では、Ｔ、＝０．４５（Ｓ）。

Ｎ　＝　７７００　（ｒｐｍ）　　で式（１９）よりＦ
　Ｃ＞０．１７となる。１回転に１パルス即ちＦＧ＝１
としても。

γ＝５７．８　　となる。このことは、第２図において
、とくに、速度検出用コイル３２を設けなくとも、ロー
タ磁極検出センサー３１の信号の流用できることを示唆
している。それは、第３図あるいは第４図の信号６０の
いずれか一部を用いることであり、第５図で云えばセン
サー８３．８４がすべてセンサー４５で代用されること
を示唆している。

しかし、実際に、センサー４５で、センサー８３．８４
を代用するに当っては、ひとつにジッターの問題がある
。即ち、第２図等で説明するとロータマグネツ！・２２
には磁極の着磁極ピッチのバラツキがあり、また、ロー
タ磁極検出ホール素子３１には、感度や、取付位置バラ
ツキ等があり、結局、第４図信号６０の各々はジッター
を持ち、各信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを、どの様に合成利用
しようとも、基本的に比率のジッターをもち、それは数
％〜数１０％に及ぶ。一方センサー１３１の信号を受け
て動作する第９図の回路１２１，１２４の出力特性は、
第１０図、第１１図の如くであるが、とくに第１０図で
分る如く、センサー１３１のジッターは、横軸ωのノイ
ズとなることは理解でき、その影響は、位相同期化範囲
Δωとの相対値となる。Δωは同期引込や、同期保持の
特性を考慮し、±４％近辺、ないしはそれ以上に選ばれ
る。したがって、センサー１３１のジッターが。

Δωの大きさと同レベルとなり、信号に対するノイズ比
が大となって、システムの安定性等のサーボ特性実現を
困難とする。第１１図の０に対しても、同様である。こ
れを改良するのに、第９図の回路１２７，１２８、ある
いはそれ以降に、ローパスフィルターを挿入することが
効果である。そのときのフィルタ一時定数が第２の条件
となる。

即ち、式（１０）　、　（１１）、　（１２）に記述の
如くとなり、その詳細内訳は式（２）（３−１）式（１
４）　、　（１５）　、　（１６）等も代入整理すると
、式（１２）より但し式（１５）のＶｃと式（１６）のＶｃは同一とする
６即ち、フィルタ一時定数は、センサー１３１が大きい
程、位相同期化範囲が大きい程（それらに逆比例して）
制限され、又位相、速度の加算等のブロック１２７，１
２８のゲイン比で左右されることが分かる。

ＴＩ、−ｇω９ｇθの実際構成例を第９図から進めて第
１２図に示す。位相−電圧変換回路１２３゜周波数−電
圧変換回路１２６各々のデジタル−アナログ変換回路か
らのホールド出力Ｖθ′、■ω′は、各々抵抗Ｒｆ）、
Ｒωを介して、演算増巾器１３３にて加算される。演算
増巾器１３３には、他に抵抗Ｒａ、Ｒａｍ　Ｒａが図の
如く接続されると共に、１３２のフィルター用コンデン
サＣ（Ｆ）が接続してあり、出力ｅｏは下記となる。

＝ｇθｖｏ’　＋ｇωＶω′　　　　・・・式（２２）
但し抵抗Ｒａは必要に応じて選択、廃止できるものであ
る。

そして、フィルタ一時定数Ｔｆは以下となる。

Ｔｔ＝Ｒ−ｃ　　（ｓ）　　　　　　　・・・式（２５
）上述で記述される第１２図の様な回路は、第９図では
１、フィルターブロック１２９と表現される。

そして又、第９図の回路１２０は、第５図の回路８２に
対応していく。

第１３図、第１４図は、ロータ磁極検出センサー４５を
、センサー１３１に代用した実例を示す。

第１３図において、センサ一群４５からのロータ位相信
号は信号の交流結合用コンデンサ群１３５゜増巾、波形
整形回路１３６、そして、波形のゼロクロスや、立上り
、あるいは立下りで動作する周波数発生器１３７を介し
て位相と速度のフィードバック信号θ、ωを発生し、こ
れらでセンサー１３１に代用をなす。第１４図は１回路
１３６を。

既述の第３図の回路５２と共用した例である。第１３図
、第１４図いずれにおいてもパルス数ＦＧが条件を満た
すなら、センサ一群４５内の単独センサー４６あるいは
、４７、あるいは４８のみ使用し、後続の回路を簡略化
することもできる。

第５図で示したパワー制御回路８５の実例を電流フィー
シバツク付で第１５図と第１６図に示す。

第１５図において、位相同期化制御回路１２０からの１
位相、速度フィードバック電圧ｅｏとモードル４１に流
れる電流ｉの検出用抵抗１５２の両端電圧（負帰還）を
演算増巾器１５３にて加算し。

トランジスタ１５１の導通量を制御し、パワートランジ
スタ１５０の電流導通を制御する電流駆動源形のアナロ
グ制御サーボアンプを形成している。

第１６図は、アナログ方式を止め、パルス巾制御（ＰＷ
Ｍ）方式のデジタル形とした例で、演算増巾１５３の出
力の後にインバータ１５４を介して一定周期三角波発振
回路１５５の三角波と比較し、コンパレータ１５６にて
デユーティ制御矩形波を発生させ、トランジスタ１５１
、ひいてはパワートランジスタ１５０をＰＷＭ制御する
例である。

いずれにおいても、この部分のゲインは、実用的には、
モータ４１のトルク定数ＫＴ　（ｇ−ａＩ／Ａ）と電流
帰還ゲインｋｉに集約されるところの第６図、ブロック
１００のゲインＧ、及び第９図ブロック１００のゲイン
Ｇ、に相当する。

以上説明したものを全体として組合せて、システムを構
成すると第１７図の如くなる。第１３図。

第１４図の如きセンサーまわりは第９図のセンサー１３
１に対応して記述しており第５図で云うセンサー８３．
８４は、センサー４５で代入している形である。即ち式
（１８）　、　（１９）を満している。

この構成での実運転データ例を第１８図に示す。

（ａ）、（ｂ）、（ｃ）　　いずれも、起動後の同期引
込前後の位相出力Ｖθ′、速度出力Ｖω′、七−タ電流
ｉの時間変化を示すが、安定化等の条件がことなる。（
ａ）は、第９図でいうフィルター１２９のない状態で、
■θ′で表現される位相θの安定後も電流ｉにリップル
が残っている。これは速度電圧Ｖω′がセンサー１３１
のジッターによってリップルをもつことに起因する。そ
のため、電流ｉのリップルは、トルクリップル要因とな
るのみでなく、系全体の安定性にも微妙に悪影響する形
となる。（ｂ）は（ａ）の改良として式（２５）のよう
なフィルター１２９のみを追加した結果即ち実例として
第１２図にコンデンサ（１３２）を追加したものである
が１式（１２）　、　（２０）の条件に反した条件とな
り、系が発散している状態を示す。但し電流ｉは省略し
ている。（ｃ）はこの改良として、第９図の回路１２７
，１２８の位相フィードバックｇｏ速度フィードバック
ｇω、即ち実例として第１２図でＲＯ，Ｒωを変えて、
式（１２）（２０）の条件式％センサー１３１のジッターは基本的に変わりはないから
ＶＯ２のリップルは改良されないが、電流ｉのリップル
が大巾に改良されて、かつ、位相０を示す■θ′の応答
も改良されていることが分る。

この様に、簡略共用化したセンサー１３１の、ジッター
というデメリットをおぎなうフィルター１２９の、系へ
の悪影響を、位相と速度のフィードバックゲインｇｏ９
ｇωのバランスで補い良好な特性を得ることが出来る。

その範囲は、今までの記述の他に、実験的なことも含め
、更に下記の如く解析できる。

まず１式（２２）を変形すると、・・・式（２６）フィードバック電圧ｅｏやその後段にも、電源電圧値に
よる出力限界、即ち飽和があり、またそのリニア範囲内
において、電圧ｖＯ′ｖω′が、第１０図、第１１図の
如く位相０．速度ωのフィードバックにより有効に変化
し、ｅＱの影響を与える様に考えたい。このとき、速度
ωは位相θの変化分であるからそして、どちらも飽和値は同一であるとし、１として、
又θの変化をｓｉｎ　αｔとすると。

但しｅｏ’＝ｅｏの変化分系のリニア領域の有効利用を考え、この変化を小る。

コツトきｅ　ｏ　’　＝　１〜１　、４　（＝　Ｅ）　
トｔ　６゜一方、第６図で示す外乱（負荷）ｄ（ｇ−ａ
ｌｌ）に対する定常偏差を考えると、自動制御理論の最
終値定理を第７図に適用し、下記の如くなる。

θ＝θｓ　＋　−ｄ　　（ｒａｄ）　　　　　　　　一
式（２９）、°、負荷トルク＝Ｆｄ＝Ｋ　ＣＯ−０１）
Ｃ０−０１）（・・・式（３０）そしてＫは式（３−１）、　（１６）　、　（２３）よ
りｇｏ、即ちを負うた状態でのｅｏの考察は、ｅｏが負
荷相当分のバイアスを受けた上での式（２８）の変化と
なる。

このときのバイアスは抵抗ｇｏの大きい程、即ちＲθの
小さい程、少ない。そのため、高負荷用や、ｇ。

第１９図は負荷トルクも一部考慮した上でのゲインｇｏ
２ｇωの変化に対する動作安定領域の実験結果例を示す
。その領域は破線で囲む２００であった。軸目盛はノー
マライシングしてあり□ｇ　ω ％は実抵抗値ＩＭΩである。

安定領域から六方向へ条件を移すと、位相θは振動的と
なり、逆のＢ方向は、過料動方向となり、既述の理論と
も一致する。又、Ｃ方向条件は第１０図のωの低速側へ
の接近、■ω′の出力飽和を併いかつ、これに起因する
振動を誘発し、逆のＤ方向への条件変化は、高速側への
振動を誘発していることが確認できる。これらの実験分
析からｇ　ω が実用範囲と判断できる。

サーボシステムの特性改良には、衆知の一般技術として
、ゲイン以外にも位相遅れ、位相進み。

フィードバックの各補償方法があるが、本発明は、必要
以上にこれらの補償をなして系を複雑化、高コスト化す
る以前に、簡易で基本的な方策を、理論解析と実験結果
をふまえて実現しようとするものである。当然、第９図
で示すセンサー１３１のリップル対策のフィルター１２
９の挿入により、系が高次化し、式（１２）　、　（２
０）の条件が満せなくなったり、それに準じた不安定領
域となったとき、フィードバックゲイｇθ９ｇωのバラ
ンスの考察なしに、位相補償、追加のフィードバック補
償に頼るのは得策でないことが分かると共に一方それら
は本発明の域にあることも分る。

構成において、フィルター１２９は、第１２図のコンデ
ンサ１３２の如き接続に限らず、帰還部分にコンデンサ
を含むいわゆる積分機能の衆知の電圧帰還形演算増１１
」器回路であっても良く、さらに、回路１２３とＲＯ間
、回路１２６回とＲω間にボルテージフォロア回路の演
算増巾器を接続し、回路間のインピーダンスを分離して
いくことも実用において行なうが、いずれも既述発明の
技術の内にある。

そして、その場合等は、位相、あるいは、速度の帰還各
々にフィルターを挿入し、リップルの悪影響を除くこと
もできる。実例を第２０図に、その対応サーボブロック
図を第２１図に示す。

第２０図において、ボルテージフォロア回路２０２．２
０３，２１２，２１３が図の如く位相−電圧変換回路１
２３９周波数−電圧変換回路１２６の後段に接続され、
各々その中間に抵抗２０４．２１４．コンデンサ２０５
，２１５をもち、その定数から定まる時定数をもつフィ
ルターを形成している。その後段は第１２図と同様であ
る。

尚、ゲインｇＯ＋ｇωのとり扱いは、抵抗２０４゜２１
４に関係して必要に応じ修正して取扱えば良く、結果と
して、第２１図の如くなり、時定数Ｔｚ、’ｒａをもつ
フィルター２０７，２１７が、ブロック９２のＧθ、９
７のＧωの後段に追加された形となり、その後にフィル
ター１２９が記述される。この場合の系の特性方程式は
、式（１０）の３次に対し、下記の如く高次化する。

（ＴｚＴｚＴａ）　ＪｏＳ５＋　（ＴｚＴｚ＋ＴｚＴａ
＋Ｔ３Ｔｚ）　ＪｏＳ’＋　（Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３）　Ｊ
Ｏ８”＋　（ＪｏＴｚＤ）　Ｓ”＋　（Ｄ＋ＴａＫ）Ｓ
＋に＝Ｏ・・・式（３５）この系の安定判別は、衆知の
安定判別理論で検討できるが、実際的にはフィルター１
２９　、２０７．。

２１７いずれかひとつで考え、他はなしでいければ低コ
ストである。フィルター１２９のみはすでにふれた通り
である。

フィルター２０７のみで他はなしとすると、式％式％・・・式（３６）フルビッツ法による安定条件は実際的にはＫ　＞　Ｊ　ｏで設計するのでが実用的な条
件となる。

フィルター２１７のみの場合は１式（３５）でＴ□＝Ｏ
，Ｔｚ　＝ＯとしてＴ　ａ　Ｊ　ｏ　Ｓ　３＋　Ｊ　ｏ　Ｓ　”　＋　（Ｄ
　＋　Ｔ　ａ　Ｋ　）　Ｓ　＋　Ｋ　＝　０・・・式（
３９）フルビック法による安定条件は下記となる。

Ｄ＞Ｏ・・・式（４０）これらの条件は、第２０図例そのものの様な構成でなく
とも、第２１図で表現されるシステムであればあてはま
ることは自明である。

〔発明の効果〕

前述のように本発明によれば、第１．第２のセンサーの
共用化を図ることができるので、サーボ系が簡単になり
、用途が拡がり、更に低コストで高品質のブラシレスモ
ータを提供することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のブラシレスモータの断面図例。第２図は第１図と同様の他の例を示す図、第３図はブラ
シレスモータのコイル励磁相切替の従来の原理説明図、
第４図は第３図対応のタイムシーケンス、第５図は本発
明のシステム構成の説明ブロック図、第６図は第５図対
応のサーボブロックモデル図、第７図は第６図対応の伝
達関数モデル図、第８図は第７図対応の２次振動系モデ
ル表現図、第９図は本発明の構成原理ブロック図、第１
０図は周波数−電圧変換回路の出力特性例、第１１図は
位相−電圧変換回路の出力特性例、第１２図は位相帰還
電圧、速度帰還電圧の加算とセンサーリップル除去フィ
ルター構成図、第１３図および第１４図はセンサ一部の
構成例、第１５図および第１６図はサーボアンプ部の構
成例、第１７図は本発明のシステム構成図、第１８図お
よび第１９図は本発明製品の実験データ例、第２０図は
フィルタ一部の他の構成例、第２１図は第２０図対応の
サーボブロック線図、第２２図および第２３図はいずれ
も従来の回路構成を示す図である。４１・・・モータ、４５・・・ロータ磁極検出センサー
、５０・・・ブラシレスモードル駆動回路、８０・・・
電源。８５・・・パワー制御回路、１２０・・・位相同期化制
御回路、１３０・・・基準発振回路。

Claims

【特許請求の範囲】１、ロータに具備した永久磁石の回転磁極位置を検出す
る第１のセンサーと、この第１のセンサー信号によって
固定子コイルの励磁相を切替えるブラシレスモータにお
いて、前記ロータの回転位相と速度を検出する第２のセンサー
を設け、この第２のセンサー信号とこれとは別に設けた
基準発振回路からの基準信号とを比較し、前記回転位相
と速度の差に応じてそれぞれの制御電圧を発生するディ
ジタル・アナログ変換回路とを有し、その両者によって
一定速の位相同期化制御を行なう位相同期化回路を設け
、この位相同期化回路にフィードバックされる前記第２
のセンサーのモータ１回転当りのパルス数ＦＧが、モー
タの機械的時定数Ｔ＿ｍ、目標定速度Ｎの積との間で、ＦＧ＞６００／（Ｔ＿ｍ・Ｎ）の関係を満足させるようにして、前記第１のセンサーと
第２のセンサーを共用化したことを特徴とするブラシレ
スモータ。２、前記特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、位相差あるいは速度差に応じて電圧を出力する電圧変換
回路の後段に前記センサーのジッター除去用のフィルタ
ーを接続したことを特徴とするブラシレスモータ。３、前記特許請求の範囲第２項記載のものにおいて、前記フィルターの時定数Ｔ＿ｆが速度帰還ゲインＧ＿ｗ
を位相帰還ゲインＧθで割った値よりも小としているこ
とを特徴とするブラシレスモータ。４、前記特許請求の範囲第２項記載のものにおいて、前記フィルターの時定数が、ロータの総慣性モーメント
Ｊ＿０を系のダンピング力を定める係数Ｄで割った値よ
りも小としていることを特徴とするブラシレスモータ。５、前記特許請求の範囲第２項記載のものにおいて、速度差−電圧変換回路の後段の速度帰還対応のゲインｇ
＿ｗと位相差−電圧変換回路の後段の位相帰還対応のゲ
インｇθとの比ｇ＿ｗ／ｇθが２よりも小としているこ
とを特徴とするブラシレスモータ。６、前記特許請求の範囲第５項記載のものにおいて、前記ゲインｇ＿ｗおよびｇθはそれぞれの電圧変換回路
後段に設けた演算増幅器の加算回路の入力抵抗Ｒ＿ｗあ
るいはＲθで決定されるものであって、Ｒ＿ｗ／Ｒθ＜
２であることを特徴とするブラシレスモータ。