JPS63245106A - Btl power amplifier - Google Patents
Btl power amplifierInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は電力増幅器に関し、特に破壊防止用保護回路を
内蔵した［３ Ｔ Ｌ （Ｂ ａｌａｎｃｅｄ７ ｒａ
ｎｓｒｏｒｇ＋ｅｒ ｌ ｅｓｓ ）電力増幅器に関
するものである。[Detailed Description of the Invention] [Object of the Invention] (Industrial Application Field) The present invention relates to a power amplifier, and particularly to a power amplifier [3TL (B balanced7 ra) with a built-in protection circuit for preventing destruction.
nsrorg+erless) relates to power amplifiers.
（従来の技術）
ＢＴＬｆｆｉ力増幅器は低電１１で大出力が得られ、出
力結合容置が不要であるため、ｒＪｉ載用音用音声出力
電力増幅器多用されている。(Prior Art) The BTLffi power amplifier can obtain a large output with a low current 11 and does not require an output coupling container, so it is often used as an audio output power amplifier for rJi-mounted sound.
第４図は従来におけるＢＴＬｆｆｌ力増幅器の構成を示
すブロック図、第５図はその詳細な等価回路図である。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a conventional BTLffl force amplifier, and FIG. 5 is a detailed equivalent circuit diagram thereof.
入力信号Ｖｉｎは同相前置増幅器Ａｌｐ１により増幅さ
れた後、直流直結された同相電力増幅器Ａｓｐ２により
電力増幅されて出力端０ＵＴ１に同相で出力される。ま
た、増幅器Ａｍｐ１で増幅された入力信号ｖｉｎは逆相
電力屑幅器Ａｍｐ３により電力増幅され出力端０ＵＴ２
に逆相で出力される。従って、出力端０ＵＴ１と０ＵＴ
２間に接続された負荷Ｒ’Ｌには通常の電力増幅器に比
して電圧で２倍、電力で４倍の出力が得られる。The input signal Vin is amplified by an in-phase preamplifier Alp1, then power amplified by an in-phase power amplifier Asp2 directly connected to direct current, and output in the same phase to an output terminal 0UT1. In addition, the input signal vin amplified by the amplifier Amp1 is power amplified by the negative phase power width amplifier Amp3 and output terminal 0UT2.
is output in reverse phase. Therefore, the output terminals 0UT1 and 0UT
The load R'L connected between the two can output twice as much voltage and four times as much power as a normal power amplifier.
このように、ＢＴＬ？？ｆ力増幅器は前増幅器器と電力
増幅器を直流で直結しているために外部結合容量が不要
であり、また、ブートストラップ用の外部容Ｒも不要と
する巳ので、音声増幅器等に適用した場合の装置構成が
安価となる。In this way, BTL? ? Since the f-power amplifier directly connects the preamplifier and the power amplifier with direct current, it does not require an external coupling capacitor, and also does not require an external capacitor R for bootstrapping, so when applied to audio amplifiers, etc. The device configuration becomes cheaper.
ところが、ＢＴＬ電力増幅器は出力結合容量が不要であ
るが、出力端（ＯＵＴｌ、０ＵＴ２）が直接直流で外部
端子となっているため、使用者が誤って出力端（ＯＵＴ
ｌ、０ＵＴ２）を接地点又は電源に短絡したり、負荷端
を短絡した場合は出力トランジスタの破壊に到る。これ
を防止する為通常のＢＴＬ電力増幅鼎には第５図に示す
様に保護回路が内蔵されている。However, although the BTL power amplifier does not require an output coupling capacitor, the output terminals (OUTl, 0UT2) are direct current and are external terminals, so the user may accidentally connect the output terminals (OUTl, 0UT2) to
If the terminal (1, 0UT2) is short-circuited to the ground point or power supply, or if the load end is short-circuited, the output transistor will be destroyed. To prevent this, a normal BTL power amplifier has a built-in protection circuit as shown in FIG.
即ち、出力ｔＭ（ＯＵＴｌ 、０ＵＴ２）が接地点に短
絡（地絡）した場合、ｒＲ′ＩＱに短絡した場合及び負
荷短絡した場合には、保護検出回路が動作し、トランジ
スタＱ２がＯＮしてトランジスタＱ４及びＱｓのベース
電位を下げる。これによってトランジスタＱ４ 、Ｑｓ
がＯＦ「→トランジスタＱ７ 。That is, when the output tM (OUTl, 0UT2) is short-circuited to the ground point (ground fault), when it is short-circuited to rR'IQ, or when the load is short-circuited, the protection detection circuit is activated, transistor Q2 is turned on, and the transistor Lower the base potential of Q4 and Qs. As a result, transistors Q4, Qs
is OF"→transistor Q7.
（１＋ｙがＯＦＦ→トランジスタＱｓ 、Ｑ＋ａ、Ｑ２
ｑ 。(1+y is OFF → transistor Qs, Q+a, Q2
q.
Ｑ３０がＯＦＦとなり、各出力トランジスタの駆動用ト
ランジスタ（Ｑ＋＋ →ＱＩ２ 、Ｑ＋ａ 、 Ｑ１５
−０１６、Ｑ２＋→Ｑ２２ 、 Ｑ２ ｏ 、 Ｑ２
ｙ→Ｑ２Ｂ）がＯＦＦとなり各出力トランジスタＱＩ２
．０Ｉ８゜Ｑ２２．０２８のベース電流供給がなくなる
ため、通常使用重用電源電圧にて出力トランジスタＱ１
２゜Ｑ１０．０２２．０２ ｓは破壊に到らない。Q30 turns OFF, and the driving transistors of each output transistor (Q++ → QI2, Q+a, Q15
-016, Q2+→Q22, Q2 o, Q2
y→Q2B) is turned off and each output transistor QI2
．． Since the base current supply of 0I8゜Q22.028 is lost, the output transistor Q1 at the normally used heavy power supply voltage
2゜Q10.022.02 s does not lead to destruction.
第５図に示した従来例では前述のように電源投入１！２
の各種短絡ではｉａ速くトランジスタの動作速度）にて
保護回路が動作づるため第６図に示Ｊように安全動作領
域ＡＳＯ（Ａｒｅａ ｏｆ ５ａｆｅｔｙＯｐｅｒ
ａｔ ｉｏｎ ）がＴ１で示すように右上に位置し保護
回路で充分保護される。In the conventional example shown in FIG. 5, power is turned on 1!2 as described above.
In the case of various short circuits, the protection circuit operates at a faster transistor operating speed (ia), so the safe operating area ASO (Area of 5 safety operating speed) is
(at ion) is located at the upper right as shown by T1 and is sufficiently protected by the protection circuit.
しかしながら、短絡後に電源投入した場合、出力１゛ラ
ンジスクＱＩ２ 、０Ｉ６ 、０２２及び０２８が破壊
に到る場合がある。However, if the power is turned on after a short circuit, the output 1'' transistors QI2, 0I6, 022 and 028 may be destroyed.
即ち、例えば、出力端（ＯＵＴｌ）が接地点に短絡した
状態で電源投入した場合は以下のようになる。That is, for example, when the power is turned on with the output terminal (OUTl) short-circuited to the ground point, the following will occur.
第７図に電源ＶＣＣ投入後のリップル電位の電位変化を
示す。電源Ｖｃｃが投入されると、抵抗Ｒ１を通じてコ
ンデンサＣ！が充電されるため、このような波形になる
。リップル電位が１．４Ｖ以下ではトランジスタＱ４は
０ＦＦＬ、でおり、出力トランジスタの駆動電流は流れ
ず出力トランジスタはＯＦＦしている。リップル電位が
１．４ｖ付近まで上界するとトランジスタＱ４に電流が
流れ出し、トランジスタＱ７→Ｑ８→Ｑ＋ｔ→出力トラ
ンジスタＱＩ２に電流が流れる。FIG. 7 shows the potential change in the ripple potential after the power supply VCC is turned on. When the power supply Vcc is turned on, the capacitor C! is charged, resulting in a waveform like this. When the ripple potential is 1.4 V or less, the transistor Q4 is 0FFL, and the drive current of the output transistor does not flow and the output transistor is turned off. When the ripple potential rises to around 1.4V, a current begins to flow to the transistor Q4, and a current flows to the transistor Q7→Q8→Q+t→output transistor QI2.
第８図に出力トランジスタＱ１２のコレクタ電流の時間
変化を示す。出力トランジスタＱＩ２のコレクタ電流１
ｃ／ｆｉＩｐ （Ａ）以下では保護回路が動作するに到
らないため、リップル電位の上昇とともにコレクタ電流
ｉ流１ｃは上昇する。従って、コンデンサＣ＋の容量が
大ぎい程第７図に示したリップル電位の上昇速度はゆる
やかとなるため、コレクタ電流１ｃの上界速度もゆるや
かとなる。このため、電流１ｐに達するまでの時間Ｔ４
が長くなる。従って、第６図に示すように、安全動作領
域△ＳＯが左下に下ってくるので、保護曲線より左下に
出た場合多出力トランジスタＱ１２ 、 Ｑ＋ｅ ＊
Ｑ２２及びＱ２Ｂが破壊し、電力増幅器が動作不良とな
る。FIG. 8 shows the change over time in the collector current of the output transistor Q12. Collector current 1 of output transistor QI2
Since the protection circuit does not operate below c/fiIp (A), the collector current i current 1c increases as the ripple potential increases. Therefore, the larger the capacitance of capacitor C+ is, the slower the rising speed of the ripple potential shown in FIG. 7 becomes, and the upper limit speed of collector current 1c also becomes slower. Therefore, the time T4 until the current reaches 1p
becomes longer. Therefore, as shown in Fig. 6, the safe operating area △SO falls to the lower left, so when it comes to the lower left from the protection curve, the multi-output transistor Q12, Q+e *
Q22 and Q2B are destroyed and the power amplifier malfunctions.
なお、このように駆動電流をリップル電位に依存させて
いるのは電源変動時にもリップル電位が安定している事
を利用し“Ｃ駆動電流を安定させ電源変動の出力電位へ
の抑止率−リップル除去比を向上させるためと電流投入
Ｉ１．＞、駆動電流を徐々に上昇させて電源投入時のシ
ョック音を防止するためである。The reason why the drive current is made to depend on the ripple potential in this way is to take advantage of the fact that the ripple potential remains stable even when the power supply fluctuates. This is to improve the rejection ratio and to gradually increase the drive current (I1.) to prevent shock noise when the power is turned on.
（５？ｉ明が解決しようとする問題点）このように、上
記従来のＢＴＬＭ力増幅器にあっては、出力端の接地点
への短絡（地格）や負？１；ｊ端短絡等の事故発生後の
電源投入時に出ツノトランジスタが破壊して電力増幅動
作が不良になるという問題点があった。(Problem to be solved by 5?i Akira) In this way, in the conventional BTLM power amplifier described above, there is a possibility that the output terminal may be short-circuited to the ground point (earth ground) or negative voltage. 1; There was a problem in that the output horn transistor was destroyed when the power was turned on after an accident such as a j-terminal short circuit occurred, resulting in a defective power amplification operation.
本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その］］
的は、Ｂ ’ｌ’ Ｌ電力増幅器のリップル除去比や電
源投入時のショック音を悪化させる事なく出力端の地絡
及び負荷端短絡後の電源投入時における出力トランジス
タの破壊を防止する事にある。The present invention has been made in view of the above problems.
The aim is to prevent ground faults at the output end and destruction of the output transistor when power is turned on after a short-circuit at the load end, without worsening the ripple rejection ratio of the B 'l' L power amplifier or the shock noise at power-on. be.
［発明の構成１
（問題点を解決するための手段）
上記「ｌ的を達成するために本発明は、前置増幅部で増
幅された入力信号を同相増幅して出力する第１の電力増
幅部と、
前記入力信号を逆相増幅して出力する第２の電力増幅部
と、
第１の電力増幅部と第２の電力増幅部の両出力端子間の
短絡及び各出力端の地絡等の短絡事故発生から前記各増
幅部の各出力トランジスタを含む内部素子を保護する保
護部と、
前記短絡事故発生時に電源が投入された場合、電源中の
リップル電位が所定１直以下のとぎにこのリップル電位
に応じた可変電流を前記第１の電力増幅部及び第２の電
力増幅部のそれぞれ帰還側に供給して前記各出力トラン
ジスタを非導通状態に保持し、電源中のリップル電位が
所定値以上のときに前記保護部を駆動させるとともに前
記可変電流をａ断する手段と、
を有することを特徴とする。[Configuration 1 of the Invention (Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the present invention provides a first power amplifier that amplifies in-phase the input signal amplified by the preamplifier and outputs the amplified signal. a second power amplification section that amplifies the input signal in reverse phase and outputs the amplified signal; a short circuit between both output terminals of the first power amplification section and the second power amplification section, a ground fault at each output terminal, etc. a protection unit that protects internal elements including each output transistor of each of the amplifying units from the occurrence of a short-circuit accident; A variable current corresponding to the ripple potential is supplied to the feedback side of each of the first power amplifying section and the second power amplifying section to maintain each of the output transistors in a non-conducting state, so that the ripple potential in the power supply is at a predetermined value. The device is characterized by comprising: means for driving the protection unit and cutting off the variable current in the above case.
（作用）
電源投入時のリップル電位が、所定電位以下の場合、第
１図に示ずように、そのリップル電位に応じた可変電流
１＋ 、１２ （ＩＩ ＝１２ ）がＢＴＬ電力増幅
器のそれぞれの帰還端側に強制的に流される。これによ
り電力増幅器の駆動電流がリップル電位の上テ？ととも
に流れ始める場合は必ず電力増幅器のＰｕ１ｌ側（下側
）のトランジスタを駆動する事により、出力端の地絡又
は口荷端短絡ｔ’ｔｔの電源投入時の出力トランジスタ
の破壊が防止される。(Function) When the ripple potential at power-on is below a predetermined potential, as shown in Figure 1, variable currents 1+ and 12 (II = 12) corresponding to the ripple potential are fed back to each of the BTL power amplifiers. Forced to flow to the edge. Will this cause the drive current of the power amplifier to rise above the ripple potential? By always driving the transistor on the Pu1l side (lower side) of the power amplifier when the current starts flowing with the current, the output transistor is prevented from being destroyed when the power is turned on due to a ground fault at the output end or a short-circuit at the output end t'tt.
（実施例）
第１図は本発明に係る装置の一実施例の構成を示し、第
２図はその詳細な回路図である。(Embodiment) FIG. 1 shows the configuration of an embodiment of a device according to the present invention, and FIG. 2 is a detailed circuit diagram thereof.
各図からも理解できるように、本実施例は第４図、第５
図に示した前記従来例中に図中の囲み部分で示す回路１
０を付加したものである。As can be understood from each figure, this example is shown in Figures 4 and 5.
Circuit 1 shown in the boxed part in the conventional example shown in the figure
0 is added.
この回路１０は、電流供給制御部を構成しており、ＰＮ
ＰトランジスタＱＡとこのトランジスタＱＡのコレクタ
にそのコレクタが接続されたＮＰＮトランジスタＱＢと
、このトランジスタＱＢのエミッタに抵抗ＲＢを介して
そのエミッタが接続されたｌ” Ｎ Ｐ トランジスタ
Ｑｃを備えている。また、電源電圧ＶＣＣから抵抗ＲＡ
を介してトランジスタＱＢに定電圧を供給するダイオー
ド列Ｄ＾。This circuit 10 constitutes a current supply control section, and PN
It includes a P transistor QA, an NPN transistor QB whose collector is connected to the collector of this transistor QA, and an l''NP transistor Qc whose emitter is connected to the emitter of this transistor QB via a resistor RB. , from the power supply voltage VCC to the resistance RA
A diode string D^ supplies a constant voltage to the transistor QB via the diode string D^.
Ｄｎ、Ｄｃ、ＤＤ、ＤＥを備えている。トランジスタＱ
＾のベースはカレントミラー回路を構成するトランジス
タＱＤ、ＱＥの各ベースに接続されている。It is equipped with Dn, Dc, DD, and DE. transistor Q
The base of ^ is connected to the bases of transistors QD and QE that constitute a current mirror circuit.
本実施例の構成の特徴部分は以上から成り、以下の作用
説明では、一般的な増幅作用の説明は省略し、特徴部分
の作用についてのみ説明する。The characteristic parts of the configuration of this embodiment are as described above, and in the following explanation of the operation, a description of the general amplification effect will be omitted, and only the function of the characteristic part will be explained.
出力端（ＯＵＴＩ）が地絡侵に電源没入した場合を以下
に示す。電源投入６侵はリップル電位はＯＶであるので
、トランジスタＱｃのベースはＯＶＣある。このため、
抵抗ＲＢにはｌ−３ＶＢＥ／１クロのｆ【を流が流れる
。このｆｆｌ＆ＩはトランジスＱへに流れ、また、カレ
ントミラー回路のトランジスタＱυ、ＱＥにも流れる。A case where the output terminal (OUTI) is immersed in power due to a ground fault is shown below. Since the ripple potential is OV when the power is turned on, the base of the transistor Qc is OVC. For this reason,
A current of f[ of l-3VBE/1 chrome flows through the resistor RB. This ffl&I flows to transistor Q, and also flows to transistors Qυ and QE of the current mirror circuit.
さらに、この電流１はそれぞれトランジスタＱ２３１
Ｑ２ ＜のエミッタに流れる。この時トランジスタＱ２
３ 、０２４のベース電位はＯｖであるため、トランジ
スタＱ２３１ Ｑ２４はＯＮとなる。しかし、トランジ
スタＱ２３１ Ｑ２４の各コレクタ電位は０．７Ｖ以上
に上げることができないのでトランジスＱ１３゜Ｑ１４
はＯＮとはならない。Furthermore, this current 1 is applied to each transistor Q231
Flows to the emitter of Q2 <. At this time transistor Q2
Since the base potential of 3 and 024 is Ov, transistors Q231 to Q24 are turned on. However, since the collector potential of each transistor Q231 Q24 cannot be raised above 0.7V, transistors Q13゜Q14
is not turned on.
リップル電位の上昇とともにＭ流■は減少していくもの
のリップル電位が０．７Ｖ （−ＶＦ ）以上になると
、トランジスタＱ２３．Ｑ２４のコレクタ電位が１．４
Ｖ （’＝２ＶＦ）になるので、トランジスタＱ１４．
０２６のベースを駆動できる様になる。しかし、トラン
ジスタＱＩのエミッタ電位がＯｖのためトランジスタＱ
４は０ＦＦＬ、でおり、電力増幅段はまだｖＪ作できな
い。As the ripple potential increases, the M current (2) decreases, but when the ripple potential exceeds 0.7V (-VF), the transistor Q23. Collector potential of Q24 is 1.4
V ('=2VF), so the transistor Q14.
You will be able to drive the base of 026. However, since the emitter potential of transistor QI is Ov, transistor Q
4 is 0FFL, and the power amplification stage cannot produce vJ yet.
リップル電位が１．４Ｖ （＝ＶＦ ）になるとトラン
ジスタＱ４のベース電位が０．７Ｖ （”＝−ＶＦ ）
となり、トランジスタＱ４がＯＮとなる。そして、電力
増幅段の駆動電流ＩＤが流れ始め、トランジスタＣ’Ｊ
１４がＯＮＬ、てトランジスタＱ１５．０１８がＯＮ
となる。When the ripple potential becomes 1.4V (=VF), the base potential of transistor Q4 becomes 0.7V ("=-VF)
Therefore, transistor Q4 is turned on. Then, the drive current ID of the power amplification stage begins to flow, and the transistor C'J
14 is ONL, and transistor Q15.018 is ON.
becomes.
このように、出力端（ＯＵ１’ｌ）が地絡されているに
もかかわらず、トランジスタＱＩ４がＯＮするので、本
来トランジスタ（ｈｌ、Ｑ１０を駆動するトランジスタ
Ｑ８の電流はトランジスタＱ１４にすべて流れる。この
ため、トランジスタＱ８はトランジスタＱＩ１．Ｑ１２
を駆動Ｕず、ｐｕｓｈ （上側）側の出力トランジス
タＱ １２にはコレクタ・エミッタ間電柱ＶＣＥとして
電源電圧Ｖｃｃがかかつてはいるもののベース電流が流
れないため素子破壊は起さない。In this way, even though the output terminal (OU1'l) is grounded, the transistor QI4 is turned on, so that all the current of the transistor Q8, which originally drives the transistor (hl, Q10), flows to the transistor Q14. Therefore, transistor Q8 is transistor QI1.Q12.
Although the output transistor Q 12 on the push (upper side) has a power supply voltage Vcc as a collector-emitter electric pole VCE, no base current flows, so no element breakdown occurs.
リップル電位が３ＶＦ ＩＦ２．１Ｖ）になると、電
流Ｉ＝ （５ＶＦ −２ＶＦ −３ＶＦ ）／Ｉｎ ＝
０となり、トランジスタＱ２３ 、 Ｑ２４は通常的動
作となる。この時、電流１の減少する速度はリップル電
位の上背とともに減少するため、ゆるやかであるが抵抗
Ｒ＋ｙ、Ｒ＋ａを大きくしておき又ダーリントン接続さ
れたトランジスタＱＩ３ＩＱ＋４で増幅するためトラン
ジスタＱ１４のコレクタ電流の減少速度は速く、トラン
ジスタＱ８の駆動電流がトランジスタＱ１４からトラン
ジスタＱ１１に電流経路を変える速度は速い。即ち、ト
ランジスタＱ＋＋。When the ripple potential becomes 3VF IF2.1V), current I = (5VF - 2VF - 3VF)/In =
0, and transistors Q23 and Q24 operate normally. At this time, the speed at which the current 1 decreases decreases with the rise of the ripple potential, so the collector current of the transistor Q14 is increased by increasing the resistors R+y and R+a and amplifying it by the Darlington-connected transistors QI3IQ+4. The rate of decrease is fast, and the rate at which the drive current of transistor Q8 changes the current path from transistor Q14 to transistor Q11 is fast. That is, transistor Q++.
（コ１２の駆動電流の上昇３！度は速く、瞬時に保護回
路が動作するため、トランジスタＱＩ２の安全動作領域
ＡＳＯは上界し、素子が破壊されることはない。(The rise in the drive current of Q12 is rapid and the protection circuit operates instantaneously, so the safe operating area ASO of transistor QI2 exceeds its limit, and the element is not destroyed.
第３図は従来例と本実ｍ例の駆動電流の上昇速度の相異
を示している。FIG. 3 shows the difference in the rising speed of the drive current between the conventional example and the present example.
同図（ａ）はリップル電位の上昇を、同図（Ｄはトラン
ジスタＱへ、Ｑｏ 、ＱＥに流れる電流Ｉの変化を、（
Ｃ）は従来例でのトランジスタＱ＋２のコレクタ電流［
Ｃの変化をそれぞれ示す。Figure (a) shows the rise in the ripple potential, and Figure (D) shows the change in the current I flowing through the transistors Q, Qo, and QE.
C) is the collector current of transistor Q+2 in the conventional example [
Changes in C are shown respectively.
同図０）に示すように、リップル電位の上昇速度がゆる
やかであるため保護回路の検出電流１ｐに達するまで時
間がかかり、曲線■４が移動して安全動作領域ＡＳＯが
狭くなり、第６図に示したように保護曲線内に非安全動
作領域が生じ破壊する。As shown in Figure 0), since the rate of rise of the ripple potential is slow, it takes time to reach the detection current 1p of the protection circuit, causing the curve 4 to shift and the safe operating area ASO to become narrower, as shown in Figure 6. As shown in Figure 2, an unsafe operating area occurs within the protection curve, leading to destruction.
同図（ｄ）に本実施例の場合のコレクタ電流１ｃの変化
を示す。リップル電位が２ＶＦ時点で駆動電流はＩＤと
なっており、ａＶＦ時点では安定している。電流１の急
速な減少により、又抵抗Ｒ１７゜トランジスタＱ１３．
ＱＩ４を介して増幅するためトランジスタＱｕのベース
の上界速度は速く、コレクタ電流１ｃの上昇速度も速い
。このためコレクタ電流ＩＣが電流Ｉｐに達する時間Ｔ
ｔ （ｍｓ）は小となり、第６図に示したように安全
動作領域ＡＳＯは広がり、保６回路の動作領域はすべて
出力トランジスタの安全動作領域となるため素子の破壊
を防止できる。Figure (d) shows the change in collector current 1c in this example. The drive current becomes ID when the ripple potential reaches 2VF, and is stable when the ripple potential reaches aVF. The rapid decrease in current 1 also causes resistor R17° transistor Q13.
Since the amplification is performed via QI4, the upper limit speed of the base of the transistor Qu is fast, and the rising speed of the collector current 1c is also fast. Therefore, the time T for collector current IC to reach current Ip
t (ms) becomes small, the safe operating area ASO widens as shown in FIG. 6, and the entire operating area of the protection circuit becomes the safe operating area of the output transistor, so that destruction of the element can be prevented.
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、［３−ｒ Ｌ ｆ
ｌｌｉ力増幅器のリップル除去比や電源投入時のショッ
ク音を悪化させる事なく出力端の地絡及びｎ開端短絡後
の電源投入時の出力トランジスタの破壊を防止できる。[Effect of the invention] As explained above, according to the present invention, [3-r L f
It is possible to prevent a ground fault at the output end and destruction of the output transistor when the power is turned on after an open end short-circuit without deteriorating the ripple rejection ratio of the power amplifier or the shock noise when the power is turned on.
第１図は本発明に係る装置の一実施例の構成を示すブロ
ック図、第２図は同実施例の詳細な回路図、第３図は同
実施例の特性を示す説明図、第４図は従来例の構成を示
すブロック図、第５図は同従来例の詳細な回路図、第６
図乃至第ε図は同従来例特性を示す説明図である。
Ａｌ１１）２−・・同相電力増幅器
Δｍｐ３・・・逆相電力増幅器
１０・・・電流供給制御部
他人弁理士三好保男
どく
第７図
第８図Fig. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the device according to the present invention, Fig. 2 is a detailed circuit diagram of the embodiment, Fig. 3 is an explanatory diagram showing the characteristics of the embodiment, and Fig. 4. is a block diagram showing the configuration of the conventional example, FIG. 5 is a detailed circuit diagram of the conventional example, and FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the conventional example.
Figures 7 to ε are explanatory diagrams showing the characteristics of the conventional example. Al11) 2-...In-phase power amplifier Δmp3...Negative-phase power amplifier 10...Current supply control section Yasuo Miyoshi, patent attorney for others Fig. 7 Fig. 8
Claims (1)
る第１の電力増幅部と、 前記入力信号を逆相増幅して出力する第２の電力増幅部
と、 第１の電力増幅部と第２の電力増幅部の両出力端子間の
短絡及び各出力端の地絡等の短絡事故発生から前記各増
幅部の各出力トランジスタを含む内部素子を保護する保
護部と、 前記短絡事故発生時に電源が投入された場合、電源中の
リップル電位が所定値以下のときにこのリップル電位に
応じた可変電流を前記第１の電力増幅部及び第２の電力
増幅部のそれぞれ帰還側に供絡して前記各出力トランジ
スタを非導通状態に保持し、電源中のリップル電位が所
定値以上のときに前記保護部を駆動させるとともに前記
可変電流を遮断する手段と、 を有することを特徴とするＢＴＬ電力増幅器。[Scope of Claims] A first power amplification section that amplifies the input signal amplified by the preamplification section in-phase and outputs the same; a second power amplification section that amplifies the input signal in reverse phase and outputs the amplified signal; A protection unit that protects internal elements including each output transistor of each of the amplification units from occurrence of a short circuit accident such as a short circuit between both output terminals of the first power amplification unit and the second power amplification unit and a ground fault at each output terminal. and, when the power is turned on when the short-circuit accident occurs, when the ripple potential in the power supply is below a predetermined value, a variable current is applied to the first power amplifying section and the second power amplifying section according to the ripple potential. means for maintaining each of the output transistors in a non-conductive state by connecting each to a feedback side, and driving the protection unit and cutting off the variable current when a ripple potential in the power supply is equal to or higher than a predetermined value; A BTL power amplifier characterized by the following.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62078417A JPS63245106A (en) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | Btl power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62078417A JPS63245106A (en) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | Btl power amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63245106A true JPS63245106A (en) | 1988-10-12 |
Family
ID=13661466
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62078417A Pending JPS63245106A (en) | 1987-03-31 | 1987-03-31 | Btl power amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63245106A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010087691A (en) * | 2008-09-30 | 2010-04-15 | Sanyo Electric Co Ltd | Btl amplifier protection circuit |
| JP2010087692A (en) * | 2008-09-30 | 2010-04-15 | Sanyo Electric Co Ltd | Btl amplifier protection circuit |
-
1987
- 1987-03-31 JP JP62078417A patent/JPS63245106A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010087691A (en) * | 2008-09-30 | 2010-04-15 | Sanyo Electric Co Ltd | Btl amplifier protection circuit |
| JP2010087692A (en) * | 2008-09-30 | 2010-04-15 | Sanyo Electric Co Ltd | Btl amplifier protection circuit |
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