JPS63232530A - 増幅歪補償制御方式 - Google Patents
増幅歪補償制御方式Info
- Publication number
- JPS63232530A JPS63232530A JP6533187A JP6533187A JPS63232530A JP S63232530 A JPS63232530 A JP S63232530A JP 6533187 A JP6533187 A JP 6533187A JP 6533187 A JP6533187 A JP 6533187A JP S63232530 A JPS63232530 A JP S63232530A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- distortion
- amplifier
- signal
- control
- level
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 title claims description 14
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 title claims description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 9
- 230000004075 alteration Effects 0.000 abstract 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
増幅器の歪を補償しながら該増幅器をその線形領域での
使用と同等に使用する場合におけるその歪補償制御にお
いて、動作条件等の変化反映量を従来の歪補償制御に加
味して動作条件等の変化に強い歪補償制御を行なう。
使用と同等に使用する場合におけるその歪補償制御にお
いて、動作条件等の変化反映量を従来の歪補償制御に加
味して動作条件等の変化に強い歪補償制御を行なう。
本発明は増幅歪補償制御方式に関し、更に詳しく言えば
、動作条件の変化に対しても規定通りの増幅器の歪補償
を為し得る増幅歪補償制御方式に関する。
、動作条件の変化に対しても規定通りの増幅器の歪補償
を為し得る増幅歪補償制御方式に関する。
無線通信システムにおいて用いられるＳＳＢ−ＡＭ方式
、多値ＱＡＭ方式においてはその変調信号に振幅変調が
かかっているため、その信号を送信電力増幅器で増幅す
る場合にその出力に非線形歪が現れないように努めなけ
ればならない。
、多値ＱＡＭ方式においてはその変調信号に振幅変調が
かかっているため、その信号を送信電力増幅器で増幅す
る場合にその出力に非線形歪が現れないように努めなけ
ればならない。
そのためには、線形領域を広くとれる飽和出力レベルが
非常に高い増幅器を用いれば、その要求を満たすことは
できるが、それに伴って増幅器の消費電力が大きくなっ
てしまうので、近年においては、飽和・出力レベルが比
較的に低い増幅器に対しその歪補償制御を与えてその増
幅器に、非常に高い飽和出力レベルを有する増幅器と同
等の増幅機能を奏せしめる技法が開発、実用に供される
ようになって来ている。
非常に高い増幅器を用いれば、その要求を満たすことは
できるが、それに伴って増幅器の消費電力が大きくなっ
てしまうので、近年においては、飽和・出力レベルが比
較的に低い増幅器に対しその歪補償制御を与えてその増
幅器に、非常に高い飽和出力レベルを有する増幅器と同
等の増幅機能を奏せしめる技法が開発、実用に供される
ようになって来ている。
上述形式の高電力増幅器構成例として、第５図に示す如
きのちのがある。この構成例において、上述増幅機能の
要部は増幅器１０に増幅する際に与えられる十分を逆相
で入力側で与えることにより、増幅された信号に増幅器
の歪が入らないようにするものであり、そのために、つ
）配器５で分岐された無補償入力信号に歪を歪発生器７
で与え、その出力信号に可変移相器８及び可変減衰器９
で所要な位相及び振幅制御を与えて歪相殺分を発生し、
この歪相殺分信号を合成器６において分配器５からの無
補償入力信号と合成して増幅２ＮＯに入力するようにし
ている。その歪相殺分信号を発生するための可変移相器
８及び可変減衰器９の制御系は増幅器１０の出力側に設
けられた分岐器１１、周波数変換器１２、歪レベル検出
器１３及び制御部１４から構成される。その歪レベル検
出器１３ （第５図（Ｂ）参照）は・帯域阻止フィルタ
（ＢＥＦ）１５、低雑音増幅器（ＡＭＰ）１６、分配器
（ＨＹＢ）１７、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１８．２
２、増幅器（ＡＭＰ）１９，２３、検波器（ＤＥＴ）２
０．２４及び直流増幅器（ＤＣＡＭＰ）２１．２５から
成り、その帯域通過フィルタ１８、増幅器１９、検波器
２０及び直流増幅器２１が信号帯域の低域側の歪成分電
圧信号ＶＦＬを出力するのに対して、帯域通過フィルタ
２２、増幅器２３、検波器２４及び直流増幅器２５が信
号帯域の高域側の歪成分電圧信号ＶＦＨを出力する。
きのちのがある。この構成例において、上述増幅機能の
要部は増幅器１０に増幅する際に与えられる十分を逆相
で入力側で与えることにより、増幅された信号に増幅器
の歪が入らないようにするものであり、そのために、つ
）配器５で分岐された無補償入力信号に歪を歪発生器７
で与え、その出力信号に可変移相器８及び可変減衰器９
で所要な位相及び振幅制御を与えて歪相殺分を発生し、
この歪相殺分信号を合成器６において分配器５からの無
補償入力信号と合成して増幅２ＮＯに入力するようにし
ている。その歪相殺分信号を発生するための可変移相器
８及び可変減衰器９の制御系は増幅器１０の出力側に設
けられた分岐器１１、周波数変換器１２、歪レベル検出
器１３及び制御部１４から構成される。その歪レベル検
出器１３ （第５図（Ｂ）参照）は・帯域阻止フィルタ
（ＢＥＦ）１５、低雑音増幅器（ＡＭＰ）１６、分配器
（ＨＹＢ）１７、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１８．２
２、増幅器（ＡＭＰ）１９，２３、検波器（ＤＥＴ）２
０．２４及び直流増幅器（ＤＣＡＭＰ）２１．２５から
成り、その帯域通過フィルタ１８、増幅器１９、検波器
２０及び直流増幅器２１が信号帯域の低域側の歪成分電
圧信号ＶＦＬを出力するのに対して、帯域通過フィルタ
２２、増幅器２３、検波器２４及び直流増幅器２５が信
号帯域の高域側の歪成分電圧信号ＶＦＨを出力する。
そして、制御部１４（第５図（Ｂ）参照）は歪レベル検
出器１３からの各歪成分電圧信号■Ｆ Ｌ ｒ Ｖ
ｙ Ｈを受けるアナログ−ディジタル変換器２６、変換
器２６の出力に応答して上述の位相及び振幅制御量Δφ
、ΔＧを発生させるためのプログラム、例えば第６図フ
ローに示す如きものを格納しているＲＯＭ２９、そのプ
ログラムを実行するＣＰＵ２７、並びに求められた両デ
ィジタル制？ｌｆｆ１をアナログ信号に変換するディジ
タル−アナログ変換器２８から成る。なお、■、１２は
周波数変換器、２は局部発振器、３は分配器である。
出器１３からの各歪成分電圧信号■Ｆ Ｌ ｒ Ｖ
ｙ Ｈを受けるアナログ−ディジタル変換器２６、変換
器２６の出力に応答して上述の位相及び振幅制御量Δφ
、ΔＧを発生させるためのプログラム、例えば第６図フ
ローに示す如きものを格納しているＲＯＭ２９、そのプ
ログラムを実行するＣＰＵ２７、並びに求められた両デ
ィジタル制？ｌｆｆ１をアナログ信号に変換するディジ
タル−アナログ変換器２８から成る。なお、■、１２は
周波数変換器、２は局部発振器、３は分配器である。
この制御系による位相及び振幅の制御態様を第６図制御
フローに示す３次混変調成分（１Ｍ３）について要約す
れば次のようになる。
フローに示す３次混変調成分（１Ｍ３）について要約す
れば次のようになる。
歪レベル検出器１３で検出されて制御部１４へ入力され
て来た１Ｍ３の歪成分レベルＶＦＬ＋ ＶＦＲ（第６
図の１００）が予め決められた基準値■□。
て来た１Ｍ３の歪成分レベルＶＦＬ＋ ＶＦＲ（第６
図の１００）が予め決められた基準値■□。
を超えているならば（第６図の１０２）、歪成分レベル
■ＦＬ、ＶＦ）Ｉが基準値■□、以下になるように、先
ず歪成分レベルＶＦＬを最小にする制御をしく第６図の
１０４〜１１０） 、そして歪成分レベルＶＦ□が低下
し、且つ１ｖ□−ＶＦＬＩを最小にする制御をして（第
６図の１１２〜１１８）、両歪成分レベルｖＦＬ、 Ｖ
ＦＨが基準Ｖ ｌ！Ｆ以下になったときその制御を停止
する。なお、上記両歪成分レベルを制御に用いるのは、
増幅器を含めた歪補償制御系の歪補償に対する不完全性
、つまり一方の歪成分レベルを基準値以下に下げても、
一方の歪成分レベルが必ずしも基準値以下に下がって来
ないことに起因する。
■ＦＬ、ＶＦ）Ｉが基準値■□、以下になるように、先
ず歪成分レベルＶＦＬを最小にする制御をしく第６図の
１０４〜１１０） 、そして歪成分レベルＶＦ□が低下
し、且つ１ｖ□−ＶＦＬＩを最小にする制御をして（第
６図の１１２〜１１８）、両歪成分レベルｖＦＬ、 Ｖ
ＦＨが基準Ｖ ｌ！Ｆ以下になったときその制御を停止
する。なお、上記両歪成分レベルを制御に用いるのは、
増幅器を含めた歪補償制御系の歪補償に対する不完全性
、つまり一方の歪成分レベルを基準値以下に下げても、
一方の歪成分レベルが必ずしも基準値以下に下がって来
ないことに起因する。
上述歪補償制御に用いられる基準値は上述の歪補償系を
含む増幅器の予め決められた動作条件の下で信号レベル
から成る値、例えば５０ｄＢ下がったところのもので極
めて小さい値であり、上述の歪補償方式はその動作条件
に変化があったとしても上述定められた値に固定された
ままの条件の下でその歪補償制御を行なうものである。
含む増幅器の予め決められた動作条件の下で信号レベル
から成る値、例えば５０ｄＢ下がったところのもので極
めて小さい値であり、上述の歪補償方式はその動作条件
に変化があったとしても上述定められた値に固定された
ままの条件の下でその歪補償制御を行なうものである。
しかしながら、その基準値は理想的には、温度変化、電
１源電圧の変動等動作条件に応じて設定されねばならな
いものである。それ故、動作条件の変化で送信出力レベ
ル等が変化して来ると、その基準値がその変化に相応し
た値から外れ、その度合が進めば進むほどその誤差が大
きくなって来る。
１源電圧の変動等動作条件に応じて設定されねばならな
いものである。それ故、動作条件の変化で送信出力レベ
ル等が変化して来ると、その基準値がその変化に相応し
た値から外れ、その度合が進めば進むほどその誤差が大
きくなって来る。
従って、正確な歪レベルの検出ができなくなり、歪補償
制御に誤差が生ずる。これは正常な通イ８に支障を与え
ることになり、極めて重大である。
制御に誤差が生ずる。これは正常な通イ８に支障を与え
ることになり、極めて重大である。
本発明は、斯かる問題点に鑑みて創作されたものであり
、動作条件等に起因する信号成分の微小な変動に対して
安定した制御を為し得る増幅歪補償制御方式を提供する
ことをその目的とする。
、動作条件等に起因する信号成分の微小な変動に対して
安定した制御を為し得る増幅歪補償制御方式を提供する
ことをその目的とする。
第１図は本発明の原理構成図である。この図において、
１０は歪補償器４からの歪補償された入力信号を増幅す
る増幅器である。、その歪補償器４は増幅器１０で増幅
されるとき増幅器１０で出力信号に生ぜしめられる歪成
分に対し、逆位相の関係になる成分を入力信号に与えて
増幅器ｌＯへ出力するものであり、歪発生器７、可変移
相器８及び可変利得器９から成る。その可変移相器８及
び可変利得器９に対する制御部１４による制御を、増幅
器１０の分岐出力信号から歪レベル検出器１３及び信号
レベル検出器３０で検出された歪レベルと信号レベルと
の相対値が予め決められた値により小さくなることを条
件として、掛けるようにしたことに本発明の特長がある
。
１０は歪補償器４からの歪補償された入力信号を増幅す
る増幅器である。、その歪補償器４は増幅器１０で増幅
されるとき増幅器１０で出力信号に生ぜしめられる歪成
分に対し、逆位相の関係になる成分を入力信号に与えて
増幅器ｌＯへ出力するものであり、歪発生器７、可変移
相器８及び可変利得器９から成る。その可変移相器８及
び可変利得器９に対する制御部１４による制御を、増幅
器１０の分岐出力信号から歪レベル検出器１３及び信号
レベル検出器３０で検出された歪レベルと信号レベルと
の相対値が予め決められた値により小さくなることを条
件として、掛けるようにしたことに本発明の特長がある
。
入力信号に合成される歪相殺信号の位相及び振幅の制御
は、動作条件等の変化に伴って歪レベル検出器１３及び
信号レベル検出器１４から出力される各検出レベルの相
対値が予め決められた値以下になって来るときに生ぜし
められる。
は、動作条件等の変化に伴って歪レベル検出器１３及び
信号レベル検出器１４から出力される各検出レベルの相
対値が予め決められた値以下になって来るときに生ぜし
められる。
つまり、従来酸る決められた状態における信号レベルに
対して固定して設定されていた基準値を上述制御の起動
の基準に置いていたのを、信号レベルと歪レベルとの相
対値をその起動の基準は置くようにした。
対して固定して設定されていた基準値を上述制御の起動
の基準に置いていたのを、信号レベルと歪レベルとの相
対値をその起動の基準は置くようにした。
従って、動作条件等の変化による信号成分の微小変動に
対して安定した歪補償を行なうことができる。
対して安定した歪補償を行なうことができる。
第２図は本発明の一実施例を示す。この実施例は第５図
に示す増幅歪補償制御方式の構成において、信号レベル
検出器３０を設け、その検出出力及び歪レベル検出器１
３の検出出力に応答して第４図制御フローに従った制御
を制御部１４で為して位相制御量Δφ及び振幅制御量Δ
Ｇを発生するように構成されている。その信号レベル検
出器３０は第３図に示すように、分岐器３３で分岐され
たＩＦ信号を受ける帯域通過フィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ）３
４、検波器（ＤＥＴ）３５及び直流増幅器（ＤＣＡＭＰ
）３６から成る。その他の構成要素は第５図と同一なの
で、それら構成要素には同一の参照番号を付してその説
明を省略する。
に示す増幅歪補償制御方式の構成において、信号レベル
検出器３０を設け、その検出出力及び歪レベル検出器１
３の検出出力に応答して第４図制御フローに従った制御
を制御部１４で為して位相制御量Δφ及び振幅制御量Δ
Ｇを発生するように構成されている。その信号レベル検
出器３０は第３図に示すように、分岐器３３で分岐され
たＩＦ信号を受ける帯域通過フィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ）３
４、検波器（ＤＥＴ）３５及び直流増幅器（ＤＣＡＭＰ
）３６から成る。その他の構成要素は第５図と同一なの
で、それら構成要素には同一の参照番号を付してその説
明を省略する。
上述のように構成される本発明の特徴部分を設けること
により、増幅器ｌＯを含む増幅歪補償制御系の動作条件
等の変化に対し確実な制御を行なうことができる。
により、増幅器ｌＯを含む増幅歪補償制御系の動作条件
等の変化に対し確実な制御を行なうことができる。
即ち、この制御を第４図制御フローに従って説゛明すれ
ば、次のようになる。なお、第４図制御フローは歪の大
部分を占める３次混変調成分（１Ｍ３）のためのもので
ある。
ば、次のようになる。なお、第４図制御フローは歪の大
部分を占める３次混変調成分（１Ｍ３）のためのもので
ある。
その制御に入ると（第４図の９４）、データの初期設定
が行なわれ（第４図の９６）、１Ｍ３のレベル改善に入
る。ここまでは、従来と同様である。
が行なわれ（第４図の９６）、１Ｍ３のレベル改善に入
る。ここまでは、従来と同様である。
そして、歪レベル検出器１３の出力、即ち直流増幅器２
１からの歪成分レベルＶＦＬ及び直流増幅器２５からの
歪成分レベル■□、並びに信号レベル検出器３０の出力
、即ち直流増幅器３６からの信号レベルｖ、ｌが制御部
１４のアナログ−ディジタル変換器２６でディジタル値
に変換されて出力される。それらディジタル値はＣＰＵ
２７に取り込まれる（第４図の１２０）。そして、ｌｖ
ｌ、１−ＶＦＬＩ、ＩＶＭ ＶＦＨＩが求められ（第
４図の１２２）、これらの２つの値のいずれか一方が予
め決められた基準値Ｖ□２より小さいか否かの判定が為
される（第４図の１２４）。
１からの歪成分レベルＶＦＬ及び直流増幅器２５からの
歪成分レベル■□、並びに信号レベル検出器３０の出力
、即ち直流増幅器３６からの信号レベルｖ、ｌが制御部
１４のアナログ−ディジタル変換器２６でディジタル値
に変換されて出力される。それらディジタル値はＣＰＵ
２７に取り込まれる（第４図の１２０）。そして、ｌｖ
ｌ、１−ＶＦＬＩ、ＩＶＭ ＶＦＨＩが求められ（第
４図の１２２）、これらの２つの値のいずれか一方が予
め決められた基準値Ｖ□２より小さいか否かの判定が為
される（第４図の１２４）。
もしその判定が否定ならば、歪成分レベルｖＦＬ。
■□がその歪補償制御を必要としない程度にあり、ステ
ップ１２０へ戻って歪レベル監視を続ける。
ップ１２０へ戻って歪レベル監視を続ける。
判定が肯定である、つまり歪補償制御を必要とするレベ
ルまで歪成分レベルＶＦＬ＋ ■ＦＨが高まって来て
いるならば、ステップ１０４乃至１１８の制御に入って
上述判定が否定になるまで、位相制御値Δφ及び振幅制
御値ΔＧの調整を行なう。これらステップは従来の制御
ステップと同一であり、その詳細なる説明は必要でない
と思われるのでその反復は行なわないことにする。
ルまで歪成分レベルＶＦＬ＋ ■ＦＨが高まって来て
いるならば、ステップ１０４乃至１１８の制御に入って
上述判定が否定になるまで、位相制御値Δφ及び振幅制
御値ΔＧの調整を行なう。これらステップは従来の制御
ステップと同一であり、その詳細なる説明は必要でない
と思われるのでその反復は行なわないことにする。
上述の如く、歪補償制御においてその起動の基準を信号
レベル■、と歪レベルとの相対値に置く、つまり動作条
件等の変化をも考慮に入れてその制御を為すようにした
ので、そのような変化に対して強い増幅歪補償制御を行
なうことができる。
レベル■、と歪レベルとの相対値に置く、つまり動作条
件等の変化をも考慮に入れてその制御を為すようにした
ので、そのような変化に対して強い増幅歪補償制御を行
なうことができる。
なお、上記実施例では、ＩＦ倍信号周波数変換した例を
示したが、その変換を要しない場合にも、全く同等に本
発明を適用し得るものである。
示したが、その変換を要しない場合にも、全く同等に本
発明を適用し得るものである。
以上述べたように本発明によれば、信号レベルと歪レベ
ルとの相対値に増幅歪補償制御の起動を係わりしめたの
で、信号成分の微小な変動に対しても安定した増幅歪補
償制御を行なうことができる。
ルとの相対値に増幅歪補償制御の起動を係わりしめたの
で、信号成分の微小な変動に対しても安定した増幅歪補
償制御を行なうことができる。
第１図は本発明の原理構成図、
第２図は本発明の一実施例を示す図、
第３図は第２図制御系主要部の詳細図、第４図は本発明
の制御フローを示す図、第５図は従来の増幅歪補償制御
方式の構成図、第６図は従来の制御フローを示す図であ
る。 第１図及び第２図において、 ４は歪補償器、 ８．９は歪補償制御部、 ＩＯは増幅器、 １３は歪レベル検出器、 １４は制御部、 ３０は信号レベル検出器である。 木今Ｅｒ目の犀理椹尻口 第１図 い） （Ｂ） 力も禾の中凍描企、揮イ貧卿（４）方式の槁へに第６図
の制御フローを示す図、第５図は従来の増幅歪補償制御
方式の構成図、第６図は従来の制御フローを示す図であ
る。 第１図及び第２図において、 ４は歪補償器、 ８．９は歪補償制御部、 ＩＯは増幅器、 １３は歪レベル検出器、 １４は制御部、 ３０は信号レベル検出器である。 木今Ｅｒ目の犀理椹尻口 第１図 い） （Ｂ） 力も禾の中凍描企、揮イ貧卿（４）方式の槁へに第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 増幅分岐出力に応答する制御部（１４）により位相及び
振幅が制御される歪補償制御部（８、９）からの歪補償
用入力信号と無補償の入力信号とを合成して得られた信
号を増幅する増幅器において、前記制御部（１４）を、 前記増幅分岐出力から信号レベルを検出する信号レベル
検出器（３０）と、 前記増幅分岐出力から歪レベルを検出する歪レベル検出
器（１３）とに応答するように構成し、前記信号レベル
と前記歪レベルとの相対値が予め決められた値より小さ
くなるとき前記位相及び振幅の制御を行なうことを特徴
とする増幅歪補償制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6533187A JPS63232530A (ja) | 1987-03-19 | 1987-03-19 | 増幅歪補償制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6533187A JPS63232530A (ja) | 1987-03-19 | 1987-03-19 | 増幅歪補償制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63232530A true JPS63232530A (ja) | 1988-09-28 |
Family
ID=13283825
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6533187A Pending JPS63232530A (ja) | 1987-03-19 | 1987-03-19 | 増幅歪補償制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63232530A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01260904A (ja) * | 1988-04-11 | 1989-10-18 | Fujitsu Ltd | 歪補償器 |
| JPH0210902A (ja) * | 1988-06-28 | 1990-01-16 | Fujitsu Ltd | 歪補償器 |
| JPH07193434A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-28 | Nec Corp | 非直線性補償回路 |
| JPH08307161A (ja) * | 1995-05-02 | 1996-11-22 | Nec Corp | フィードフォワード増幅器 |
| JP2001284980A (ja) * | 2000-04-03 | 2001-10-12 | Toyo Commun Equip Co Ltd | プリディストーション型非線形歪み補償回路およびこれを用いたディジタル送信機 |
| JP2008028746A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償装置 |
-
1987
- 1987-03-19 JP JP6533187A patent/JPS63232530A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01260904A (ja) * | 1988-04-11 | 1989-10-18 | Fujitsu Ltd | 歪補償器 |
| JPH0210902A (ja) * | 1988-06-28 | 1990-01-16 | Fujitsu Ltd | 歪補償器 |
| JPH07193434A (ja) * | 1993-12-27 | 1995-07-28 | Nec Corp | 非直線性補償回路 |
| JPH08307161A (ja) * | 1995-05-02 | 1996-11-22 | Nec Corp | フィードフォワード増幅器 |
| JP2001284980A (ja) * | 2000-04-03 | 2001-10-12 | Toyo Commun Equip Co Ltd | プリディストーション型非線形歪み補償回路およびこれを用いたディジタル送信機 |
| JP4555429B2 (ja) * | 2000-04-03 | 2010-09-29 | 株式会社ケンウッド | プリディストーション型非線形歪み補償回路およびこれを用いたディジタル送信機 |
| JP2008028746A (ja) * | 2006-07-21 | 2008-02-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4276514A (en) | Wideband, phase compensated amplifier with negative feedback of distortion components in the output signal | |
| US5796304A (en) | Broadband amplifier with quadrature pilot signal | |
| KR100438445B1 (ko) | 비선형 왜곡 보상 방법 및 비선형 왜곡 보상 회로 | |
| JPH06196939A (ja) | 高周波パワーアンプの歪み補償回路 | |
| US6011434A (en) | Feed-forward amplifier | |
| EP0526241B1 (en) | Linear compensating circuit | |
| US7260367B2 (en) | Edge power detector/controller | |
| AU9631598A (en) | Linearization method and amplifier arrangement | |
| US5768699A (en) | Amplifier with detuned test signal cancellation for improved wide-band frequency response | |
| WO2001086804A2 (en) | Ultra-linear feedforward rf power amplifier | |
| CA2458877A1 (en) | An adaptive linearization technique for communication building block | |
| JPS5685909A (en) | Automatic following type nonlinear compensation system | |
| JPS63232530A (ja) | 増幅歪補償制御方式 | |
| EP1003278A2 (en) | Nested feed forward distortion reduction system | |
| CA1208709A (en) | Device for linearizing a high frequency amplifier with complex non linearity coefficients | |
| CA2312834A1 (en) | Carrier reutilization for synchronous detection | |
| JP3186113B2 (ja) | 電力増幅器 | |
| JP3812076B2 (ja) | フィードフォワード電力増幅器 | |
| JPH05235648A (ja) | 電力増幅器の位相補償回路 | |
| JP3613447B2 (ja) | 二重ループを持つフィードフォワード増幅器 | |
| RU2172552C1 (ru) | Устройство и способ линеаризации усилителя мощности в системе подвижной радиосвязи | |
| EP1300940A2 (en) | Distortion compensation circuit | |
| JPH10233629A (ja) | 入力制限機能付き歪補償増幅器 | |
| JPS63136704A (ja) | マイクロ波増幅器利得安定化回路 | |
| JPH04227123A (ja) | 無線通信装置 |