JPS63228494A - ダイナミツク型デコ−ダ回路 - Google Patents
ダイナミツク型デコ−ダ回路Info
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- JPS63228494A JPS63228494A JP62061123A JP6112387A JPS63228494A JP S63228494 A JPS63228494 A JP S63228494A JP 62061123 A JP62061123 A JP 62061123A JP 6112387 A JP6112387 A JP 6112387A JP S63228494 A JPS63228494 A JP S63228494A
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
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- G11—INFORMATION STORAGE
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
第1の電源線と出力端との間に接続され、リセット期間
に導通して該出力端を所定電位に設定する第1のトラン
ジスタと、第2の電源線に接続され、デコード期間に導
通する第2のトランジスタと、前記出力端と該第2のト
ランジスタとの間に直列に接続された複数のデコード用
トランジスタと、前記出力端と前記第2のトランジスタ
に直接接続されたデコード用トランジスタとの間に接続
されているデコード用トランジスタをアドレス情報にか
かわらず前記リセット期間に強制的に導通させる手段と
を有することを特徴とするダイナミック型デコーダ回路
であって、出力端と各デコード用トランジスタ間の接続
点とに並列的に存在する寄生容量にもとづく所謂容量分
割によってデコード期間における出力レベルが変動する
のを防止している。
に導通して該出力端を所定電位に設定する第1のトラン
ジスタと、第2の電源線に接続され、デコード期間に導
通する第2のトランジスタと、前記出力端と該第2のト
ランジスタとの間に直列に接続された複数のデコード用
トランジスタと、前記出力端と前記第2のトランジスタ
に直接接続されたデコード用トランジスタとの間に接続
されているデコード用トランジスタをアドレス情報にか
かわらず前記リセット期間に強制的に導通させる手段と
を有することを特徴とするダイナミック型デコーダ回路
であって、出力端と各デコード用トランジスタ間の接続
点とに並列的に存在する寄生容量にもとづく所謂容量分
割によってデコード期間における出力レベルが変動する
のを防止している。
本発明はダイナミック型デコーダ回路に関し、特にデコ
ード期間における出力レベルをアドレス情報に応じて所
定のレベルに安定させるようにしたデコーダ回路に関す
る。
ード期間における出力レベルをアドレス情報に応じて所
定のレベルに安定させるようにしたデコーダ回路に関す
る。
第7図は従来技術におけるダイナミック型デコーダ回路
の構成を示すもので、Q+乃至C4はそれぞれそのゲー
トにアドレス信号A乃至りが入力されるデコード用のN
チャネルトランジスタ、Q、はそのゲートにクロック信
号φ2が入力されるディスチャージ用のNチャネルトラ
ンジスタ、C6はそのゲートにクロック信号T丁が人力
されるプリチャージ用のPチャネルトランジスタであっ
て、該クロック信号■「がロウレベルになって1亥トラ
ンジスタQ、がオン(そのときディスチャージ用トラン
ジスタQ、はオフ)になる毎に、該トランジスタQ6と
Q+ との接続点(出力側のノード)に存在する寄生容
量Coがプリチャージされ、該接続点からとり出される
出力信号OUTがハイレベルとなる。
の構成を示すもので、Q+乃至C4はそれぞれそのゲー
トにアドレス信号A乃至りが入力されるデコード用のN
チャネルトランジスタ、Q、はそのゲートにクロック信
号φ2が入力されるディスチャージ用のNチャネルトラ
ンジスタ、C6はそのゲートにクロック信号T丁が人力
されるプリチャージ用のPチャネルトランジスタであっ
て、該クロック信号■「がロウレベルになって1亥トラ
ンジスタQ、がオン(そのときディスチャージ用トラン
ジスタQ、はオフ)になる毎に、該トランジスタQ6と
Q+ との接続点(出力側のノード)に存在する寄生容
量Coがプリチャージされ、該接続点からとり出される
出力信号OUTがハイレベルとなる。
第8図は、上記第7図に示されるダイナミック型デコー
ダ回路の動作を説明するタイミング回路であって、先ず
あるサイクル期間■においては、デコード用トランジス
タQ2乃至Q4に入力されるアドレス信号B、C,Dは
何れもハイレベルであるが、デコード用トランジスタQ
、に入力されるアドレス信号Aがロウレベルとされてい
て該トランジスタQ、がオフとなっている。したがって
クロック信号φ2がハイレベルとなってディスチャージ
用のトランジスタQ、がオンとなっても(アクティブ期
間中も)、該出力電位はOUTはハイレベル(プリチャ
ージレベル)のままであり、該デコーダ回路は非選択の
状態にある。このサイクル期間■における各デコード用
トランジスタQ、乃至Q4およびディスチャージ用のト
ランジスタQ、の各接続点に対応する各ノード■乃至■
の電位は、該トランジスタQtがオフとなっていること
によって、各ノード■乃至■に存在する寄生容量C1乃
至C1に存在する電荷がすべてトランジスタQ、を通し
てアース側ヘディスチャージされており、したがってロ
ウレベルとされている。
ダ回路の動作を説明するタイミング回路であって、先ず
あるサイクル期間■においては、デコード用トランジス
タQ2乃至Q4に入力されるアドレス信号B、C,Dは
何れもハイレベルであるが、デコード用トランジスタQ
、に入力されるアドレス信号Aがロウレベルとされてい
て該トランジスタQ、がオフとなっている。したがって
クロック信号φ2がハイレベルとなってディスチャージ
用のトランジスタQ、がオンとなっても(アクティブ期
間中も)、該出力電位はOUTはハイレベル(プリチャ
ージレベル)のままであり、該デコーダ回路は非選択の
状態にある。このサイクル期間■における各デコード用
トランジスタQ、乃至Q4およびディスチャージ用のト
ランジスタQ、の各接続点に対応する各ノード■乃至■
の電位は、該トランジスタQtがオフとなっていること
によって、各ノード■乃至■に存在する寄生容量C1乃
至C1に存在する電荷がすべてトランジスタQ、を通し
てアース側ヘディスチャージされており、したがってロ
ウレベルとされている。
なお、サイクル期間■の後半はプリチャージ期間(リセ
ット期間)であるが、該トランジスタQ。
ット期間)であるが、該トランジスタQ。
はオフしており、各ノード■乃至@の電位はロウレベル
のままである。(第8図参照)。
のままである。(第8図参照)。
また次のサイクル期間■においては、アドレス信号A、
B、Cはハイレベル(したがってトランジスタQ1乃至
Q、はオン状態)であるが、アドレス信号りがロウレベ
ルとされていてトランジスタQ4がオフとなっている。
B、Cはハイレベル(したがってトランジスタQ1乃至
Q、はオン状態)であるが、アドレス信号りがロウレベ
ルとされていてトランジスタQ4がオフとなっている。
このためクロック信号φ2がハイレベルとなってディス
チャージ用のトランジスタQ、がオンとなっても(アク
ティブ期間中も)、該出力信号OUTはハイレベル(非
選択状態)であるが、先のサイクル期間■において各ノ
ード■乃至■の電位がすべてロウレベルとなっているた
めに、該各ノード■乃至■に存在するディスチャージ状
態の各寄生容量CI乃至C3が、該オン状態のトランジ
スタQl乃至Q、を通して、出力側に存在するプリチャ
ージ状態の寄生容11coと並列的に接続されることに
なり、特に該寄生容量Coに対する該寄生容t (CI
+C。
チャージ用のトランジスタQ、がオンとなっても(アク
ティブ期間中も)、該出力信号OUTはハイレベル(非
選択状態)であるが、先のサイクル期間■において各ノ
ード■乃至■の電位がすべてロウレベルとなっているた
めに、該各ノード■乃至■に存在するディスチャージ状
態の各寄生容量CI乃至C3が、該オン状態のトランジ
スタQl乃至Q、を通して、出力側に存在するプリチャ
ージ状態の寄生容11coと並列的に接続されることに
なり、特に該寄生容量Coに対する該寄生容t (CI
+C。
十〇りの比率が高い場合には、上記アクティブ期間中に
所謂第6図Pに示されるような容量分割が起り、該出力
側のハイレベル信号OUTにレベル変化(レベル低下)
を生じ、該デコーダ回路が非選択状態であるにも拘らず
、ロウレベル出力の選択状態と誤認されるおそれが生ず
る。このような容量分割による出力変動は、上述したよ
うにディスチャージ状態の寄生容量C3乃至C1が、ア
クティブ期間中において、出力ノードに存在するプリチ
ャージ状態の寄生容量Goと、オン状態のデコード用ト
ランジスタを通して接続される場合には常に生ずるおそ
れがあり、上述したように該寄生容量C1乃至C1がす
べてオン状態のデコード用トランジスタを通して該寄生
容量Coに並列接続される場合に、該容量分割の影響が
最も強く現れることになる。
所謂第6図Pに示されるような容量分割が起り、該出力
側のハイレベル信号OUTにレベル変化(レベル低下)
を生じ、該デコーダ回路が非選択状態であるにも拘らず
、ロウレベル出力の選択状態と誤認されるおそれが生ず
る。このような容量分割による出力変動は、上述したよ
うにディスチャージ状態の寄生容量C3乃至C1が、ア
クティブ期間中において、出力ノードに存在するプリチ
ャージ状態の寄生容量Goと、オン状態のデコード用ト
ランジスタを通して接続される場合には常に生ずるおそ
れがあり、上述したように該寄生容量C1乃至C1がす
べてオン状態のデコード用トランジスタを通して該寄生
容量Coに並列接続される場合に、該容量分割の影響が
最も強く現れることになる。
次いで該第8図のタイミング図に示されるように、該サ
イクル期間■の後半において再びプリチャージ期間に入
り、該出力側の信号OUTが通常のプリチャージレベル
(ハイレベル)にリセットされる。
イクル期間■の後半において再びプリチャージ期間に入
り、該出力側の信号OUTが通常のプリチャージレベル
(ハイレベル)にリセットされる。
更に次のサイクル期間■においては、すべてのアドレス
信号A乃至りがハイレベルとなってすべてのデコード用
トランジスタQ、乃至Q4がオン状態となり、したがっ
てクロック信号φ2がハイレベルとなってディスチャー
ジ用のトランジスタQ、がオンとなるアクティブ期間に
おいて、該出力側の信号OUTがロウレベルとなって該
デコーダ回路は選択状態とされる。なお、サイクル期間
■においても、その後半においてプリチャージ期間に入
り、該出力側の信号OUTが通常のプリチャージレベル
(ハイレベル)にリセットされる。
信号A乃至りがハイレベルとなってすべてのデコード用
トランジスタQ、乃至Q4がオン状態となり、したがっ
てクロック信号φ2がハイレベルとなってディスチャー
ジ用のトランジスタQ、がオンとなるアクティブ期間に
おいて、該出力側の信号OUTがロウレベルとなって該
デコーダ回路は選択状態とされる。なお、サイクル期間
■においても、その後半においてプリチャージ期間に入
り、該出力側の信号OUTが通常のプリチャージレベル
(ハイレベル)にリセットされる。
上述したように、上記従来形のダイナミック型デコーダ
回路においては、該デコード用トランジスタの各接続点
に存在する寄生容量が、アクティブ期間中において、出
力側に存在する寄生容量と、オン状態のデコード用トラ
ンジスタを通して接続されること、によって、所謂容量
分割による出力レベルの変動を生ずることがあり、その
場合特に、該接続点に存在する寄生容量の値が大きいと
、該出力レベルの変動が強く現れて誤動作の原因となる
おそれがあるという問題点があった。
回路においては、該デコード用トランジスタの各接続点
に存在する寄生容量が、アクティブ期間中において、出
力側に存在する寄生容量と、オン状態のデコード用トラ
ンジスタを通して接続されること、によって、所謂容量
分割による出力レベルの変動を生ずることがあり、その
場合特に、該接続点に存在する寄生容量の値が大きいと
、該出力レベルの変動が強く現れて誤動作の原因となる
おそれがあるという問題点があった。
本発明はかかる問題点を解決するためになされたもので
、上述したような容量分割による出力レベルの変動をな
くしたものである。
、上述したような容量分割による出力レベルの変動をな
くしたものである。
本発明はかかる問題点を解決するためになされたもので
、第1の電源線と出力端との間に接続され、リセット期
間に導通して該出力端を所定電位に設定する第1のトラ
ンジスタと、第2の電源線に接続され、デコード期間に
導通ずる第2のトランジスタと、前記出力端と該第2の
トランジスタとの間に直列に接続された複数のデコード
用トランジスタと、前記出力端と前記第2のトランジス
タに直接接続されたデコード用トランジスタとの間に接
続されているデコード用トランジスタをアドレス情報に
かかわらず前記リセット期間に強制的に導通させる手段
とを有することを特徴とするダイナミック型デコーダ回
路が提供される。
、第1の電源線と出力端との間に接続され、リセット期
間に導通して該出力端を所定電位に設定する第1のトラ
ンジスタと、第2の電源線に接続され、デコード期間に
導通ずる第2のトランジスタと、前記出力端と該第2の
トランジスタとの間に直列に接続された複数のデコード
用トランジスタと、前記出力端と前記第2のトランジス
タに直接接続されたデコード用トランジスタとの間に接
続されているデコード用トランジスタをアドレス情報に
かかわらず前記リセット期間に強制的に導通させる手段
とを有することを特徴とするダイナミック型デコーダ回
路が提供される。
上記構成によれば、入力されるアドレス情報のレベル如
何に拘らず、前記出力端と前記第2のトランジスタに直
接接続されたデコード用トランジスタとの間に接続され
ているデコード用トランジスタをリセット期間毎にオン
状態とすることによって、該複数のデコード用トランジ
スタの各接続点に存在する寄生容量が該リセット期間毎
にプリチャージ(プリチャージ期間がリセット期間であ
る場合)又はディスチャージ(ディスチャージ期間がリ
セット期間である場合)されるため、該リセット期間後
のアクティブ期間において、上述したような所謂容量分
割による出力レベルの変動を生ずることがなくなる。
何に拘らず、前記出力端と前記第2のトランジスタに直
接接続されたデコード用トランジスタとの間に接続され
ているデコード用トランジスタをリセット期間毎にオン
状態とすることによって、該複数のデコード用トランジ
スタの各接続点に存在する寄生容量が該リセット期間毎
にプリチャージ(プリチャージ期間がリセット期間であ
る場合)又はディスチャージ(ディスチャージ期間がリ
セット期間である場合)されるため、該リセット期間後
のアクティブ期間において、上述したような所謂容量分
割による出力レベルの変動を生ずることがなくなる。
(実施例)
第1図は本発明の1実施例としてのダイナミック型デコ
ーダ回路を示すもので、上記第7図の従来例と対応iる
部分には同一の符号が付されている。すなわちQ、乃至
Q4はNチャネル形のデコード用トランジスタ、Q、は
Nチャネル形のディスチャージ用トランジスタ、Q、は
Pチャネル形のプリチャージ用トランジスタである。第
2図は、第1図の回路の動作を示すタイミング図であっ
て、トランジスタQ、に入力されるクロック信号■「が
ロウレベルである期間(すなわちトランジスタQ、がオ
ンとなる期間)がプリチャージ期間(リセット期間)で
あり、該クロック信号7「がハイイレベルである期間が
アクティブ期間であって、該アクティブ期間中にクロッ
ク信号φ2がハイレベルとなってディスチャージ用トラ
ンジスタQ。
ーダ回路を示すもので、上記第7図の従来例と対応iる
部分には同一の符号が付されている。すなわちQ、乃至
Q4はNチャネル形のデコード用トランジスタ、Q、は
Nチャネル形のディスチャージ用トランジスタ、Q、は
Pチャネル形のプリチャージ用トランジスタである。第
2図は、第1図の回路の動作を示すタイミング図であっ
て、トランジスタQ、に入力されるクロック信号■「が
ロウレベルである期間(すなわちトランジスタQ、がオ
ンとなる期間)がプリチャージ期間(リセット期間)で
あり、該クロック信号7「がハイイレベルである期間が
アクティブ期間であって、該アクティブ期間中にクロッ
ク信号φ2がハイレベルとなってディスチャージ用トラ
ンジスタQ。
がオンとなる。
A乃至りは各デコード用トランジスタQ、乃至Q4 ノ
各ケ−)にそれぞれ入力されるアドレス信号であるが、
上記従来例のように該アドレス信号A乃至りが該トラン
ジスタQ、乃至Q4に直接入力される代りに、該第1図
に示されるように各アドレス信号A乃至りは、先ずイン
バータI乃至■4でレベル反転され、次いで一方の入力
側に該クロック信号下=が入力されるナントゲートG。
各ケ−)にそれぞれ入力されるアドレス信号であるが、
上記従来例のように該アドレス信号A乃至りが該トラン
ジスタQ、乃至Q4に直接入力される代りに、該第1図
に示されるように各アドレス信号A乃至りは、先ずイン
バータI乃至■4でレベル反転され、次いで一方の入力
側に該クロック信号下=が入力されるナントゲートG。
乃至G、の他方の入力側に入力され、該ナンドゲー1’
c+乃至Q4の各出力信号A′乃至D′が該デコード用
トランジスタQ、乃至Q4の各ゲートに入力される。こ
こで該プリチャージ期間(リセット期間)中は、該クロ
ック信号d+がロウレベルであることによって、該ナン
ドゲー)G+乃至G、の各出力信号A′乃至D’ (
すなわち該デコード用トランジスタQ1乃至Q4の各入
力信号)は、該入力されるアドレス信号A乃至りのレベ
ル如何に拘らずハイレベルとなる。
c+乃至Q4の各出力信号A′乃至D′が該デコード用
トランジスタQ、乃至Q4の各ゲートに入力される。こ
こで該プリチャージ期間(リセット期間)中は、該クロ
ック信号d+がロウレベルであることによって、該ナン
ドゲー)G+乃至G、の各出力信号A′乃至D’ (
すなわち該デコード用トランジスタQ1乃至Q4の各入
力信号)は、該入力されるアドレス信号A乃至りのレベ
ル如何に拘らずハイレベルとなる。
すなわち例えばあるサイクル期間■においては、アドレ
ス信号Aがロウレベル、アドレス信号B。
ス信号Aがロウレベル、アドレス信号B。
C,Dがハイレベルとなっている(非選択状りが、その
後半のプリチャージ期間においては、該ナントゲートG
、の出力信号A′がハイレベルとなり、更に各ナントゲ
ートGt乃至G4の出力信号B′乃至D′も該ハイレベ
ルのアドレス信号B乃至りと同様にハイレベルとなる。
後半のプリチャージ期間においては、該ナントゲートG
、の出力信号A′がハイレベルとなり、更に各ナントゲ
ートGt乃至G4の出力信号B′乃至D′も該ハイレベ
ルのアドレス信号B乃至りと同様にハイレベルとなる。
このため該プリチャージ期間(リセット期間)において
、各ノード■乃至■に存在する寄生容量はすべてプリチ
ャージされ、該各ノード■乃至■の電位はすべてハイレ
ベルとなる。
、各ノード■乃至■に存在する寄生容量はすべてプリチ
ャージされ、該各ノード■乃至■の電位はすべてハイレ
ベルとなる。
したがって次のサイクル期間■(非選択期間)の前半(
アクティブ期間)において、ハイレベルのアドレス信号
A乃至Cおよびロウレベルのアドレス信号りがそのまま
上記各信号A′乃至D′として各デコード用トランジス
タに入力されて(すなわちトランジスタQ、乃至Q、が
オン、トランジスタQ4がオフとなって)、該各ノード
■乃至■に存在する寄生容量が該出力側(トランジスタ
Q、とQ、との接続点)の寄生容量と並列的に接続され
たような場合にも、該各ノード■乃至■に存在する寄生
容量が既にプリチャージされていることによって、該容
量分割による出力レベルの変動(低下)を起すことがな
く、該出力側の電位OUTは完全なハイレベル(非選択
状態)となる。
アクティブ期間)において、ハイレベルのアドレス信号
A乃至Cおよびロウレベルのアドレス信号りがそのまま
上記各信号A′乃至D′として各デコード用トランジス
タに入力されて(すなわちトランジスタQ、乃至Q、が
オン、トランジスタQ4がオフとなって)、該各ノード
■乃至■に存在する寄生容量が該出力側(トランジスタ
Q、とQ、との接続点)の寄生容量と並列的に接続され
たような場合にも、該各ノード■乃至■に存在する寄生
容量が既にプリチャージされていることによって、該容
量分割による出力レベルの変動(低下)を起すことがな
く、該出力側の電位OUTは完全なハイレベル(非選択
状態)となる。
なお該サイクル期間■の後半のプリチャージ期間におい
ては、再び該各信号A′乃至D′がハイレベルとなって
上記各ノード■乃至@に存在する寄生容量がすべてプリ
チャージされる。
ては、再び該各信号A′乃至D′がハイレベルとなって
上記各ノード■乃至@に存在する寄生容量がすべてプリ
チャージされる。
更に次のサイクル期間■(選択期間)においては、すべ
てのアドレス信号A乃至りがハイレベルとなり、その前
半のアクティブ期間において、該ハイレベルのアドレス
信号A乃至りがそのままナントゲートG1乃至G4の出
力側から各信号A′乃至D′として各デコード用トラン
ジスタQI乃至Q4に入力されて各デコード用トランジ
スタQ、乃至Q4がオンとなり、更にハイレベルのクロ
ック信号φ2によりディスチャージ用トランジスタQ、
がオンとなって該出力側の信号OUTがロウレベルとな
り、該デコーダ回路は選択状態となる。なお該期間■の
後半のプリチャージ期間においては該ハイレベルのアド
レス信号A乃至りがそのまま各信号A′乃至D′として
各デコード用トランジスタQ1乃至Q4に入力され、こ
れら各トランジスタQ1乃至Q4をオンとして各ノード
■乃至@の寄生容量がプリチャージされる。
てのアドレス信号A乃至りがハイレベルとなり、その前
半のアクティブ期間において、該ハイレベルのアドレス
信号A乃至りがそのままナントゲートG1乃至G4の出
力側から各信号A′乃至D′として各デコード用トラン
ジスタQI乃至Q4に入力されて各デコード用トランジ
スタQ、乃至Q4がオンとなり、更にハイレベルのクロ
ック信号φ2によりディスチャージ用トランジスタQ、
がオンとなって該出力側の信号OUTがロウレベルとな
り、該デコーダ回路は選択状態となる。なお該期間■の
後半のプリチャージ期間においては該ハイレベルのアド
レス信号A乃至りがそのまま各信号A′乃至D′として
各デコード用トランジスタQ1乃至Q4に入力され、こ
れら各トランジスタQ1乃至Q4をオンとして各ノード
■乃至@の寄生容量がプリチャージされる。
このようにリセット期間(この実施例においてはプリチ
ャージ期間)毎に、該各ノード■乃至@の寄生容量をプ
リチャージすることによって、上記サイクル期間■にお
けるように各ノード■乃至■に存在する寄生容量がアク
ティブ期間中に出力側の寄生容量と接続されるような場
合にも、上記した容量分割にもとづく出力レベルの変動
を起すことがなくなる。
ャージ期間)毎に、該各ノード■乃至@の寄生容量をプ
リチャージすることによって、上記サイクル期間■にお
けるように各ノード■乃至■に存在する寄生容量がアク
ティブ期間中に出力側の寄生容量と接続されるような場
合にも、上記した容量分割にもとづく出力レベルの変動
を起すことがなくなる。
第3図は、本発明の他の実施例としてのダイナミック型
デコーダ回路を示すもので、Q%’はそのゲートにクロ
ック信号T7が入力されるプリチャージ用のPチャネル
形トランジスタ、Ql’乃至Q4’はデコード用のPチ
ャネル形トランジスタ、Qh′はそのゲートにクロック
信号φ、が入力されるディスチャージ用のNチャネル形
トランジスタである。A乃至りはアドレス信号であって
先ずインバータ■、乃至r4によってレベル反転され、
次いで一方の入力側にクロック信号φ、が入力されるノ
アゲートC; + ’乃至G4’の他方の入力側に入力
され、該ノアゲートG + ’乃至G4’の各出力信号
A′乃至D′が該デコード用トランジスタQl’乃至Q
4’の各ゲートに入力される。
デコーダ回路を示すもので、Q%’はそのゲートにクロ
ック信号T7が入力されるプリチャージ用のPチャネル
形トランジスタ、Ql’乃至Q4’はデコード用のPチ
ャネル形トランジスタ、Qh′はそのゲートにクロック
信号φ、が入力されるディスチャージ用のNチャネル形
トランジスタである。A乃至りはアドレス信号であって
先ずインバータ■、乃至r4によってレベル反転され、
次いで一方の入力側にクロック信号φ、が入力されるノ
アゲートC; + ’乃至G4’の他方の入力側に入力
され、該ノアゲートG + ’乃至G4’の各出力信号
A′乃至D′が該デコード用トランジスタQl’乃至Q
4’の各ゲートに入力される。
この実施例では該クロック信号φ、がハイレベルとなっ
てトランジスタQ4’がオンとなるディスチャージ期間
がリセット期間であり、該ディスチャージ期間中は、該
クロック信号φ1がハイレベルであることによって、該
ノアゲートGt’乃至G4’の各自力信号A′乃至D’
(すなわち該デコード用トランジスタQl’乃至Q
4’の各入力信号)は、該入力されるアドレス信号A乃
至りのレベル如何に拘らずロウレベルとなる。
てトランジスタQ4’がオンとなるディスチャージ期間
がリセット期間であり、該ディスチャージ期間中は、該
クロック信号φ1がハイレベルであることによって、該
ノアゲートGt’乃至G4’の各自力信号A′乃至D’
(すなわち該デコード用トランジスタQl’乃至Q
4’の各入力信号)は、該入力されるアドレス信号A乃
至りのレベル如何に拘らずロウレベルとなる。
したがって該ディスチャージ期間中は、各デコード用P
チャネルトランジスタQl’乃至Q4’がすべてオンと
なり、各ノード■乃至@に存在する寄生容量内の電荷が
該デコード用トランジスタQl’乃至Q4’およびオン
状態のディスチャージ用トランジスタQ&’を通してア
ース側にディスチャージされ、各ノード■乃至のの電位
がロウレベルとされる。
チャネルトランジスタQl’乃至Q4’がすべてオンと
なり、各ノード■乃至@に存在する寄生容量内の電荷が
該デコード用トランジスタQl’乃至Q4’およびオン
状態のディスチャージ用トランジスタQ&’を通してア
ース側にディスチャージされ、各ノード■乃至のの電位
がロウレベルとされる。
したがって次のアクティブ期間(非選択期間)中に、仮
にアドレス信号A、B、Cがロウレベルとなり、またア
ドレス信号りがハイレベルとなって、これら各レベルの
アドレス信号A乃至りがそのまま各ノアゲートGl′乃
至G4’の出力側から信号A′乃至D′として各デコー
ド用トランジスタに入力され、それによってトランジス
タQl’乃至Q、′がオンとなり、トランジスタQ4’
がオフとなっても、出力側(トランジスタQl’とQ6
’との接続点)からとり出される信号OUTは完全なロ
ウレベルを維持し、上述した容量分割によってハイレベ
ル側(選択側)に上昇することはない。
にアドレス信号A、B、Cがロウレベルとなり、またア
ドレス信号りがハイレベルとなって、これら各レベルの
アドレス信号A乃至りがそのまま各ノアゲートGl′乃
至G4’の出力側から信号A′乃至D′として各デコー
ド用トランジスタに入力され、それによってトランジス
タQl’乃至Q、′がオンとなり、トランジスタQ4’
がオフとなっても、出力側(トランジスタQl’とQ6
’との接続点)からとり出される信号OUTは完全なロ
ウレベルを維持し、上述した容量分割によってハイレベ
ル側(選択側)に上昇することはない。
なお第3図の実施例においては、すべてのアドレス信号
A乃至りがロウレベルとなった期間が選択期間であり、
そのアクティブ期間中には、該ロウレベルのアドレス信
号A乃至りがそのままロウレベル信号A′乃至D′とし
て各デコード用トランジスタQl’乃至Q4’に入力さ
れて各デコード用トランジスタQl’乃至Q、′がオン
となり、更にロウレベルのクロック信号T1が入力され
るプリチャージ用トランジスタQS′がオンとなること
によって、該出力信号OUTの電位がハイレベルとなり
選択状態となる。
A乃至りがロウレベルとなった期間が選択期間であり、
そのアクティブ期間中には、該ロウレベルのアドレス信
号A乃至りがそのままロウレベル信号A′乃至D′とし
て各デコード用トランジスタQl’乃至Q4’に入力さ
れて各デコード用トランジスタQl’乃至Q、′がオン
となり、更にロウレベルのクロック信号T1が入力され
るプリチャージ用トランジスタQS′がオンとなること
によって、該出力信号OUTの電位がハイレベルとなり
選択状態となる。
第4図は、第1図に示されるダイナミック型デコーダ回
路を利用して4つのアドレス入力信号A乃至りにより1
6個の出力信号01lT 1乃至OUT 16を出力す
る場合のデコーダ回路の全体構成を示すもので、各デコ
ーダ回路に入力される信号A′。
路を利用して4つのアドレス入力信号A乃至りにより1
6個の出力信号01lT 1乃至OUT 16を出力す
る場合のデコーダ回路の全体構成を示すもので、各デコ
ーダ回路に入力される信号A′。
I7乃至D′、■7は、各インバータ11乃至I4、各
ナントゲートGz+ G+zr乃至G41゜G4!、各
インバータIII′、Ilt′乃至■41′、14t’
、および各インバータi 、、II 、 l 、、H乃
至(4,II 、 l 4tHによって構成される回路
によって生成される。
ナントゲートGz+ G+zr乃至G41゜G4!、各
インバータIII′、Ilt′乃至■41′、14t’
、および各インバータi 、、II 、 l 、、H乃
至(4,II 、 l 4tHによって構成される回路
によって生成される。
第5図は、本発明の更に他の実施例を示すもので、この
実施例では上記第1図の実施例に示されるトランジスタ
Q、(ディスチャージ用トランジスタQsに直接接続さ
れるデコード用トランジスタ)のゲートには、アドレス
信号りが直接入力される。
実施例では上記第1図の実施例に示されるトランジスタ
Q、(ディスチャージ用トランジスタQsに直接接続さ
れるデコード用トランジスタ)のゲートには、アドレス
信号りが直接入力される。
すなわち本発明では上述したように上記各ノード■乃至
■に存在する寄生容量と出力側の寄生容量との容量分割
を問題にしており、原理的には上記第1図に示されるイ
ンバータ■4およびナンドゲ−トG sは必ずしも必要
ないからである。なおA 、 B 、 C,およびD信
号のタイミングを調節する目的で、第1図のようにイン
バータI4%ナントゲートG4を設けてもよい。
■に存在する寄生容量と出力側の寄生容量との容量分割
を問題にしており、原理的には上記第1図に示されるイ
ンバータ■4およびナンドゲ−トG sは必ずしも必要
ないからである。なおA 、 B 、 C,およびD信
号のタイミングを調節する目的で、第1図のようにイン
バータI4%ナントゲートG4を設けてもよい。
また第6図は、本発明の更に他の実施例を示すもので、
該第6図に示される実施例ではアドレス信号AとBとが
ハイレベル、又はアドレス信号CとDとがハイレベルと
なったときに、クロック信号φtによりディスチャージ
用トランジスタQSがオンになると、出力側の信号OU
Tがロウレベルとなって選択状態となる。この場合にも
、デコード用トランジスタQ、、Q、間およびQs
、 Qa間に存在する寄生容量CI、C!が上述した問
題を起すことは、上記した各実施例の場合と同様である
。なおディスチャージ用トランジスタQSに直接接続さ
れるデコード用トランジスタQt 、Qaの各ゲート
にはそれぞれアドレス信号B、Dが直接入力されている
。
該第6図に示される実施例ではアドレス信号AとBとが
ハイレベル、又はアドレス信号CとDとがハイレベルと
なったときに、クロック信号φtによりディスチャージ
用トランジスタQSがオンになると、出力側の信号OU
Tがロウレベルとなって選択状態となる。この場合にも
、デコード用トランジスタQ、、Q、間およびQs
、 Qa間に存在する寄生容量CI、C!が上述した問
題を起すことは、上記した各実施例の場合と同様である
。なおディスチャージ用トランジスタQSに直接接続さ
れるデコード用トランジスタQt 、Qaの各ゲート
にはそれぞれアドレス信号B、Dが直接入力されている
。
本発明によれば、各デコード用トランジスタの各接続点
に存在する寄生容量が大きいような場合にも、アクティ
ブ期間中に、出力側に存在する寄生容量との容量分割に
よって出力レベルの変動を生ずることがなく、該出力レ
ベルの誤認を確実に防止することができる。
に存在する寄生容量が大きいような場合にも、アクティ
ブ期間中に、出力側に存在する寄生容量との容量分割に
よって出力レベルの変動を生ずることがなく、該出力レ
ベルの誤認を確実に防止することができる。
第1図は、本発明の1実施例としてのダイナミック型デ
コーダ回路の基本構成を示す回路図、第2図は、第1図
の回路の動作を示すタイミング図、 第3図は、本発明の他の実施例としてのダイナミック型
デコーダ回路の基本構成を示す回路図、第4図は、第1
図のデコーダ回路を利用して4人力16出力のデコーダ
回路を構成した場合の全体構成を示す回路図、 第5図および第6図は、それぞれ本発明の更に他の実施
例としてのダイナミック型デコーダ回路の基本構成を示
す図である。 第7図は、従来技術としてのダイナミック型デコーダ回
路を例示する回路図、 第8図は、第7図の回路の動作を示すタイミング図であ
る。 (符号の説明) Q、〜Q、・−Nチャネルトランジスタ、Q、・・・P
チャネルトランジスタ、 Ql’〜Q、′・・・Pチャネルトランジスタ、Q4’
・・・Nチャネルトランジスタ、A−D・・・アドレス
信号、 φ1 、φ3・・・ディスチャージ用クロック信号、′
ir、 ■、・・・プリチャージ用クロック信号、G
+ ”’ G a・・・ナントゲート、Gl’〜G4
’・・・ノアゲート、 11〜1m””インバータ。 本発明の1実施例としての デコーダ回路を示す図 Qlへ自−Nチャネルトランジスター 06−−− Pチャネルトランジスター第1図の回路の
動作を示すタイミング図第2図 デコーダ回路を示す図 第3図 Q′1〜Q’1−−− PチャネルトランジスタQs
−−−Nチャネルトランジスタ ボ5図 第6図 従来技術としてのデコーダ回路 を例示する図 第7図 第7図の回路の動作を示すタイミング図第8図
コーダ回路の基本構成を示す回路図、第2図は、第1図
の回路の動作を示すタイミング図、 第3図は、本発明の他の実施例としてのダイナミック型
デコーダ回路の基本構成を示す回路図、第4図は、第1
図のデコーダ回路を利用して4人力16出力のデコーダ
回路を構成した場合の全体構成を示す回路図、 第5図および第6図は、それぞれ本発明の更に他の実施
例としてのダイナミック型デコーダ回路の基本構成を示
す図である。 第7図は、従来技術としてのダイナミック型デコーダ回
路を例示する回路図、 第8図は、第7図の回路の動作を示すタイミング図であ
る。 (符号の説明) Q、〜Q、・−Nチャネルトランジスタ、Q、・・・P
チャネルトランジスタ、 Ql’〜Q、′・・・Pチャネルトランジスタ、Q4’
・・・Nチャネルトランジスタ、A−D・・・アドレス
信号、 φ1 、φ3・・・ディスチャージ用クロック信号、′
ir、 ■、・・・プリチャージ用クロック信号、G
+ ”’ G a・・・ナントゲート、Gl’〜G4
’・・・ノアゲート、 11〜1m””インバータ。 本発明の1実施例としての デコーダ回路を示す図 Qlへ自−Nチャネルトランジスター 06−−− Pチャネルトランジスター第1図の回路の
動作を示すタイミング図第2図 デコーダ回路を示す図 第3図 Q′1〜Q’1−−− PチャネルトランジスタQs
−−−Nチャネルトランジスタ ボ5図 第6図 従来技術としてのデコーダ回路 を例示する図 第7図 第7図の回路の動作を示すタイミング図第8図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、第1の電源線と出力端との間に接続され、リセット
期間に導通して該出力端を所定電位に設定する第1のト
ランジスタと、 第2の電源線に接続され、デコード期間に導通する第2
のトランジスタと、 前記出力端と該第2のトランジスタとの間に直列に接続
された複数のデコード用トランジスタと前記出力端と前
記第2のトランジスタに直接接続されたデコード用トラ
ンジスタとの間に接続されているデコード用トランジス
タをアドレス情報にかかわらず前記リセット期間に強制
的に導通させる手段とを有することを特徴とするダイナ
ミック型デコーダ回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62061123A JPS63228494A (ja) | 1987-03-18 | 1987-03-18 | ダイナミツク型デコ−ダ回路 |
US07/166,271 US4827160A (en) | 1987-03-18 | 1988-03-10 | Dynamic decoder circuit with charge-sharing prevention means |
EP19880302200 EP0283228A3 (en) | 1987-03-18 | 1988-03-14 | Dynamic type decoder circuit |
KR1019880002896A KR910009405B1 (ko) | 1987-03-18 | 1988-03-18 | 전하분할 방지수단을 가진 다이나믹형 디코우더 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62061123A JPS63228494A (ja) | 1987-03-18 | 1987-03-18 | ダイナミツク型デコ−ダ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63228494A true JPS63228494A (ja) | 1988-09-22 |
Family
ID=13161984
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62061123A Pending JPS63228494A (ja) | 1987-03-18 | 1987-03-18 | ダイナミツク型デコ−ダ回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4827160A (ja) |
EP (1) | EP0283228A3 (ja) |
JP (1) | JPS63228494A (ja) |
KR (1) | KR910009405B1 (ja) |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2598081B2 (ja) * | 1988-05-16 | 1997-04-09 | 株式会社東芝 | 半導体メモリ |
JP2555165B2 (ja) * | 1988-10-27 | 1996-11-20 | 富士通株式会社 | ナンド回路 |
JPH0793026B2 (ja) * | 1989-09-20 | 1995-10-09 | 富士通株式会社 | デコーダ回路 |
JP2679420B2 (ja) * | 1991-02-01 | 1997-11-19 | 日本電気株式会社 | 半導体論理回路 |
JPH04298895A (ja) * | 1991-03-26 | 1992-10-22 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 半導体記憶回路 |
US5208490A (en) * | 1991-04-12 | 1993-05-04 | Hewlett-Packard Company | Functionally complete family of self-timed dynamic logic circuits |
US5389835A (en) * | 1991-04-12 | 1995-02-14 | Hewlett-Packard Company | Vector logic method and dynamic mousetrap logic gate for a self-timed monotonic logic progression |
US5142167A (en) * | 1991-05-01 | 1992-08-25 | International Business Machines Corporation | Encoding for simultaneous switching output noise reduction |
JPH06231578A (ja) * | 1993-02-04 | 1994-08-19 | Nec Corp | ダイナミック型デコーダ |
JP2616684B2 (ja) * | 1993-12-28 | 1997-06-04 | 日本電気株式会社 | デコーダ回路 |
US5530659A (en) * | 1994-08-29 | 1996-06-25 | Motorola Inc. | Method and apparatus for decoding information within a processing device |
US5534797A (en) * | 1994-12-23 | 1996-07-09 | At&T Corp. | Compact and fast row driver/decoder for semiconductor memory |
US5541536A (en) * | 1995-03-01 | 1996-07-30 | Sun Microsystems, Inc. | Rubberband logic |
US5532625A (en) * | 1995-03-01 | 1996-07-02 | Sun Microsystems, Inc. | Wave propagation logic |
US5642061A (en) * | 1995-04-17 | 1997-06-24 | Hitachi America, Ltd. | Short circuit current free dynamic logic clock timing |
US5880608A (en) * | 1996-12-27 | 1999-03-09 | Intel Corporation | Pulsed domino latches |
US5821775A (en) * | 1996-12-27 | 1998-10-13 | Intel Corporation | Method and apparatus to interface monotonic and non-monotonic domino logic |
GB9903253D0 (en) * | 1999-02-12 | 1999-04-07 | Sgs Thomson Microelectronics | Logic circuit |
US8964499B2 (en) | 2013-02-21 | 2015-02-24 | Winbond Electronics Corp. | Row decoding circuit |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3982138A (en) * | 1974-10-09 | 1976-09-21 | Rockwell International Corporation | High speed-low cost, clock controlled CMOS logic implementation |
US4200917A (en) * | 1979-03-12 | 1980-04-29 | Motorola, Inc. | Quiet column decoder |
DE3001389A1 (de) * | 1980-01-16 | 1981-07-23 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung in integrierter schaltungstechnik mit feldeffekttransistoren |
JPS58182184A (ja) * | 1982-04-17 | 1983-10-25 | Fujitsu Ltd | デコ−ダ回路 |
CA1204171A (en) * | 1983-07-15 | 1986-05-06 | Stephen K. Sunter | Programmable logic array |
US4570084A (en) * | 1983-11-21 | 1986-02-11 | International Business Machines Corporation | Clocked differential cascode voltage switch logic systems |
US4569032A (en) * | 1983-12-23 | 1986-02-04 | At&T Bell Laboratories | Dynamic CMOS logic circuits for implementing multiple AND-functions |
US4649296A (en) * | 1984-07-13 | 1987-03-10 | At&T Bell Laboratories | Synthetic CMOS static logic gates |
US4700086A (en) * | 1985-04-23 | 1987-10-13 | International Business Machines Corporation | Consistent precharge circuit for cascode voltage switch logic |
FR2596595B1 (fr) * | 1986-03-28 | 1988-05-13 | Radiotechnique Compelec | Porte logique mos du type domino |
US4710650A (en) * | 1986-08-26 | 1987-12-01 | American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Dual domino CMOS logic circuit, including complementary vectorization and integration |
-
1987
- 1987-03-18 JP JP62061123A patent/JPS63228494A/ja active Pending
-
1988
- 1988-03-10 US US07/166,271 patent/US4827160A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-03-14 EP EP19880302200 patent/EP0283228A3/en not_active Withdrawn
- 1988-03-18 KR KR1019880002896A patent/KR910009405B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0283228A2 (en) | 1988-09-21 |
EP0283228A3 (en) | 1990-12-27 |
KR910009405B1 (ko) | 1991-11-15 |
KR880011794A (ko) | 1988-10-31 |
US4827160A (en) | 1989-05-02 |
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