JPS63225083A - エレベ−タの制御装置 - Google Patents
エレベ−タの制御装置Info
- Publication number
- JPS63225083A JPS63225083A JP62053937A JP5393787A JPS63225083A JP S63225083 A JPS63225083 A JP S63225083A JP 62053937 A JP62053937 A JP 62053937A JP 5393787 A JP5393787 A JP 5393787A JP S63225083 A JPS63225083 A JP S63225083A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- switching
- elevator
- triangular wave
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000007689 inspection Methods 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Elevator Control (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
(産業上の利用分野)
本発明はエレベータの制御装置に関するものである。
(従来の技術)
従来、エレベータの制御装置としては105醜/分以下
の中、低速エレベータにおいては交流電動機を用いた1
次電圧制御が主流であり、それ以上の速度のエレベータ
においては直流電動機によるサイリスタレオナード制御
がその主流であった。しかし近年交流電動機の可変電圧
、可変周波数制御技術の進歩に伴って、エレベータにお
いても、インバータ装置を用いた交流電動機の可変電圧
可変周波数制御方式が中、低速エレベータはもとより、
高速及び超高速のエレベータにおいても広く用いられる
ようになった。インバータ制御装置では、その主回路部
に大電力トランジスタ(G−TR)などの半導体素子を
用い、その素子を高速でスイッチングさせることにより
、所望の交流電圧及び周波数を得ることができる。この
構成例を第4図に示す。
の中、低速エレベータにおいては交流電動機を用いた1
次電圧制御が主流であり、それ以上の速度のエレベータ
においては直流電動機によるサイリスタレオナード制御
がその主流であった。しかし近年交流電動機の可変電圧
、可変周波数制御技術の進歩に伴って、エレベータにお
いても、インバータ装置を用いた交流電動機の可変電圧
可変周波数制御方式が中、低速エレベータはもとより、
高速及び超高速のエレベータにおいても広く用いられる
ようになった。インバータ制御装置では、その主回路部
に大電力トランジスタ(G−TR)などの半導体素子を
用い、その素子を高速でスイッチングさせることにより
、所望の交流電圧及び周波数を得ることができる。この
構成例を第4図に示す。
エレベータの運転状況に応じて出力された速度指令信号
1と主電動機10に取り付けられた速度検出器15の速
度検出信号15aとが減算されその偏差がこの速度制御
演算装置に入力されその偏差に応じた電流基準2aが出
力される。これとlOの主電動機に供結される電流を検
出する電流検出器9の出力である電流検出値9aが減算
され、その偏差が3の電流制御演算装置に入力される。
1と主電動機10に取り付けられた速度検出器15の速
度検出信号15aとが減算されその偏差がこの速度制御
演算装置に入力されその偏差に応じた電流基準2aが出
力される。これとlOの主電動機に供結される電流を検
出する電流検出器9の出力である電流検出値9aが減算
され、その偏差が3の電流制御演算装置に入力される。
ここで、入力の偏差に応じた電圧基準3aが演算され出
力される。この電圧基準にしたがって、半導体素子で構
成されたインバータ主回路7を制御しなればならないわ
けであるが、この半導体素子は一種のスイッチとしての
動作しか行うことが出来ないため、この連続した電圧基
準に応じたスイッチング信号を生成しなくてはならない
このために行われるのが周波数変調であり、これは被変
調波としての電圧基準と変調波とを比較!II5に入力
することにより行われる。第5図は各部の波形図を示す
、(a)は被変調波としての電圧基準3aでここでは正
弦波となっている。(b)は変調波としての三角波波形
である。(C)は(a)と(b)を重ね合わせた波形で
あり、(d)は比較器5により(、)波形が(b)波形
の上にある期間のみに出される出力信号5aの波形を示
す、この様に(a)の正弦波は(b)の三角波と比較さ
れることにより、(d)に示すスイッチング波形に変調
され、この(d)のスイッチング波形の平均値を取ると
(a)の被変調波である電圧基準に相当することになる
。第5図において(b)の三角波の周波数を(a)の正
弦波に比較して十分高く設定できれば電流制御の追従性
改善や電動機に供結される電流リップルを低減すること
ができる。しかし、実際には主回路の半導体素子のスイ
ッチングに要する時間とそのスイッチングによって生ず
る電力損失によりその周波数は制限されることになる。
力される。この電圧基準にしたがって、半導体素子で構
成されたインバータ主回路7を制御しなればならないわ
けであるが、この半導体素子は一種のスイッチとしての
動作しか行うことが出来ないため、この連続した電圧基
準に応じたスイッチング信号を生成しなくてはならない
このために行われるのが周波数変調であり、これは被変
調波としての電圧基準と変調波とを比較!II5に入力
することにより行われる。第5図は各部の波形図を示す
、(a)は被変調波としての電圧基準3aでここでは正
弦波となっている。(b)は変調波としての三角波波形
である。(C)は(a)と(b)を重ね合わせた波形で
あり、(d)は比較器5により(、)波形が(b)波形
の上にある期間のみに出される出力信号5aの波形を示
す、この様に(a)の正弦波は(b)の三角波と比較さ
れることにより、(d)に示すスイッチング波形に変調
され、この(d)のスイッチング波形の平均値を取ると
(a)の被変調波である電圧基準に相当することになる
。第5図において(b)の三角波の周波数を(a)の正
弦波に比較して十分高く設定できれば電流制御の追従性
改善や電動機に供結される電流リップルを低減すること
ができる。しかし、実際には主回路の半導体素子のスイ
ッチングに要する時間とそのスイッチングによって生ず
る電力損失によりその周波数は制限されることになる。
半導体素子のスイッチングに要する時間及び電力損失は
主回路の電流が大きくなるのに比例して増加し、更に、
短時間の過負荷損失に着目すると被変調波としての電圧
基準信号が直流に近いほど、短時間では大きな電流を数
多くスイッチングする事になり電力損失が増加する。
主回路の電流が大きくなるのに比例して増加し、更に、
短時間の過負荷損失に着目すると被変調波としての電圧
基準信号が直流に近いほど、短時間では大きな電流を数
多くスイッチングする事になり電力損失が増加する。
この様なことからその変調周波数は、主回路の電圧及び
電流と制御する周波数範囲により決定される。こうして
変調を受けたスイッチング信号5aは6のベースドライ
ブ回路により増幅されて7のインバータ主回路の半導体
素子をドライブし、主回路をスイッチングすることにな
る。この様にして主電動機10にある電圧と周波数に制
御された交流電圧が印加され主電動機の回転が制御され
てエレベータを所要の速度指令に応じて運転することが
出来る。しかし、この様なインバータに用いられている
半導体素子は、従来、電圧制御に多く用いられていたサ
イリスタではインバータ制御に用いる場合その消弧回路
が複雑になるため主に消弧回路の不要なパワートランジ
スタ(以下、G−TRと言う、)自己消弧形素子が用い
られている。
電流と制御する周波数範囲により決定される。こうして
変調を受けたスイッチング信号5aは6のベースドライ
ブ回路により増幅されて7のインバータ主回路の半導体
素子をドライブし、主回路をスイッチングすることにな
る。この様にして主電動機10にある電圧と周波数に制
御された交流電圧が印加され主電動機の回転が制御され
てエレベータを所要の速度指令に応じて運転することが
出来る。しかし、この様なインバータに用いられている
半導体素子は、従来、電圧制御に多く用いられていたサ
イリスタではインバータ制御に用いる場合その消弧回路
が複雑になるため主に消弧回路の不要なパワートランジ
スタ(以下、G−TRと言う、)自己消弧形素子が用い
られている。
G−TRはサイリスタと比較しその制御性は優れている
が、その過負荷耐量、耐電圧及び電流容量はす2・イリ
スタに比較し小さい、また保護回路もより高速なものが
要求され、一般にヒユーズでは保護ができない、これら
の制約により、大きな電流容量を得るためには素子を並
列に接続する必要があり、保護回路も制御する値に対し
てあまり余裕を持たない値に設定しかつ高速にする必要
がある。
が、その過負荷耐量、耐電圧及び電流容量はす2・イリ
スタに比較し小さい、また保護回路もより高速なものが
要求され、一般にヒユーズでは保護ができない、これら
の制約により、大きな電流容量を得るためには素子を並
列に接続する必要があり、保護回路も制御する値に対し
てあまり余裕を持たない値に設定しかつ高速にする必要
がある。
(発明が解決しようとする問題点)
エレベータの竣工時及び定期点検時に行われる検査の一
つに非常止め装置作動させて、乗かとをロックした状態
で乗かごの下降方向に巻上機を操作し、綱車が回転して
も乗かごが下降しないことを確認する非常止め装置の動
作確認検査がある。
つに非常止め装置作動させて、乗かとをロックした状態
で乗かごの下降方向に巻上機を操作し、綱車が回転して
も乗かごが下降しないことを確認する非常止め装置の動
作確認検査がある。
この検査においては、通常のエレベータ運転では必要と
しない大きなトルクを発生する必要があり、そのために
大きな電流が主電動機に流れ込むことになる。またその
回転速度は当然遅く直流に近い周波数の低い交流波形と
なる。従ってエレベータの主回路制御装置としてはその
電流を供結しうる容量が要求される。このため、通常の
エレベータ運転では必要としない容量の主回路素子を選
定する必要があった。前述の様に主に使用されているG
−TRの場合、過負荷耐量が少いため、いかに短時間で
あっても、定格容量を越える負荷を加えることは、素子
の劣化や永久破壊につながり、それを防止するために過
電流検出値を小さくすると。
しない大きなトルクを発生する必要があり、そのために
大きな電流が主電動機に流れ込むことになる。またその
回転速度は当然遅く直流に近い周波数の低い交流波形と
なる。従ってエレベータの主回路制御装置としてはその
電流を供結しうる容量が要求される。このため、通常の
エレベータ運転では必要としない容量の主回路素子を選
定する必要があった。前述の様に主に使用されているG
−TRの場合、過負荷耐量が少いため、いかに短時間で
あっても、定格容量を越える負荷を加えることは、素子
の劣化や永久破壊につながり、それを防止するために過
電流検出値を小さくすると。
非常止め装置確認時に綱車が回り出す前に検出回路が動
作してしまう等の不具合が生じ、このために電流容量の
大きな素子を使用したり、あるいは素子を並列にして使
用する必要があり装置が複雑で高価になる欠点があった
。
作してしまう等の不具合が生じ、このために電流容量の
大きな素子を使用したり、あるいは素子を並列にして使
用する必要があり装置が複雑で高価になる欠点があった
。
特に高速エレベータに用いられるギヤレス駆動方式では
、エレベータ定格速度における制御周波数自体が10H
z前後であり、上記検査時の周波数はIHz以下と、素
子にとっては、はとんど直流に近い大電流が流れるため
電力損失に対する負担は更に大きくなる。
、エレベータ定格速度における制御周波数自体が10H
z前後であり、上記検査時の周波数はIHz以下と、素
子にとっては、はとんど直流に近い大電流が流れるため
電力損失に対する負担は更に大きくなる。
本発明の目的はインバータ装置を用いた交流電動機駆動
のエレベータにおいて、非常止め試験時でのインバータ
装置の半導体素子の過負荷耐量を十分確保できるエレベ
ータの制御装置を提供するものである。
のエレベータにおいて、非常止め試験時でのインバータ
装置の半導体素子の過負荷耐量を十分確保できるエレベ
ータの制御装置を提供するものである。
(問題点を解決するための手段)
速度指令信号に基づいて電圧基準値を演算する演算手段
と、エレベータの巻上機に電力を供結する電力変換装置
と、通常の運転の際には第1の周波数の三角波と前記演
算手段による電圧基準値とを比較することにより得たス
イッチング信号を前記電力変換装置のスイッチング素子
に与え、点検運転の際には第1の周波数より低い第2の
周波数の三角波と前記演算手段による電圧基準値とを比
較することにより得たスイッチング信号を前記電力変換
装置のスイッチング素子に与える比較手段とを設ける。
と、エレベータの巻上機に電力を供結する電力変換装置
と、通常の運転の際には第1の周波数の三角波と前記演
算手段による電圧基準値とを比較することにより得たス
イッチング信号を前記電力変換装置のスイッチング素子
に与え、点検運転の際には第1の周波数より低い第2の
周波数の三角波と前記演算手段による電圧基準値とを比
較することにより得たスイッチング信号を前記電力変換
装置のスイッチング素子に与える比較手段とを設ける。
(作 用)
比較演算通常の運転の際には第1の周波数の三角波と演
算手段による電圧基準値とを比較することにより得たス
イッチング信号を電力変換装置の曵ンツチング素子に与
え1点検運転の際には第1の周波数より低い第2の周波
数の三角波と演算手段による電圧基準値とを比較するこ
とにより得たスイッチング信号を電力変換装置のスイッ
チング素子に与えることによって1点検の際の電力変換
装置のスイッチング素子の過負荷耐量を十分確保するこ
とができる。
算手段による電圧基準値とを比較することにより得たス
イッチング信号を電力変換装置の曵ンツチング素子に与
え1点検運転の際には第1の周波数より低い第2の周波
数の三角波と演算手段による電圧基準値とを比較するこ
とにより得たスイッチング信号を電力変換装置のスイッ
チング素子に与えることによって1点検の際の電力変換
装置のスイッチング素子の過負荷耐量を十分確保するこ
とができる。
(実施例)
本発明に基づく一実施例を図面を用いて説明する。第1
図は本発明に基づく一実施例のエレベータの制御装置の
ブロック図を示す、第1図中、第4図に示されるものと
同一のものには同一符号を付する。
図は本発明に基づく一実施例のエレベータの制御装置の
ブロック図を示す、第1図中、第4図に示されるものと
同一のものには同一符号を付する。
本実施例においては、非常止め装置の試験を行う時には
通常のエレベータ運転を行っている場合の主回路素子の
スイッチング周波数よりも低い周波数で変調を行うこと
により、半導体素子のスイッチング損失を減少させ、短
時間の過負荷に耐える構成とする。21は非常止め装置
試験時に投入され変調波である三角波の周波数を切換る
切換スイッチ、20はこのスイッチ21の投入を検出し
、三角波発振器の切換信号を出力する切換回路、18.
19は20の切換回路の出力により導通及び非導通とな
る電子スイッチ、16.17はそれぞれ発振周波数の異
る三角波を発生する三角波発振器である。
通常のエレベータ運転を行っている場合の主回路素子の
スイッチング周波数よりも低い周波数で変調を行うこと
により、半導体素子のスイッチング損失を減少させ、短
時間の過負荷に耐える構成とする。21は非常止め装置
試験時に投入され変調波である三角波の周波数を切換る
切換スイッチ、20はこのスイッチ21の投入を検出し
、三角波発振器の切換信号を出力する切換回路、18.
19は20の切換回路の出力により導通及び非導通とな
る電子スイッチ、16.17はそれぞれ発振周波数の異
る三角波を発生する三角波発振器である。
通常のエレベータ運転時には21のスイッチがオフ状態
で20の切換回路によりスイッチ19が導通。
で20の切換回路によりスイッチ19が導通。
スイッチ18が非導通の状態となっており、第1の三角
波発振器16の出力により周波数変調が行われている。
波発振器16の出力により周波数変調が行われている。
その三角波の発振周波数をflとしておく1次に非常止
め装置試験の場合には21のスイッチをオン状態にする
ことにより、20の切換回路の出力がスイッチ19を非
導通、スイッチ18を導通の状態にし、第2の三角波発
振器17の出力により周波数変調が行われることになる
。この時の三角波の発振周波数をf2とすると、 f、
>f、の関係に設定しておくことにより、インバータ主
回路素子のスイッチング損失は主回路の電圧、電流が同
じであれば、はぼそのスイッチング周波数に比例するこ
とにより1通常のエレベータ運転の最大電流Ill非常
止め装置試験時に流れる最大電流■2とすると、次の式
のが成立つ。
め装置試験の場合には21のスイッチをオン状態にする
ことにより、20の切換回路の出力がスイッチ19を非
導通、スイッチ18を導通の状態にし、第2の三角波発
振器17の出力により周波数変調が行われることになる
。この時の三角波の発振周波数をf2とすると、 f、
>f、の関係に設定しておくことにより、インバータ主
回路素子のスイッチング損失は主回路の電圧、電流が同
じであれば、はぼそのスイッチング周波数に比例するこ
とにより1通常のエレベータ運転の最大電流Ill非常
止め装置試験時に流れる最大電流■2とすると、次の式
のが成立つ。
fx < −!−L f。
□、゛°゛■
かつ非常止め装置試験時には運転周波数が非常に低くな
るため、その分も考慮してflに対しf。
るため、その分も考慮してflに対しf。
を十分低く設定しておけば短時間過負荷による。
主回路半導体素子のスイッチング損失は通常の運転時の
最大負荷損失とほぼ同等に抑制することができる。
最大負荷損失とほぼ同等に抑制することができる。
次に、三角波発振器切換回路20について図面を用いて
説明する。第2図は切換回路20の構成図を示す、第2
図中、第1図に示されるものと同一のものには同一符号
を付する。
説明する。第2図は切換回路20の構成図を示す、第2
図中、第1図に示されるものと同一のものには同一符号
を付する。
21は第1図同様非常止め試験時に投入する切換スイッ
チ、22はこのスイッチの信号を切換回路に入力するイ
ンターフェイスとしてのフォトカブラ、23、24は電
流制限抵抗、25は負論理ゲート、26゜27はオペレ
ーションアンプ、29は電流制限抵抗、30はツェナー
ダイオード、30.31は電流制限抵抗、18、19は
スイッチとして動作する電界効果トランジスタ、32.
33は信号入力のための電源線でそれぞれ正と零の電位
、 34.35.36は制御回路用電源線でそれぞれ正
、零、負の電位である。
チ、22はこのスイッチの信号を切換回路に入力するイ
ンターフェイスとしてのフォトカブラ、23、24は電
流制限抵抗、25は負論理ゲート、26゜27はオペレ
ーションアンプ、29は電流制限抵抗、30はツェナー
ダイオード、30.31は電流制限抵抗、18、19は
スイッチとして動作する電界効果トランジスタ、32.
33は信号入力のための電源線でそれぞれ正と零の電位
、 34.35.36は制御回路用電源線でそれぞれ正
、零、負の電位である。
通常のエレベータ運転時にはスイッチ21はオフとなっ
ており、フォトカブラ22の1次側に電流が流れないた
め、2次側は零電位となっている。 。
ており、フォトカブラ22の1次側に電流が流れないた
め、2次側は零電位となっている。 。
ツェナーダイオード29の電圧は制御回路の正電位のラ
イン34と零電位ライン35の中間の電圧としておく、
するとオペレーションアンプ26の反転側入力は零電位
に対し、非反転側入力はツェナー電圧の正電位となって
いるから出力は正電位となる。
イン34と零電位ライン35の中間の電圧としておく、
するとオペレーションアンプ26の反転側入力は零電位
に対し、非反転側入力はツェナー電圧の正電位となって
いるから出力は正電位となる。
一方オペレーショナルアンプ27の入力は負論理ゲート
25により反転側入力は正電位となり、非反転側入力は
ツェナー電圧より正電位の方が高いためその出力は負電
位となる。電界効果トランジスタ18、19は正電圧印
加で導通、負電圧印加で非導通となるから電界効果トラ
ンジスタ19が導通となり電界効果トランジスタ18が
非導通となって、第2の三角波発振@17の三角波が変
調波として出力される。この周波数をf、とする、その
時の三角波と電圧基準波との波形を重ね合せたものを第
3図(a)に示す、これは第1図における比較器5に入
力される波形であり(b)は比較WI5から出力される
周波数変調後のスイッチング波形である。
25により反転側入力は正電位となり、非反転側入力は
ツェナー電圧より正電位の方が高いためその出力は負電
位となる。電界効果トランジスタ18、19は正電圧印
加で導通、負電圧印加で非導通となるから電界効果トラ
ンジスタ19が導通となり電界効果トランジスタ18が
非導通となって、第2の三角波発振@17の三角波が変
調波として出力される。この周波数をf、とする、その
時の三角波と電圧基準波との波形を重ね合せたものを第
3図(a)に示す、これは第1図における比較器5に入
力される波形であり(b)は比較WI5から出力される
周波数変調後のスイッチング波形である。
次に、非常止め装置試験時にはスイッチ21が投入され
フォトカブラ22の1次側に電流が流れ、2次側の電位
が制御回路の正電位となる。これによ 。
フォトカブラ22の1次側に電流が流れ、2次側の電位
が制御回路の正電位となる。これによ 。
リオベレーションアンプ26の反転入力側は正電位また
オペレーションアンプ27の反転入力側は零電位となり
オペレーションアンプ26の出力は負電位。
オペレーションアンプ27の反転入力側は零電位となり
オペレーションアンプ26の出力は負電位。
オペレーションアンプ27の出力は正電位となり、電界
効果トランジスター8が導通状態、電界効果トランジス
タ19が非導通状態に切換る。これにより第1の三角波
発振器16の三角波が変調波として入力される。三角波
発振器16の出力三角波の周波数をflとする。この時
の三角波と電圧基準波との重ね合せた図が第3図(o)
でこれが比較器5の入力となりその出力が第3図(d)
のスイッチング波形となる。第3図の(b)、(d)は
f、=−Lf1に選んだ場合のスイッチング波形であり
、11を圧基準となっている正弦波波形は同じであるが
(d)は(b)に比較してスイッチングの回数が減って
実効値では変化しないが粗くなる。
効果トランジスター8が導通状態、電界効果トランジス
タ19が非導通状態に切換る。これにより第1の三角波
発振器16の三角波が変調波として入力される。三角波
発振器16の出力三角波の周波数をflとする。この時
の三角波と電圧基準波との重ね合せた図が第3図(o)
でこれが比較器5の入力となりその出力が第3図(d)
のスイッチング波形となる。第3図の(b)、(d)は
f、=−Lf1に選んだ場合のスイッチング波形であり
、11を圧基準となっている正弦波波形は同じであるが
(d)は(b)に比較してスイッチングの回数が減って
実効値では変化しないが粗くなる。
この様に非常止め試験の場合にスイッチを切換えて、変
調周波数を切換ることにより第3図に示す様に主回路半
導体素子のスイッチング回数を減らすことができ、スイ
ッチング損失が減少し過負荷から素子を保護する事が出
来る。実際の装置においては変調周波数の周波数は数K
Hzであり、これに対し、電圧基準波形は数Hzのオー
ダーであるため、短時間に数多くのスイッチングが繰返
され短時間でもスイッチングにより発生する損失は大き
なものとなるので、スイッチング周波数を低くすること
は非常に効果がある。また通常のエレベータ運転ではこ
の様に変調周波数を低くすることは電流リップルによる
磁気騒音の増大や乗り心地に微妙に影響があるがこの様
な試験に限っては、その点は問題とならない。
調周波数を切換ることにより第3図に示す様に主回路半
導体素子のスイッチング回数を減らすことができ、スイ
ッチング損失が減少し過負荷から素子を保護する事が出
来る。実際の装置においては変調周波数の周波数は数K
Hzであり、これに対し、電圧基準波形は数Hzのオー
ダーであるため、短時間に数多くのスイッチングが繰返
され短時間でもスイッチングにより発生する損失は大き
なものとなるので、スイッチング周波数を低くすること
は非常に効果がある。また通常のエレベータ運転ではこ
の様に変調周波数を低くすることは電流リップルによる
磁気騒音の増大や乗り心地に微妙に影響があるがこの様
な試験に限っては、その点は問題とならない。
(他の実施例)
前述の実施例では、非常止め試験時に変調周波数を切換
るため特別に切換スイッチを設けたが、通常この試験を
行う場合はエレベータを点検運転状態として行うので、
点検運転切換スイッチとこの変調周波数切換スイッチを
共用する方式とする。
るため特別に切換スイッチを設けたが、通常この試験を
行う場合はエレベータを点検運転状態として行うので、
点検運転切換スイッチとこの変調周波数切換スイッチを
共用する方式とする。
通常点検運転時の運転速度は通常のエレベータの運転速
度と比較してずっと遅く、10分1程度であるから1周
波数が遅い場合には素子の短時間過負荷も直流に近い電
流を切ることになり増加するのでこの損失を減少させる
ことからも望ましくまた速度が遅いので変調周波数を低
くしても振動や乗心地に及ぼす影響も少い。
度と比較してずっと遅く、10分1程度であるから1周
波数が遅い場合には素子の短時間過負荷も直流に近い電
流を切ることになり増加するのでこの損失を減少させる
ことからも望ましくまた速度が遅いので変調周波数を低
くしても振動や乗心地に及ぼす影響も少い。
本発明によればインバータ装置を用いた交流電動機駆動
のエレベータにおいて、非常止め試験時でのインバータ
装置のスイッチング素子の過負荷耐量を十分確保できる
とともに、点検運転のときのみに必要とされる大容量の
スイッチング素子を設ける必要がなくなる。
のエレベータにおいて、非常止め試験時でのインバータ
装置のスイッチング素子の過負荷耐量を十分確保できる
とともに、点検運転のときのみに必要とされる大容量の
スイッチング素子を設ける必要がなくなる。
第1図は本発明に基づく一実施例のエレベータの制御装
置の構成図、第2図は第1図に示される切換回路の構成
図、第3図は第1図に示されるエレベータの制御装置に
おける周波数変調波形を示す図、第4図は従来のエレベ
ータの制御装置の構成図、第5図は第4図に示される制
御装置の各部の波形図である。 1・・・速度指令信号 2・・・速度制御演算装置3
・・・電流制御演算装置 5・・・比較器7・・・イ
ンバータ装W tO・・・巻上機16・・・第1
の三角波発振器 17・・・第2の三角波発振器 20・・・切換回路 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第3図
置の構成図、第2図は第1図に示される切換回路の構成
図、第3図は第1図に示されるエレベータの制御装置に
おける周波数変調波形を示す図、第4図は従来のエレベ
ータの制御装置の構成図、第5図は第4図に示される制
御装置の各部の波形図である。 1・・・速度指令信号 2・・・速度制御演算装置3
・・・電流制御演算装置 5・・・比較器7・・・イ
ンバータ装W tO・・・巻上機16・・・第1
の三角波発振器 17・・・第2の三角波発振器 20・・・切換回路 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 三俣弘文 第3図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 速度指令信号に基づいて電圧基準値を演算する演算手段
と、 エレベータの巻上機に電力を供結する電力変換装置と、 通常の運転の際には第1の周波数の三角波と前記演算手
段による電圧基準値とを比較することににより得たスイ
ッチング信号を前記電力変換装置のスイッチング素子に
与え、点検運転の際には第1の周波数より低い第2の周
波数の三角波と前記演算手段による電圧基準値とを比較
することにより得たスイッチング信号を前記電力変換装
置のスイッチング素子に与える比較演算手段 とを有するエレベータの制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62053937A JPS63225083A (ja) | 1987-03-11 | 1987-03-11 | エレベ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62053937A JPS63225083A (ja) | 1987-03-11 | 1987-03-11 | エレベ−タの制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63225083A true JPS63225083A (ja) | 1988-09-20 |
Family
ID=12956651
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62053937A Pending JPS63225083A (ja) | 1987-03-11 | 1987-03-11 | エレベ−タの制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63225083A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102009881A (zh) * | 2009-09-08 | 2011-04-13 | 株式会社安川电机 | 电梯控制装置及其控制方法 |
WO2014030194A1 (ja) * | 2012-08-24 | 2014-02-27 | 三菱電機株式会社 | エレベータの電力変換装置 |
-
1987
- 1987-03-11 JP JP62053937A patent/JPS63225083A/ja active Pending
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102009881A (zh) * | 2009-09-08 | 2011-04-13 | 株式会社安川电机 | 电梯控制装置及其控制方法 |
US8348020B2 (en) | 2009-09-08 | 2013-01-08 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Elevator control device with carrier frequency switch circuit |
WO2014030194A1 (ja) * | 2012-08-24 | 2014-02-27 | 三菱電機株式会社 | エレベータの電力変換装置 |
CN104540760A (zh) * | 2012-08-24 | 2015-04-22 | 三菱电机株式会社 | 电梯的电力变换装置 |
JP5835493B2 (ja) * | 2012-08-24 | 2015-12-24 | 三菱電機株式会社 | エレベータの電力変換装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6552736B2 (ja) | 電動機駆動装置 | |
KR100610414B1 (ko) | 피떠블유엠 사이클로 컨버터의 보호장치 및 그 보호방법 | |
KR950015173B1 (ko) | 교류 전동기 제어 장치 | |
JP4313203B2 (ja) | 電動モータ駆動装置 | |
CA1249642A (en) | Guard system for inverter apparatus | |
WO2016157391A1 (ja) | 駆動装置、マトリクスコンバータ及びエレベータシステム | |
JP2020058209A (ja) | モータ駆動装置 | |
JP2007028752A (ja) | エレベータ電動機制御装置 | |
CN112994584A (zh) | 马达驱动装置 | |
JPS63225083A (ja) | エレベ−タの制御装置 | |
JP4487155B2 (ja) | Pwmサイクロコンバータの保護装置 | |
EP0588388B1 (en) | Current-limiting system for voltage-type inverter | |
JPH05219752A (ja) | 電力変換装置の短絡保護装置 | |
JPS5967877A (ja) | インバ−タの電流制限方式 | |
JPH0530771A (ja) | インバータ駆動誘導電動機の直流制動方法 | |
WO2009101859A1 (ja) | インバータ装置とその制御方法 | |
JPH07154986A (ja) | 電動機制御方法 | |
JPH10239360A (ja) | 過電流検出回路 | |
JPS6162393A (ja) | インバ−タ装置 | |
JPH02219403A (ja) | 電気車用制御装置 | |
JPS6248201A (ja) | 車両用誘導電動機の制御装置 | |
JPS6026497A (ja) | 直流母線式インバ−タの過電圧保護回路 | |
JPH1118486A (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
KR910006300Y1 (ko) | 인버터 출력전류의 상간 억제 제어장치 | |
JPH02133095A (ja) | 静止型可変周波数電源装置及びモータ駆動装置 |