JPS6318981A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS6318981A JPS6318981A JP61162504A JP16250486A JPS6318981A JP S6318981 A JPS6318981 A JP S6318981A JP 61162504 A JP61162504 A JP 61162504A JP 16250486 A JP16250486 A JP 16250486A JP S6318981 A JPS6318981 A JP S6318981A
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野コ
この発明は、可変周波数電力変換装置により給電される
誘導電動機の制御装置に関するものである。
誘導電動機の制御装置に関するものである。
[従来の技術]
従来、この種の誘導電動機の制御装置としては。
第9図に示されたものがあった。かかる制御装置の構成
は例えば文献(@気学会論文誌 B分冊104巻11号
PP781−788.1984)に示されている。図
において、1は誘導電動機、2は誘導電動機1の回転速
度を検出する回転検出器、3は誘導電動機1の1次電流
を検出する電流検出器、4は誘導電動機1へ供給される
電力を所要の周波数を有する電力に変換する可変周波数
電力変換装置としての電圧形PWM (パルス幅変調式
)インバータ装置、5は誘導電動機1の2次磁束ベクト
ルの振幅を検出する磁束振幅検出器、6は誘導電動機1
の2次磁束ベクトルの位置を検出する磁束位置検出器、
7は電流検出器3の出力と磁束位置検出器6の出力とか
ら誘導電動機1の1次電流の励磁電流成分とトルク電流
成分とを発生する電流ベクトル変換器、8は2次磁束指
令発生器、9はトルク電流成分指令発生器、10は2次
磁束指令発生器8からの2次磁束指令値と磁束振幅検出
器5の出力との偏差に応じて励磁電流成分指令を発生す
る磁束制御回路、11はトルク電流成分指令発生器9の
出力と電流ベクトル変換器7の出力との偏差に応じてト
ルク電流成分の値がトルク電流成分指令値となるような
電圧成分を出力する第1の電流制御回路、12は磁束制
御回路10の出力と電流ベクトル変換器7の出力との偏
差に応じて励磁電流成分の値が磁束制御回路10から出
力される励磁電流成分指令値となるような電圧成分を出
力する第2の電流制御回路、13は第1の電流制御回路
11の出力、第2の電流制御回路12の出力および電流
ベクトル変換器7の出力から電圧形PWMインバータ装
置4への制御信号を発生する電圧ベクトル変換器である
。
は例えば文献(@気学会論文誌 B分冊104巻11号
PP781−788.1984)に示されている。図
において、1は誘導電動機、2は誘導電動機1の回転速
度を検出する回転検出器、3は誘導電動機1の1次電流
を検出する電流検出器、4は誘導電動機1へ供給される
電力を所要の周波数を有する電力に変換する可変周波数
電力変換装置としての電圧形PWM (パルス幅変調式
)インバータ装置、5は誘導電動機1の2次磁束ベクト
ルの振幅を検出する磁束振幅検出器、6は誘導電動機1
の2次磁束ベクトルの位置を検出する磁束位置検出器、
7は電流検出器3の出力と磁束位置検出器6の出力とか
ら誘導電動機1の1次電流の励磁電流成分とトルク電流
成分とを発生する電流ベクトル変換器、8は2次磁束指
令発生器、9はトルク電流成分指令発生器、10は2次
磁束指令発生器8からの2次磁束指令値と磁束振幅検出
器5の出力との偏差に応じて励磁電流成分指令を発生す
る磁束制御回路、11はトルク電流成分指令発生器9の
出力と電流ベクトル変換器7の出力との偏差に応じてト
ルク電流成分の値がトルク電流成分指令値となるような
電圧成分を出力する第1の電流制御回路、12は磁束制
御回路10の出力と電流ベクトル変換器7の出力との偏
差に応じて励磁電流成分の値が磁束制御回路10から出
力される励磁電流成分指令値となるような電圧成分を出
力する第2の電流制御回路、13は第1の電流制御回路
11の出力、第2の電流制御回路12の出力および電流
ベクトル変換器7の出力から電圧形PWMインバータ装
置4への制御信号を発生する電圧ベクトル変換器である
。
次に、この制御装置で用いられている制御方式の原理に
ついて説明する。
ついて説明する。
まず、公知のように固定子座標軸(これをd−q座標軸
とする)上の誘導電動機1の回転子側(2次側)の電圧
方程式は次式で与えられる。
とする)上の誘導電動機1の回転子側(2次側)の電圧
方程式は次式で与えられる。
(R2+ P L2)ΦA MR,ids+L2ωr
Φ円=O (R2+ p L2)Φ2Q−MR2iqs+L2ωr
@、d=0 ・・・ (1) 但し、 i ds、 i qsは1次電流のd軸、q
軸成分、Φに、Φ町は2次磁束のd軸、q軸成分、p=
d/dtは微分演算子、R2,L2. Mはそれぞれ誘
導電動機の2次巻線抵抗、2次巻線インダクタンスおよ
び1次2次巻線相互インダクタンスである。
Φ円=O (R2+ p L2)Φ2Q−MR2iqs+L2ωr
@、d=0 ・・・ (1) 但し、 i ds、 i qsは1次電流のd軸、q
軸成分、Φに、Φ町は2次磁束のd軸、q軸成分、p=
d/dtは微分演算子、R2,L2. Mはそれぞれ誘
導電動機の2次巻線抵抗、2次巻線インダクタンスおよ
び1次2次巻線相互インダクタンスである。
また発生トルクTMは次式で示される。
TM= p m (M/ L2)(i(IsΦm1−i
dsΦ29)・・・ (2) 但し、pmは誘導電動機の極対数である。
dsΦ29)・・・ (2) 但し、pmは誘導電動機の極対数である。
次に(1)、(2)式を任意の角速度ω。で回転する回
転座標軸(これをイーq°座標軸とする)上の関係式に
変換するために次式で示される座標回転の関係式を用い
る ・・・ (3) Φに=ΦJ cosθ。−Φ2q@5inO。
転座標軸(これをイーq°座標軸とする)上の関係式に
変換するために次式で示される座標回転の関係式を用い
る ・・・ (3) Φに=ΦJ cosθ。−Φ2q@5inO。
Φ円=ΦJ sinθ0+Φ2Q” C05θ。
・・・ (4)
但し、θ。=fω。dt ・・・ (5
)(3)、(4)式を(1)、(2)式に代入してi
ds、 i qs、Φ−およびΦ四を消去すると次式が
得られる。
)(3)、(4)式を(1)、(2)式に代入してi
ds、 i qs、Φ−およびΦ四を消去すると次式が
得られる。
(Rz+pL2)ΦJ−MRzi晶
−L2(ω0−ωr)Φイ=O
・・・ (6)
(R2+ P L2)ΦイーMR2iq−+L2(CL
Io−ωr)Φ、cl’=0・・・ (7) T M = p m (M/ L2)(l q〜Φ、d
” −i dsΦイ)・・・ (8) ここで、Φ四I=oとなる条件を求める。(6)。
Io−ωr)Φ、cl’=0・・・ (7) T M = p m (M/ L2)(l q〜Φ、d
” −i dsΦイ)・・・ (8) ここで、Φ四I=oとなる条件を求める。(6)。
(7)式アΦイ=Oとおくと次式が得られる。
(6)式より。
ΦJ= (M/(1+pT2))id’s・・・ (9
)(7)式より (IJ。: +11 r + (M/ T2)(19’
S/Φ2q″)・・・ (10) 但し5T2は2次時定数で、r−2/ R!で表される
。
)(7)式より (IJ。: +11 r + (M/ T2)(19’
S/Φ2q″)・・・ (10) 但し5T2は2次時定数で、r−2/ R!で表される
。
従って、(10)式に応じて回転座標軸の角速度ω0を
定めれば常にΦイを零とすることができる。
定めれば常にΦイを零とすることができる。
そのとき、角速度ω。を求めるためには(10)式より
ωr、iqs、ΦIの値が必要であるが、2次磁束ΦI
は(9)式の関係を用いててi4がら求めることができ
る。
ωr、iqs、ΦIの値が必要であるが、2次磁束ΦI
は(9)式の関係を用いててi4がら求めることができ
る。
ここで、(8)式においてΦ211”=Oとすると次式
が得られる。
が得られる。
T M = p m (M / L z) l q’
ΦI・・・(11)従って、idsを一定に保てばΦI
も一定となるので、発生トルクは19−に比例する。ま
た(9)式より、i4はΦIと同相の成分であり、また
iqbの変化によってΦノは変化しないので、iqbは
ΦIと直交する成分であることがわかる。このことから
、ids、iq−はそれぞれ励磁電流成分。
ΦI・・・(11)従って、idsを一定に保てばΦI
も一定となるので、発生トルクは19−に比例する。ま
た(9)式より、i4はΦIと同相の成分であり、また
iqbの変化によってΦノは変化しないので、iqbは
ΦIと直交する成分であることがわかる。このことから
、ids、iq−はそれぞれ励磁電流成分。
トルク電流成分と呼ばれる。
更に、励磁電流成分ids、トルク電流成分i qsは
次式に示す変換式[これは(3)式の逆変換式となるコ
から1次電流のd軸、q軸成分ids。
次式に示す変換式[これは(3)式の逆変換式となるコ
から1次電流のd軸、q軸成分ids。
iqsより得られる。
id”s= 1dscosθ。+1qssinθ。
1qs= −ids sinθo+1qscosO0・
・・ (12) ところで、1次電流のd軸、q軸成分ids。
・・ (12) ところで、1次電流のd軸、q軸成分ids。
iqsとU相巻線およびV相巻線の1次電流ius。
ivsの間の関係式は公知のように次式で与えられる。
i ds = (f];77) i usi qs
= (1/ J□ ) i us+v”T i v
s・・・ (13) 以上のことから、誘導電動機の1次電流ius。
= (1/ J□ ) i us+v”T i v
s・・・ (13) 以上のことから、誘導電動機の1次電流ius。
ivsおよび回転速度ωrにより、2次磁束Φl。
励磁電流成分i4およびトルク電流成分iqちが演算で
きることがわかる。
きることがわかる。
次に動作について説明する。第9図において磁束振幅検
出器5は(9)式の演算を行なって励磁電流成分i4か
ら2次磁束(振幅)ΦIを出力する。また、磁束位置検
出器6は(5) 、 (10)式より2次磁束ベクトル
の位置θ。を演算し、さらに内蔵の正弦波発生器により
2つの正弦波信号sinθ。。
出器5は(9)式の演算を行なって励磁電流成分i4か
ら2次磁束(振幅)ΦIを出力する。また、磁束位置検
出器6は(5) 、 (10)式より2次磁束ベクトル
の位置θ。を演算し、さらに内蔵の正弦波発生器により
2つの正弦波信号sinθ。。
cosθ。を出力する。電流ベクトル変換器7は1大電
流i us、 ivsおよび磁束位置ベクトルsjnθ
。。
流i us、 ivsおよび磁束位置ベクトルsjnθ
。。
cosθ。から(12) 、 (13)式の演算を行な
って励磁電流成分i乙、)−ルク電流成分iq−を出力
する。
って励磁電流成分i乙、)−ルク電流成分iq−を出力
する。
次に、(11)式より誘導電動機の発生トルクを制御す
るためには、i qsとΦIとを制御すればよいことが
わかる。そのために、第9図において2次磁束指令発生
器8から出力される2次磁束指令値dJと磁束振幅検出
器5から出力される実際の2次磁束ΦIとが一致するよ
うに磁束制御回路10は動作し、励磁電流成分指令i傘
晶を出力する6次に、第1の電流制御回路11では、ト
ルク電流成分指令発生器9から出力されるトルク電流成
分指令i”q%tと電流ベクトル変換器7から出力され
る実際のトルク電流成分jq”sとがフィードバック制
御され1次電圧の9“軸成分指令V”q’+が出力され
る。
るためには、i qsとΦIとを制御すればよいことが
わかる。そのために、第9図において2次磁束指令発生
器8から出力される2次磁束指令値dJと磁束振幅検出
器5から出力される実際の2次磁束ΦIとが一致するよ
うに磁束制御回路10は動作し、励磁電流成分指令i傘
晶を出力する6次に、第1の電流制御回路11では、ト
ルク電流成分指令発生器9から出力されるトルク電流成
分指令i”q%tと電流ベクトル変換器7から出力され
る実際のトルク電流成分jq”sとがフィードバック制
御され1次電圧の9“軸成分指令V”q’+が出力され
る。
また、第2の電流制御回路12では、磁束制御回路1o
から出力される励磁電流成分指令i−4と電流ベクトル
変換器7から出力される実際の励磁電流成分id%とが
フィードバック制御され1次電圧の♂軸成分指令v−6
が出力される。さらに、電圧ベクトル変換器13は以下
の演算を行なって、1次電圧指令−IJs、V”VS、
V”WSを出力する。
から出力される励磁電流成分指令i−4と電流ベクトル
変換器7から出力される実際の励磁電流成分id%とが
フィードバック制御され1次電圧の♂軸成分指令v−6
が出力される。さらに、電圧ベクトル変換器13は以下
の演算を行なって、1次電圧指令−IJs、V”VS、
V”WSを出力する。
、 v”ds = v” a cosθ、 −v” q
’s sinθ0’lv’qs= v”a sin O
o+ v’qs cosθ。
’s sinθ0’lv’qs= v”a sin O
o+ v’qs cosθ。
・ ・ ・(14)
= (V]うr丁) [v”dscos(θ、 −
(2/3) K )−V傘qs 5in(θ 。−
(2/3) π )]v”ws= −(v’us+
v”vs)・ ・ ・ (15) (14) 、 (15)式はそれぞれ(3) 、(13
)式に対応する関係式である。
(2/3) K )−V傘qs 5in(θ 。−
(2/3) π )]v”ws= −(v’us+
v”vs)・ ・ ・ (15) (14) 、 (15)式はそれぞれ(3) 、(13
)式に対応する関係式である。
次に、電圧形PWMインバータ装@4では、高周波のパ
ルス幅変調動作(P W M動作)により指令通りの1
次電圧が誘導電動機1に供給される。
ルス幅変調動作(P W M動作)により指令通りの1
次電圧が誘導電動機1に供給される。
ところで、磁束制御回路10.第1の電流制御回路11
および第2の電流制御回路12にそれぞれPI演算型の
コントローラを用いると、オフセットのない制御が可能
であるに の結果、誘導電動機のトルクと2次磁束とをそれぞれの
指令通りに独立に制御することが可能となる。
および第2の電流制御回路12にそれぞれPI演算型の
コントローラを用いると、オフセットのない制御が可能
であるに の結果、誘導電動機のトルクと2次磁束とをそれぞれの
指令通りに独立に制御することが可能となる。
[発明が解決しようとする問題点コ
従来の誘導電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるが、可変周波数電力変換装置として利用される電圧
形PWMインバータ装置などに用いられる半導体スイッ
チング素子の電流耐量の制限から、誘導電動機に供給で
きる1次電流の最大振幅は制約を受ける。このため、従
来は、トルク電流成分指令発生器9の出力および励磁電
流成分指令を発生する磁束制御回路10の出力に、それ
ぞれリミッタ回路が設けられている。
いるが、可変周波数電力変換装置として利用される電圧
形PWMインバータ装置などに用いられる半導体スイッ
チング素子の電流耐量の制限から、誘導電動機に供給で
きる1次電流の最大振幅は制約を受ける。このため、従
来は、トルク電流成分指令発生器9の出力および励磁電
流成分指令を発生する磁束制御回路10の出力に、それ
ぞれリミッタ回路が設けられている。
しかし、従来のリミッタ回路のリミット値は固定である
ため、次のような問題点があった。即ち、制約を受ける
のは1次電流の最大振幅であるので、リミット設定値を
どのように選ぶかが困難である。
ため、次のような問題点があった。即ち、制約を受ける
のは1次電流の最大振幅であるので、リミット設定値を
どのように選ぶかが困難である。
例えば、トルク電流成分指令および励磁電流成分指令の
リミッタ回路のリミット値をそれぞれ流し得る1次電流
の許容最大振幅に等しく選ぶと、運転状態によっては許
容最大振幅の約1.4倍の1次電流が流れる。このため
、リミット値を許容最大振幅より下げる必要がある。
リミッタ回路のリミット値をそれぞれ流し得る1次電流
の許容最大振幅に等しく選ぶと、運転状態によっては許
容最大振幅の約1.4倍の1次電流が流れる。このため
、リミット値を許容最大振幅より下げる必要がある。
ところで、(9)式かられかるように2次磁束Φノは励
磁電流成分icl’qの変化に対し一次遅れで追従する
。従って、2次磁束の応答を速めようと 。
磁電流成分icl’qの変化に対し一次遅れで追従する
。従って、2次磁束の応答を速めようと 。
すると、過渡的に大振幅のi4を誘導電動機に供給する
必要がある。しかし、リミッタ回路のために、2次磁束
の応答を上げることができないという問題点がある。
必要がある。しかし、リミッタ回路のために、2次磁束
の応答を上げることができないという問題点がある。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、リミッタ回路のリミット値を変えうるように
して、1次電流の許容最大振幅の制限の下で、運転状態
に応じて常に最適の励磁電流成分およびトルク電流成分
を誘導電動機に供給できるようにした誘導電動機の制御
装置を得ることを目的とする。
たもので、リミッタ回路のリミット値を変えうるように
して、1次電流の許容最大振幅の制限の下で、運転状態
に応じて常に最適の励磁電流成分およびトルク電流成分
を誘導電動機に供給できるようにした誘導電動機の制御
装置を得ることを目的とする。
[問題点を解決するための手段]
この発明に係る誘導電動機の制御装置は、運転状態に応
じて、トルク電流成分指令および励磁電流成分指令のリ
ミット値を可変にするための可変リミッタ回路を、最適
なトルク電流成分および励磁電流成分を誘導電動機に供
給するための手段として用いたものである。
じて、トルク電流成分指令および励磁電流成分指令のリ
ミット値を可変にするための可変リミッタ回路を、最適
なトルク電流成分および励磁電流成分を誘導電動機に供
給するための手段として用いたものである。
[作 用コ
この発明における誘導電動機の制御装置では、その可変
リミッタ回路の働きにより例えば負荷が軽くトルク電流
成分指令の値が小さいときは、励磁電流成分指令のリミ
ット値を大きくすることによって大振幅の励磁電流成分
を誘導電動機に供給できるようにすることができる。こ
れにより始動時などに高速に2次磁束を確立すべく有効
に作用する。
リミッタ回路の働きにより例えば負荷が軽くトルク電流
成分指令の値が小さいときは、励磁電流成分指令のリミ
ット値を大きくすることによって大振幅の励磁電流成分
を誘導電動機に供給できるようにすることができる。こ
れにより始動時などに高速に2次磁束を確立すべく有効
に作用する。
[発明の実施例コ
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第1
図において、1,2,3,7,8,9゜10.11.1
2および13で示すものは上記第9図に示す従来装置の
ものと同じであるので、その説明は省略する。
図において、1,2,3,7,8,9゜10.11.1
2および13で示すものは上記第9図に示す従来装置の
ものと同じであるので、その説明は省略する。
さて、1′4は可変周波数電力変換装置で、この可変周
波数電力変換装置14は電源(図示せず)と誘導電動機
1との間に接続された複数の固体スイッチを有する固体
スイッチ回路であって1例えば第9図の電圧形PWMイ
ンバータ装は4のような回路が使用される。15は磁束
振幅検出器で。
波数電力変換装置14は電源(図示せず)と誘導電動機
1との間に接続された複数の固体スイッチを有する固体
スイッチ回路であって1例えば第9図の電圧形PWMイ
ンバータ装は4のような回路が使用される。15は磁束
振幅検出器で。
この磁束振幅検出器15は例えば第9図の磁束振幅検出
器5とほぼ同し構成をしている。16は磁束位置検出器
で、この磁束位置検出器16は例えば第9図の磁束位置
検出器6とほぼ同じ構成をしている。17は可変リミッ
タ回路で、この可変リミッタ回路17はトルク電流成分
指令値および励磁電流成分指令値のそれぞれのリミット
値を運転状態に応じて可変に調節しうるものである。
器5とほぼ同し構成をしている。16は磁束位置検出器
で、この磁束位置検出器16は例えば第9図の磁束位置
検出器6とほぼ同じ構成をしている。17は可変リミッ
タ回路で、この可変リミッタ回路17はトルク電流成分
指令値および励磁電流成分指令値のそれぞれのリミット
値を運転状態に応じて可変に調節しうるものである。
以下、各構成部分の実施例を示しながら更に詳細に説明
する。
する。
第2図は第1図に示した磁束振幅検出器15の一例を示
すブロック図である。この第2図から、磁束振幅検出器
15は2つの係数器151.152.減算器153およ
び積分器154をそなえていることがわかるが、積分器
154の入力量は次式となる。
すブロック図である。この第2図から、磁束振幅検出器
15は2つの係数器151.152.減算器153およ
び積分器154をそなえていることがわかるが、積分器
154の入力量は次式となる。
pΦ2= (M/T2)l乙−(1/T、)Φ2・・・
(16) この式を変形すると次式を得る。
(16) この式を変形すると次式を得る。
Φz = (M / (1+ T 2p ) ) l
d’i・・・ (17) この(17)式と(9)式とを比較することにより、積
分器154の出力として、2次磁束Φノが得られること
がわかる。ここでは、入力量として電流ベクトル変換器
7から出力される実際の励磁電流成分idsを用いてい
るが、第2の電流制御回路12としてPI演算型のコン
トローラを用いた場合には、励磁電流成分指令i”d%
と実際のi晶との間に偏差は生じないので、係数器15
1の入力量として、i cl’sの代わりに1Idsを
用いることができる。
d’i・・・ (17) この(17)式と(9)式とを比較することにより、積
分器154の出力として、2次磁束Φノが得られること
がわかる。ここでは、入力量として電流ベクトル変換器
7から出力される実際の励磁電流成分idsを用いてい
るが、第2の電流制御回路12としてPI演算型のコン
トローラを用いた場合には、励磁電流成分指令i”d%
と実際のi晶との間に偏差は生じないので、係数器15
1の入力量として、i cl’sの代わりに1Idsを
用いることができる。
第3図は第1図に示した磁束位置検出器16の一例を示
すブロック図である。この第3図では、誘導電動機1の
回転情報を検出する回転検出器2として例えばタコジェ
ネレータのような速度検出器を用いた場合の構成を示し
ている。このときは、割算器161、係数器162およ
び加算器163により、(10)式の演算が行なわれ、
ω。が得られる。このω。を積分@164で積分するこ
とによす(5)式の関係から2次磁束ベクトルの位B
e aのアナログ値が得られる。次にV/Fコンバータ
165により、このθ。のアナログ値の振幅に比例した
周波数のパルス列に変換し、さらにカウンタ166で計
数することにより、θ。のディジタル値が得られる。更
に、5inO,およびcos E) oの値を記憶させ
た2つのROM167.168にこのθ。
すブロック図である。この第3図では、誘導電動機1の
回転情報を検出する回転検出器2として例えばタコジェ
ネレータのような速度検出器を用いた場合の構成を示し
ている。このときは、割算器161、係数器162およ
び加算器163により、(10)式の演算が行なわれ、
ω。が得られる。このω。を積分@164で積分するこ
とによす(5)式の関係から2次磁束ベクトルの位B
e aのアナログ値が得られる。次にV/Fコンバータ
165により、このθ。のアナログ値の振幅に比例した
周波数のパルス列に変換し、さらにカウンタ166で計
数することにより、θ。のディジタル値が得られる。更
に、5inO,およびcos E) oの値を記憶させ
た2つのROM167.168にこのθ。
のディジタル値をアドレスとして入力すると、2次磁束
ベクトルの位置を示す2つのサイン、コサイン信号si
nθ。、 cosθ。が出力される。
ベクトルの位置を示す2つのサイン、コサイン信号si
nθ。、 cosθ。が出力される。
第4図は第1図に示した磁束位置検出器16の他の一例
を示すブロック図である。この第4図では、誘導電動機
1の回転情報を検出する回転検出器2として例えばレゾ
ルバのような位置検出器を用いた場合の構成を示してい
る。この場合には、回転検出器2によって、誘導電動機
1の回転子の位置がディジタル値として検出されるので
、このディジタル値直はカウンタ166の出力として得
られる(M/T2) ・ (iqs/Φl)の積分量
のディジタル値とディジタル加算器(ADDER)16
9で加算され、2次磁束ベクトルの位置θ。
を示すブロック図である。この第4図では、誘導電動機
1の回転情報を検出する回転検出器2として例えばレゾ
ルバのような位置検出器を用いた場合の構成を示してい
る。この場合には、回転検出器2によって、誘導電動機
1の回転子の位置がディジタル値として検出されるので
、このディジタル値直はカウンタ166の出力として得
られる(M/T2) ・ (iqs/Φl)の積分量
のディジタル値とディジタル加算器(ADDER)16
9で加算され、2次磁束ベクトルの位置θ。
のディジタル値が得られる。なお、この第4図において
第3図と同じ符号はほぼ同様の部分を示す。
第3図と同じ符号はほぼ同様の部分を示す。
第5図は第1図に示した電流ベクトル変換器7の一例を
示すブロック図である。この第5図において、70,7
1.72は係数器、73.78は加算器、74,75,
76.77は乗算機能を持ったD/Aコンバータ、79
は減算器である。
示すブロック図である。この第5図において、70,7
1.72は係数器、73.78は加算器、74,75,
76.77は乗算機能を持ったD/Aコンバータ、79
は減算器である。
次にこの第5図の動作について説明する。まず、電流検
出器3の出力として得られるU相およびV相の1大電流
i us、 i vsを入力すると、係数器70および
加算器73の出力として、それぞれ1次電流のd軸、q
軸成分ids、 iqsが(13)式の演算より得られ
る。次に磁束位置検出器16から出力される2つのサイ
ン、コサイン信号sinθ。、 COSθ。
出器3の出力として得られるU相およびV相の1大電流
i us、 i vsを入力すると、係数器70および
加算器73の出力として、それぞれ1次電流のd軸、q
軸成分ids、 iqsが(13)式の演算より得られ
る。次に磁束位置検出器16から出力される2つのサイ
ン、コサイン信号sinθ。、 COSθ。
のディジタル値と、1次電流のd軸、q軸成分ids、
iqsとをD/Aコンバータ74〜77で乗算し、加
算器78および減算器79に入力すると、(12)式の
演算により励磁電流成分idsおよびトルク電流成分1
9?;がそれぞれの出力として得られる。
iqsとをD/Aコンバータ74〜77で乗算し、加
算器78および減算器79に入力すると、(12)式の
演算により励磁電流成分idsおよびトルク電流成分1
9?;がそれぞれの出力として得られる。
第6図は第1図に示した電圧ベクトル変換器13の一例
を示すブロック図である。この第61図において、13
01,1302,1303,1304は乗算機能を持っ
たD/Aコンバータ、1305゜131oは減算器、1
306,1.311は加算器、1307.1308,1
309,1312は係数器である。
を示すブロック図である。この第61図において、13
01,1302,1303,1304は乗算機能を持っ
たD/Aコンバータ、1305゜131oは減算器、1
306,1.311は加算器、1307.1308,1
309,1312は係数器である。
次にこの第6図の動作について説明する。まず第1の電
流制御回路11および第2の電流制御回路12からそれ
ぞれ出力される1次′准圧の♂軸成分指令v町乙および
ギ軸成分指令V傘q−と、磁束位置検出器16から出力
される2つの正弦波信号sin Oo +CQ8θ。の
ディジタル値とをD/Aコンバータ1301〜1304
で乗算し、減算器1305および加算器1306に入力
すると、(14)式を演算により1次電圧のd軸成分指
令ν”dsおよびq軸成分指令v”qsがそれぞれの出
力として得られる。更に、係数器1307,1308,
1309,1312゜減算器131oおよび加算器13
11によって(15)式の演算が行なわれ、u、V、W
相各相の1次電圧指令ν”us、 v’vs、 v’w
s出力される。
流制御回路11および第2の電流制御回路12からそれ
ぞれ出力される1次′准圧の♂軸成分指令v町乙および
ギ軸成分指令V傘q−と、磁束位置検出器16から出力
される2つの正弦波信号sin Oo +CQ8θ。の
ディジタル値とをD/Aコンバータ1301〜1304
で乗算し、減算器1305および加算器1306に入力
すると、(14)式を演算により1次電圧のd軸成分指
令ν”dsおよびq軸成分指令v”qsがそれぞれの出
力として得られる。更に、係数器1307,1308,
1309,1312゜減算器131oおよび加算器13
11によって(15)式の演算が行なわれ、u、V、W
相各相の1次電圧指令ν”us、 v’vs、 v’w
s出力される。
なお、第1図における第1の電流制御回路11および第
2の電流制御回路12はそれぞれ演算増幅器によって容
易に構成できる。
2の電流制御回路12はそれぞれ演算増幅器によって容
易に構成できる。
第7図は第1図に示した可変リミッタ回路17の一例を
示すブロック図である。この第7図において、1700
はリミット値が固定のリミッタ回路、1701はD/A
コンバータ、1702はROM、1703はA/Dコン
バータ、1704はリミット値を可変にできるリミッタ
回路である。
示すブロック図である。この第7図において、1700
はリミット値が固定のリミッタ回路、1701はD/A
コンバータ、1702はROM、1703はA/Dコン
バータ、1704はリミット値を可変にできるリミッタ
回路である。
次に、この可変リミッタ回路17の動作原理について説
明する。まず、d’−q“座標軸上における1次電流の
許容最大振幅値をTmaxとし、励磁電流成分指令の最
小値Idminおよびトルク電流成分指令の最大値1q
maxを次式の関係を満たすように設定する。
明する。まず、d’−q“座標軸上における1次電流の
許容最大振幅値をTmaxとし、励磁電流成分指令の最
小値Idminおよびトルク電流成分指令の最大値1q
maxを次式の関係を満たすように設定する。
(I dmin) ”+ (I qmax) 2= (
Imax) ”・・・(18) ここで、例えばリミッタ回路1700のリミット値をI
9maXに設定すると、リミッタ回路1700の出力と
して得られるトルク電流成分指令]*q〜′はO≦i”
q”s ’≦Iqmaxの範囲で変化するので、流し
得る励磁電流は(18)式より I max≧jds≧Idmin となり、i” qs ’ が小さい範囲では、はぼr
maxの値までjdsを流せることになる。従って、i
” q”s ’の値に応じて励磁電流成分指令1傘飛の
リミッタ回路1704のリミット値を可変にすれば、1
次電流の最大振幅がI maxを超えないようにするこ
とができる。
Imax) ”・・・(18) ここで、例えばリミッタ回路1700のリミット値をI
9maXに設定すると、リミッタ回路1700の出力と
して得られるトルク電流成分指令]*q〜′はO≦i”
q”s ’≦Iqmaxの範囲で変化するので、流し
得る励磁電流は(18)式より I max≧jds≧Idmin となり、i” qs ’ が小さい範囲では、はぼr
maxの値までjdsを流せることになる。従って、i
” q”s ’の値に応じて励磁電流成分指令1傘飛の
リミッタ回路1704のリミット値を可変にすれば、1
次電流の最大振幅がI maxを超えないようにするこ
とができる。
次に動作について説明する。まず、リミッタ回路170
oの出力として得られるトルク電流成分指令1卓9″S
′ をD/Aコンバータ17o1によってディジタル量
に変換する。次にこの値をImax−(jネ9′s′)
2の値を記憶させたROM1702のアドレスとして入
力すると、ROMの出力としてリミッタ回路1704の
リミット値のディジタル値が得られる。更に、このディ
ジタル値をA/Dコンバータ1703に入力してアナロ
グ値に変換し、リミッタ回路1.704に入力するとリ
ミタ1〜値が変わる。この結果、i” q’s ’の値
に応じてリミッタ回路1704のリミット値が変化する
。
oの出力として得られるトルク電流成分指令1卓9″S
′ をD/Aコンバータ17o1によってディジタル量
に変換する。次にこの値をImax−(jネ9′s′)
2の値を記憶させたROM1702のアドレスとして入
力すると、ROMの出力としてリミッタ回路1704の
リミット値のディジタル値が得られる。更に、このディ
ジタル値をA/Dコンバータ1703に入力してアナロ
グ値に変換し、リミッタ回路1.704に入力するとリ
ミタ1〜値が変わる。この結果、i” q’s ’の値
に応じてリミッタ回路1704のリミット値が変化する
。
ところで、電流ベクトル変換器7から実際のトルク電流
成分19−が検出されるので、D/Aコンバータ170
1の入力としてi” q%t ’ の代わりにiq−を
用いてもよい。
成分19−が検出されるので、D/Aコンバータ170
1の入力としてi” q%t ’ の代わりにiq−を
用いてもよい。
第8図は第1図に示した可変リミッタ回路17の他の一
例を示すブロック図である。この第8図において、17
05はリミット値が固定のリミッタ回路、170]iR
OM、17o7はリミット値を可変にできるリミッタ回
路であり、その他力7図と同じ符号のものはほぼ同様の
ものを示す。
例を示すブロック図である。この第8図において、17
05はリミット値が固定のリミッタ回路、170]iR
OM、17o7はリミット値を可変にできるリミッタ回
路であり、その他力7図と同じ符号のものはほぼ同様の
ものを示す。
この第8図では、ROM1706には
工max−jψs′)2の値が記憶されており、リミッ
タ回路1705の出力として得られる励磁電流成分指令
i”dTh’の値に応じてリミッタ回路1707の値が
変化する。ところで、電流ベクトル変換器7から実際の
励磁電流成分idsが検出されるので、D/Aコンバー
タ1701の入力として、iI&□の代わりにi晶を用
いてもよい。
タ回路1705の出力として得られる励磁電流成分指令
i”dTh’の値に応じてリミッタ回路1707の値が
変化する。ところで、電流ベクトル変換器7から実際の
励磁電流成分idsが検出されるので、D/Aコンバー
タ1701の入力として、iI&□の代わりにi晶を用
いてもよい。
なお、この発明の装置を用いて誘導電動機の速度制御を
行なう場合には、通常速度指令と速度検出器から得られ
る実際の回転速度との偏差を入力すて、トルク電流成分
指令i*9−を出力する速度制御回路が設けられる。こ
のような場合には、カ行。
行なう場合には、通常速度指令と速度検出器から得られ
る実際の回転速度との偏差を入力すて、トルク電流成分
指令i*9−を出力する速度制御回路が設けられる。こ
のような場合には、カ行。
回生等の運転状態に応じて、トルク電流成分指令および
励磁電流成分指令のリミッタ回路のリミット値を可変に
してもよい。
励磁電流成分指令のリミッタ回路のリミット値を可変に
してもよい。
[発明の効果コ
以上のようにこの発明によれば、トルク電流成分指令値
および励磁電流成分指令値のそれぞれのリミット値を可
変に調節するように構成したので2過電流の問題を生じ
させずに、常に最適のトルク電流成分および励磁電流成
分を誘導電動機に供給できるという効果がある。
および励磁電流成分指令値のそれぞれのリミット値を可
変に調節するように構成したので2過電流の問題を生じ
させずに、常に最適のトルク電流成分および励磁電流成
分を誘導電動機に供給できるという効果がある。
第1図はこの発明の一実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図、第2図は第1図に示した磁束振幅検出
器のブロック図、第3図および第4図はそれぞれ第1図
に示した磁束位置検出器のブロック図、第5図は第1図
に示した電流ベクトル変換器のブロック図、第6図は第
1図に示した電圧ベクトル変換器のブロック図、第7図
および第8図はそれぞれ第1図に示した可変リミッタ回
路のブロック図であり、第9図は従来の誘導電動機の制
御装置のブロック図である。 図において、1−誘導電動機、2−・回転検出器、3・
−電流検出器、7−電流ベクトル変換器、8・=2次磁
束指令発生器、9− トルク電流成分指令発生器、10
−磁束制御回路、11−第1の電流制御回路、12−・
第2の電流制御回路、13・・−電圧ベクトル変換器、
14−可変周波数電力変換装置としての電圧形PWMイ
ンバータ装置、15−磁束振幅検出器、16−磁束位置
検出器、17−・−可変リミッタ回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
置のブロック図、第2図は第1図に示した磁束振幅検出
器のブロック図、第3図および第4図はそれぞれ第1図
に示した磁束位置検出器のブロック図、第5図は第1図
に示した電流ベクトル変換器のブロック図、第6図は第
1図に示した電圧ベクトル変換器のブロック図、第7図
および第8図はそれぞれ第1図に示した可変リミッタ回
路のブロック図であり、第9図は従来の誘導電動機の制
御装置のブロック図である。 図において、1−誘導電動機、2−・回転検出器、3・
−電流検出器、7−電流ベクトル変換器、8・=2次磁
束指令発生器、9− トルク電流成分指令発生器、10
−磁束制御回路、11−第1の電流制御回路、12−・
第2の電流制御回路、13・・−電圧ベクトル変換器、
14−可変周波数電力変換装置としての電圧形PWMイ
ンバータ装置、15−磁束振幅検出器、16−磁束位置
検出器、17−・−可変リミッタ回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (7)
- (1)誘導電動機の回転情報を検出する回転検出器と、
上記誘導電動機の1次電流を検出する電流検出器と、上
記誘導電動機へ供給される電力を所要の周波数を有する
電力に変換する可変周波数電力変換装置と、上記誘導電
動機の2次磁束ベクトルの振幅を検出する磁束振幅検出
器と、上記2次磁束ベクトルの位置を検出する磁束位置
検出器と、上記電流検出器の出力と上記磁束位置検出器
の出力とから上記誘導電動機の1次電流の励磁電流成分
とトルク電流成分とを発生する電流ベクトル変換器と、
2次磁束指令値と上記磁束振幅検出器の出力との偏差に
応じて励磁電流成分指令を発生する磁束制御回路と、上
記トルク電流成分の値がトルク電流成分指令値となるよ
うな電圧成分を出力する第1の電流制御回路と、上記励
磁電流成分の値が上記磁束制御回路から出力される励磁
電流成分指令値となるような電圧成分を出力する第2の
電流制御回路と、上記第1の電流制御回路の出力と上記
第2の電流制御回路の出力と上記磁束位置検出器の出力
とから上記可変周波数電力変換装置への制御信号を発生
する電圧ベクトル変換器とをそなえた誘導電動機の制御
装置において、上記のトルク電流成分指令値および励磁
電流成分指令値のそれぞれのリミット値を、運転状態に
応じて可変に調節しうる可変リミッタ回路が設けられた
ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - (2)上記磁束振幅検出器が、上記磁束制御回路から出
力される励磁電流成分指令と上記誘導電動機の定数とに
基づいて2次磁束ベクトルの振幅を検出することを特徴
とする特許請求の範囲第1項記載の誘導電動機の制御装
置。 - (3)上記磁束振幅検出器が、上記電流ベクトル変換器
から出力される励磁電流成分と上記誘導電動機の定数と
に基づいて2次磁束ベクトルの振幅を検出することを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の誘導電動機の制御
装置。 - (4)上記磁束位置検出器が、上記電流ベクトル変換器
の出力と上記回転検出器の出力と上記磁束振幅検出器の
出力とから2次磁束ベクトルの位置を検出することを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の誘導電動機の制御
装置。 - (5)上記可変リミッタ回路が、上記の励磁電流成分指
令値およびトルク電流成分指令値の2乗和の平方根が予
め設定された値を超えないように上記のトルク電流成分
指令値および励磁電流成分指令値のそれぞれのリミット
値を可変に調節するよう構成されたことを特徴とする特
許請求の範囲第1項記載の誘導電動機の制御装置。 - (6)上記可変リミッタ回路が、上記トルク電流成分指
令値および上記電流ベクトル検出器から出力される上記
励磁電流成分の2乗和の平方根が予め設定された値を超
えないように上記のトルク電流成分指令値および励磁電
流成分指令値のそれぞれのリミット値を可変に調節する
よう構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第1項
記載の誘導電動機の制御装置。 - (7)上記可変リミッタ回路が、上記励磁電流成分指令
値および上記電流ベクトル検出器から出力される上記ト
ルク電流成分の2乗和の平方根が予め設定された値を超
えないように上記のトルク電流成分指令値および励磁電
流成分指令値のそれぞれのリミット値を可変に調節する
よう構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第1項
記載の誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61162504A JPS6318981A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61162504A JPS6318981A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6318981A true JPS6318981A (ja) | 1988-01-26 |
Family
ID=15755873
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61162504A Pending JPS6318981A (ja) | 1986-07-08 | 1986-07-08 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6318981A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02101984A (ja) * | 1988-10-06 | 1990-04-13 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
-
1986
- 1986-07-08 JP JP61162504A patent/JPS6318981A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02101984A (ja) * | 1988-10-06 | 1990-04-13 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
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