JPS63157672A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents
スイツチングレギユレ−タInfo
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- JPS63157672A JPS63157672A JP30157186A JP30157186A JPS63157672A JP S63157672 A JPS63157672 A JP S63157672A JP 30157186 A JP30157186 A JP 30157186A JP 30157186 A JP30157186 A JP 30157186A JP S63157672 A JPS63157672 A JP S63157672A
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- JP
- Japan
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- voltage
- smoothing circuit
- output
- transformer
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 26
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 25
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はリンギングチョークコンバータ方式のスイッ
チングレギュレータに関し、特に、交流入力電圧に対し
ての所定の比率で定められる検出電圧をもとに、その交
流入力電圧の電圧降下を検出できるスイッチングレギュ
レータに関する。
チングレギュレータに関し、特に、交流入力電圧に対し
ての所定の比率で定められる検出電圧をもとに、その交
流入力電圧の電圧降下を検出できるスイッチングレギュ
レータに関する。
第4図は従来のスイッチングレギュレータの回路図であ
り、この図において、1はダイオードブリッジ11と平
滑コンデンサ12とでなる整流平滑回路であり、突入電
流防止用抵抗10を介して交流または直流が加えられる
入力端子に接続されている。直流入力の場合は、勿論こ
の整流平滑回路1は無くてもよい。トランス3の1次巻
線31に直列にトランジスタ2が接続され、そのベース
は他の巻線32に接続されており、交流入力を加えると
、まず起動抵抗21を通じてベース電流が流れ、トラン
ジスタ2のコレクタ電流が流れ始める。巻線31.32
は図に示すような極性に巻いであるため、巻線31に電
圧が発生するとともに巻線32に電圧が発生してベース
電流が増加し、そのためコレクタ電流も増加するという
ように正帰還作用が起こって、トランジスタ2はオンす
る。
り、この図において、1はダイオードブリッジ11と平
滑コンデンサ12とでなる整流平滑回路であり、突入電
流防止用抵抗10を介して交流または直流が加えられる
入力端子に接続されている。直流入力の場合は、勿論こ
の整流平滑回路1は無くてもよい。トランス3の1次巻
線31に直列にトランジスタ2が接続され、そのベース
は他の巻線32に接続されており、交流入力を加えると
、まず起動抵抗21を通じてベース電流が流れ、トラン
ジスタ2のコレクタ電流が流れ始める。巻線31.32
は図に示すような極性に巻いであるため、巻線31に電
圧が発生するとともに巻線32に電圧が発生してベース
電流が増加し、そのためコレクタ電流も増加するという
ように正帰還作用が起こって、トランジスタ2はオンす
る。
このとき2次巻線33には電圧が発生するが、ダイオー
ド51の向きが逆のため電流は流れない。
ド51の向きが逆のため電流は流れない。
よって、トランジスタ2のコレクタ電流は、トランス3
のインダクタンス分によって直線的に増加する。そして
トランジスタ2のオンの後、コレクタ電流が飽和するの
でベース電流が減少し始め、その結果、コレクタ電流が
減少し、先のものとは逆の正帰還作用が起こり、トラン
ジスタ2はオフする。このときトランス3に蓄えられた
エネルギが放出され、ダイオード51を通して電流が流
れ、コンデンサ52により平滑されることになる。この
ようにしてブロッキング発振器が構成さ゛れて、トラン
ス3の2次巻線33に接続された整流平滑回路5を通じ
て負荷へ向けて直流が供給される。
のインダクタンス分によって直線的に増加する。そして
トランジスタ2のオンの後、コレクタ電流が飽和するの
でベース電流が減少し始め、その結果、コレクタ電流が
減少し、先のものとは逆の正帰還作用が起こり、トラン
ジスタ2はオフする。このときトランス3に蓄えられた
エネルギが放出され、ダイオード51を通して電流が流
れ、コンデンサ52により平滑されることになる。この
ようにしてブロッキング発振器が構成さ゛れて、トラン
ス3の2次巻線33に接続された整流平滑回路5を通じ
て負荷へ向けて直流が供給される。
なお、20はトランジスタ2のスパイク電圧を抑えるた
めのスパイク電圧保護回路であり、また25は電流阻止
用コンデンサ23とベース抵抗24とにより構成される
微分回路であり、起動電流が巻線32側へ流れることを
阻止するものである。ダイオード22はトランジスタ2
の逆バイアス防止用である。
めのスパイク電圧保護回路であり、また25は電流阻止
用コンデンサ23とベース抵抗24とにより構成される
微分回路であり、起動電流が巻線32側へ流れることを
阻止するものである。ダイオード22はトランジスタ2
の逆バイアス防止用である。
以上は基本動作であるが、この回路の出力電圧の安定化
は、巻線32の電圧が入力電圧及び出力電圧に応じて変
化することを利用して、第1図に示すようなツェナダイ
オード41、ダイオード42、コンデンサ43、抵抗4
4でなる制御回路4を接続して負帰還をかける方法が一
般的であった。すなわち、巻線32の電圧をダイオード
42で整流し、コンデンサ43に蓄え、ツェナダイオー
ド41が接続されているベースの電圧と比較するもので
ある。入力電圧が高くなるかまたは負荷が軽くなって出
力電圧が上昇すると巻線32の電圧も上昇してツェナダ
イオード41のアノードが負にバイアスされる。これが
ツェナ電圧を越えるとツェナ電流が流れるようになり、
トランジスタ2のベースに流れるべき電流がバイパスさ
れ、トランジスタ2のオン期間が短かくなり、出力電圧
が安定化される。
は、巻線32の電圧が入力電圧及び出力電圧に応じて変
化することを利用して、第1図に示すようなツェナダイ
オード41、ダイオード42、コンデンサ43、抵抗4
4でなる制御回路4を接続して負帰還をかける方法が一
般的であった。すなわち、巻線32の電圧をダイオード
42で整流し、コンデンサ43に蓄え、ツェナダイオー
ド41が接続されているベースの電圧と比較するもので
ある。入力電圧が高くなるかまたは負荷が軽くなって出
力電圧が上昇すると巻線32の電圧も上昇してツェナダ
イオード41のアノードが負にバイアスされる。これが
ツェナ電圧を越えるとツェナ電流が流れるようになり、
トランジスタ2のベースに流れるべき電流がバイパスさ
れ、トランジスタ2のオン期間が短かくなり、出力電圧
が安定化される。
このように構成されるスイッチング・レギュレータの電
圧降下検出は、直流に安定化されたコンデンサ52の両
端電圧、あるいはこれを更に安定化すべく接続されるシ
リーズレギュレータ6のコンデンサ64の両端電圧を所
定の検出電圧と比較することで行っている。
圧降下検出は、直流に安定化されたコンデンサ52の両
端電圧、あるいはこれを更に安定化すべく接続されるシ
リーズレギュレータ6のコンデンサ64の両端電圧を所
定の検出電圧と比較することで行っている。
(発明が解決しようとする問題点〕
しかしながら、このような所定の検出電圧と比較するこ
とで電圧降下を検出する従来技術のスイッチング・レギ
ュレータでは、例えば許容入力電圧がAC90v−AC
260■であるような場合、定格AC100Vで使用す
るときも、定格AC200vで使用するときも、電圧降
下検出装置の検出する検出電圧は、入力換算で例えばA
C70■と、同じ値となってしまうということになる。
とで電圧降下を検出する従来技術のスイッチング・レギ
ュレータでは、例えば許容入力電圧がAC90v−AC
260■であるような場合、定格AC100Vで使用す
るときも、定格AC200vで使用するときも、電圧降
下検出装置の検出する検出電圧は、入力換算で例えばA
C70■と、同じ値となってしまうということになる。
これを換言すると、スイッチングレギュレータは、例え
ばAC90V−AC260V1.:対して、常にDC1
2Vの安定化された直流電圧を出力する。この電圧がD
CIOVになったとき異常と判断する場合に、従来の電
圧降下検出方法では、Dciovになるのは、入力換算
でAC70Vとすると、AClooVの定格人力でDC
12Vを得るようにしているときでは、AC入力が70
%に低下したときにその異常を知ることになるのに対し
て、AC200Vの定格入力でDC12Vを得るように
しているときでは、AC入力が3.5%に低下したとき
にその異常を知ることになる。
ばAC90V−AC260V1.:対して、常にDC1
2Vの安定化された直流電圧を出力する。この電圧がD
CIOVになったとき異常と判断する場合に、従来の電
圧降下検出方法では、Dciovになるのは、入力換算
でAC70Vとすると、AClooVの定格人力でDC
12Vを得るようにしているときでは、AC入力が70
%に低下したときにその異常を知ることになるのに対し
て、AC200Vの定格入力でDC12Vを得るように
しているときでは、AC入力が3.5%に低下したとき
にその異常を知ることになる。
このようなことが起ると、システム全体の電源としてA
C100V系とAC200V系を用いる必要がある場合
においては、ある機器では、電圧降下を検出してバック
アップ態勢をとるのに対して、他の機器では、いまだ電
圧降下を検出せず、そのまま処理を実行してしまうとい
うような欠点がでてくる。
C100V系とAC200V系を用いる必要がある場合
においては、ある機器では、電圧降下を検出してバック
アップ態勢をとるのに対して、他の機器では、いまだ電
圧降下を検出せず、そのまま処理を実行してしまうとい
うような欠点がでてくる。
この発明は上記欠点を解消するためになされたもノテ、
AC100V系およびAC20OV系の電源を必要とす
る機器のいずれに対する供給電圧の変動も、同等の割合
で正しく検出することができるスイッチングレギュレー
タを得ることを目的とする。
AC100V系およびAC20OV系の電源を必要とす
る機器のいずれに対する供給電圧の変動も、同等の割合
で正しく検出することができるスイッチングレギュレー
タを得ることを目的とする。
この発明にかかるスイッチングレギュレータは、トラン
スの2次巻線側に、第1の整流平滑回路に供給する電圧
の極性とは異る他の極性の電圧を、整流して取り出す第
2の整流平滑回路と、これの出力をさらに安定化する時
定数の大きいローパスフィルタとを設け、このローパス
フィルタおよび上記第2の整流回路の各出力をコンパレ
ータで比較するように構成したものである。
スの2次巻線側に、第1の整流平滑回路に供給する電圧
の極性とは異る他の極性の電圧を、整流して取り出す第
2の整流平滑回路と、これの出力をさらに安定化する時
定数の大きいローパスフィルタとを設け、このローパス
フィルタおよび上記第2の整流回路の各出力をコンパレ
ータで比較するように構成したものである。
この発明におけるコンパレータは、ローパスフィルタの
時定数の大きい出力と第2の整流平滑回路の出力とを比
較し、例えば第2の整流平滑回路の出力が上記ローパス
フィルタの出力を下廻ったとき、AC100V系、AC
20OV系のいずれの定格電圧電源に対しても70%G
ご電圧降下したとして、電圧降下検出信号を出力するよ
うに作用する。
時定数の大きい出力と第2の整流平滑回路の出力とを比
較し、例えば第2の整流平滑回路の出力が上記ローパス
フィルタの出力を下廻ったとき、AC100V系、AC
20OV系のいずれの定格電圧電源に対しても70%G
ご電圧降下したとして、電圧降下検出信号を出力するよ
うに作用する。
以下に、この発明の実施例を図について説明する。第1
図において、7は2次巻線23に接続された第2の整流
平滑回路で、ダイオード71とコンデンサ72とからな
る。この第2の整流平滑回路7はダイオード51とコン
デンサ52とからなる第1の整流平滑回路5に対応し、
互いに異った極性の電圧を整流および平滑する。81.
82は整流平滑回路7の出力電圧を分圧する分圧抵抗、
9はこの分圧抵抗81.82による分圧出力を安定化す
るローパスフィルタで、コンデンサ72よりも容量の大
きいコンデンサ91と抵抗92とからなる。100は上
記分圧出力とローパスフィルタ9の出力とを比較するコ
ンパレータである。
図において、7は2次巻線23に接続された第2の整流
平滑回路で、ダイオード71とコンデンサ72とからな
る。この第2の整流平滑回路7はダイオード51とコン
デンサ52とからなる第1の整流平滑回路5に対応し、
互いに異った極性の電圧を整流および平滑する。81.
82は整流平滑回路7の出力電圧を分圧する分圧抵抗、
9はこの分圧抵抗81.82による分圧出力を安定化す
るローパスフィルタで、コンデンサ72よりも容量の大
きいコンデンサ91と抵抗92とからなる。100は上
記分圧出力とローパスフィルタ9の出力とを比較するコ
ンパレータである。
なお、このほかの第4図に示したものと同一の回路部分
には同一符号を付して、その重複する説明を省略する。
には同一符号を付して、その重複する説明を省略する。
次に動作について説明する。
トランス3の1次巻線に接続されたトランジスタ2は、
既述の正帰還動作によるブロッキング発振により、第2
図(a)に示すようなのこぎり歯状のコレクタ電流を出
力し、このとき得られる2次巻線33の電圧変化は、第
2図(b)に示すように、OVを基準レベルとして変化
する正負の電圧が得られる。すなわち、トランジスタ2
がオフしたときには、トランス3に蓄積されたエネルギ
ーはダイオード5を介して負荷側に放出される。これが
第2図(b)の電圧Pで示した部分である。従来技術で
前述したように、電圧Pのレベル2aは、トランス3の
1次巻線32にフィ→ドパツクされて、トランジスタ2
のオン時間を制御し、これにより電圧Pの電圧レベルl
aが安定化される。
既述の正帰還動作によるブロッキング発振により、第2
図(a)に示すようなのこぎり歯状のコレクタ電流を出
力し、このとき得られる2次巻線33の電圧変化は、第
2図(b)に示すように、OVを基準レベルとして変化
する正負の電圧が得られる。すなわち、トランジスタ2
がオフしたときには、トランス3に蓄積されたエネルギ
ーはダイオード5を介して負荷側に放出される。これが
第2図(b)の電圧Pで示した部分である。従来技術で
前述したように、電圧Pのレベル2aは、トランス3の
1次巻線32にフィ→ドパツクされて、トランジスタ2
のオン時間を制御し、これにより電圧Pの電圧レベルl
aが安定化される。
一方、スイッチングレギュレータの動°作原理からよく
知られているように電圧Qのレベル!bは゛安定化され
ることはなく、入力電圧の変動に比例して変動すること
になる。本発明は、この電圧Qのレベルを利用するもの
である。
知られているように電圧Qのレベル!bは゛安定化され
ることはなく、入力電圧の変動に比例して変動すること
になる。本発明は、この電圧Qのレベルを利用するもの
である。
すなわち、この発明では、電圧Qをとり出すために、第
1図に示すようにコンデンサ72とダイオード71を新
たに接続し、電圧Qのレベルをこのコンデンサ72で平
滑化して、入力端子に比例する直流電圧を得るとともに
、コンデンサ91よりなる大きな時定数を有するローパ
スフィルタ9で、この電圧に比例する電圧をさらに安定
化し、この2つの電圧レベルをコンパレータ100で比
較する。
1図に示すようにコンデンサ72とダイオード71を新
たに接続し、電圧Qのレベルをこのコンデンサ72で平
滑化して、入力端子に比例する直流電圧を得るとともに
、コンデンサ91よりなる大きな時定数を有するローパ
スフィルタ9で、この電圧に比例する電圧をさらに安定
化し、この2つの電圧レベルをコンパレータ100で比
較する。
第3図はコンパレータ100の入力点R,S点における
電圧特性を示すものであり、上記回路により、交流入力
電圧が落ちると、コンデンサ72の容量が小さいことか
ら、R点の電圧は直ちに落ち始めるが、8点の電圧はコ
ンデンサ91があるため比較的ゆっくり落ち始め、この
結果、第3図に示すように、コンパレータ100の入力
の大きさが反転し、この反転点から電圧降下を知ること
ができる。
電圧特性を示すものであり、上記回路により、交流入力
電圧が落ちると、コンデンサ72の容量が小さいことか
ら、R点の電圧は直ちに落ち始めるが、8点の電圧はコ
ンデンサ91があるため比較的ゆっくり落ち始め、この
結果、第3図に示すように、コンパレータ100の入力
の大きさが反転し、この反転点から電圧降下を知ること
ができる。
そして、入力点R,Sの電圧レベルをそれぞれ2、.2
.とすると、抵抗81,82.92の値を選択すること
により、i、、 /f、を決定できるので、交流入力電
圧がAC100V系、AC200■系などの異った電源
のいずれから得る場合でも、例えば、これらの各電圧の
70%に達する電圧降下を確実に検出できることができ
る。
.とすると、抵抗81,82.92の値を選択すること
により、i、、 /f、を決定できるので、交流入力電
圧がAC100V系、AC200■系などの異った電源
のいずれから得る場合でも、例えば、これらの各電圧の
70%に達する電圧降下を確実に検出できることができ
る。
なお、上記交流入力がAC100V系、 AC20OV
系の2つしかないようなときには、この選択された状態
を予めコントローラに記憶させ、そのコントローラにコ
ンデンサ72にチャージされる電圧に関する値を入力さ
せて、AC100V系あるいはAC20OV系に応じた
基準値と比較するようにすれば、同様に、100vでも
200Vでもその70%で電圧降下を検出できることに
なる。
系の2つしかないようなときには、この選択された状態
を予めコントローラに記憶させ、そのコントローラにコ
ンデンサ72にチャージされる電圧に関する値を入力さ
せて、AC100V系あるいはAC20OV系に応じた
基準値と比較するようにすれば、同様に、100vでも
200Vでもその70%で電圧降下を検出できることに
なる。
このように、トランス3の2次巻線33に得られる交番
電圧のうち、電圧安定化に従来は関与していなかった掻
性の電圧レベルが、−次側の交流入力電圧レベルに比例
することに着目して、この電圧レベルを検出することに
より、交流入力電圧の降下や停電を確実に検出すること
ができる。
電圧のうち、電圧安定化に従来は関与していなかった掻
性の電圧レベルが、−次側の交流入力電圧レベルに比例
することに着目して、この電圧レベルを検出することに
より、交流入力電圧の降下や停電を確実に検出すること
ができる。
以上のように、この発明によれば、トランスの2次巻線
側に第2の整流平滑回路およびローパスフィルタを設け
、これらの各出力電圧をコンパレータにより比較するよ
うに構成したので、AC100V系、AC200V系、
あるいはこれら以外の電圧系統の電圧変動に対して、予
め定めた一定割合(例えば、70%)での電圧変動を正
確に検出できるほか、その回路も簡単かつ安価に構成で
きるところから、実用上極めて有益となるものが得られ
る効果がある。
側に第2の整流平滑回路およびローパスフィルタを設け
、これらの各出力電圧をコンパレータにより比較するよ
うに構成したので、AC100V系、AC200V系、
あるいはこれら以外の電圧系統の電圧変動に対して、予
め定めた一定割合(例えば、70%)での電圧変動を正
確に検出できるほか、その回路も簡単かつ安価に構成で
きるところから、実用上極めて有益となるものが得られ
る効果がある。
第1図はこの発明の一実施例によるスイッチングレギュ
レータの回路図、第2図は第1図の回路各部の電流およ
び電圧の波形図、第3図は同じくコンパレータの入力電
圧特性図、第4図は従来のスイッチングレギュレータの
回路図である。 2はトランジスタ、3はトランス、5は第1の整流平滑
回路、7は第2の整流平滑回路、9はローパスフィルタ
、100はコンパレータ。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 第2図 第4図
レータの回路図、第2図は第1図の回路各部の電流およ
び電圧の波形図、第3図は同じくコンパレータの入力電
圧特性図、第4図は従来のスイッチングレギュレータの
回路図である。 2はトランジスタ、3はトランス、5は第1の整流平滑
回路、7は第2の整流平滑回路、9はローパスフィルタ
、100はコンパレータ。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 第2図 第4図
Claims (1)
- トランスの1次巻線にトランジスタを直列接続し、上記
トランスの他の巻線に上記トランジスタのベースを接続
して正帰還回路を形成することによリブロッキング発振
器を構成し、上記トランスの2次巻線に、正負いずれか
一方の極性の電圧を取り出す第1の整流平滑回路を接続
したスイッチングレギュレータにおいて、上記トランス
の2次巻線に他方の極性の電圧を取り出す第2の整流平
滑回路を接続し、この第2の整流平滑回路にこれの出力
を安定化する時定数の大きいローパスフィルタを接続し
、このローパスフィルタおよび上記第2の整流平滑回路
の各出力レベルをコンパレータで比較するようにしたこ
とを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30157186A JPS63157672A (ja) | 1986-12-19 | 1986-12-19 | スイツチングレギユレ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30157186A JPS63157672A (ja) | 1986-12-19 | 1986-12-19 | スイツチングレギユレ−タ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63157672A true JPS63157672A (ja) | 1988-06-30 |
JPH0258863B2 JPH0258863B2 (ja) | 1990-12-10 |
Family
ID=17898544
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP30157186A Granted JPS63157672A (ja) | 1986-12-19 | 1986-12-19 | スイツチングレギユレ−タ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63157672A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0893876A2 (en) * | 1997-06-26 | 1999-01-27 | Harris Corporation | Dynamic regulator for a dc-to-dc power converter and related methods |
JP2008149244A (ja) * | 2006-12-15 | 2008-07-03 | Matsushita Electric Works Ltd | 静電霧化装置 |
JP2014007083A (ja) * | 2012-06-26 | 2014-01-16 | Mitsubishi Electric Corp | 電源装置及び照明装置 |
-
1986
- 1986-12-19 JP JP30157186A patent/JPS63157672A/ja active Granted
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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EP0893876A3 (en) * | 1997-06-26 | 1999-09-08 | Harris Corporation | Dynamic regulator for a dc-to-dc power converter and related methods |
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JPH0258863B2 (ja) | 1990-12-10 |
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