JPS6281982A - Ｐｗｍ信号発生方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）方式の可変電圧・可
変周波数インバータにおけるＰＷＭ信号発生方式に関す
る。

〔従来の技術〕

ＰＷＭパルスの演算または発生方式としては、第３図（
イ）に示されるように、インバータ出力電圧基準信号で
ある正弦波Ｓと変調信号である三角波Ｔとの大きさを比
較することにより、同図（ロ）の如きＰＷＭパルスを発
生させる方式が知られている。この場合、三角波の周波
数が正弦波の周波数に比べて充分高い場合は、演算され
たｐｗＭ波形に含まれる低次高調波は除去される。しか
し、三角波の周波数はインバータのスイッチング周波数
と関連があるので、インバータに使用すれる半導体素子
の特性、転流回路やゲート駆動回路の特性、またはイン
バータ損失等の関連から三角波の上限周波数は制限され
る。

ここで、三角波の周波数をｆｃ、正弦波の周波数をｆ、
として、これらの比ｒ　ｃ　／　ｆ　＋を変調比ｎと定
義する。変調周波数の上限値ｆｃいａｘ）は制限される
ため、インバータ周波数（正弦波の周波ｔ２！、）ｒ＋
が増加すると、ｎの値を小さくしなければならない。こ
の場合、ｎ＜１０では正弦波と三角波とが同期していな
いと、演算されるＰＷＭ波形には低次の高調波を含むこ
とになり、インバータ出力電圧、電流にビートを発生さ
せることがある。このため、ｎが充分高くない場合には
、正弦波と三角波を同期させることが一般に行なわれて
いる。また、各インバータ周波数に対して、変調比と変
調周波数をできるだけ大きくして、電流リプルを減少さ
せようということから、ｆ、とｆｌとの関係を第４図の
ように制御することが行なわれている。

以上を実現する構成例を第５図に示す。

こ＼に、インバータ周波数指令ｆ１′は、電圧／周波数
（Ｖ／Ｆ）変換器１でインバータ周波数ｆ１に比例した
クロックパルスｆｌｃＬに変換される。

クロックパルスｆｌｃＬはアップ／ダウンカウンタ２に
入力され、あらかじめ定められた数ｋまでカウントする
。このカウンタの出力θ、を示したものが第６図（イ）
であり、このθ１は正弦波用ＲＯＭ３．三角波用ＲＯＭ
４のアドレスとして用いられる。ＲＯＭ３．４には、例
えば第６図（ロ）。

（ハ）に示されるような正弦波Ｓ、三角波Ｔのパターン
がそれぞれ書込まれている。なお、第６図は、変調比ｎ
＝３の場合を示している。ＲＯＭ４には、各変調比毎に
三角波のパターンが書込まれており、周波数指令ｒ°や
電圧の大きさの指令値■１などにより、第４図で表わさ
れる特性になるよう波形が選択される。一方、ＲＯＭ３
の出力は単位正弦波であるので、これを電圧指令にする
ため、ＲＯＭ３の出力は■１と乗算される。第５図はデ
ィジタル乗算器３を使用した例であるが、このかわりに
ＲＯＭ３の出力をＤ／Ａ変換した後、アナログ乗算する
ようにしてもよい。乗算器５の出力とＲＯＭ４の出力と
は、比較器６でそれらの大きさが互いに比較され、これ
によって第３図（ロ）のようなＰＷＭパルスが形成され
る。なお、アップダウンカウンタ２およびＲＯＭ３．４
の出力はディジタル量であるが、便宜上アナログ量とし
て考えるものとする。

しかしながら、この方法によると第６図かられかるよう
に、正弦波と三角波とは同じアドレスθ１によりデータ
がアクセスされるので、完全に同期する。しかし、正弦
波１周期を示すアドレスを決定すると位相の分解能がき
まり、この同じ１周期に書込む三角波の数が少ない（変
調比が小さい）ときには問題はないが、変調比を大きく
すると、位相の分解能が悪くて、三角波を書込むことが
できなくなる。変調比を大きくするためには、位相の分
解能を上げなければならず、これにより１周期あたりの
アドレスが増加するため、ＲＯＭ容量が増大するという
難点を有する。また、正弦波１周期をＱ−に番地までに
書込んだ場合、ｒ＋ｃｔ＝ｋｆ、となるため、ｋが増加
するとｆｌｃＬが非常に大きくなる。たとえば、ｋ＝４
０９６としインバータを１００１１ｚまで運転する場合
、ｆ＋ｃＬ＝４０９、６　Ｋ　Ｈｚと高い周波数となり
、このような高い周波数を精度よく発振させるのは容易
ではない。

一方、限られた容量のＲＯＭを用いｆｌｃＬの最大周波
数を制限すると、最大変調比が決定されるため、インバ
ータ周波数が減少するにつれ、三角波の周波数も減少さ
せざるを得す、低速時の電流リプルや角度分解能が小さ
いことから生ずる応答性の悪さなどの問題が生ずる。

そこで、出願人は第７図の如き方式を提案している（特
願昭６０−６１８９２号；以下、出願済みの方式と云う
。）。

これは、第５図に示されるものに対し、１点鎖線で囲ま
れた部分を付加して構成される。なお、第７図の鎖線部
は関数発生器７、電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器８、ア
ンプダウンカウンタ９、加算器１０および極性判別回路
１１等より構成される。

関数発生器７には周波数指令ｆばか入力され、その出力
ｒアがＶ／Ｆ変換器８にて周波数ｆ　ＴＣＬのクロック
パルスに変換される。ｆ　ＴＣＬはカウンタ９によって
位相信号θ７に変換され、さらに加算器１０でθ１と加
算されてθ、となり、これ（０，４）が変調信号が書込
まれているＲＯＭ４のアドレスとして用いられる。こ−
で、例えばＲＯＭ３には基準信号として正弦波１周期分
のデータが、またＲＯＭ４には変調信号として三角波１
２周期分のデータがそれぞれ書込まれているものとする
と、このときの波形データをアナログ的に示せば第８図
の如くなる。そして、基準信号と変調信号とが同期して
運転しているときは、信号Ｓ３により゛アップダウンカ
ウンタ９をリセットして、θＴ＝Ｏとする。これにより
、θ８＝θ、となり、変調比ｎ＝１２の運転となる。

第９図に基準信号周波数ｆ１と変調信号周波数ｆ、との
関係を示す。いま、最大変調周波数をｆ　Ｃ（ｍｍｘ）
とし、ｎ−１２で運転し得る最大基準周波数をｆｌｍと
すると、ｆ　Ｃ（ＩＩＩＩＸ）　＝　１２　ｆ　＋ａと
いう関係が成立する。つまり、基準周波数がｆｏからｆ
ｏの間は同期運転状態であり、基準周波数が減少するに
つれて変調周波数も減少している。こ−で、基準周波数
がｆＩｂよりも小さくなったときに変調周波数一定の運
転へ移行するものとすると、同期運転時の最終変調周波
数は１２ｆ＋ｂとなる。

従って、変調周波数をｆ　Ｃ（ｓａｗ）とするためには
、１２（ｆｌ−ｆｉｂ）の周波数を増加させなければな
らない。つまり、ｒ０以下のインバータ周波数ｆ１で運
転しているときには、１２　（ｆｔ、−ｆｌ）の周波数
だけ加算する必要があり、この周波数を加算する部分が
第７図の一点鎖線部ということになる。このとき、ＲＯ
Ｍ４には変調比ｎの変調信号が書込まれているので、そ
の周波数ｆＣは、ｆ（＝ｎ　（ｆ、”　＋ｆＴ）＝ｎ　
ｒ、。

となる。このため、第７図に示す関数発生器７としては
、第１０図に示される如き関係を満すように構成すれば
よいことがわかる。なお、この場合、関数発生器７には
指令ｆ１′の絶対値であるｌｒ＋”ｌが入力される。

〔発明が解決しようとする問題点３ 以上の如きＰＷＭ信号発生方式において、その非同期運
転（変調周波数一定運転）時にインバータを逆転させる
ためには、θ１．θ４の相回転を逆にすればよい。つま
り、インバータ周波数指令ｆ１″の極性を極性判別回路
１１にて判別し、それに応してアップダウンカウンタ２
．９のカウント方向くアップカウント、ダウンカラン日
を変えるようにすればよい。しかしながら、かかる場合
に、指令ｆ１′にリップルが含まれていると、ｆ−さＯ の近傍では極性判別回路１１が正、逆信号を繰り返し出
力するため、カウンタ２，９のカウント方向が繰り返し
変化することになる。こ−で、カウンタ９は変調信号を
発生させているため、正、逆信号が急速に変化するとθ
７が正値、負値に変化し、両者の絶対値が等しいと平均
的には８丁が変化しない場合が生じ、位相が進まなくな
ってしまう可能性がある。このときは、最早変調周波数
一定の運転が継続できなくなり、電圧制御能力を失なっ
てしまうという問題がある。これに対しては、ｆｌｍの
リップルを減少させるためのフィルタを設けたり、極性
判別回路のヒステリシス幅を広げることも考えられるが
、このようにすると周波数応答が著しく低下するという
問題が発生する。

したがって、この発明は、インバータ周波数指令にもと
づいてＰＷＭ信号を発生させる場合に、インバータ周波
数指令が零付近でも変調周波数を一定にすることが可能
なＰＷＭ信号発生方式を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

基準信号データを記憶する第１のメモリ　（ＲＯＭ）と
、変調信号データを記憶する第２のメモリ（ＲＯＭ）と
、第１．第２メモリからデータを読出すための第１の位
相信号発生手段と、第１位相と所定の関係をもつ第２の
位相信号発生手段と、第１位相と第２位相とを加算して
第２メモリからデータを読出すための第３の位相信号発
生手段とを設ける。

〔作用〕

出力電圧基準信号と変調信号との大きさの比較によりＰ
ＷＭパルスを演算する装置において、電圧位相をアドレ
スに対応させて出力電圧基準信号と変調信号とが予め書
込まれているＲＯＭのアクセスを行ない、基準信号と変
調信号とを同期させて運転（同期運転）するときには、
双方のＲＯＭのアドレスを共通にして動作させる一方、
インバータ周波数が減少したときは、変調信号が書込ま
れているＲＯＭのアドレスに対して周波数指令に依存し
たアドレスを加算することにより、変調信号の周波数を
一定に保つ非同期運転を行うなうとき、インバータ出力
の相回転を逆にする場合は上記第１位相信号のみ相回転
を逆にし、第３位相信号の相回転は変更しないようにす
る。

〔実施例〕

第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図は第１
図において用いられる関数発生器の特性を示すグラフで
ある。

すなわち、この実施例は、極性判別回路１１の出力をア
ンプダウンカウンタ２にのみ導入した点、および関数発
生器７′として第２図の如き特性をもつものを設けた点
が特徴である。

こうすることにより、正、逆転の切換時にはカウンタ２
のカウント方向だけが変化し、基準信号の相回転が反転
する。一方、変調信号の周波数は一定に保つ必要がある
ため、関数発生器７′には第２図の如き特性を持たせる
ようにする。いま、正転のとき ｆ−〉０ とし、 ｆ　＋”＝　Ｉ　ｆ　ｌ”　ｌ とすると、正転のと６は第１０図にも示されるように、
変調周波数ｆＣは、 ｆ、＝ｎ　（ｆど十ｆｔ　）　＝ｎ　ｆ　Ｉｍとなって
、基準周波数が零であっても一定の変調周波数が出力さ
れる一方、逆転の場合はｆＴ＝−ｆど＋ｆｌａ となり、 ｆ、”　＋ｆ、＝ｆ−＋　（−ｆ、”）＋ｆ、。

＝ｆｌ！ で、変調周波数ｆｃは ｆ、＝ｎｆ、。

となり一定に保たれることになる。この結果、基準信号
のみ相回転が逆になり、変調信号は相回転なく出力され
るため、周波数零、電圧零の制御も良好に行なうことが
可能となる。

〔発明の効果〕

この発明は、インバータ出力の相回転切換時に、変調信
号のアドレスを出力するカウンタのカウント方向を変化
させないようにしているため、変調周波数一定の全領域
で安定な変調信号を発生させることができる利点がもた
らされる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図はこの
発明で用いられる関数発生器の特性を示すグラフ、第３
図は基準出力信号、変調信号およびＰＷＭ信号の各波形
を説明するための参照図、第４図はインバータ周波数と
変調信号周波数との関係を示すグラフ、第５図はＰＷＭ
信号発生方式の従来例を示す構成図、第６図は第５図の
動作を説明するための各部波形図、第７図は出願済みの
方式を示す構成図、第８図は第７図の正弦波用ＲＯＭお
よび三角波用ＲＯＭに格納されるデータ例をアナログ波
形にて示す参照図、第９図は基準信号周波数と変調信号
周波数との関係を示すグラフ、第１０図は第７図におけ
る関数発生器の特性を示すグラフである。 符号説明 １．８・・・電圧／周波数（Ｖ／Ｆ）変換器、２゜９・
・・アップダウンカウンタ、３・・・正弦波用ＲＯＭ、
４・・・三角波用ＲＯＭ、５・・・乗算器、６・・・コ
ンパレータ、７，７′・・・関数発生器、１０・・・加
算器、１１・・・極性判別回路。 代理人　弁理士　並　木　昭　夫 代理人　弁理士　松　崎　　　清 ｇａａａ 第　５１１！１ １ｉ６１１１１ ！１７Ｉｌｌ ｌＩｓ図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. インバータ主回路を構成する各スイッチング素子に与え
   るパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生すべく、出力基準
   信号１周期分の波形データを記憶する第１のメモリと、
   変調信号の所定周期分の波形データを記憶する第２のメ
   モリと、該第１および第２メモリからデータを読出すた
   めの第１の位相信号を発生する第１位相信号発生手段と
   、該第１位相信号と所定の関係にある第２の位相信号を
   発生する第２位相信号発生手段と、第１位相信号と第２
   位相信号とを加算して前記第２メモリからデータを読み
   出すための第３の位相信号を発生する第３位相信号発生
   手段とを設け、前記第２位相信号を無効にして第１位相
   信号を第１、第２メモリに与えることにより基準信号と
   変調信号とを同期化してＰＷＭ信号を発生する一方、第
   ２位相信号を有効にして第１メモリには第１位相信号を
   与え第２メモリには第３位相信号を与えることにより基
   準信号と変調信号とを非同期化してＰＷＭ信号を発生す
   るＰＷＭ信号発生方式であって、該基準信号と変調信号
   とが非同期時にインバータ出力の相回転を逆にするとき
   は前記第１位相信号のみ相回転を逆にし、第３位相信号
   の相回転は変更しないことにより、周波数零近傍を含む
   全周波数領域で変調信号を安定に出力させることを特徴
   とするＰＷＭ信号発生方式。