JPS6277867A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPS6277867A JPS6277867A JP21665185A JP21665185A JPS6277867A JP S6277867 A JPS6277867 A JP S6277867A JP 21665185 A JP21665185 A JP 21665185A JP 21665185 A JP21665185 A JP 21665185A JP S6277867 A JPS6277867 A JP S6277867A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の技術分野]
本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源と
、その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
、その負荷装置からなる電力変換装置に関する。
[発明の技術的背景]
直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変
調制fil(PWM)インバータ+誘導電動機、あるい
は直流チョッパ装置+直流電動機などがある。この直流
電圧源として、バッテリーを使う場合はあまり問題ない
が、商用電源から交直電力変換器(コンバータ)を介し
て直流電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無効
電力や高調波が近年問題になっている。
調制fil(PWM)インバータ+誘導電動機、あるい
は直流チョッパ装置+直流電動機などがある。この直流
電圧源として、バッテリーを使う場合はあまり問題ない
が、商用電源から交直電力変換器(コンバータ)を介し
て直流電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無効
電力や高調波が近年問題になっている。
この問題を解決するために、交直電力変換器としてパル
ス幅変調制御(PW〜1)コンバータを商用電源と直流
電圧源(コンデンサ)との間に挿入する方式(¥Fg願
昭57−171886等)が1!i案されている。
ス幅変調制御(PW〜1)コンバータを商用電源と直流
電圧源(コンデンサ)との間に挿入する方式(¥Fg願
昭57−171886等)が1!i案されている。
第5図は、交直電力変換器として、P W〜1コンバー
タを用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。
タを用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。
図中SUPは単相交流電源、Lsは交流リアクトル、C
ONは交流電力変換器(コンバータ)、cdは直流平滑
コンデンサ、LOADは負荷装置である。コンバータC
0NVは、自己消弧能力のある素子(例えばゲートター
ンオフサイリスタ)31〜34.ホイーリングダイオー
ドD1〜D4及び直流リアクトルLL〜L2から構成さ
れ、上記素子81〜S4は交流側電圧Vcの値を制′a
するため、公知のパルス幅変調制御が行なわれている。
ONは交流電力変換器(コンバータ)、cdは直流平滑
コンデンサ、LOADは負荷装置である。コンバータC
0NVは、自己消弧能力のある素子(例えばゲートター
ンオフサイリスタ)31〜34.ホイーリングダイオー
ドD1〜D4及び直流リアクトルLL〜L2から構成さ
れ、上記素子81〜S4は交流側電圧Vcの値を制′a
するため、公知のパルス幅変調制御が行なわれている。
すなわちコンバータC0NVは直流電圧源(コンデンサ
)Cdから見た場合、パルス幅変調側iII(PWM)
インバータとなり、その場合交流電源SUP側は一種の
負荷と見ることができる。
)Cdから見た場合、パルス幅変調側iII(PWM)
インバータとなり、その場合交流電源SUP側は一種の
負荷と見ることができる。
この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Cdの電圧V
dがほぼ一定になるように、交流電源から供給される電
流Isを制御するもので、■ 負荷装置LOADからの
電力需要に応じて4象限動作が可能なこと。
dがほぼ一定になるように、交流電源から供給される電
流Isを制御するもので、■ 負荷装置LOADからの
電力需要に応じて4象限動作が可能なこと。
■ 上記入力電流1sは′21f源電圧Vsと常に同相
に制御され入力力率が1になること。
に制御され入力力率が1になること。
■ また、入力電流Isは正弦波状に制御されるため高
調波がきわめて小さくなること。
調波がきわめて小さくなること。
が特1毀としてあげられる。
以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。
制御回路としては、次のものが用意さ−れている。
CTcは交流電流検出器、R1、R2は直流電圧を検出
するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流
電圧設定器、01〜S3は比較器、Gy (S)は電圧
制御補償回路、MLは乗算器、OAは反転演算増幅器、
a、(S)は直流制御l?11濱回路、TRGは搬送波
(三角波)発生器、GCはゲート制御回路である。
するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流
電圧設定器、01〜S3は比較器、Gy (S)は電圧
制御補償回路、MLは乗算器、OAは反転演算増幅器、
a、(S)は直流制御l?11濱回路、TRGは搬送波
(三角波)発生器、GCはゲート制御回路である。
まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流電圧V
dと電圧設定器VRからの電圧指令値Vd′を比較器C
1に入力し、偏差εv=Vd’−Vdを求める。当該偏
差εヮは、制御補償回路Gv (S)に入力され、積分
増幅あるいは比例増幅されて入力電流Isの波高値指令
1mとなる。
dと電圧設定器VRからの電圧指令値Vd′を比較器C
1に入力し、偏差εv=Vd’−Vdを求める。当該偏
差εヮは、制御補償回路Gv (S)に入力され、積分
増幅あるいは比例増幅されて入力電流Isの波高値指令
1mとなる。
当該波高値指令IrrIは乗算器MLに入力され、もう
一方の入力sinωtと掛は合わせられる。当該入力信
号sinωtは電源電圧Vs ==Vm 6 sinω
(に同期したψ位正弦波で、当該N課電圧Vsを検出し
、定数倍(1/Vm倍)することによって求められる。
一方の入力sinωtと掛は合わせられる。当該入力信
号sinωtは電源電圧Vs ==Vm 6 sinω
(に同期したψ位正弦波で、当該N課電圧Vsを検出し
、定数倍(1/Vm倍)することによって求められる。
乗算器MLの出力信号Is″は電源から供給されるべき
電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。
電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。
Is’ = In −5inωt −m当該入
力電流指令値Is′は反転壜幅器OAで反転され、コン
バータC0NVから電源SUPへ供給される交流電流[
cの指令値1c’となる。
力電流指令値Is′は反転壜幅器OAで反転され、コン
バータC0NVから電源SUPへ供給される交流電流[
cの指令値1c’となる。
以下、ここではIc′をコンバータ出力電流指令値と呼
ぶ。
ぶ。
コンバータ出力電流I。は交流電流検出器CToによっ
て検出され比較器C2に入力される。
て検出され比較器C2に入力される。
比較器C2によって、上記指令1![Ic’と検出にI
cが比較され、偏差ε1=Ic” Icが求められる
。当該偏差ε1は次の制御補償回路a、<8)に入力さ
れ、比例増幅されて、パルス幅変調制御のための制御入
力信号eiとなる。
cが比較され、偏差ε1=Ic” Icが求められる
。当該偏差ε1は次の制御補償回路a、<8)に入力さ
れ、比例増幅されて、パルス幅変調制御のための制御入
力信号eiとなる。
パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG
、比較器C3及びゲート制御回路GCによって当該制御
を行っている。
、比較器C3及びゲート制御回路GCによって当該制御
を行っている。
すなわち、搬送波発生器TRGは周波数1k)−IZ程
度の三角波e7を発生し、比較器C3は、当該三角波0
丁と、前記入力信号eiを比較し、その偏差ε7=ei
−e7に応じてゲート制御回路GCから、ゲートターン
オフサイリスタ81〜S4にオン、オフ信号を与えてい
る。
度の三角波e7を発生し、比較器C3は、当該三角波0
丁と、前記入力信号eiを比較し、その偏差ε7=ei
−e7に応じてゲート制御回路GCから、ゲートターン
オフサイリスタ81〜S4にオン、オフ信号を与えてい
る。
ei>e7のとき、すなわち偏差6丁が正のときサイリ
スタS1と84がオンされ(このとき82゜83はオフ
)コンバータの交流出力電圧VCは+dとなる。
スタS1と84がオンされ(このとき82゜83はオフ
)コンバータの交流出力電圧VCは+dとなる。
またei<eTのとき、すなわち、偏差εTが負のとき
、サイリスタS2と83がオンされ(このとき、81.
34はオフ’) 、vc =−Vdとなる。
、サイリスタS2と83がオンされ(このとき、81.
34はオフ’) 、vc =−Vdとなる。
しかもelが正の値で、大きければ上記S1と84のオ
ン期間は長くなり、S2と83のオン期間は短くなって
、Vcの平均値は、入力信号eiに比例した電圧で正常
の鎖となる。逆にelが負の直、のときはS+ とS4
のオン期間より82と83のオン期間のほうが良くなっ
てコンバータの出力電圧Vcの平均値は、入力信号e1
に比例した値で、負荷の値となる。
ン期間は長くなり、S2と83のオン期間は短くなって
、Vcの平均値は、入力信号eiに比例した電圧で正常
の鎖となる。逆にelが負の直、のときはS+ とS4
のオン期間より82と83のオン期間のほうが良くなっ
てコンバータの出力電圧Vcの平均値は、入力信号e1
に比例した値で、負荷の値となる。
すなわち、入力信号e1に比例した値に、コンバータの
出力電圧V。が制御されることになる。
出力電圧V。が制御されることになる。
コンバータの出力電流I。(N源から供給される入力電
流15の反転値)は上記コンバータの出力電圧V。@調
整することにより制御される。
流15の反転値)は上記コンバータの出力電圧V。@調
整することにより制御される。
交流リアクトルL5には電源電圧Vsと、上記コンバー
タの出力電圧V。との差電圧VL=VSVcが印加され
る。
タの出力電圧V。との差電圧VL=VSVcが印加され
る。
Vs>Vcのとき、II電流I5は図の矢印の方向に増
加する。言いかえると、コンバータ出力電流I。+、1
図の矢印方向へは減少するように動らく。逆に、Vs
<vcのとき、コンバータ出力電流1゜は図の矢印方向
に増加しようと働らく。
加する。言いかえると、コンバータ出力電流I。+、1
図の矢印方向へは減少するように動らく。逆に、Vs
<vcのとき、コンバータ出力電流1゜は図の矢印方向
に増加しようと働らく。
コンバータの出力電流指令値I。″に対して、実電流I
。が1゜’>Icの関係にあるとき、偏差εI”’IC
’ ICは正の値となり制御補償回路G、(S)を介
してPWM制御の入力信号eiを増加させる。故に、コ
ンバータ出力電圧V。も入力信号e1に比例して大きく
なり、Vo>Vsとなりコンバータ出力電流I。を図の
矢印方向に増加させる。逆に1゜’<Icとなった場合
、偏差ε、は負荷の値となりeiすなわちV。を減少さ
せて、Vc<Vsとなり、出力電流I。を減少させる。
。が1゜’>Icの関係にあるとき、偏差εI”’IC
’ ICは正の値となり制御補償回路G、(S)を介
してPWM制御の入力信号eiを増加させる。故に、コ
ンバータ出力電圧V。も入力信号e1に比例して大きく
なり、Vo>Vsとなりコンバータ出力電流I。を図の
矢印方向に増加させる。逆に1゜’<Icとなった場合
、偏差ε、は負荷の値となりeiすなわちV。を減少さ
せて、Vc<Vsとなり、出力電流I。を減少させる。
故にコンバータの出力電流I。はその指令(直1、Mに
一致するように制御される。当該指令値Io′を正弦波
状に変化させれば、それに追従して実N流1cも正弦波
状に制御される。
一致するように制御される。当該指令値Io′を正弦波
状に変化させれば、それに追従して実N流1cも正弦波
状に制御される。
コンバータの出力電流■。は電源からの入力電流Isの
反転値であり、またコンバータ出力電流の指令1i11
1c’は電源からの入力電流の指令値15″″の反転値
である。故に入力電流Isはその指令(if! I s
’に追従して制御されることになる。
反転値であり、またコンバータ出力電流の指令1i11
1c’は電源からの入力電流の指令値15″″の反転値
である。故に入力電流Isはその指令(if! I s
’に追従して制御されることになる。
次にコンデンサcdの電圧Vdの制御動作を説明する。
比較器C1によって直流電圧検出flIVdとその指令
値Vd”を比較する。Vd’>Vdの場合、偏差εVは
正の1直となり、制御補償回路GV (S)を介して、
入力電流波高値1mを増加させる。入力電流指令値Is
’は、(1)式で示したように電源電圧と同相の正弦波
で与えられる。故に、実入力電流Isが前述の如く、I
s = Is ’に制御されるものとすれば、上記波高
値Imが正の値のとき、次式で示される有効電力Psが
単相電源SUPから、コンバータC0NVを介して直流
コンデンサCdに供給される。
値Vd”を比較する。Vd’>Vdの場合、偏差εVは
正の1直となり、制御補償回路GV (S)を介して、
入力電流波高値1mを増加させる。入力電流指令値Is
’は、(1)式で示したように電源電圧と同相の正弦波
で与えられる。故に、実入力電流Isが前述の如く、I
s = Is ’に制御されるものとすれば、上記波高
値Imが正の値のとき、次式で示される有効電力Psが
単相電源SUPから、コンバータC0NVを介して直流
コンデンサCdに供給される。
P s = V s X I s
=Vm −1m −(Sinεt)2
=Vm ・1m ・(1−cos 2εt )/2・・
・(2) 従って、エネルギーPs−tが直流コンデンサCdに1
/2CdVd2としてM積され、その結果直流電圧Vd
が上昇する。
・(2) 従って、エネルギーPs−tが直流コンデンサCdに1
/2CdVd2としてM積され、その結果直流電圧Vd
が上昇する。
逆にVd”<Vdとなった場合、偏差εヮは負の値とな
り、制御補償回路Gv (S)を介して上記波高値)m
を減少させついには1m <Qとする。
り、制御補償回路Gv (S)を介して上記波高値)m
を減少させついには1m <Qとする。
故に、有効電力Psも負の値となり、今度は、エネルギ
ーPstが直流コンデンサcdから電源に回生される。
ーPstが直流コンデンサcdから電源に回生される。
その結果、直流電圧Vdは低下し、最終的にVd =V
d ”に制御される。
d ”に制御される。
負荷装置しOADは例えば、公知のPWMインバータ駆
動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサ
Cdに対して、電力のやりとりを行う。負荷装置しOA
Dが電力を消費すれば、直流電圧Vdが低下するが、上
記制御によって、電源から有効電力Psを供給して常に
VCI =Vd ’に制御される。逆に負荷装置LOA
Dから電力回生(誘導電動機を回生運転した場合)が行
われると、V(Iが一旦上昇するが、その分、電源5l
jP° に有効電力Psを回生することにより、やはり
、Vd −1=Vd ′となる。すなわち、負荷装置?
ffLOADの電力消費あるいは電力回生に応じて、電
源SUPから供給する電力P5が自動的に調整されてい
るのである。
動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサ
Cdに対して、電力のやりとりを行う。負荷装置しOA
Dが電力を消費すれば、直流電圧Vdが低下するが、上
記制御によって、電源から有効電力Psを供給して常に
VCI =Vd ’に制御される。逆に負荷装置LOA
Dから電力回生(誘導電動機を回生運転した場合)が行
われると、V(Iが一旦上昇するが、その分、電源5l
jP° に有効電力Psを回生することにより、やはり
、Vd −1=Vd ′となる。すなわち、負荷装置?
ffLOADの電力消費あるいは電力回生に応じて、電
源SUPから供給する電力P5が自動的に調整されてい
るのである。
このとき、入力型i%E l 5は電源電圧と同相ある
いは逆相(回生時)の正弦波にi、II lff1され
るので、当然、入力力率−1で高調波成分はきわめて小
さい値となっている。
いは逆相(回生時)の正弦波にi、II lff1され
るので、当然、入力力率−1で高調波成分はきわめて小
さい値となっている。
[従来技術の問題点]
このような従来の電力変換装置では、次のような問題点
があった。
があった。
すなわち、従来の電力変換装置では平滑コンデンサに印
加される直流電圧Vdがほぼ一定になるように交流電源
から供給される電流1sを電源電圧Vsと同相(入力力
率−1)の正弦波(高調波が小)に制御しているのであ
るが、当該電流制御には必ず位相遅れが伴ない、電流指
令1ia I soと実電流Isが一致せず、そのため
に所期の目標である入力力率=1の運転が困難であった
。
加される直流電圧Vdがほぼ一定になるように交流電源
から供給される電流1sを電源電圧Vsと同相(入力力
率−1)の正弦波(高調波が小)に制御しているのであ
るが、当該電流制御には必ず位相遅れが伴ない、電流指
令1ia I soと実電流Isが一致せず、そのため
に所期の目標である入力力率=1の運転が困難であった
。
第3図は従来装置による電流制御波形を表わしたもので
、破線が電流指令値15′、実線が実電流Isを示す。
、破線が電流指令値15′、実線が実電流Isを示す。
制御遅れによって実電流Isは指令値I5Hより位相角
φだけ遅れてしまう。故に実電流Isは電源電圧Vsと
同相にはならず、入力力率も遅れとなり、その分電源か
ら遅れ無効電力をとり電源系統の設備容量を増大させる
ことになる。
φだけ遅れてしまう。故に実電流Isは電源電圧Vsと
同相にはならず、入力力率も遅れとなり、その分電源か
ら遅れ無効電力をとり電源系統の設備容量を増大させる
ことになる。
[発明の目的コ
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、電流初
陣の愉相遅れ分を補償し、上記電源電流(Sをその指令
lll5’に忠実に追従するように制御した電力変換装
置を提供することを′目的とする。
陣の愉相遅れ分を補償し、上記電源電流(Sをその指令
lll5’に忠実に追従するように制御した電力変換装
置を提供することを′目的とする。
[発明の概要コ
本発明は上記目的を達成するために、交流N源と、該交
流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅変
調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コンバータ
の直流側に接続された平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサを電圧源とする負荷装置と、前記平滑コンデンサ
の直流電圧を検知して基準電圧に応じた値に制御する直
流電圧制御回路と、当該直流電圧制御回路の出力信号に
応じて前記交流1!源から供給する電流を制御する入力
電流制御回路と、前記交流電源の電圧と前記交流リアク
トルの電圧降下分の補償信号を出力す −る補償回路と
、前記入力電流制御回路の出力信号に前記補償信号を加
えて前記パルス幅変調制御コンバータの制御入力信号を
得る加算器を備え、入力電流制御の位相遅れ分を補償し
、上記N源からの供給電流Isをその指令値Is″に忠
実に追従するように制御した電力塵m装置である。
流電源に交流リアクトルを介して接続されたパルス幅変
調制御コンバータと、このパルス幅変調制御コンバータ
の直流側に接続された平滑コンデンサと、この平滑コン
デンサを電圧源とする負荷装置と、前記平滑コンデンサ
の直流電圧を検知して基準電圧に応じた値に制御する直
流電圧制御回路と、当該直流電圧制御回路の出力信号に
応じて前記交流1!源から供給する電流を制御する入力
電流制御回路と、前記交流電源の電圧と前記交流リアク
トルの電圧降下分の補償信号を出力す −る補償回路と
、前記入力電流制御回路の出力信号に前記補償信号を加
えて前記パルス幅変調制御コンバータの制御入力信号を
得る加算器を備え、入力電流制御の位相遅れ分を補償し
、上記N源からの供給電流Isをその指令値Is″に忠
実に追従するように制御した電力塵m装置である。
[発明の実施例]
第1図は本発明の電力変換装置の実施例を示す主回路構
成図である。
成図である。
図中、SUPは交流電流、しsは交流リアクトル、C0
NVはパルス幅変調制御コンバータ、cdは直流平滑コ
ンデンサ、LOADは負荷装置である。
NVはパルス幅変調制御コンバータ、cdは直流平滑コ
ンデンサ、LOADは負荷装置である。
また、第2図は第1図の装置の制御回路の実施例を示す
構成図である。
構成図である。
図中、C1、C2は比較器、Gv、G、は制御??li
償回路、A1−A3は加算器、〜ILt、ML2は乗算
器、OA+”OA+は演算増幅器、S、、/ Cはサイ
ン/コサイン変換器、PWMはパルス幅変調制御回路で
ある。
償回路、A1−A3は加算器、〜ILt、ML2は乗算
器、OA+”OA+は演算増幅器、S、、/ Cはサイ
ン/コサイン変換器、PWMはパルス幅変調制御回路で
ある。
変換器等によって電源電圧VSを検出し、演算1!1幅
器OA2によって<1/vm)倍することにより電源電
圧に同期した単位正弦波sinω[が得られる。
器OA2によって<1/vm)倍することにより電源電
圧に同期した単位正弦波sinω[が得られる。
直流電圧検出11Vdと、その指令l1IVd’を比較
器C1に入力し、その偏差ωヮ−Vd’−Vdを求める
。当該偏差ω9は次の電圧制御補償回路G■に入力され
、比例増幅あるいは積分増幅されて、入力電流指令値I
s’の波高値Δ)mとなる。
器C1に入力し、その偏差ωヮ−Vd’−Vdを求める
。当該偏差ω9は次の電圧制御補償回路G■に入力され
、比例増幅あるいは積分増幅されて、入力電流指令値I
s’の波高値Δ)mとなる。
なお、負荷電1ffl!、の急変によって直流電圧Vd
が大きく変動するのを防ぐため、負荷電流IL相当分1
moを上記入力電流指令値の波高値Δ1mに加えている
。演算増幅器OAl及び加算器△1がそのために使われ
ている。
が大きく変動するのを防ぐため、負荷電流IL相当分1
moを上記入力電流指令値の波高値Δ1mに加えている
。演算増幅器OAl及び加算器△1がそのために使われ
ている。
すなわち加算器A1の出力1m=Imo+Δ1mが実際
の入力電流指令値の波高値となる。
の入力電流指令値の波高値となる。
乗算器ML1は、前記単位正弦波sinω(と上記波高
1a信号1mを掛は合せるもので、電源から供給される
入力電流Isの指令値Is″−1m ・sinω【を作
る。
1a信号1mを掛は合せるもので、電源から供給される
入力電流Isの指令値Is″−1m ・sinω【を作
る。
また、入力電流Isは変流器CTsによって検出され、
比較器C2によって上記指令値15″と比較される。当
該偏差ε+=Is″−I5は次の電流制御補償回路G+
に入力され、反転増幅(ここでは説明を簡単にするため
、G、は比例要素のみとする)されてパルス幅変調制御
回路PWMの入力信号e1の1つとなる。パルス幅変調
制御回路PWMは公知のもので、例えば、1kHzの三
角波(搬送波)と上記入力信号2iを比較しコンパニタ
C0NVを構成する素子のオン、オフ信号を作る。コン
バータC0NVの交流側出力電圧0は上記入力信号2i
に比例した電圧を発生する。
比較器C2によって上記指令値15″と比較される。当
該偏差ε+=Is″−I5は次の電流制御補償回路G+
に入力され、反転増幅(ここでは説明を簡単にするため
、G、は比例要素のみとする)されてパルス幅変調制御
回路PWMの入力信号e1の1つとなる。パルス幅変調
制御回路PWMは公知のもので、例えば、1kHzの三
角波(搬送波)と上記入力信号2iを比較しコンパニタ
C0NVを構成する素子のオン、オフ信号を作る。コン
バータC0NVの交流側出力電圧0は上記入力信号2i
に比例した電圧を発生する。
Vc”:Kc−ef :Kcは比例定数一方
、電源電圧Vsに同期した単位正弦波sinω1はサイ
ン/コサイン変換器S/Cによって中位余弦波CO3ω
tに変換される。
、電源電圧Vsに同期した単位正弦波sinω1はサイ
ン/コサイン変換器S/Cによって中位余弦波CO3ω
tに変換される。
乗算器ML2は上記単位余弦波COSωtと前記入力電
流波高値inを乗するもので、演算増幅器OA4を介し
て、次式で示される補償信号VL’を作る。
流波高値inを乗するもので、演算増幅器OA4を介し
て、次式で示される補償信号VL’を作る。
VL’=−IfflX(ωLs /Kc ) −cos
ωtここで、ωは交流電源の角周波数、Lsは交流リア
クトルのインダクタンス値、KcはPWMコンバータの
変換定数である。
ωtここで、ωは交流電源の角周波数、Lsは交流リア
クトルのインダクタンス値、KcはPWMコンバータの
変換定数である。
また、中位正弦波sinω[は演算増幅器OA3を介し
て電源電圧補償信号V5′を作っ゛ている。
て電源電圧補償信号V5′を作っ゛ている。
■5′−(vIll/Ko)・S10ωtこの2つの補
償信号Vs′及びVL’ は加算器A2及びA3によっ
て前記電流制御補償回路G。
償信号Vs′及びVL’ は加算器A2及びA3によっ
て前記電流制御補償回路G。
の出力信号に加算されパルス幅変調補償回路PWMに、
次の入力信号eiを与えている。
次の入力信号eiを与えている。
e! −K+ ”ω1+VS’ +V、’ただし、
K+は電流制御補償回路の伝達関数である。
K+は電流制御補償回路の伝達関数である。
直流電圧開開及び入力電流制御の動作は従来装置のとこ
ろで詳しく説明したので、そちらを参照願いたい。
ろで詳しく説明したので、そちらを参照願いたい。
また1fiIPiN圧分の補償弁V5’ の作用及びそ
の効果は特願昭58−151508に詳しく述べられて
いるのでそれを参照願いたい。すなわち簡単に説明する
と、入力電流制御に際し、電源電圧Vsは一種の外乱と
して作用する。これを打ち消すためにあらかじめ電源電
圧Vs相当分をコンバータC0NVの交流側電圧V。と
じて発生させておき、その上で入力電流Isをその指令
値Is″に一致させるように制御すれば、上記V5によ
る影響を取り除くことができるのである。
の効果は特願昭58−151508に詳しく述べられて
いるのでそれを参照願いたい。すなわち簡単に説明する
と、入力電流制御に際し、電源電圧Vsは一種の外乱と
して作用する。これを打ち消すためにあらかじめ電源電
圧Vs相当分をコンバータC0NVの交流側電圧V。と
じて発生させておき、その上で入力電流Isをその指令
値Is″に一致させるように制御すれば、上記V5によ
る影響を取り除くことができるのである。
ここでは、上記電源電圧Vs分の補償を行った上で、実
電流Isがその指令値Is′より若干遅れ制御されてい
る場合の補償法を詳しく説明する。
電流Isがその指令値Is′より若干遅れ制御されてい
る場合の補償法を詳しく説明する。
第3図は入力電流指令値Is’とその実電流Isの波形
を表わしたもので、リップル分は省絡して描いている。
を表わしたもので、リップル分は省絡して描いている。
第4図はこのときの電源側の電圧電流ベクトル図を表わ
す。
す。
第4図において、Vsは電源電圧、VLは交流リアクト
ルLsに印加される電圧、Vcはコンバータの交流側出
力電圧、Is”は入力゛電流指令圃、Isは入力電流を
各々表わす。
ルLsに印加される電圧、Vcはコンバータの交流側出
力電圧、Is”は入力゛電流指令圃、Isは入力電流を
各々表わす。
コンバータ出力電圧V。は電源電圧V、sと交流リアク
トル印加電圧VLのベクトル差で表わされる。
トル印加電圧VLのベクトル差で表わされる。
VC””VS VL
また、交流リアクトル印加電圧■、は、入力電流Isと
は次の関係がある。
は次の関係がある。
VL =JωLs Is
電源電圧Vs分の補償Vsだけを付加した場合、上記交
流リアクトルLsの印加電圧力■、は電流制御回路から
与えられる。
流リアクトルLsの印加電圧力■、は電流制御回路から
与えられる。
すなわち、電流指令値Is’と実電流Isの偏差ε+−
1s’−Isを増幅しPWM制陣回路に入力して■、相
当分をコンバータから発生させているもので、 ■L=1〈。・K1 ・ε1 となる。Kcはコンバータの変換定数とする。
1s’−Isを増幅しPWM制陣回路に入力して■、相
当分をコンバータから発生させているもので、 ■L=1〈。・K1 ・ε1 となる。Kcはコンバータの変換定数とする。
故にVLを発生させるために偏差ε1=△Isが必要と
なり、その結果入力電流Isはその指令値に対して常に
位相角φだけ遅れてしまうのである。
なり、その結果入力電流Isはその指令値に対して常に
位相角φだけ遅れてしまうのである。
本発明はP W Mコンバータの出力電圧V。とじてあ
らかじめ電源電圧Vs分と交流リアクj〜ル印加電圧V
L分をフィードフォワード的に発生させるようにしたも
ので、上記VL分を発生させるための電流偏差ε1=Δ
Isを不要にしたものである。
らかじめ電源電圧Vs分と交流リアクj〜ル印加電圧V
L分をフィードフォワード的に発生させるようにしたも
ので、上記VL分を発生させるための電流偏差ε1=Δ
Isを不要にしたものである。
第2図においてPWM制御回路の入力信号e1は前にも
述べたように ei =−に+ ・εI +VS’ +VL′となっ
ている。
述べたように ei =−に+ ・εI +VS’ +VL′となっ
ている。
Vs ’ (Vm /Kc ) ・sin ωt ハ
電源電圧Vs相当分をコンバータから発生させVL’=
−(ωl s、、−’Ko) −1m xcos cc
+tは交流リアクトル印加電圧VL相当分をコンバータ
から発生させる。
電源電圧Vs相当分をコンバータから発生させVL’=
−(ωl s、、−’Ko) −1m xcos cc
+tは交流リアクトル印加電圧VL相当分をコンバータ
から発生させる。
従って、電流制御回路からの出力信号−に、・ε、の中
にはvLを発生させる要素は必要でなくなる。すなわち
定常的(入力電流指令値Ls’の波高(直imか一定の
とき)には偏差ε1=Oとなり、指令値1s’に対する
実電流Isの位相差φは零となる。また波高値(mが変
化し指令頑Is″に対して実電流Isが異なった唾にな
った場合にはε、≠Oとなりフィードバック制御により
l5=Is’に制御されるのは従来と同じである。
にはvLを発生させる要素は必要でなくなる。すなわち
定常的(入力電流指令値Ls’の波高(直imか一定の
とき)には偏差ε1=Oとなり、指令値1s’に対する
実電流Isの位相差φは零となる。また波高値(mが変
化し指令頑Is″に対して実電流Isが異なった唾にな
った場合にはε、≠Oとなりフィードバック制御により
l5=Is’に制御されるのは従来と同じである。
以上は単相電源について説明したが3相あるいは多相電
源の場合でも同様に適用できる。特に多相電源の場合に
は単位正弦波(1相分)sinωtに対して単位余弦波
(1相分) COSωtを作ることは容易であることは
言うまでもない。
源の場合でも同様に適用できる。特に多相電源の場合に
は単位正弦波(1相分)sinωtに対して単位余弦波
(1相分) COSωtを作ることは容易であることは
言うまでもない。
[発明の効果]
以上のように本発明の電力変換装置によれば、電流制御
回路からの出力信号の中に交流リアクトル印加電圧を含
まなくて済むようになり、電流指令値15Hに対して実
電流Isの位相遅れはなく°なる。すなわち平滑コンデ
ンサCdの直流電圧Vdがその指令値Vd’に一致する
ように上記入力電流指令値Is″を電a電圧Vsに同期
した正弦波電流として与えた場合、実際の入力電流Is
もその指令III I s ’に忠実に追従して制御さ
れ位相遅れのない制御が可能になる。従って電力変換装
置の入力力率を1.0に保ち、しかも入力電流高調波を
小さくするという所期の目的が達成される。
回路からの出力信号の中に交流リアクトル印加電圧を含
まなくて済むようになり、電流指令値15Hに対して実
電流Isの位相遅れはなく°なる。すなわち平滑コンデ
ンサCdの直流電圧Vdがその指令値Vd’に一致する
ように上記入力電流指令値Is″を電a電圧Vsに同期
した正弦波電流として与えた場合、実際の入力電流Is
もその指令III I s ’に忠実に追従して制御さ
れ位相遅れのない制御が可能になる。従って電力変換装
置の入力力率を1.0に保ち、しかも入力電流高調波を
小さくするという所期の目的が達成される。
第1図は本発明の電力変換装置の実施例を示す作を説明
するための電流波形図、第4図は本発明装置の動作を説
明するための電圧電流ベクトル図、第5図は従来の電力
変換装置の構成図である。 SUP・・・交流電源、L5・・・交流リアクトル、C
0NV・・・P W Mコンバータ、Cd・・・平滑コ
ンデンサ、LOAD・・・負vJ装置、C工、C3・・
・比較器、Gv、G、・・・別冊補償回路、A1−A3
・・・bD専器、〜IL!、〜IL2・・・乗算器、K
L、KS・・・・・・演淳増幅器、PWM・・・パルス
幅変調制御回路、s 、−’ c・・・サイン/コサイ
ン変換器。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 OA+ 第2図
するための電流波形図、第4図は本発明装置の動作を説
明するための電圧電流ベクトル図、第5図は従来の電力
変換装置の構成図である。 SUP・・・交流電源、L5・・・交流リアクトル、C
0NV・・・P W Mコンバータ、Cd・・・平滑コ
ンデンサ、LOAD・・・負vJ装置、C工、C3・・
・比較器、Gv、G、・・・別冊補償回路、A1−A3
・・・bD専器、〜IL!、〜IL2・・・乗算器、K
L、KS・・・・・・演淳増幅器、PWM・・・パルス
幅変調制御回路、s 、−’ c・・・サイン/コサイ
ン変換器。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 OA+ 第2図
Claims (1)
- 交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して接続
されたパルス幅変調制御コンバータと、このパルス幅変
調制御コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサ
と、この平滑コンデンサを電圧源とする負荷装置と、前
記平滑コンデンサの直流電圧を検知して基準電圧に応じ
た値に制御する直流電圧制御回路と、当該直流電圧制御
回路の出力信号に応じて前記交流電源から供給する電流
を制御する入力電流制御回路と、前記交流電源の電圧分
と前記交流リアクトルの電圧降下分の補償信号を出力す
る補償回路と、前記入力電流制御回路の出力信号に前記
補償信号を加えて前記パルス幅変調制御コンバータの制
御入力信号を得る加算回路を備えたことを特徴とする電
力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60216651A JPH0748951B2 (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60216651A JPH0748951B2 (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6277867A true JPS6277867A (ja) | 1987-04-10 |
JPH0748951B2 JPH0748951B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=16691788
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60216651A Expired - Lifetime JPH0748951B2 (ja) | 1985-09-30 | 1985-09-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0748951B2 (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6485597A (en) * | 1987-09-24 | 1989-03-30 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller |
JPH01136568A (ja) * | 1987-11-20 | 1989-05-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の制御回路 |
JPH01174275A (ja) * | 1987-12-28 | 1989-07-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
US8565951B2 (en) | 2008-07-31 | 2013-10-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Controller for AC electric vehicle |
JP2016077107A (ja) * | 2014-10-08 | 2016-05-12 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 直流電源装置 |
JP2022515821A (ja) * | 2018-12-27 | 2022-02-22 | エスエムエイ ソーラー テクノロジー アクティエンゲゼルシャフト | コンバータを有する電気分解装置及びac電圧グリッドに瞬時予備電力を提供するための方法 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
JPS6046773A (ja) * | 1983-08-22 | 1985-03-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
-
1985
- 1985-09-30 JP JP60216651A patent/JPH0748951B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
JPS6046773A (ja) * | 1983-08-22 | 1985-03-13 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6485597A (en) * | 1987-09-24 | 1989-03-30 | Mitsubishi Electric Corp | Motor controller |
JPH01136568A (ja) * | 1987-11-20 | 1989-05-29 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置の制御回路 |
JPH01174275A (ja) * | 1987-12-28 | 1989-07-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置の制御装置 |
US8565951B2 (en) | 2008-07-31 | 2013-10-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Controller for AC electric vehicle |
JP2016077107A (ja) * | 2014-10-08 | 2016-05-12 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 直流電源装置 |
JP2022515821A (ja) * | 2018-12-27 | 2022-02-22 | エスエムエイ ソーラー テクノロジー アクティエンゲゼルシャフト | コンバータを有する電気分解装置及びac電圧グリッドに瞬時予備電力を提供するための方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0748951B2 (ja) | 1995-05-24 |
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