JPS6269795A - Subscriver's circuit - Google Patents
Subscriver's circuitInfo
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- JPS6269795A JPS6269795A JP60209477A JP20947785A JPS6269795A JP S6269795 A JPS6269795 A JP S6269795A JP 60209477 A JP60209477 A JP 60209477A JP 20947785 A JP20947785 A JP 20947785A JP S6269795 A JPS6269795 A JP S6269795A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電話交換機における加入者回路に関する。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention relates to subscriber circuits in telephone exchanges.
この種の加入者回路として出願人は特願昭５８−２２５
８２６号（特開昭６０−１１７９８９号）、特願昭５８
−１６５９４６号（特開昭６０−５８７１０号）および
特願昭５８−２４７０３５号を提案した。As a subscriber circuit of this type, the applicant filed a patent application No. 58-225.
No. 826 (Japanese Unexamined Patent Publication No. 117989/1989), Patent Application No. 117989
-165946 (Japanese Unexamined Patent Publication No. 60-58710) and Japanese Patent Application No. 58-247035 were proposed.
特願昭５８−２２５８２６号は、抵抗を高インピーダン
ス化する帰還手段と周波数帯別に所定のインピーダンス
合成に必要な帰還信号を発生する帰還手段とによって高
精度のインピーダンス合成を可能とし、特性バラツキの
少ない加入者回路の実現を可能にした。Japanese Patent Application No. 58-225826 makes it possible to perform high-precision impedance synthesis by using a feedback means that increases the impedance of a resistor and a feedback means that generates a feedback signal necessary for predetermined impedance synthesis for each frequency band, and has less variation in characteristics. This made it possible to realize a subscriber circuit.
また、特願昭５８−１６５９４６号および特願昭５８−
２４７０３５号では、高インピーダンス化させる帰還パ
スを１つのアンプで構成する方法を提供し、インピーダ
ンス合成の精度向上２回路素子数の減少を可能とした。Also, Japanese Patent Application No. 165946/1982 and Japanese Patent Application No. 1987-
No. 247035 provides a method of configuring a feedback path for high impedance with one amplifier, thereby making it possible to improve the precision of impedance synthesis and reduce the number of two circuit elements.
所定のインピーダンスを合成する帰還手段としては、特
願昭５８−１６５９４６号では、高インピーダンス化さ
せる帰還パスの出力を帰還入力とするフィードバック型
であるのに対して、特願昭５８−２４７０３５号では、
高インピーダンス化させる帰還パスの入力を帰還入力と
するフィードフォワード型である点で違いがある。In Japanese Patent Application No. 58-165946, the feedback means for synthesizing a predetermined impedance is of a feedback type in which the output of the feedback path that increases the impedance is used as the feedback input, whereas in Japanese Patent Application No. 58-247035, ,
The difference is that it is a feedforward type in which the feedback input is the input of the feedback path that increases the impedance.
特願昭５８−１６５９４６号および特願昭５８−２４７
０３５号の各手法の得失は、加入者回路としてより具体
的な回路を構成した場合、回路素子。Patent Application No. 165946/1982 and Patent Application No. 247/1982
The advantages and disadvantages of each method in No. 035 are the circuit elements when a more specific circuit is configured as a subscriber circuit.
消費電力、その他機能の付加容易性、ＬＳＩ化の容易性
等の点からの判断が必要となる。Judgments must be made in terms of power consumption, ease of adding other functions, ease of integration into LSI, etc.
このような加入者回路を高性能、高機能、高経済性のＬ
ＳＩ化することは、加入者線サービスを経済的に高度化
する場合極めて重要である。This type of subscriber circuit can be used as a high-performance, highly functional, and highly economical L
SI conversion is extremely important in economically upgrading subscriber line services.
ところが、前記３つの提案のそれぞれの実施例で示した
回路は、ＬＳＩを経済的に実現する上から依然冗長な部
分を残している。However, the circuits shown in the embodiments of each of the three proposals described above still have redundant parts from the perspective of realizing LSI economically.
本発明は、ＬＳＩ加入者回路の回路規模を最小とし、Ｌ
ＳＩコストの改善、低消費電力化等を図った加入者回路
を提供することにある。The present invention minimizes the circuit scale of LSI subscriber circuits and
The object of the present invention is to provide a subscriber circuit that improves SI cost and reduces power consumption.
本発明の加入者回路は、２つの入力端子＋、−と該入力
端子間の電圧を増幅して基準電圧ＶＲを中心にして２つ
の出力０，０にたがいに同振幅で逆極性の電圧を発生す
るバランス型アンプと、２線式線路の一方と前記一端子
間、他方と前記＋端子間および前記バランス型アンプの
一端子とＯ端子間、前記＋端子と前記Ｏ端子間に接続さ
れた、ほぼ同一の抵抗値ＲＨを有する４本の抵抗と、前
記２線式線路の前記一方と前記０端子との間および前記
２線式線路の前記他方と前記０端子との間に接続された
２線式線路の基準インピーダンスよりも小さい同一の抵
抗値ＲＩＦを有する２本の抵抗と、少なくとも前記Ｏ端
子と０端子のうちのいずれか一方の端子電圧を入力とし
て所望の給電特性を実現するための直流帰還信号を発生
する直流帰還回路と、２線式線路の差電圧に比例し、所
望の交流インピーダンス値に比例する交流帰還信号を発
生する直流帰還回路と、前記直流帰還信号と前記交流帰
還信号とを重畳した電流信号を前記＋端子かあるいは一
端子のいずれか一方に出力する合成帰還回路を備えてい
る。The subscriber circuit of the present invention amplifies the voltage between the two input terminals +, - and the input terminal, and generates voltages of the same amplitude and opposite polarity to the two outputs 0 and 0 around the reference voltage VR. The generated balanced amplifier is connected between one of the two-wire lines and the one terminal, between the other and the + terminal, between one terminal of the balanced amplifier and the O terminal, and between the + terminal and the O terminal. , four resistors having substantially the same resistance value RH are connected between the one of the two-wire lines and the 0 terminal and between the other of the two-wire lines and the 0 terminal. In order to realize desired power supply characteristics by inputting two resistors having the same resistance value RIF smaller than the reference impedance of the two-wire line and a terminal voltage of at least one of the O terminal and the 0 terminal. a DC feedback circuit that generates a DC feedback signal that is proportional to the voltage difference between the two-wire lines and proportional to a desired AC impedance value; The present invention includes a composite feedback circuit that outputs a current signal, which is a superimposed current signal, to either the + terminal or the one terminal.
次に本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明
する。Next, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
まず本発明の基本的動作を第１図を参照して説明する。First, the basic operation of the present invention will be explained with reference to FIG.
バランス型アンプ１は子端子と一端子との間に入力され
た電圧を増幅して基準電圧Ｖａを中心に同振幅で逆極性
の電圧を２つの出力をＯ端子、０端子に発生する。２線
式（Ｔｉｐ線、Ｒｉｎｇ線）線路の一方（例えばここで
はＴｉｐ線とする）と一端子との間に抵抗Ｒ３，他方（
例えばここではＲ３ｎｇ線とする）と子端子との間に抵
抗Ｒ６゜一端子とＯ端子との間に抵抗Ｒ４、および子端
子と０端子との間に抵抗Ｒ５がそれぞれ接続される。The balanced amplifier 1 amplifies the voltage input between the child terminal and one terminal, and generates two outputs of voltages of the same amplitude and opposite polarity around the reference voltage Va at the O terminal and the 0 terminal. A resistor R3 is connected between one of the two-wire (Tip line, Ring line) line (for example, the Tip line here) and one terminal, and the other (Tip line, Ring line)
For example, a resistor R6 is connected between the terminal (R3ng line) and the child terminal, a resistor R4 is connected between the one terminal and the O terminal, and a resistor R5 is connected between the child terminal and the zero terminal.
ここで各抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５およびＲ６はＲ３＝Ｒ４
＝Ｒ５＝Ｒ６＝ＲＨであり、比較的高い抵抗値（例えば
数十にΩ以上）を有する。また、Ｔｉｐ線と０端子との
間には抵抗Ｒｌ 、 Ｒｉｎｇ線と０端子との間には抵
抗Ｒ２がそれぞれ接続される。Here, each resistor R3, R4, R5 and R6 is R3=R4
=R5=R6=RH, and has a relatively high resistance value (for example, several tens of ohms or more). Further, a resistor Rl is connected between the Tip line and the 0 terminal, and a resistor R2 is connected between the Ring line and the 0 terminal.
抵抗Ｒ１とＲ２はＲ１＝几２＝Ｒ，Ｆであり、２線式線
路の基準インピーダンス（通常６００Ωあるいは９００
Ω）よりも小さい抵抗値（例えば数十〇）を有する。直
流帰還回路２は、０端子あるいを入力として、所望の給
電特性を得るのに必要な直流帰還信号を発生する。Resistors R1 and R2 are R1=几2=R, F, and the reference impedance of the two-wire line (usually 600Ω or 900Ω
It has a resistance value (for example, several tens of ohms) that is smaller than Ω). The DC feedback circuit 2 receives the 0 terminal or input and generates a DC feedback signal necessary to obtain desired power supply characteristics.
交流帰還回路３は、 Ｔｉｐ線、 Ｒｉｎｇ線の差電圧
を検出し、この差電圧に比例し、所望の交流インピーダ
ンス値ＺＡＣに反比例した交流帰還信号を発生する。図
中のに′は比例定数である。合成帰還回路４は前記直流
帰還回路２の直流帰還信号と前記交流帰還回路３の交流
帰還信号を入力として合成した信号を電流として前記ア
ンプｌの子端子あるいは一端子（Ｋ１図では子端子）に
出力し、０端子、Ｏ端子に電圧を発生させる。ここで重
要なのは、次の点である。The AC feedback circuit 3 detects a voltage difference between the Tip line and the Ring line, and generates an AC feedback signal that is proportional to this voltage difference and inversely proportional to a desired AC impedance value ZAC. ′ in the figure is a constant of proportionality. The composite feedback circuit 4 inputs the DC feedback signal of the DC feedback circuit 2 and the AC feedback signal of the AC feedback circuit 3, and outputs the combined signal as a current to a child terminal or one terminal (child terminal in the diagram K1) of the amplifier 1. Outputs and generates voltage at the 0 and O terminals. The important point here is the following.
従来の回路構成では、直流帰還信号、交流帰還信号はそ
れぞれ独立にかつ子端子と一端子にバランスした形で出
力に印加されていたが、本発明では、直流帰還信号と交
流帰還信号を合成し、一つにした信号を子端子あるいは
一端子のいずれか一方に印加することにより、帰還信号
をアンプ１に印加する回路を非常に簡単にできる。また
子端子。In conventional circuit configurations, the DC feedback signal and the AC feedback signal were applied to the output independently and in a balanced manner to the child terminal and one terminal, but in the present invention, the DC feedback signal and the AC feedback signal are combined, By applying the combined signal to either the child terminal or one terminal, the circuit for applying the feedback signal to the amplifier 1 can be made very simple. Also a child terminal.
一端子に接続される素子の容量が減少し回路に対する悪
影響が少なくなる。The capacitance of an element connected to one terminal is reduced, and the adverse effect on the circuit is reduced.
次に回路の動作を詳細に説明する。まず、アンプ１は、
非常に大きな増幅度を有し、抵抗Ｒ４゜Ｒ５は負帰還抵
抗として動作するために、子端子の電圧Ｖ＋と一端子の
電圧Ｖ−は
Ｖ＋＝Ｖ （１
）となる。ここで子端子と一端子は電流を吸いこまない
ために、０端子の電圧ＶＯと０端子の電圧Ｖ。Next, the operation of the circuit will be explained in detail. First, amplifier 1 is
Since it has a very large degree of amplification and the resistors R4 and R5 operate as negative feedback resistors, the voltage V+ at the child terminal and the voltage V- at one terminal are V+=V (1
). Here, since the child terminal and one terminal do not absorb current, the voltage of the 0 terminal is VO and the voltage of the 0 terminal is V.
は次のように表せる。can be expressed as follows.
Ｖｏ ＝ ２Ｖ４− ＶＴＩｐ（２）
” ＝２ ”＋ −”Ｒｌｎｇ
（３）ＶｏとＶ♂の平均がＶＲになることを考慮すると
ＶＡＴ、Ｖｏは次のようになり、高インピーダンス化す
る帰還を作る。Vo = 2V4- VTIp(2) ” = 2 ”+ −” Rlng
(3) Considering that the average of Vo and V♂ is VR, VAT and Vo become as follows, creating a feedback with high impedance.
交流帰還回路３は所望の交流インピーダンスＺＡＣよシ
決まる以下の帰還信号を発生する。The AC feedback circuit 3 generates a feedback signal as determined by the desired AC impedance ZAC.
ただし、Ｋ１は比例定数である。However, K1 is a proportionality constant.
この回路には、通常バイパスフィルタが付加され、直流
特性において直流帰還の特性に影響を与えないように構
成される。A bypass filter is usually added to this circuit, and the circuit is configured so as not to affect the DC feedback characteristics in the DC characteristics.
直流帰還回路２は、例えば所望の給電抵抗をｚｎｃ Ｘ
２％所望の定電流設定値をＩｍａｘとすると、次の
帰還信号を発生する。For example, the DC feedback circuit 2 connects a desired power supply resistance to znc
If the desired constant current setting value of 2% is Imax, the following feedback signal is generated.
ただし、−Ｋ“Ｉｍａｘ＝Ｖｘ 、＆ｐはローパスフィ
ルタの特性である。However, -K"Imax=Vx, &p are the characteristics of the low-pass filter.
この直流帰還回路２の構成は、−例として給電抵抗値、
定電流設定値を任意に設定できるものを示しているが、
本発明はこれは拘束されるものではない。The configuration of this DC feedback circuit 2 is as follows:
This shows a model where the constant current setting value can be set arbitrarily, but
The present invention is not limited to this.
合成帰還回路４は、（５）式と（６）式を合成し、Ｋｌ
＝ｌ、Ｋ”＝２ＲＦ として、次の帰還信号電流を＋端
子から吸いとる。The synthetic feedback circuit 4 synthesizes equations (5) and (6), and calculates Kl
=l, K''=2RF, and the next feedback signal current is sucked from the + terminal.
ＺＤに
のように一方のみへ電流ＩＦを入力した場合でも、０端
子、０端子はバランス型の出力を発生するために、Ｖｏ
、ＶｏはＩＰによって次の出力を発生する。Even if the current IF is input to only one side as in ZD, the 0 and 0 terminals generate a balanced output, so Vo
, Vo generates the following output by IP.
従ってアンプ１．直流帰還回路２．交流帰還回路３の動
作を総合すると、特性は次のようになる。Therefore, amplifier 1. DC feedback circuit 2. When the operation of the AC feedback circuit 3 is summarized, the characteristics are as follows.
動入力交流信号Ｖｚｗを考えると、交流的には（９）式
より
となるため、２つの抵抗ＲＦはどちらも２Ｗから見たイ
ンピーダンスは、
ＲＦ 几Ｆ
となり、回路の差動インピーダンスは、２つのＲＦに合
成されるインピーダンスの和であるから、正しく ＺＡ
Ｃに設定される。Considering the dynamic input AC signal Vzw, the equation (9) is obtained in terms of AC, so the impedance of both resistors RF when viewed from 2W is RF 几F, and the differential impedance of the circuit is Since it is the sum of impedance combined with RF, it is correct ZA
Set to C.
一方、直流特性に対しては、次のようになる。On the other hand, the DC characteristics are as follows.
カお、通常Ｖａはバッテリー電圧Ｖａｎの半分に選ばれ
、ＶＲ＝ＶＲＢ／２である。（９）式第３項のｍａｘ部
（９）式は次のようになる。However, normally Va is chosen to be half of the battery voltage Van, and VR=VRB/2. The max part of the third term in equation (9), equation (9), is as follows.
通常状態”ｔ’ＶＴｌｐ （！： ｖＲＩ＋＋ｇは、Ｖ
ＲＢ／２に対して対称テＶＴｌ、＋ＶＲＩｎ、：ＶＲＢ
ｆｓ、ｌｌう、コｆｉハ次のようになる。Normal state "t'VTlp (!: vRI++g is V
Symmetrical with respect to RB/2 VTl, +VRIn, :VRB
fs,llu,kofiha becomes as follows.
式は次のようになる。The formula is as follows.
ｎとＶＯ，ＶＴＩＰとＶＲ＋ｎｇがＶＲＢ／２に対して
対称であるとすると、
であり、給電抵抗はＫＲＦ（Ω〕×２となる。これによ
って、定数Ｋを変えることによって任意の給電抵抗が実
現できる。If n and VO, VTIP and VR+ng are symmetrical with respect to VRB/2, then the feed resistance is KRF (Ω) x 2. By changing the constant K, any feed resistance can be realized. can.
次に第２図を参照して本発明の一実施例をさらに詳細に
説明する。バランス型アンプ１の構成は前述の第１図と
同じであるので、まず直流帰還回路２から説明する。抵
抗Ｒｎｃ１とＲＤＣ２は、と設定することにより、グラ
ンドとＯ端子の電圧Ｒ２１，コンデンサＣ２１はその電
圧にローパス特性を与え、最大値回路つきフォロワアン
プ０Ｐ２１に入力する。ｖＩは定電流設定用の入力電圧
である。最大値回路つきフォロワアンプ０Ｐ２１は、２
つの十入力のうち大きい電圧の方が本当の十入力として
生かされる特性を持ち、合成帰還回路４のトランジスタ
Ｑ４Ｌとともに、トランジスタＱ４１のエミッタがその
十入力の電圧と等しくなるようなフォロワアンプを構成
する。すなわち、定電流設定入力■凰と前記分圧した電
圧との最大値をトランジスタＱ４１のエミッタに発生す
る。Next, one embodiment of the present invention will be described in more detail with reference to FIG. Since the configuration of the balanced amplifier 1 is the same as that shown in FIG. 1 described above, the DC feedback circuit 2 will be explained first. By setting the resistors Rnc1 and RDC2 as follows, the voltage R21 between the ground and the O terminal, and the capacitor C21 give a low-pass characteristic to the voltage, which is input to the follower amplifier 0P21 with a maximum value circuit. vI is an input voltage for constant current setting. Follower amplifier 0P21 with maximum value circuit is 2
The higher voltage among the 10 inputs has the characteristic of being utilized as a true 10 input, and together with the transistor Q4L of the composite feedback circuit 4, a follower amplifier is configured such that the emitter of the transistor Q41 is equal to the voltage of the 10 inputs. . That is, the maximum value of the constant current setting input 2 and the divided voltage is generated at the emitter of the transistor Q41.
次に交流帰還回路３を説明する。演算増幅器０Ｐ３１は
抵抗Ｒ３１〜Ｒ，３４とともに差動増幅器を構成し、Ｔ
ｌｐ 、Ｒａｎ、の差電圧に比例した出力を発生する。Next, the AC feedback circuit 3 will be explained. Operational amplifier 0P31 constitutes a differential amplifier together with resistors R31 to R and 34, and T
It generates an output proportional to the voltage difference between lp and Ran.
コンデンサＣ３１は直流カット用のコンデンサである。Capacitor C31 is a DC cut capacitor.
演算増幅器０Ｐ３２，０Ｐ３４゜０Ｐ３５およびインピ
ーダンスＺｕａ Ｚｕ ２ ＃抵抗Ｒ３９、Ｒ４０，Ｒ
６１、Ｒ６２，ＲＸ端子、ＴＸ端子は加入者回路の４線
式アナログ線とのインタフェースを行なう部分であシ、
本発明とは直接には関係しないが、加入者回路としての
動作を明確化するために示したものであるので動作説明
は省略する。ＲＸ端子、ＴＸ端子の動作は、すでによく
知られている通りである。演算増幅器０Ｐ３３および抵
抗Ｒ３５〜Ｒ３８はＲＸ端子とＴｌｐ、ＲＩ１１ｆ線の
差電圧を加算するＺＡＣＩ 、 ＺＡＣ２はＺＡＣＩ
＝ ＺＡＣ（１−ｍ ）
ＺＡＣ２＝ ｍ ＺＡＣ
と設定され、Ｔ＋ｐ線、 ＲＩＩＳｇ線の差電圧成分に
関しては、演算増幅器０Ｐ３６の出力に一２ＲＦ（ＶＴ
ＩＰ−ＶＲｔ ｎｔ ） ／ ＺＡＣが出力される。合
成帰還回路４での直流帰還信号と交流帰還信号との合成
は、次のように行なわれる。抵抗Ｒ４１＝ＲＨと選ばれ
、交流帰還出力である演算増幅器０Ｐ３６の出力電圧と
直流帰還出力であるトランジスタＱ４１のエミッタ電圧
との差をＲＨで割った電流が、第２図の例では一端子に
流し込まれる。これからの動作によって生じる回路の定
量的動作は、（１）弐〜αｅ式％式％
第２図の構成において、演算増幅器０Ｆ３２〜０Ｐ３６
はＡＣ信号のみを通すため、比較的電圧の小さい電源で
動作させることができる。一方、バランス型アンプ１．
演算増幅器０Ｐ２１，０Ｐ３１等は、Ｔ＋ｐ線、ＲＩＢ
線の広い電圧の動きに対応するものでバッテリー電圧Ｖ
ＲＢ （通常−４８ｖ）を電源として動作するために、
消費電力増加の原因となりやすい。本発明の回路はこの
点に関して最小限のアンプのみバッテリー電圧で動作す
る部分に使用される構成となっており、消費電力上極め
て有利である。Operational amplifier 0P32, 0P34゜0P35 and impedance Zua Zu 2 #Resistance R39, R40, R
61, R62, RX terminal, and TX terminal are the parts that interface with the 4-wire analog line of the subscriber circuit.
Although it is not directly related to the present invention, it is shown to clarify the operation as a subscriber circuit, so a description of the operation will be omitted. The operations of the RX terminal and TX terminal are already well known. Operational amplifier 0P33 and resistors R35 to R38 are ZACI which adds the difference voltage between RX terminal and Tlp, RI11f line, ZAC2 is ZACI
= ZAC (1-m) ZAC2 = m
IP-VRtnt)/ZAC is output. The combination of the DC feedback signal and the AC feedback signal in the combination feedback circuit 4 is performed as follows. Resistor R41 = RH is selected, and the current obtained by dividing the difference between the output voltage of operational amplifier 0P36, which is an AC feedback output, and the emitter voltage of transistor Q41, which is a DC feedback output, by RH is applied to one terminal in the example of Fig. 2. being poured into it. The quantitative operation of the circuit caused by the operation from now on is as follows: (1) 2~αe formula % formula % In the configuration shown in Fig.
Because it passes only AC signals, it can be operated with a relatively low voltage power supply. On the other hand, balanced amplifier 1.
Operational amplifiers 0P21, 0P31, etc. are connected to T+p line, RIB
It corresponds to the wide voltage movement of the line, and the battery voltage V
In order to operate using RB (usually -48v) as a power source,
This can easily cause an increase in power consumption. In this regard, the circuit of the present invention has a configuration in which only a minimum number of amplifiers are used in the part that operates on battery voltage, and is extremely advantageous in terms of power consumption.
以上説明したように、本発明の加入者回路は直流帰還信
号と交流帰還信号とを合成してバランス型アンプの２つ
の入力端子の一方に印加する構成により、回路が非常に
簡単化される効果がある。As explained above, the subscriber circuit of the present invention has the effect of greatly simplifying the circuit by combining the DC feedback signal and the AC feedback signal and applying it to one of the two input terminals of the balanced amplifier. There is.
また、消費電力上もバッテリー電圧で動作する回路が少
なく消費電力を減少させる効果がある。Also, in terms of power consumption, there are fewer circuits that operate on battery voltage, which has the effect of reducing power consumption.
第１図は本発明の基本構成を示す回路図、第２図は本発
明の一実施例を示す回路図である。
１・・・・・・バランス型アンプ、２・・・・・・直流
帰還回路、３・・・・・・交流帰還回路、４・・・・・
・合成帰還回路、Ｒ１−Ｒ６・・・・・・抵抗。
代理人 弁理士 内 原 晋
第 Ｉ 図FIG. 1 is a circuit diagram showing the basic configuration of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention. 1...Balanced amplifier, 2...DC feedback circuit, 3...AC feedback circuit, 4...
・Synthetic feedback circuit, R1-R6...Resistance. Agent: Patent Attorney Susumu Uchihara I
Claims (1)
基準電圧Ｖ＿Ｒを中心にして２つの出力Ｏ、＠Ｏ＠にた
がいに同振幅で逆極性の電圧を発生するバランス型アン
プと、 ２線式線路の一方と前記−端子間、他方と前記＋端子間
および前記バランス型アンプの−端子と前記Ｏ端子間、
前記＋端子と前記＠Ｏ＠端子間にそれぞれ接続された、
ほぼ同一の抵抗値Ｒ＿Ｈを有する抵抗と、 前記２線式線路の前記一方と前記＠Ｏ＠端子との間およ
び前記２線式線路の前記他方と前記Ｏ端子との間に接続
された２線式線路の基準インピーダンスよりも小さい同
一の抵抗値Ｒ＿Ｆを有する２本の抵抗と、 少なくとも前記Ｏ端子と＠Ｏ＠端子のうちのいずれか一
方の端子電圧を入力として所望の給電特性を実現するた
めの直流帰還信号を発生する直流帰還回路と、 ２線式線路の差電圧に比例し、所望の交流インピーダン
ス値に反比例する交流帰還信号を発生する交流帰還回路
と、 前記直流帰還信号と前記交流帰還信号とを重畳した電流
信号を前記＋端子かあるいは−端子のいずれか一方に出
力する合成帰還回路と、 を有する加入者回路。[Claims] A voltage between two input terminals +, - and the input terminal is amplified, and voltages with the same amplitude and opposite polarity are applied to the two outputs O and @O@ with reference voltage V_R as the center. between one of the two-wire lines and the above-mentioned - terminal, between the other and the above-mentioned + terminal, and between the - terminal of the above-mentioned balanced amplifier and the above-mentioned O terminal;
connected between the + terminal and the @O@ terminal, respectively;
a resistor having substantially the same resistance value R_H; and two wires connected between the one of the two-wire lines and the @O@ terminal and between the other of the two-wire lines and the O terminal. In order to realize the desired power supply characteristics by inputting two resistors having the same resistance value R_F smaller than the reference impedance of the equation line and the terminal voltage of at least one of the O terminal and the @O@ terminal. an AC feedback circuit that generates an AC feedback signal that is proportional to the voltage difference between the two-wire lines and inversely proportional to a desired AC impedance value; a composite feedback circuit that outputs a current signal superimposed with the current signal to either the + terminal or the - terminal.
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20947785A JPH06105988B2 (en) | 1985-09-20 | 1985-09-20 | Subscriber circuit |
| US06/908,187 US4760595A (en) | 1985-09-20 | 1986-09-17 | Subscriber line interface circuit having means for combining DC and AC feedback signals |
| DE8686307164T DE3686111T2 (en) | 1985-09-20 | 1986-09-17 | SUBSCRIBER LINE INTERFACE CIRCUIT WITH MEANS FOR COMBINING DC AND AC COUNTER-SIGNAL SIGNALS. |
| EP86307164A EP0215677B1 (en) | 1985-09-20 | 1986-09-17 | Subscriber line interface circuit having means for combining dc and ac feedback signals |
| AU62953/86A AU584558B2 (en) | 1985-09-20 | 1986-09-19 | Subscriber line interface circuit having means for combining DC and AC feedback signals |
| CA000518599A CA1257722A (en) | 1985-09-20 | 1986-09-19 | Subscriber line interface circuit having means for combining dc and ac feedback signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20947785A JPH06105988B2 (en) | 1985-09-20 | 1985-09-20 | Subscriber circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6269795A true JPS6269795A (en) | 1987-03-31 |
| JPH06105988B2 JPH06105988B2 (en) | 1994-12-21 |
Family
ID=16573491
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20947785A Expired - Lifetime JPH06105988B2 (en) | 1985-09-20 | 1985-09-20 | Subscriber circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06105988B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0993623A (en) * | 1995-09-22 | 1997-04-04 | Nec Corp | Subscriber circuit |
-
1985
- 1985-09-20 JP JP20947785A patent/JPH06105988B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0993623A (en) * | 1995-09-22 | 1997-04-04 | Nec Corp | Subscriber circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06105988B2 (en) | 1994-12-21 |
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