JPS6243199B2 - - Google Patents
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- JPS6243199B2 JPS6243199B2 JP53123123A JP12312378A JPS6243199B2 JP S6243199 B2 JPS6243199 B2 JP S6243199B2 JP 53123123 A JP53123123 A JP 53123123A JP 12312378 A JP12312378 A JP 12312378A JP S6243199 B2 JPS6243199 B2 JP S6243199B2
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-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H7/00—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs
- G10H7/02—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs in which amplitudes at successive sample points of a tone waveform are stored in one or more memories
- G10H7/04—Instruments in which the tones are synthesised from a data store, e.g. computer organs in which amplitudes at successive sample points of a tone waveform are stored in one or more memories in which amplitudes are read at varying rates, e.g. according to pitch
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H1/00—Details of electrophonic musical instruments
- G10H1/02—Means for controlling the tone frequencies, e.g. attack or decay; Means for producing special musical effects, e.g. vibratos or glissandos
- G10H1/06—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour
-
- G—PHYSICS
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- G10H1/12—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour by filtering complex waveforms
- G10H1/125—Circuits for establishing the harmonic content of tones, or other arrangements for changing the tone colour by filtering complex waveforms using a digital filter
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
- G10H2250/471—General musical sound synthesis principles, i.e. sound category-independent synthesis methods
- G10H2250/481—Formant synthesis, i.e. simulating the human speech production mechanism by exciting formant resonators, e.g. mimicking vocal tract filtering as in LPC synthesis vocoders, wherein musical instruments may be used as excitation signal to the time-varying filter estimated from a singer's speech
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
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- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Description
この発明は、デジタル楽音発生器に関する。更
に詳しくいうと、この発明は、デジタル楽音シン
セサイザ用のデジタルスライド型フオルマントフ
イルタに関する。従来の楽音シンセサイザのフオ
ルマントフイルタは、固定型フオルマントフイル
タか、又はスライド型フオルマントフイルタであ
る。固定式フオルマントフイルタは、合成される
楽音の基本周波数に関して固定した特性を有す
る。従つて、臨界周波数（低域フイルタ又は高域
フイルタに対するしや断周波数）は、楽音の高周
波内容を変更するために、基本周波数に関して縮
率（scale）される。スライド式フオルマントフ
イルタでは、基本周波数に関して縮率（scale）
された臨界周波数は、何らかの入力制御に応じて
時間とともに変化する。楽音の高調波内容が、そ
の楽音の最初のアタツクから、デイケイ、サステ
イン、リリースを通して変化するようにするため
に、入力制御はADSR発生器からでもよい。従来
のアナログ型楽音シンセサイザは、各楽音の周波
数特性を個々に制御するために、抵抗−リアクタ
ンス回路網の形とした複数のフイルタを利用す
る。楽音をデジタル方式で発生させてからアナロ
グ可聴（オーデイオ）信号に変える場合には、フ
ーリエ変換計算を用いて波形化したデータ組を合
成するのに用いられる高周波係数を個々に変える
ことによつて、フオルマント波作用を提供する
というやり方がとられてきた。この種のシステム
におけるフオルマント波作用は、例えば米国特
許第3956960号および米国特許第4000675号に記載
されている。“複音シンセサイザ”について米国
特許第4085644号においても、合成される可聴
（オーデイオ）波形の１サイクルにわたつてサン
プル点の振幅をあらわす１組のデジタル化データ
合成に用いる高調波係数を変えるスライド型フオ
ルマントフイルタが記載されている。かかる既知
のデジタルシステムには、合成された楽音の高調
波内容を制御するために利用される個々の高調波
係数に依存している。 この発明は、個々の高調波係数を利用しうるよ
うにする必要のないデジタル楽音発生器における
スライド式フオルマントフイルタを提供するため
の改良された配置を目的としたものである。その
ようなデジタル楽音シンセサイザは、例えば、合
成波形上のサンプル点のデジタル化した数値のみ
が利用できる米国特許第3515792号に記載されて
いる。この発明は、発生される波形を定めるサン
プル点の振幅をあらわすデータを変えるため、既
知のデジタル型フイルタ特性を利用する。そのデ
ジタル型フイルタは、波器応答（フイルタレス
ポンス）が不変で、サンプリング周波数により直
線的に縮率（音階化）（scale）されるように設計
することができる。従つて、このデジタル型フイ
ルタは、相異る基本周波数の楽音とともに用いた
場合、同じ相対的応答（レスポンス）を提供す
る。この発明は、いずれの場合にも同じデジタル
計数値の組によつて決定されるしや断特性をもつ
たスライド式低域通過フイルタとしても、スライ
ド式高域通過フイルタとしても作動するデジタル
式フイルタを提供する。固定メモリに記憶するこ
とができる、又は計算することができる係数値
は、デジタルフイルタのしや断特性を変えるため
に変更されることができる。フイルタのしや断
は、高調波次数の増大により変化する。 このことは、簡単にいうと、デジタル楽音シン
セサイザにおいて発生される楽音の波形を定める
１連の点の振幅に対応するデジタルデータ源を提
供することによつて達成される。このデータは発
生されるピツチによつて決定されるサンプリング
速度で読み出される。このデータは、データがデ
ータ源から伝達されるのと同じ速度で、デジタル
フイルタ回路を通つてＤ−Ａ変換器へ結合され
る。デジタルフイルタ手段は、デジタルフイルタ
の伝達特性を制御する複数の係数値を発生させる
ことによつて、時間の関数としてデジタルフイル
タの特性を制御する手段を具える。 この発明を更に完全に理解するためには、下記
の添付図面を参照されたい。 第１図を詳細に参照すると、例えば“複音シン
セサイザ”と題する米国特許第4085644号に記載
されている型の楽音発生器が示されている。しか
し、この発明は、この出願に示されている型の楽
音発生器に限定されるものではなく、例えば米国
特許第3515792号に記載されている型の楽音発生
器に関連しても使用できる。第１図に示す配置に
おいて主レジスタは、主データリストを記憶し、
そのリスト中の各語は、発生される波形の１サン
プル点の振幅をあらわす。例えば、主レジスタ
は、発生される波形の１サイクルにわたり等間隔
におかれた64のデータ点をあらわす64語を記憶で
きる。主データリストは、鍵盤楽器の或る鍵が作
動するのに応じて波形メモリから主レジスタ１０
中に負荷させることができ、或いは前記の同時係
属出願に記載されている方法に従つてデータを計
算することによつて主レジタル１０中に負荷させ
ることができる。ついで主データリストは、デー
タ選択回路２１を通り、多数ある楽音発生器のう
ちの１つに伝達される。第１図には２個の楽音発
生器を示してある。データ選択回路は、楽音発生
器のうちの１個の音調シフトレジスタ、例えば１
５に示す音調シフトレジスタ＃１、或いは１６に
示す音調シフトレジスタ＃２へ主データリストを
送る。主データリストは、クロツク選択回路１１
を通り１４に示す音調クロツク＃１又は１３に示
す音調クロツク＃２などの関連音調クロツクから
のクロツクパルスにより、主レジスタから音調シ
フトレジスタへシフトされる。音調クロツクの周
波数は、鍵盤上で押鍵される鍵のピツチにより決
定される。楽音クロツクは、鍵盤上の或る特定の
鍵を押鍵すると発生する基本ピツチ周波数の64倍
のパルス繰返し周波数を具えるように設定され
る。 主データリストがひとたび主レジスタから音調
シフトレジスタへ伝達されると、主レジスタ１０
は、別の楽音に関連した主データリストを自由に
受けとることができる。音調シフトレジスタ１５
の主データリストを用いると、波形上で64個のデ
ジタル化されたサンプル点は、１点に１語ずつ連
続的に音調シフトレジスタから１７および１８に
示すようなＤ−Ａ変換器へシフトされ、その変換
器はデジタル化された各語をアナログ電圧に変換
する。従つて、変換器の出力は、音調クロツクに
よつて制御される速度で主データリストのデータ
によつて制御されるステツプにて時間と共に振幅
の変化する電圧である。このアナログ電圧は、ア
ナログ電圧を可聴楽音に変換する音響システム１
２に印加される。 上述した種類の先行技術のデジタル楽音発生器
においては、波（filtering）は、主データリス
ト中のデータを変えることによつて行われた。主
データリストは、フーリエ変換演算を用いて波形
を合成するのに使用する高調波の相対的振幅をあ
らわす１組の係数を利用して計算された。この発
明は、主レジタス１０から楽音発生器のそれぞれ
の音調シフトレジスタへの伝達経路に挿入された
第１図の２０に示すようなデジタルフイルタを利
用することによつて、高域通過又は低域通過の、
固定式又はスライド式のフオルマントフイルタを
提供する。デジタルフイルタ２０への入力に関す
るフオルマント選択信号は、そのデジタルフイル
タが低域通過フイルタとして作動するか高域通過
フイルタとして作動するかを決定する。フイルタ
２０への入力に関する可変デジタル制御信号は、
そのデジタルフイルタのしや断周波数を制御す
る。そのようなデジタルフイルタは、技術上周知
である。例えば、1969年にマグローヒル社から発
行されたバーハンド・ゴールドおよびチールズ・
レイダー著“信号のデジタル処理”を参照された
い。本出願に利点を有するデジタルフイルタの独
持な形式は、“だ円デジタルフイルタ”という名
称で一般に周知している種類のものである。普列
型構成（Second Order）のだ円フイルタのＺ分
域における伝達関数は、下記の関係式であらわさ
れる。 Ｈ（Ｚ）＝１＋Ａ１Ｚ−１＋Ａ２Ｚ−２／１＋Ｂ
１Ｚ−１＋Ｂ２Ｚ−２ Z-1は１個のクロツクパルスの遅れを表わし、
Z-2は２個のクロツクパルスの遅れを表わす。４
つの係数A1、A2、B1、B2は、フイルタ特性を制
御する。 本発明は、第１図に関連して上述した方法によ
りデジタル楽音発生器に使用するため特に設計さ
れた改良デジタルフイルタを提供する。デジタル
フイルタは第２図のブロツク図に示される。この
発明のデジタルフイルタは、同一の係数組A1、
A2、B1、B2を使用してスライド式低域通過フイ
ルタとスライド式高域通過フイルタの両方を提供
する。フイルタの設計を詳細に検討する前に、第
４図、第５図、第６図、第７図を参照されたい。
これらの図に、低域通過フイルタおよび高域通過
フイルタとして構成された上記の式のだ円形デジ
タルフイルタの周波数レスポンスを示す。耳は約
3dbの変化しか検知できないので、通過帯域の許
容リツプルは2dbとした。例として、それらの図
の周波数レスポンス曲線は、サンプリング周波数
14.08khzをもつ基本ピツチ周波数A3＝220hzに対
して描かれている。このサンプリング周波数は、
32の高調波能力をもつ楽音発生システムに適合す
る。第４図は、1.76khzに選択したしや断周波数
をもつデジタルフイルタの周波数レスポンスを示
し、これは基本ピツチ周波数A3の第８高調波に
対応する。第５図は同じデジタルフイルタの構造
を示すが、このフイルタは3.52khzに選択したし
や断周波数を有し、A3の第16高調波に対応す
る。第６図および第７図は、しや断周波数近くの
周波数を通過させるように設計した高域通過フイ
ルタの同様な曲線を示し、それぞれ第８高調波お
よび第16高調波に対応する。 下記の表１は、低域通過フイルタの構成を有す
るデジタルフイルタを提供するため式１に使用し
うる係数A1、A2、B1、B2を示す。係数４個より
なる各組は、合成される楽音の相異るしや断周波
数に対応する。この表は、しや断周波数が楽音
A3の高調波に対応するように配列されている。
これらの係数は、オーガスタスH.グレー・ジユ
ニアおよびジヨンD.マーケルの論文“だ円フイ
ルタ設計のためのコンピユータプログラム”
（IEEE Trans.ASSP.Vol.ASP−24 No.６、1976
年12月、529−538頁）に記載されている方法によ
り求められている。
に詳しくいうと、この発明は、デジタル楽音シン
セサイザ用のデジタルスライド型フオルマントフ
イルタに関する。従来の楽音シンセサイザのフオ
ルマントフイルタは、固定型フオルマントフイル
タか、又はスライド型フオルマントフイルタであ
る。固定式フオルマントフイルタは、合成される
楽音の基本周波数に関して固定した特性を有す
る。従つて、臨界周波数（低域フイルタ又は高域
フイルタに対するしや断周波数）は、楽音の高周
波内容を変更するために、基本周波数に関して縮
率（scale）される。スライド式フオルマントフ
イルタでは、基本周波数に関して縮率（scale）
された臨界周波数は、何らかの入力制御に応じて
時間とともに変化する。楽音の高調波内容が、そ
の楽音の最初のアタツクから、デイケイ、サステ
イン、リリースを通して変化するようにするため
に、入力制御はADSR発生器からでもよい。従来
のアナログ型楽音シンセサイザは、各楽音の周波
数特性を個々に制御するために、抵抗−リアクタ
ンス回路網の形とした複数のフイルタを利用す
る。楽音をデジタル方式で発生させてからアナロ
グ可聴（オーデイオ）信号に変える場合には、フ
ーリエ変換計算を用いて波形化したデータ組を合
成するのに用いられる高周波係数を個々に変える
ことによつて、フオルマント波作用を提供する
というやり方がとられてきた。この種のシステム
におけるフオルマント波作用は、例えば米国特
許第3956960号および米国特許第4000675号に記載
されている。“複音シンセサイザ”について米国
特許第4085644号においても、合成される可聴
（オーデイオ）波形の１サイクルにわたつてサン
プル点の振幅をあらわす１組のデジタル化データ
合成に用いる高調波係数を変えるスライド型フオ
ルマントフイルタが記載されている。かかる既知
のデジタルシステムには、合成された楽音の高調
波内容を制御するために利用される個々の高調波
係数に依存している。 この発明は、個々の高調波係数を利用しうるよ
うにする必要のないデジタル楽音発生器における
スライド式フオルマントフイルタを提供するため
の改良された配置を目的としたものである。その
ようなデジタル楽音シンセサイザは、例えば、合
成波形上のサンプル点のデジタル化した数値のみ
が利用できる米国特許第3515792号に記載されて
いる。この発明は、発生される波形を定めるサン
プル点の振幅をあらわすデータを変えるため、既
知のデジタル型フイルタ特性を利用する。そのデ
ジタル型フイルタは、波器応答（フイルタレス
ポンス）が不変で、サンプリング周波数により直
線的に縮率（音階化）（scale）されるように設計
することができる。従つて、このデジタル型フイ
ルタは、相異る基本周波数の楽音とともに用いた
場合、同じ相対的応答（レスポンス）を提供す
る。この発明は、いずれの場合にも同じデジタル
計数値の組によつて決定されるしや断特性をもつ
たスライド式低域通過フイルタとしても、スライ
ド式高域通過フイルタとしても作動するデジタル
式フイルタを提供する。固定メモリに記憶するこ
とができる、又は計算することができる係数値
は、デジタルフイルタのしや断特性を変えるため
に変更されることができる。フイルタのしや断
は、高調波次数の増大により変化する。 このことは、簡単にいうと、デジタル楽音シン
セサイザにおいて発生される楽音の波形を定める
１連の点の振幅に対応するデジタルデータ源を提
供することによつて達成される。このデータは発
生されるピツチによつて決定されるサンプリング
速度で読み出される。このデータは、データがデ
ータ源から伝達されるのと同じ速度で、デジタル
フイルタ回路を通つてＤ−Ａ変換器へ結合され
る。デジタルフイルタ手段は、デジタルフイルタ
の伝達特性を制御する複数の係数値を発生させる
ことによつて、時間の関数としてデジタルフイル
タの特性を制御する手段を具える。 この発明を更に完全に理解するためには、下記
の添付図面を参照されたい。 第１図を詳細に参照すると、例えば“複音シン
セサイザ”と題する米国特許第4085644号に記載
されている型の楽音発生器が示されている。しか
し、この発明は、この出願に示されている型の楽
音発生器に限定されるものではなく、例えば米国
特許第3515792号に記載されている型の楽音発生
器に関連しても使用できる。第１図に示す配置に
おいて主レジスタは、主データリストを記憶し、
そのリスト中の各語は、発生される波形の１サン
プル点の振幅をあらわす。例えば、主レジスタ
は、発生される波形の１サイクルにわたり等間隔
におかれた64のデータ点をあらわす64語を記憶で
きる。主データリストは、鍵盤楽器の或る鍵が作
動するのに応じて波形メモリから主レジスタ１０
中に負荷させることができ、或いは前記の同時係
属出願に記載されている方法に従つてデータを計
算することによつて主レジタル１０中に負荷させ
ることができる。ついで主データリストは、デー
タ選択回路２１を通り、多数ある楽音発生器のう
ちの１つに伝達される。第１図には２個の楽音発
生器を示してある。データ選択回路は、楽音発生
器のうちの１個の音調シフトレジスタ、例えば１
５に示す音調シフトレジスタ＃１、或いは１６に
示す音調シフトレジスタ＃２へ主データリストを
送る。主データリストは、クロツク選択回路１１
を通り１４に示す音調クロツク＃１又は１３に示
す音調クロツク＃２などの関連音調クロツクから
のクロツクパルスにより、主レジスタから音調シ
フトレジスタへシフトされる。音調クロツクの周
波数は、鍵盤上で押鍵される鍵のピツチにより決
定される。楽音クロツクは、鍵盤上の或る特定の
鍵を押鍵すると発生する基本ピツチ周波数の64倍
のパルス繰返し周波数を具えるように設定され
る。 主データリストがひとたび主レジスタから音調
シフトレジスタへ伝達されると、主レジスタ１０
は、別の楽音に関連した主データリストを自由に
受けとることができる。音調シフトレジスタ１５
の主データリストを用いると、波形上で64個のデ
ジタル化されたサンプル点は、１点に１語ずつ連
続的に音調シフトレジスタから１７および１８に
示すようなＤ−Ａ変換器へシフトされ、その変換
器はデジタル化された各語をアナログ電圧に変換
する。従つて、変換器の出力は、音調クロツクに
よつて制御される速度で主データリストのデータ
によつて制御されるステツプにて時間と共に振幅
の変化する電圧である。このアナログ電圧は、ア
ナログ電圧を可聴楽音に変換する音響システム１
２に印加される。 上述した種類の先行技術のデジタル楽音発生器
においては、波（filtering）は、主データリス
ト中のデータを変えることによつて行われた。主
データリストは、フーリエ変換演算を用いて波形
を合成するのに使用する高調波の相対的振幅をあ
らわす１組の係数を利用して計算された。この発
明は、主レジタス１０から楽音発生器のそれぞれ
の音調シフトレジスタへの伝達経路に挿入された
第１図の２０に示すようなデジタルフイルタを利
用することによつて、高域通過又は低域通過の、
固定式又はスライド式のフオルマントフイルタを
提供する。デジタルフイルタ２０への入力に関す
るフオルマント選択信号は、そのデジタルフイル
タが低域通過フイルタとして作動するか高域通過
フイルタとして作動するかを決定する。フイルタ
２０への入力に関する可変デジタル制御信号は、
そのデジタルフイルタのしや断周波数を制御す
る。そのようなデジタルフイルタは、技術上周知
である。例えば、1969年にマグローヒル社から発
行されたバーハンド・ゴールドおよびチールズ・
レイダー著“信号のデジタル処理”を参照された
い。本出願に利点を有するデジタルフイルタの独
持な形式は、“だ円デジタルフイルタ”という名
称で一般に周知している種類のものである。普列
型構成（Second Order）のだ円フイルタのＺ分
域における伝達関数は、下記の関係式であらわさ
れる。 Ｈ（Ｚ）＝１＋Ａ１Ｚ−１＋Ａ２Ｚ−２／１＋Ｂ
１Ｚ−１＋Ｂ２Ｚ−２ Z-1は１個のクロツクパルスの遅れを表わし、
Z-2は２個のクロツクパルスの遅れを表わす。４
つの係数A1、A2、B1、B2は、フイルタ特性を制
御する。 本発明は、第１図に関連して上述した方法によ
りデジタル楽音発生器に使用するため特に設計さ
れた改良デジタルフイルタを提供する。デジタル
フイルタは第２図のブロツク図に示される。この
発明のデジタルフイルタは、同一の係数組A1、
A2、B1、B2を使用してスライド式低域通過フイ
ルタとスライド式高域通過フイルタの両方を提供
する。フイルタの設計を詳細に検討する前に、第
４図、第５図、第６図、第７図を参照されたい。
これらの図に、低域通過フイルタおよび高域通過
フイルタとして構成された上記の式のだ円形デジ
タルフイルタの周波数レスポンスを示す。耳は約
3dbの変化しか検知できないので、通過帯域の許
容リツプルは2dbとした。例として、それらの図
の周波数レスポンス曲線は、サンプリング周波数
14.08khzをもつ基本ピツチ周波数A3＝220hzに対
して描かれている。このサンプリング周波数は、
32の高調波能力をもつ楽音発生システムに適合す
る。第４図は、1.76khzに選択したしや断周波数
をもつデジタルフイルタの周波数レスポンスを示
し、これは基本ピツチ周波数A3の第８高調波に
対応する。第５図は同じデジタルフイルタの構造
を示すが、このフイルタは3.52khzに選択したし
や断周波数を有し、A3の第16高調波に対応す
る。第６図および第７図は、しや断周波数近くの
周波数を通過させるように設計した高域通過フイ
ルタの同様な曲線を示し、それぞれ第８高調波お
よび第16高調波に対応する。 下記の表１は、低域通過フイルタの構成を有す
るデジタルフイルタを提供するため式１に使用し
うる係数A1、A2、B1、B2を示す。係数４個より
なる各組は、合成される楽音の相異るしや断周波
数に対応する。この表は、しや断周波数が楽音
A3の高調波に対応するように配列されている。
これらの係数は、オーガスタスH.グレー・ジユ
ニアおよびジヨンD.マーケルの論文“だ円フイ
ルタ設計のためのコンピユータプログラム”
（IEEE Trans.ASSP.Vol.ASP−24 No.６、1976
年12月、529−538頁）に記載されている方法によ
り求められている。
【表】
【表】
下記の第２表は、係数が楽音A3の高調波に対
応してしや断周波数を定める高域通過フイルタ構
造のための係数を示す。係数は、各欄の右側３デ
イジツトの指数値とともに浮動小数点記法で表わ
してある。
応してしや断周波数を定める高域通過フイルタ構
造のための係数を示す。係数は、各欄の右側３デ
イジツトの指数値とともに浮動小数点記法で表わ
してある。
【表】
【表】
第１表および第２表から、係数A1は各しや断
に対して約２の数値を有し、係数A2は低域通過
フイルタ構造に対しては１に等しいが、高域通過
フイルタ構造に対して係数A1は−２の数値を有
し、A2は１に等しいことが注目される。更に、
係数値B1およびB2は等しいが順序が逆になつて
おり、このため同一の組の係数B1およびB2は、
高域通過フイルタ構造、低域通過フイルタ構造の
両方に使用できる点が注目される。これらの係数
は、例えば、デジタルフイルタへの制御信号入力
に応じてアドレスされ、フイルタしや断周波数を
変えて高調波次数を増加させることができる固定
メモリに記憶させることができる。第１表および
第２表はA3の高調波として周波数を示すが、サ
ンプリング周波数の１機能であるピツチ周波数の
正規化作用により、これらの表の数、サンプリン
グ周波数の1/64である基本ピツチ周波数の高調波
に対応するものとして解釈しうる点に注目すべき
である。 第２図を詳細に参照するに、この発明によるデ
ジタルフイルタの好ましい実施例をブロツク図で
示している。第１表および第２表の係数値B1
は、係数メモリ２２に記憶されているが、第１表
および第２表の係数B2は係数メモリ２４に記憶
されている。係数メモリは、入力線２８が受け取
る制御信号に応じてアドレスを発生させるメモリ
アドレスデコーダ２６からのアドレスによつて
個々にアドレスされうる各係数をもつ固定メモリ
であることが望ましい。入力線３０上の２進信号
は、フイルタが高域フイルタとして作動するか或
いは低域フイルタとして作動するかによつて、ど
の係数がメモリから読み出されるかを決定する。 メモリ２２から読み出された係数は、２の補数
回路３２に適用され、この回路は、フイルタが高
域フイルタとして作動するか或いは低域フイルタ
として作動するかによつてどの係数がメモリから
読み出されるかを決定する。メモリ２２から読み
出された係数は、２の補正回路３２に適用され、
この回路はフイルタが高域フイルタとして作動す
るか低域フイルタとして作動するかによつて係数
の符号（sign）を変えたり変えなかつたりする。
波形データ源１０からの波形データは、加算器３
４の１入力に加えられる。すると今度は加算器３
４の出力は、第１図に関連して上記したように選
択された楽音クロツクからのクロツクパルスによ
りサンプリング周波数でシフトされるシフトレジ
スタ３６へ加えられる。レジスタ３６は、１デー
タ点を記憶し、従つて１クロツク遅延として作動
する。レジスタ３６の出力は、第２の１クロツク
遅延を提供する第２のレジスタ３８へシフトされ
る。 シフトレジスタ３６に記憶された語は、その符
号が２の補数回路３２によつてセツトされている
メモリ２２からの係数とともに、係数乗算器４０
の１入力へ加えられる。シフトレジスタ３８中の
語は、メモリ２４からの係数とともに、第２の係
数乗算器４２の１入力へ加えられる。乗算器４０
および４２によつて得られた積は、加算器４４に
より加算され、加算器３４への第２の入力へ加え
られ、波形データ源１０からの現在の語へ加算さ
れる。 第１レジスタの出力は、実際に４６に示すよう
に、２進左方向シフトを行うことにより、係数
A1＝２を乗算される。符号は従つて２の補数回
路４８のセツトであるが、その符号は、デジタル
フイルタが高域通過フイルタとして作動するか低
域通過フイルタとして作動するかによつて決定さ
れる。２の補数回路の出力は、加算器５０への１
入力として加えられる。加算器へのもう一方の入
力は、第２レジスタ３８からえられる。この値に
は通常係数A1＝１が乗算されるので、それは加
算器５０のもう一方の入力へ直接に加えられる。
その結果生じる加算器３４および５０からの出力
は、更に別の加算器５２によつて加算され、フリ
ツプ・フロツプ５６とモジユロ16カウンタ５８で
制御されるゲート５４によつて音調シフトレジス
タ中のなかの適当な１つにゲートされる。カウン
タおよび制御フリツプ・フロツプの目的は、デジ
タルフイルタの初期過渡特性を除去することであ
る。従来のアナログフイルタと同様にデジタルフ
イルタは、入力信号の最初に初期過渡特性を示
す。第１表および第２表に示す係数をもつデジタ
ルフイルタでは、約８〜７クロツクタイムで減衰
（decay）することが判つている。カウンタ５８
は、フリツプ・フロツプ５６をセツトしゲート５
４を開ける前に、16クロツクタイム（時間）まで
実際に計数する。フリツプ・フロツプ５６は、転
送サイクルの初めにリセツト信号によりリセツト
される。 デジタルフイルタは、臨界周波数付近では不安
定な動作を示すので、数字で表わした精度が高け
れば高いほど、臨界周波数へ益々近づくことがで
きる。しかし、フイルタの価格を下げるために、
フイルタの実施にあたつてはできるだけ少数のビ
ツトを使用することもまた望ましいことである。
すぐれた妥協的な設計は、８個の２進ビツトを有
する係数を使用し、制御信号を制限すること、従
つて低域通過フイルタしや断が第３次高調波以下
にならないようにし高域通過フイルタしや断が第
28次高調波以上にならないようにすることである
ことが判つている。 係数メモリに記憶された係数B1およびB2は、
第１表および第２表の最後の欄に示されている利
得（ゲイン）の項によつて修正される。このケイ
ンの項は、デジタルフイルタの挿入損失係数であ
り、しや断周波数の関数である。係数メモリに記
憶された数値は、第１表および第２表に示すゲイ
ン項と係数値の積である。固定メモリに係数を記
憶させる代りにB1、B2および制御信号の関数と
してのゲインを計算する簡単なコンピユータを実
施することができる。適切な近似はB1＝b0＋b1S
であることが判つている。但しb0＝−2.180139、
b1＝0.1308903であり、Ｓは１＜Ｓ＜31の範囲内
の１つの数として表わした制御信号の値である。
B2＝c0＋c1S＋c2S2。但しc0＝0.9965652、c1＝−
0.074192、c2＝0.00244513。利得（ゲイン）＝d0＋
d1S＋d2S2但しd0＝−0.01346086、d1＝
0.006864683、d2＝0.0005903841である。上述し
たように、安定性の理由から、Ｓの値は低域通過
フイルタに対しては最低３、高域通過フイルタに
対しては最高28の範囲に限定すべきである。 第３図は、第２図に関連して上述してある第１
図のデジタルフイルタの別の配置を示す。第２図
と同様に、係数B1およびB2は、係数メモリ２２
および２４に記憶され、それぞれレジスタ３６お
よび３８の内容と、係数乗算器４０および４２で
乗算するのに使用される。その和は、加算器４４
によつて与えられる。しかし、レジスタ３６およ
び３８への入力は、加算器６０から誘導される
が、この加算器はまたゲート５４を通じて出力も
提供する。加算器６０の出力は、加算器４４の出
力と、波形データ源１０から入力データを受けと
る加算器６２の出力の和から誘導される。その入
力データはまた１クロツク遅延レジスタ６４へ加
えられ、そのレジスタの出力は第２の１クロツク
遅延レジスタ６６へシフトされる。レジスタ６４
の内容は、６８に示すように２進左シフトを行う
ことによつて２倍され、符号に高域通過／低域通
過入力信号に応じて２の補数回路７０によつてセ
ツトされる。加算器７２は、その結果をレジスタ
６６の内容に加算し、その和は第２の入力として
加算器６２に加えられる。第２図に示す実施例
は、標準型のデジタルフイルタに対応するが、第
３図の回路配置は直接型のデジタルフイルタに対
応する。 デジタルフイルタ２０（第１図）の好ましい実
施態様は、第８図に示されており、これは第２図
のデジタルフイルタ回路に似ているが、時分割し
た単一の係数乗算器を利用する。第８図の回路
は、第２図および第３図の回路配置のクロツク周
波数の２倍のサンプリングクロツク周波数を用い
る。この２倍の周波数クロツクは、レジスタセレ
クトゲート７２を制御するトリガ回路７０へ加え
られる。レジスタ選択ゲート７２は、２個の遅延
レジスタ３６および３８を交互に係数乗算器の１
入力へ連結させる。同様に、トリガ回路７０によ
つて制御される係数選択ゲート７４は、２個の係
数メモリ２２および２４の出力を交互に係数乗算
器のもう１方の入力へ連結させる。係数乗算器の
出力は、２つの掛け算の和を蓄積する加算累算器
（加算器・アキユムレータ）７６の１入力へ加え
られる。累算された和は、第２図に関連して上述
したのと同じ方法により加算器３４への１入力と
して加えられ入力データ源１０からの語
（word）へ加えられる。その他の点では第８図の
回路は、第２図のデジタルフイルタ回路と同じで
ある。回路７０は、他のすべてのクロツクパルス
をレジスタ３６および３８へゲートさせ、選択さ
れたクロツク源からの他のすべてのクロツクパル
スをもつこれらのレジスタをシフトされるため入
力データ源１０へゲートさせるためにゲート７８
を制御する点に注目すべきである。 第９図を参照するに、デジタルフイルタを用い
た単音シンセサイザ（monophonic
synthesizer）が示されている。デジタルフイル
タ８０への入力は、一般的に８２に示すデジタル
矩形発生器から誘導される。発生される楽音のピ
ツチの64倍のパルス速度（rate）をもつ選択され
たクロツクが、モジロ64カウンタ８４へ加えられ
る。カウンタが６３から０へ逆算することに、カ
ウンタは制御フリツプ・フロツプ８６をセツトす
るオーバフローパルスを発生させる。すると今度
は制御フリツプ・フロツプが、クロツクパルスを
デジタルフイルタ８０へ通すゲート８８を開け
る。 制御フリツプ・フロツプ８６は、カウンタ８４
のカウント状態と、可変カウントレジスタ９２に
記憶されたデジタル値とを比較する比較器９０の
出力によつてリセツトされる。前記レジスタ９２
はカウント選択入力により０から63の間の間のど
の値にもセツトすることができる。カウント選択
入力は、例えば、それによつて楽器の演算者がシ
ンセサイザの音色効果を制御できる可変カウンタ
レジスタ９２の所望のカウント状態を前もつてセ
ツトするために、奏者が手で制御することもでき
る。 デジタルフイルタ８０は、第２図、第３図、第
８図に関連して上記した方法によつて、係数メモ
リ９４から制御される。デジタルフイルタからの
出力は、音響システム１００へ可聴周波数アナロ
グ信号を与えるためADSR発生器９８によつて変
調されるＤ−Ａ変換器９６へ加えられる。 作動すると、ゲート８８は、64個のクロツクパ
ルスに対応する間隔で周期的にターンオンされる
ことが理解される。このゲートは、可変カウント
レジスタ９２をセツトすることによつて決定され
る多数のパルスの期間オンのまゝになつている。
例えば、もし可変カウントレジスタ９２を32の計
数値（カウント）にセツトすると、ゲートは32個
のクロツクパルスの間に開いたまゝになつてお
り、32クロツクパルスの間に閉ぢる。これは、方
形波状態に対応する。ゲート８８の出力は、その
ゲート８８が閉ぢているか、又はクロツクパルス
をデジタルフイルタへゲートするかどうかに依存
して、デジタルフイルタ８０の入力に対する２個
のデジタル状態の両者、即ち０又は１を印加す
る。従つて、デジタルフイルタへの入力は、選択
されたクロツクにより決定され、楽音鍵盤上で作
動する特定の鍵によつて周波数が制御される繰返
し周波数をもつ方形波のサンプル点に対応する一
連のデジタル値である。 方形波上のサンプル点に対応するデジタルデー
タを発生させる代りに、サンプル点を三角波に対
応させてもよい。そのような回路配置を第１０図
に示す。この場合には、カウンタ１０２は、デジ
タルフイルタ１０４の入力に直接に結合され、修
正されたデジタル情報は、Ｄ−Ａ変換器１０６へ
加えられる。カウンタ１０２は、選択されたクロ
ツクと同期化されている。従つてデジタルフイル
タへ加えられたデジタルサンプル点は、カウンタ
１０２のカウントアツプとともに直線的に増加す
る。カウンタが連続的な計数（カウント）周期中
に最大値までカウントし再び０にリセツトされる
につれて、三角波に対応するサンプル点が発生す
る。 方形波やきよ歯状波ではなく三角波に対応する
サンプル点を使用することによつて、正弦波入力
に対しより近い近似を提供することができる。そ
のような配置を第１１図に示してあるか、そこで
は、アツプ・ダウンカウンタ（up／down
counter）１０８が、デジタル入力をデジタルフ
イルタ１１０へ与える。第１０図のカウンタ１０
２のように最大カウントアツプしそれから０へ戻
るのではなく、このアツプ・ダウンカウンタ１０
８は、選択されたクロツク源からの連続的な入力
クロツクパルスに応じてカウントアツプとカウン
トダウンを交互に行う。従つて、デジタルフイル
タへの入力データは、三角波形を形成するサンプ
ル点に合致する。デジタルデータは、第２図、第
３図、第８図に関連して上記した方法によつて変
更されてからＤ−Ａ変換器１１２へ加えられ、適
当な音響システム１００を駆動させるための可聴
信号に変えられる。 以下本発明の実施の態様を列記する。 １ デジタルフイルタは、可変入力制御信号に応
答して前記周期的波形上の点の振幅を制御し、
デジタルフイルタがしや断する結果的に生じる
周期的波形の高調波を変更する手段を含む特許
請求の範囲記載の装置。 ２ 前記振幅制御手段は複数の係数値を発生させ
る手段および前記の値を変更してデジタルフイ
ルタのしや断周波数を変える手段を含む前記第
１項の装置。 ３ 複数の係数値を発生させる前記手段はセツト
に配列された係数値の表を記憶するアドレス可
能な記憶手段を含み、デジタルフイルタ手段は
テーブルからの１セツトの係数値に応答しデジ
タルフイルタがしや断する前記デジタル語（ワ
ード）源からのデータが発生させた楽音の高調
波を制御する手段を含む前記第２項の装置。 ４ デジタルフイルタ手段の出力に接続され、デ
ジタルフイルタ手段から楽音発生器への所定の
数のデータ点の転送を先づ最初にしや断する一
時的抑制手段を更に含む特許請求の範囲記載の
装置。 ５ 前記データ源からの波形データをデジタル的
にろ波する手段は、 １群の係数値を記憶する第１および第２アド
レス可能メモリ手段と、 直列に接続された第１および第２遅延手段
と、 １入力を前記データ源に接続させ、データが
前記の選択された速度でデータ源から転送され
るにつれてそのデータを受けとる第１加算器手
段とを含み、 第１加算器手段の出力は第１遅延手段に印加
され、 第１アドレス可能メモリ手段の出力および第
１遅延手段の出力に接続された第１乗算器と、 第２アドレス可能メモリ手段の出力および第
２遅延手段の出力に接続された第２乗算器と、 １入力を第１乗算器の出力に接続させ第２入
力を第２乗算器の出力に接続させた第２加算器
手段とを含み、 第２加算器手段の出力は前記第１加算器手段
の入力に接続されており、 第１遅延手段の出力に接続された２進左シフ
ト手段と、 第２遅延手段の出力に接続された第３加算器
手段とを含み、 ２進左シフト手段および第１加算器手段は波
形データをデジタル的にろ波する手段の出力を
形成する、 特許請求の範囲記載の装置。 ６ 入力しや断周波数制御信号の変化に応答し、
第１および第２メモリに記憶された係数のうち
の相異なる選択された係数をアドレスし、波形
データをデジタル的にろ波する手段のしや断特
性を変える手段を更に含む特許請求範囲記載の
装置。 ７ 高域通過フイルタ動作又は低域通過フイルタ
動作を示す２進入力信号に応答し、前記アドレ
ス可能メモリ内の係数のアドレツシング順序を
制御信号に応答して逆にする手段を更に含む前
記第６項の装置。 ８ 前記２進入力信号に応答し、第１係数メモリ
から読出された係数値の２の補数および２進左
シフト手段の出力を選択的に発生させる、又は
発生させない手段を更に含む前記第７項の装
置。 ９ 前記データ源からの波形データをデジタル的
にろ波する手段は １群の係数値を記憶する第１および第２アド
レス可能メモリ手段と、 直列に接続された第１および第２遅延手段
と、 １入力を前記データ源に接続させ、データが
前記の選択された速度でデータ源から転送され
るにつれてそのデータを受けとる第１加算器手
段とを含み、 第１加算器手段の出力は第１遅延手段に印加
され、 第１アドレス可能メモリ手段の出力および第
１遅延手段の出力に接続された第１乗算器と、 第２アドレス可能メモリ手段の出力および第
２遅延手段の出力に接続された第２乗算器と、 １入力を第１乗算器の入力に接続させ第２入
力を第２乗算器の出力に接続させた第２加算器
手段とを含み、 第２加算器手段の出力は前記第１加算器手段
の入力に接続されており、 直列に接続された第３および第４遅延手段を
含み、 前記データ源は第３遅延手段の入力に接続さ
れており、 第３遅延手段の出力に接続された２進左シフ
ト手段と、 第４遅延手段および２進左シフト手段の出力
に接続された加算器手段とを含み、 第３加算器手段および第２加算器手段の出力
は前記第１手段加算器に接続され、波形データ
をデジタル的にろ波する出力を形成する、 特許請求の範囲記載の装置。 10 入力しや断周波数制御信号の変化に応答し、
第１および第２メモリに記憶された係数のうち
の相異なる選択された係数をアドレスし、波形
データをデジタル的にろ波する手段のしや断特
性を変える手段を更に含む前記第９項の装置。 11 高域フイルタ動作又は低域フイルタ動作を示
す２進入力信号に応答し、前記アドレス可能メ
モリ内の係数のアドレツシング順序を制御信号
に応答して逆にする手段を更に含む前記第10項
の装置。 12 前記２進入力信号に応答し、第１係数メモリ
から読出された係数値の２の補数および２進左
シフト手段の出力を選択的に発生させるか又は
発生させない手段を更に含む前記第11項の装
置。
に対して約２の数値を有し、係数A2は低域通過
フイルタ構造に対しては１に等しいが、高域通過
フイルタ構造に対して係数A1は−２の数値を有
し、A2は１に等しいことが注目される。更に、
係数値B1およびB2は等しいが順序が逆になつて
おり、このため同一の組の係数B1およびB2は、
高域通過フイルタ構造、低域通過フイルタ構造の
両方に使用できる点が注目される。これらの係数
は、例えば、デジタルフイルタへの制御信号入力
に応じてアドレスされ、フイルタしや断周波数を
変えて高調波次数を増加させることができる固定
メモリに記憶させることができる。第１表および
第２表はA3の高調波として周波数を示すが、サ
ンプリング周波数の１機能であるピツチ周波数の
正規化作用により、これらの表の数、サンプリン
グ周波数の1/64である基本ピツチ周波数の高調波
に対応するものとして解釈しうる点に注目すべき
である。 第２図を詳細に参照するに、この発明によるデ
ジタルフイルタの好ましい実施例をブロツク図で
示している。第１表および第２表の係数値B1
は、係数メモリ２２に記憶されているが、第１表
および第２表の係数B2は係数メモリ２４に記憶
されている。係数メモリは、入力線２８が受け取
る制御信号に応じてアドレスを発生させるメモリ
アドレスデコーダ２６からのアドレスによつて
個々にアドレスされうる各係数をもつ固定メモリ
であることが望ましい。入力線３０上の２進信号
は、フイルタが高域フイルタとして作動するか或
いは低域フイルタとして作動するかによつて、ど
の係数がメモリから読み出されるかを決定する。 メモリ２２から読み出された係数は、２の補数
回路３２に適用され、この回路は、フイルタが高
域フイルタとして作動するか或いは低域フイルタ
として作動するかによつてどの係数がメモリから
読み出されるかを決定する。メモリ２２から読み
出された係数は、２の補正回路３２に適用され、
この回路はフイルタが高域フイルタとして作動す
るか低域フイルタとして作動するかによつて係数
の符号（sign）を変えたり変えなかつたりする。
波形データ源１０からの波形データは、加算器３
４の１入力に加えられる。すると今度は加算器３
４の出力は、第１図に関連して上記したように選
択された楽音クロツクからのクロツクパルスによ
りサンプリング周波数でシフトされるシフトレジ
スタ３６へ加えられる。レジスタ３６は、１デー
タ点を記憶し、従つて１クロツク遅延として作動
する。レジスタ３６の出力は、第２の１クロツク
遅延を提供する第２のレジスタ３８へシフトされ
る。 シフトレジスタ３６に記憶された語は、その符
号が２の補数回路３２によつてセツトされている
メモリ２２からの係数とともに、係数乗算器４０
の１入力へ加えられる。シフトレジスタ３８中の
語は、メモリ２４からの係数とともに、第２の係
数乗算器４２の１入力へ加えられる。乗算器４０
および４２によつて得られた積は、加算器４４に
より加算され、加算器３４への第２の入力へ加え
られ、波形データ源１０からの現在の語へ加算さ
れる。 第１レジスタの出力は、実際に４６に示すよう
に、２進左方向シフトを行うことにより、係数
A1＝２を乗算される。符号は従つて２の補数回
路４８のセツトであるが、その符号は、デジタル
フイルタが高域通過フイルタとして作動するか低
域通過フイルタとして作動するかによつて決定さ
れる。２の補数回路の出力は、加算器５０への１
入力として加えられる。加算器へのもう一方の入
力は、第２レジスタ３８からえられる。この値に
は通常係数A1＝１が乗算されるので、それは加
算器５０のもう一方の入力へ直接に加えられる。
その結果生じる加算器３４および５０からの出力
は、更に別の加算器５２によつて加算され、フリ
ツプ・フロツプ５６とモジユロ16カウンタ５８で
制御されるゲート５４によつて音調シフトレジス
タ中のなかの適当な１つにゲートされる。カウン
タおよび制御フリツプ・フロツプの目的は、デジ
タルフイルタの初期過渡特性を除去することであ
る。従来のアナログフイルタと同様にデジタルフ
イルタは、入力信号の最初に初期過渡特性を示
す。第１表および第２表に示す係数をもつデジタ
ルフイルタでは、約８〜７クロツクタイムで減衰
（decay）することが判つている。カウンタ５８
は、フリツプ・フロツプ５６をセツトしゲート５
４を開ける前に、16クロツクタイム（時間）まで
実際に計数する。フリツプ・フロツプ５６は、転
送サイクルの初めにリセツト信号によりリセツト
される。 デジタルフイルタは、臨界周波数付近では不安
定な動作を示すので、数字で表わした精度が高け
れば高いほど、臨界周波数へ益々近づくことがで
きる。しかし、フイルタの価格を下げるために、
フイルタの実施にあたつてはできるだけ少数のビ
ツトを使用することもまた望ましいことである。
すぐれた妥協的な設計は、８個の２進ビツトを有
する係数を使用し、制御信号を制限すること、従
つて低域通過フイルタしや断が第３次高調波以下
にならないようにし高域通過フイルタしや断が第
28次高調波以上にならないようにすることである
ことが判つている。 係数メモリに記憶された係数B1およびB2は、
第１表および第２表の最後の欄に示されている利
得（ゲイン）の項によつて修正される。このケイ
ンの項は、デジタルフイルタの挿入損失係数であ
り、しや断周波数の関数である。係数メモリに記
憶された数値は、第１表および第２表に示すゲイ
ン項と係数値の積である。固定メモリに係数を記
憶させる代りにB1、B2および制御信号の関数と
してのゲインを計算する簡単なコンピユータを実
施することができる。適切な近似はB1＝b0＋b1S
であることが判つている。但しb0＝−2.180139、
b1＝0.1308903であり、Ｓは１＜Ｓ＜31の範囲内
の１つの数として表わした制御信号の値である。
B2＝c0＋c1S＋c2S2。但しc0＝0.9965652、c1＝−
0.074192、c2＝0.00244513。利得（ゲイン）＝d0＋
d1S＋d2S2但しd0＝−0.01346086、d1＝
0.006864683、d2＝0.0005903841である。上述し
たように、安定性の理由から、Ｓの値は低域通過
フイルタに対しては最低３、高域通過フイルタに
対しては最高28の範囲に限定すべきである。 第３図は、第２図に関連して上述してある第１
図のデジタルフイルタの別の配置を示す。第２図
と同様に、係数B1およびB2は、係数メモリ２２
および２４に記憶され、それぞれレジスタ３６お
よび３８の内容と、係数乗算器４０および４２で
乗算するのに使用される。その和は、加算器４４
によつて与えられる。しかし、レジスタ３６およ
び３８への入力は、加算器６０から誘導される
が、この加算器はまたゲート５４を通じて出力も
提供する。加算器６０の出力は、加算器４４の出
力と、波形データ源１０から入力データを受けと
る加算器６２の出力の和から誘導される。その入
力データはまた１クロツク遅延レジスタ６４へ加
えられ、そのレジスタの出力は第２の１クロツク
遅延レジスタ６６へシフトされる。レジスタ６４
の内容は、６８に示すように２進左シフトを行う
ことによつて２倍され、符号に高域通過／低域通
過入力信号に応じて２の補数回路７０によつてセ
ツトされる。加算器７２は、その結果をレジスタ
６６の内容に加算し、その和は第２の入力として
加算器６２に加えられる。第２図に示す実施例
は、標準型のデジタルフイルタに対応するが、第
３図の回路配置は直接型のデジタルフイルタに対
応する。 デジタルフイルタ２０（第１図）の好ましい実
施態様は、第８図に示されており、これは第２図
のデジタルフイルタ回路に似ているが、時分割し
た単一の係数乗算器を利用する。第８図の回路
は、第２図および第３図の回路配置のクロツク周
波数の２倍のサンプリングクロツク周波数を用い
る。この２倍の周波数クロツクは、レジスタセレ
クトゲート７２を制御するトリガ回路７０へ加え
られる。レジスタ選択ゲート７２は、２個の遅延
レジスタ３６および３８を交互に係数乗算器の１
入力へ連結させる。同様に、トリガ回路７０によ
つて制御される係数選択ゲート７４は、２個の係
数メモリ２２および２４の出力を交互に係数乗算
器のもう１方の入力へ連結させる。係数乗算器の
出力は、２つの掛け算の和を蓄積する加算累算器
（加算器・アキユムレータ）７６の１入力へ加え
られる。累算された和は、第２図に関連して上述
したのと同じ方法により加算器３４への１入力と
して加えられ入力データ源１０からの語
（word）へ加えられる。その他の点では第８図の
回路は、第２図のデジタルフイルタ回路と同じで
ある。回路７０は、他のすべてのクロツクパルス
をレジスタ３６および３８へゲートさせ、選択さ
れたクロツク源からの他のすべてのクロツクパル
スをもつこれらのレジスタをシフトされるため入
力データ源１０へゲートさせるためにゲート７８
を制御する点に注目すべきである。 第９図を参照するに、デジタルフイルタを用い
た単音シンセサイザ（monophonic
synthesizer）が示されている。デジタルフイル
タ８０への入力は、一般的に８２に示すデジタル
矩形発生器から誘導される。発生される楽音のピ
ツチの64倍のパルス速度（rate）をもつ選択され
たクロツクが、モジロ64カウンタ８４へ加えられ
る。カウンタが６３から０へ逆算することに、カ
ウンタは制御フリツプ・フロツプ８６をセツトす
るオーバフローパルスを発生させる。すると今度
は制御フリツプ・フロツプが、クロツクパルスを
デジタルフイルタ８０へ通すゲート８８を開け
る。 制御フリツプ・フロツプ８６は、カウンタ８４
のカウント状態と、可変カウントレジスタ９２に
記憶されたデジタル値とを比較する比較器９０の
出力によつてリセツトされる。前記レジスタ９２
はカウント選択入力により０から63の間の間のど
の値にもセツトすることができる。カウント選択
入力は、例えば、それによつて楽器の演算者がシ
ンセサイザの音色効果を制御できる可変カウンタ
レジスタ９２の所望のカウント状態を前もつてセ
ツトするために、奏者が手で制御することもでき
る。 デジタルフイルタ８０は、第２図、第３図、第
８図に関連して上記した方法によつて、係数メモ
リ９４から制御される。デジタルフイルタからの
出力は、音響システム１００へ可聴周波数アナロ
グ信号を与えるためADSR発生器９８によつて変
調されるＤ−Ａ変換器９６へ加えられる。 作動すると、ゲート８８は、64個のクロツクパ
ルスに対応する間隔で周期的にターンオンされる
ことが理解される。このゲートは、可変カウント
レジスタ９２をセツトすることによつて決定され
る多数のパルスの期間オンのまゝになつている。
例えば、もし可変カウントレジスタ９２を32の計
数値（カウント）にセツトすると、ゲートは32個
のクロツクパルスの間に開いたまゝになつてお
り、32クロツクパルスの間に閉ぢる。これは、方
形波状態に対応する。ゲート８８の出力は、その
ゲート８８が閉ぢているか、又はクロツクパルス
をデジタルフイルタへゲートするかどうかに依存
して、デジタルフイルタ８０の入力に対する２個
のデジタル状態の両者、即ち０又は１を印加す
る。従つて、デジタルフイルタへの入力は、選択
されたクロツクにより決定され、楽音鍵盤上で作
動する特定の鍵によつて周波数が制御される繰返
し周波数をもつ方形波のサンプル点に対応する一
連のデジタル値である。 方形波上のサンプル点に対応するデジタルデー
タを発生させる代りに、サンプル点を三角波に対
応させてもよい。そのような回路配置を第１０図
に示す。この場合には、カウンタ１０２は、デジ
タルフイルタ１０４の入力に直接に結合され、修
正されたデジタル情報は、Ｄ−Ａ変換器１０６へ
加えられる。カウンタ１０２は、選択されたクロ
ツクと同期化されている。従つてデジタルフイル
タへ加えられたデジタルサンプル点は、カウンタ
１０２のカウントアツプとともに直線的に増加す
る。カウンタが連続的な計数（カウント）周期中
に最大値までカウントし再び０にリセツトされる
につれて、三角波に対応するサンプル点が発生す
る。 方形波やきよ歯状波ではなく三角波に対応する
サンプル点を使用することによつて、正弦波入力
に対しより近い近似を提供することができる。そ
のような配置を第１１図に示してあるか、そこで
は、アツプ・ダウンカウンタ（up／down
counter）１０８が、デジタル入力をデジタルフ
イルタ１１０へ与える。第１０図のカウンタ１０
２のように最大カウントアツプしそれから０へ戻
るのではなく、このアツプ・ダウンカウンタ１０
８は、選択されたクロツク源からの連続的な入力
クロツクパルスに応じてカウントアツプとカウン
トダウンを交互に行う。従つて、デジタルフイル
タへの入力データは、三角波形を形成するサンプ
ル点に合致する。デジタルデータは、第２図、第
３図、第８図に関連して上記した方法によつて変
更されてからＤ−Ａ変換器１１２へ加えられ、適
当な音響システム１００を駆動させるための可聴
信号に変えられる。 以下本発明の実施の態様を列記する。 １ デジタルフイルタは、可変入力制御信号に応
答して前記周期的波形上の点の振幅を制御し、
デジタルフイルタがしや断する結果的に生じる
周期的波形の高調波を変更する手段を含む特許
請求の範囲記載の装置。 ２ 前記振幅制御手段は複数の係数値を発生させ
る手段および前記の値を変更してデジタルフイ
ルタのしや断周波数を変える手段を含む前記第
１項の装置。 ３ 複数の係数値を発生させる前記手段はセツト
に配列された係数値の表を記憶するアドレス可
能な記憶手段を含み、デジタルフイルタ手段は
テーブルからの１セツトの係数値に応答しデジ
タルフイルタがしや断する前記デジタル語（ワ
ード）源からのデータが発生させた楽音の高調
波を制御する手段を含む前記第２項の装置。 ４ デジタルフイルタ手段の出力に接続され、デ
ジタルフイルタ手段から楽音発生器への所定の
数のデータ点の転送を先づ最初にしや断する一
時的抑制手段を更に含む特許請求の範囲記載の
装置。 ５ 前記データ源からの波形データをデジタル的
にろ波する手段は、 １群の係数値を記憶する第１および第２アド
レス可能メモリ手段と、 直列に接続された第１および第２遅延手段
と、 １入力を前記データ源に接続させ、データが
前記の選択された速度でデータ源から転送され
るにつれてそのデータを受けとる第１加算器手
段とを含み、 第１加算器手段の出力は第１遅延手段に印加
され、 第１アドレス可能メモリ手段の出力および第
１遅延手段の出力に接続された第１乗算器と、 第２アドレス可能メモリ手段の出力および第
２遅延手段の出力に接続された第２乗算器と、 １入力を第１乗算器の出力に接続させ第２入
力を第２乗算器の出力に接続させた第２加算器
手段とを含み、 第２加算器手段の出力は前記第１加算器手段
の入力に接続されており、 第１遅延手段の出力に接続された２進左シフ
ト手段と、 第２遅延手段の出力に接続された第３加算器
手段とを含み、 ２進左シフト手段および第１加算器手段は波
形データをデジタル的にろ波する手段の出力を
形成する、 特許請求の範囲記載の装置。 ６ 入力しや断周波数制御信号の変化に応答し、
第１および第２メモリに記憶された係数のうち
の相異なる選択された係数をアドレスし、波形
データをデジタル的にろ波する手段のしや断特
性を変える手段を更に含む特許請求範囲記載の
装置。 ７ 高域通過フイルタ動作又は低域通過フイルタ
動作を示す２進入力信号に応答し、前記アドレ
ス可能メモリ内の係数のアドレツシング順序を
制御信号に応答して逆にする手段を更に含む前
記第６項の装置。 ８ 前記２進入力信号に応答し、第１係数メモリ
から読出された係数値の２の補数および２進左
シフト手段の出力を選択的に発生させる、又は
発生させない手段を更に含む前記第７項の装
置。 ９ 前記データ源からの波形データをデジタル的
にろ波する手段は １群の係数値を記憶する第１および第２アド
レス可能メモリ手段と、 直列に接続された第１および第２遅延手段
と、 １入力を前記データ源に接続させ、データが
前記の選択された速度でデータ源から転送され
るにつれてそのデータを受けとる第１加算器手
段とを含み、 第１加算器手段の出力は第１遅延手段に印加
され、 第１アドレス可能メモリ手段の出力および第
１遅延手段の出力に接続された第１乗算器と、 第２アドレス可能メモリ手段の出力および第
２遅延手段の出力に接続された第２乗算器と、 １入力を第１乗算器の入力に接続させ第２入
力を第２乗算器の出力に接続させた第２加算器
手段とを含み、 第２加算器手段の出力は前記第１加算器手段
の入力に接続されており、 直列に接続された第３および第４遅延手段を
含み、 前記データ源は第３遅延手段の入力に接続さ
れており、 第３遅延手段の出力に接続された２進左シフ
ト手段と、 第４遅延手段および２進左シフト手段の出力
に接続された加算器手段とを含み、 第３加算器手段および第２加算器手段の出力
は前記第１手段加算器に接続され、波形データ
をデジタル的にろ波する出力を形成する、 特許請求の範囲記載の装置。 10 入力しや断周波数制御信号の変化に応答し、
第１および第２メモリに記憶された係数のうち
の相異なる選択された係数をアドレスし、波形
データをデジタル的にろ波する手段のしや断特
性を変える手段を更に含む前記第９項の装置。 11 高域フイルタ動作又は低域フイルタ動作を示
す２進入力信号に応答し、前記アドレス可能メ
モリ内の係数のアドレツシング順序を制御信号
に応答して逆にする手段を更に含む前記第10項
の装置。 12 前記２進入力信号に応答し、第１係数メモリ
から読出された係数値の２の補数および２進左
シフト手段の出力を選択的に発生させるか又は
発生させない手段を更に含む前記第11項の装
置。
第１図は、スライド式フオルマントフイルタを
具えたデジタル楽音発生器のブロツク図である。
第２図は、本発明によるデジタルフイルタの概略
ブロツク図である。第３図は、デジタルフイルタ
の別の回路の概略ブロツク図である。第４乃至第
７図は、第２図に示した型の低域通過型フイルタ
および高域通過型フイルタの周波数レスポンス特
性曲線である。第８図は、デジタルフイルタの更
に別の実施例の概略ブロツク図である。第９乃至
第１１図は、本発明の他の実施例のブロツク図で
ある。 第１図において、１０は主レジスタ回路、１１
はクロツク選択回路、２０はデジタルフイルタ、
２１はデータ選択回路、１５，１６は音調シフト
レジスタ、１３，１４は音調クロツク、１７，１
８はＤ−Ａ変換器、１２は音響システム。
具えたデジタル楽音発生器のブロツク図である。
第２図は、本発明によるデジタルフイルタの概略
ブロツク図である。第３図は、デジタルフイルタ
の別の回路の概略ブロツク図である。第４乃至第
７図は、第２図に示した型の低域通過型フイルタ
および高域通過型フイルタの周波数レスポンス特
性曲線である。第８図は、デジタルフイルタの更
に別の実施例の概略ブロツク図である。第９乃至
第１１図は、本発明の他の実施例のブロツク図で
ある。 第１図において、１０は主レジスタ回路、１１
はクロツク選択回路、２０はデジタルフイルタ、
２１はデータ選択回路、１５，１６は音調シフト
レジスタ、１３，１４は音調クロツク、１７，１
８はＤ−Ａ変換器、１２は音響システム。
Claims (1)
- １ 楽音の波形を定める一連の点の振幅に対応す
るデジタルデータ源と、該デジタルデータ源から
のデータを受けとり所定の時間順序でデジタル的
に前記データをろ波するデジタルフイルタ手段
と、Ｄ−Ａ変換手段と、前記デジタルデータ源か
らのデータを前記デジタルフイルタ手段を通し前
記Ｄ−Ａ変換手段へ転送する転送手段とを具え、
該転送手段は前記デジタルフイルタ手段からの初
期データ点の所定数をＤ−Ａ変換手段へ転送する
のを禁止する手段を有し、また前記転送手段は楽
音周波数に比例した速度でデータを転送するよう
にし、さらに前記デジタルフイルタ手段はデジタ
ルフイルタの特性を制御するデジタル制御手段を
有することを特徴とするデジタルスライド型フオ
ルマントフイルタを使用する楽音発生器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/839,916 US4267761A (en) | 1977-10-06 | 1977-10-06 | Musical tone generator utilizing digital sliding formant filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5459922A JPS5459922A (en) | 1979-05-15 |
| JPS6243199B2 true JPS6243199B2 (ja) | 1987-09-11 |
Family
ID=25280974
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12312378A Granted JPS5459922A (en) | 1977-10-06 | 1978-10-05 | Musical tone generator using digital slide type formant filter |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4267761A (ja) |
| JP (1) | JPS5459922A (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5746295A (en) * | 1980-09-05 | 1982-03-16 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
| US4351218A (en) * | 1981-04-02 | 1982-09-28 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co., Ltd. | Recursive formant generator for an electronic musical instrument |
| JPS57176096A (en) * | 1981-04-23 | 1982-10-29 | Nippon Musical Instruments Mfg | Electronic musical instrument |
| JPS58111096A (ja) * | 1981-12-25 | 1983-07-01 | ヤマハ株式会社 | 電子楽器のデイジタルフイルタ装置 |
| JPS5944096A (ja) * | 1982-09-06 | 1984-03-12 | ヤマハ株式会社 | 電子楽器のデイジタルフイルタ装置 |
| JPS6031189A (ja) * | 1983-07-30 | 1985-02-16 | カシオ計算機株式会社 | 楽音発生装置 |
| JPS6052895A (ja) * | 1983-09-02 | 1985-03-26 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生装置 |
| JPS6153839A (ja) * | 1984-08-23 | 1986-03-17 | Sony Corp | 波形整形装置 |
| JPH079588B2 (ja) * | 1984-08-31 | 1995-02-01 | ヤマハ株式会社 | 楽音発生装置 |
| JPH0631968B2 (ja) * | 1984-10-30 | 1994-04-27 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生装置 |
| US5036541A (en) * | 1988-02-19 | 1991-07-30 | Yamaha Corporation | Modulation effect device |
| JP2580821B2 (ja) * | 1990-02-20 | 1997-02-12 | ヤマハ株式会社 | 楽音波形信号形成装置 |
| JP2623942B2 (ja) * | 1990-09-05 | 1997-06-25 | ヤマハ株式会社 | 楽音信号発生装置 |
| FR2702896B1 (fr) * | 1993-03-17 | 1995-06-09 | Sgs Thomson Microelectronics | Generateur multifrequence programmable. |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5140115A (ja) * | 1974-07-25 | 1976-04-03 | Nippon Musical Instruments Mfg |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3515792A (en) * | 1967-08-16 | 1970-06-02 | North American Rockwell | Digital organ |
| US3878749A (en) * | 1972-12-12 | 1975-04-22 | Allen Organ Co | Walsh function tone generator and system |
| GB1503613A (en) * | 1974-03-06 | 1978-03-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Electronic musical instruments |
| JPS5251926A (en) * | 1975-10-23 | 1977-04-26 | Nippon Gakki Seizo Kk | Electronic musical instrument |
| US4101964A (en) * | 1976-01-08 | 1978-07-18 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Digital filter for pulse code modulation signals |
| US4122742A (en) * | 1976-08-03 | 1978-10-31 | Deutsch Research Laboratories, Ltd. | Transient voice generator |
| JPS5376726A (en) * | 1976-12-20 | 1978-07-07 | Toshiba Corp | Synchronizing system digital filter |
-
1977
- 1977-10-06 US US05/839,916 patent/US4267761A/en not_active Expired - Lifetime
-
1978
- 1978-10-05 JP JP12312378A patent/JPS5459922A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5140115A (ja) * | 1974-07-25 | 1976-04-03 | Nippon Musical Instruments Mfg |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4267761A (en) | 1981-05-19 |
| JPS5459922A (en) | 1979-05-15 |
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